KR20220085812A - Ac-dc 변환기 회로 - Google Patents

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KR20220085812A
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마틴 안드레아스 올슨
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에피노바테크 에이비
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Abstract

전기 배터리의 고전력 충전을 위한 AC-DC 변환기 회로(100)가 제공된다. 회로는, 제1 노드 및 제2 노드를 포함하는 입력 정류기를 포함한다. 입력 정류기(110)는, 제1 노드(112)에서 AC 전압을 수신하고, 제2 노드(114)에서 정류된 전압을 제공하도록 구성된다. 회로는, 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)를 포함하는 제1 트랜지스터(120)를 더 포함한다. 제1 드레인 노드는 입력 정류기의 제2 노드에 연결된다. 제1 게이트 노드는 접지 노드(170)에 연결된다. 회로는, 제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)를 포함하는 제2 트랜지스터(130)를 더 포함한다. 제2 드레인 노드는 제1 소스 노드에 연결된다. 제2 트랜지스터는 제1 트랜지스터에 재료적으로 대응한다. 회로는, 제2 트랜지스터에 스위칭 파형을 제공하기 위해 제2 게이트 노드에 연결되는 듀티 사이클 제어 유닛(140)을 더 포함한다. 회로는, 제2 소스 노드 또는 제1 소스 노드에 연결된 출력 정류기(150)를 더 포함한다. 회로는, 제2 소스 노드 또는 출력 정류기의 출력 노드(151)에 연결된 출력 전자 필터(160)를 더 포함한다. AC-DC 변환기 장치, 전기 배터리 충전 방법, 및 회생 제동 시스템이 또한 제공된다.

Description

AC-DC 변환기 회로
본 발명은 교류(AC)를 직류(DC)로 변환하는 회로 및 장치에 관한 것이다. 특히, 전기 자동차 및 스마트폰의 고속 충전을 위한 AC-DC 변환기 회로에 관한 것이다.
전자 및 전기 장치, 도구, 및 차량은 종종 전기 그리드에 직접 연결되지 않은 경우에도 사용할 수 있도록 전하를 저장하기 위한 전기 배터리를 필요로 한다. 전기 배터리는 직류로만 충전할 수 있는 반면, 전기 그리드는 교류를 공급한다.
전기 자동차는, 전기 자동차 내부에 온보드(on-board) 충전기를 보유하고 있으며, 온보드 충전기와 전기 자동차(EV) 배터리를 그리드 또는 주 전원 공급 장치에 연결하여 일반적으로 6.6 또는 22kW의 전력으로 충전할 수 있다. 전기 그리드의 전력으로 EV 배터리의 전하를 보충하려면, 먼저 전류(또는 전압)를 AC에서 DC로 변환해야 한다. 변환은 온보드 충전기 내의 AC-DC 변환기 회로를 사용하여 수행할 수 있다. 온보드 충전기의 크기 및 그에 따른 AC-DC 변환기 회로 크기는 차량 내부에 맞도록 제한되어 있으므로, 일반 가솔린 차량에 연료를 급유하는 시간보다 훨씬 긴 최대 8시간의 전기 자동차 충전 시간을 요하는 저전력 충전으로 제한된다. DC 고속 충전은, 대신 전기 자동차 외부에서 훨씬 더 높은 전력(즉, ~50에서 350kW)의 AC-DC 전력 변환을 통해 저전력 온보드 충전기를 우회한다.
AC-DC 변환기 회로는, 예를 들어, 전류를 정류하는 정류 부분과, 실질적으로 고정된 레벨로 정류된 전류를 안정화하는 벅/부스트(buck/boost) 변환기 부분을 특징으로 한다. 벅/부스트 변환기는 일반적으로, 스위칭 트랜지스터를 포함하는 스위칭 부분, 및 전류를 본질적으로 평균화하기 위해 커패시터 및 인덕턴스의 과도 동작(transient behavior)을 이용할 수 있는 플라이휠(flywheel) 회로 부분을 포함한다. 스위칭 트랜지스터는 일반적으로 게이트에서 구형파(square wave)를 수신하여, 트랜지스터가 정류된 전류에 대한 주기적인 스위치로 작동하게 된다. 보다 정적인 출력 전류를 얻으려면 빠른 스위칭이 바람직하다. 그러나, 스위칭 트랜지스터의 기생 커패시턴스는 스위칭 속도를 감소시킬 수 있으며, 정적 전류를 얻기 위해 플라이휠 회로의 변형이 요구된다. 기생 커패시턴스는 또한 스위칭 사이클당 열 손실을 증가시켜 변환 효율을 감소시킨다. 더불어, 일반적으로 사용되는 표준적인 실리콘(Si) 기반 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)는 효율적인 전력 변환을 위한 스케일링 및 스위칭 속도 측면에서 한계에 도달하고 있다. 따라서, 크고 육중하며 값비싼 수제 수동 부품을 필요로 하는 낮은 스위칭 속도의 일반적인 실리콘 MOSFET으로 인해 고전력용 전력 전자 장치의 소형화가 제한된다. 이러한 수동 부품은 또한 EV뿐만 아니라 온보드 충전기에 상당한 무게를 추가한다. 또한, 예를 들어 스마트폰 및 노트북용 벽면 충전기도 같은 문제가 있다. 그러나, 서로 다른 재료로 만들어진 서로 다른 유형의 트랜지스터를 집적하는 것은 어려움이 있을 수 있다. 또한, 높은 전력에서 배터리를 충전하는 것은, 배터리의 발열, 가스 형성, 및 특정 배터리 화학에 고유한 비가역적인 기생 화학반응과 같이 아직 충분히 보완되지 못한 문제가 있다. 따라서, 배터리의 고전력 충전을 위한 효율적이고 소형화된 전력 변환기를 제공하는 데 있어, 해당 기술 분야 내에서 개선의 여지가 있다.
상기의 관점에서, 본 발명의 목적은 AC-DC 변환과 관련된 상술한 문제 및 기타 문제 중 일부를 적어도 완화하는 것이다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 전기 배터리의 고전력 충전을 위한 AC-DC 변환기 회로가 제공된다. 회로는, 제1 노드 및 제2 노드를 포함하는 입력 정류기(input rectifier)를 포함한다. 입력 정류기는, 제1 노드에서 AC 전압을 수신하고 제2 노드에서 정류된 전압을 제공하도록 구성된다. 회로는, 제1 트랜지스터를 더 포함하며, 제1 트랜지스터는 공핍형 트랜지스터이고, 제1 게이트 노드, 제1 소스 노드, 및 제1 드레인 노드를 포함한다. 제1 드레인 노드는 입력 정류기의 제2 노드에 연결된다. 제1 게이트 노드는 접지 노드(ground node)에 연결된다. 회로는, 제2 게이트 노드, 제2 소스 노드, 및 제2 드레인 노드를 포함하는 제2 트랜지스터를 더 포함한다. 제2 드레인 노드는 제1 소스 노드에 연결된다. 제2 트랜지스터는 제1 트랜지스터에 재료적으로(materially) 대응한다. 회로는, 제2 트랜지스터에 스위칭 파형을 제공하기 위해, 제2 게이트 노드에 연결된 듀티 사이클 제어 유닛(duty cycle control unit)을 더 포함한다. 회로는, 제2 소스 노드 또는 제1 소스 노드에 연결된 출력 정류기를 더 포함한다. 회로는, 제2 소스 노드 또는 출력 정류기의 출력 노드에 연결된 출력 전자 필터를 더 포함한다.
발명자는, 상시 ON(트랜지스터 채널이 개방됨)상태인 접지 게이트(제1) 트랜지스터를 사용하여, 제2 드레인 노드(제1 소스 노드에 연결됨)에서 기생 커패시턴스를 감소시킬 수 있다는 것을 깨달았다. 제1 트랜지스터는 본질적으로 제1 드레인 노드와 제1 소스 노드 사이의 전도에 대한 특정 저항을 갖는 저항기 역할을 한다. 이는 유효 노드 크기를 줄이고, 그에 따라, 예를 들어 제2 드레인 노드와 제2 게이트 노드 사이의 기생 커패시턴스에 기여하는 면적 또한 감소시킬 수 있다. 기생 커패시턴스를 감소시키는 것은 제2 트랜지스터의 스위칭 속도를 증가시킬 수 있다. 이는, 스위칭이 완료되기 전에 충전되어야 하는 기생 커패시턴스가 감소하며, 동일한 전압에서는 작은 커패시턴스가 충전하는 데 더 짧은 시간이 걸리기 때문이다. 이는 또한 열 손실을 줄이고 스위칭 효율을 개선시킬 수 있다. 개선된 스위칭 효율은 또한, AC-DC 변환 효율을 개선시킬 수 있고, 궁극적으로는, 예를 들어 전기 배터리의 충전 속도를 더 빠르게 할 수 있다. 더불어, 스위치 모드 전원 공급 장치를 통한 고전력 변환은, 사용되는 트랜지스터의 높은 스위칭 주파수에서 효율적인 전력 변환을 얻기 위해 작은 기생 커패시턴스를 필요로 한다. 본 발명자는 또한, 전기 자동차 내부에 효율적으로 장착되도록 소형화된 AC-DC 온보드 전력 변환기를 통한 고전력 변환이 제공될 수 있다는 것을 깨달았다. 증가된 스위칭 주파수는, 수동 부품(인덕터, DC-링크 커패시터)의 크기를 줄임으로써 보다 소형이고 가벼운 스위치 모드 전원 공급 장치를 가능하게 한다. 전기 자동차 주행거리는 무게에 민감하며, 배터리는 이미 무게의 큰 원인이 된다. 따라서 무게를 감소시키는 어떤 요소라도 바람직하다. 또한, 발명자는, 유사한 재료 및 소자 설계를 사용하여 2개의 트랜지스터를 형성하는 것이 집적 작업을 단순화하고 소자 다운스케일 및 AC-DC 전력 변환기의 소형화에 대한 전망을 개선할 수 있다는 것을 깨달았다. 예를 들어, 동일한 재료를 사용하는 소자는 동일한 공정 단계에서 동시에 제작될 수 있다. 또한, 서로 다른 재료의 소자를 결합하는 데 필요한 전이(transition), 버퍼, 및/또는 스페이서(spacer) 구조를 피할 수 있으므로, 소자가 서로 매우 근접하게 생성될 수 있다. 접지 게이트 트랜지스터는, 마이크로전자공학 규모에서 효율적으로 달성하고 집적하기 어려울 수 있는 기존의 저항기와 비교할 때 특히 이점을 제공한다.
전류 및 전압이라는 용어는, 회로의 동일한 노드 사이의 전기 신호를 가리킬 수 있다. 이러한 경우, 두 용어는 옴의 법칙을 적용하여 서로 연관되는 것으로 이해되어야 한다. 교류(AC) 전압이라는 용어는, 피크 진폭 전압(절대값이거나 또는 그렇지 않음), 피크 대 피크 전압, 제곱 평균 제곱근(RMS) 전압, 또는 오실레이팅(oscillating) 전압을 나타내는 다른 방식을 가리킬 수 있다. 이에 따라, 직류(DC) 전압이라는 용어는, 실질적으로 정적인(static) 전압 레벨, 또는 적어도 실질적인 주기적 오실레이트가 없는 전압 레벨을 가리킬 수 있다. 정류된 전압이라는 용어는, 여전히 주기성 또는 일종의 과도 동작을 갖지만 극성을 전환하지 않는 전압 레벨을 가리킬 수 있다. AC-DC 변환은, 임의의 AC 전압이 임의의 DC 전압으로 변환됨을 의미한다. 즉, 전압 레벨이 변할 수 있다.
정류기라는 용어는, 한 방향으로만 전류를 전달하는 임의의 장치 또는 회로를 가리킬 수 있다. 다이오드는 정류기의 단순한 예이다. 트랜지스터라는 용어는, 게이트 노드에서의 전기 신호(예: 전압)를 기반으로 소스 노드와 드레인 노드 사이를 전도(conduct)하는 전기 스위치를 가리킨다. 앞서 이미 언급된 MOSFET, 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT), 때때로 이종접합 전계 효과 트랜지스터(HFET)라고도 하는 고 전자 이동도 트랜지스터(HEMT)와 같이 다양한 유형의 트랜지스터가 존재한다. 서로 다른 트랜지스터 유형에 따라 작동 및 요구 사항이 변한다. 일반적으로 트랜지스터는 조건부 전도성을 얻기 위해 불순물이 도핑된 결정질 반도체 재료로 형성된다. 트랜지스터는 일반적으로 반도체 기판을 기반으로 하여 고급 전자 디지털 및 아날로그 회로를 형성하기 위해 집단으로(en masse) 집적된다. MOSFET 및 HEMT와 같은 많은 트랜지스터 유형은 드레인-소스 대칭을 특징으로 할 수 있다. 즉, 무엇을 드레인 및 소스라고 지칭하는가는 단지 관례에 따른다. 예를 들어, 회로의 일반적인 MOSFET의 소스 및 드레인 연결을 뒤집는(flipping)것은 회로 작동에 아무 영향을 미치지 않을 수 있다. 트랜지스터들이 서로 재료적으로 대응한다는 표현은, 트랜지스터들이 동일한 재료를 포함하거나 적어도 유사한 재료 시스템에 기초한 것으로 이해될 수 있다.
듀티 사이클 제어 유닛이라는 용어는, 구형파와 같은 주기적인 파형을 출력하는 장치를 가리킬 수 있다. 파형의 높은 부분과 낮은 부분의 지속 시간 사이의 비를 이용하여 출력 DC 레벨을 제어할 수 있다. 듀티 사이클 제어 유닛은, 회로에 의해 출력되는 측정된 DC 전압에 기반하여 파형을 변경하도록 적응될 수 있다. 듀티 사이클 제어 유닛을 사용하여 제2 트랜지스터를 스위칭하는 것은, DC 출력이, 예를 들어 정전류 또는 정전압 특징을 갖도록 제어할 수 있으므로 이점이 있을 수 있다. 전자 필터라는 용어는, 주파수와 같은 파라미터를 기반으로 전기 신호를 필터링하는 수단으로서 기능하는 단일 부품 또는 회로의 작은 부분을 가리킬 수 있다. 예를 들어, 인덕터 및 커패시터는 전자 필터에서 사용될 수 있다. 인덕터 및 커패시터 충전 동작은 과도적(transient)이므로, 이를 포함하는 회로는 주파수 신호의 변화에 다르게 반응한다. 이는, 예를 들어, 저역 통과, 고역 통과, 및 대역 통과 필터를 생성하는 데 사용될 수 있다.
노드라는 용어는, 소정의 전하, 전압 값, 또는 그를 통해 흐르는 전류를 특징으로 하는 회로 내의 전기 노드를 가리키는 것으로 이해되어야 한다. 가장 일반적으로, 노드는 회로 내 소자 및 부품 사이의 금속 상호 연결 노드를 나타내지만, 노드는 다른 방식으로도 이해될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예에서는 반도체 재료의 일부분 또는 일부 공간이 노드로서 작용할 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 제1 및 제2 트랜지스터는 모두 HEMT이다. 대안적으로, 제1 및 제2 트랜지스터 중 하나가 HEMT일 수 있다. 그러나 두 트랜지스터가 모두 HEMT인 실시예에서는 두 트랜지스터가 동시에 형성되고 인접하여 집적될 수 있다. HEMT는, 명칭에서 알 수 있듯이, 일반적으로 더 나은 전자 전달을 제공하므로 동일한 부피의 반도체 재료에 대하여 더 높은 전류를 허용한다. 이는 HEMT가 캐리어 층 및 장벽 층 사이의 계면에서 소위 2차원 전자 가스(2DEG)를 활용하는 데 기인할 수 있다. 장벽 층에 가장 가깝게 대응되는 층으로 산화물을 사용하는 MOSFET과 비교할 때, HEMT의 장벽 층은 종종 캐리어 층보다 밴드 갭이 큰 반도체이다. 2DEG는, 본질적으로 2차원인 평면이 전하 캐리어(예: 트랜지스터의 소스와 드레인 영역 사이의 전자)에 대하여 증가된 평균 자유 경로(MFP)를 제공하기 때문에 개선된 전자 전달을 제공한다.
일부 실시예에 따르면, 제1 및 제2 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터이다. 대안적으로, 제1 및 제2 트랜지스터 중 하나가 질화갈륨 트랜지스터일 수 있다. 질화갈륨 트랜지스터라는 용어는, 질화갈륨(GaN) 또는 III족 질화물(III-N) 재료 시스템의 재료를 특징으로 하거나, 이를 기반으로 하는 다양한 유형의 트랜지스터(예: MOSFET 또는 HEMT)를 가리킬 수 있다. 상기 용어는 또한, GaN을 포함하는 트랜지스터의 캐리어 또는 채널 층을 가리킬 수 있다. 두 트랜지스터가 모두 질화갈륨 트랜지스터인 실시예에서는, 두 트랜지스터가 동시에 형성되고 인접하여 집적될 수 있다. 질화갈륨 트랜지스터는, GaN 특유의 재료 특성으로 인한 이점을 가질 수 있다. GaN은 실리콘에 비해 우수한 전자 이동도를 가져, 보다 낮은 열 손실로 보다 효율적인 전도를 제공한다. 트랜지스터와 같은 GaN 소자는, 대응하는 Si 소자에 비해 소형으로 만들어질 수 있으면서도 그 성능을 유지한다. 따라서 GaN 소자는 제작 비용이 더 저렴할 수 있다. GaN 소자는 일반적으로 Si 소자보다 더 높은 항복 전압을 보이므로, ~400V에서 전기 자동차 배터리를 충전하는 것과 같은 고전압 용도에 적합하다. GaN 소자는 Si 소자보다 더 높은 스위칭 주파수를 가능하게 할 수 있다. GaN 트랜지스터는 또한 Si 소자보다 더 효율적인 스위칭을 제공할 수 있다. GaN 트랜지스터는 고전력 변환 용도에 이점을 가질 수 있다.
고전력 변환은, 실리콘 트랜지스터의 경우 열 측면에서 고주파에서 큰 스위칭 손실을 유발한다. 고전력에서 실리콘 트랜지스터로 스위칭하는 것은 보다 크고 육중한 용량성(capacitive) 및 유도성(inductive) 부품을 필요로 한다. 빠른 스위칭을 얻기 위해서는 기생 커패시턴스를 감소시켜야 하며, 그렇지 못할 경우 스위칭 시간의 지연을 초래한다.
일부 실시예에 따르면, 입력 정류기는 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 반파 정류기이다. 반파 정류기는, AC 전압의 절반, 즉 음극 또는 양극의 전압을 전달하는 정류기이다. 이러한 정류기는 매우 소형으로 복잡하지 않게 만들어질 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 입력 정류기는 적어도 2개의 다이오드를 포함하는 전파 정류기이다. 입력 정류기는 제3 노드를 더 포함한다. 입력 정류기는, 제1 노드와 제3 노드 사이에서 AC 전압을 수신하도록 구성된다. 전파 정류기는, 교류 전압의 절반은 그대로 전달하고, 나머지 절반을 같은 극성으로 변환하여 변환된 절반 또한 전달하는 정류기이다. 대안적으로, 전파 정류기는 시간이 지남에 따라 입력 AC 전압의 절대값을 출력하는 것으로 볼 수 있다. 따라서, 전파 정류기는 일반적으로 최초 AC 전압을 더 많이 정류한다. 따라서, 더 많은 전기 에너지도 변환된다. 전파 정류기는, 일반적으로 반파 정류기보다는 크지만, 여전히 비교적 소형으로(예: 2개 또는 4개의 다이오드를 사용하여) 복잡하지 않게 만들어질 수 있다. 풀 브리지(full bridge) 및 다이오드 브리지는, 브리지 회로에 배열된 4개 이상의 다이오드를 사용하는 전파 정류기와 연관된 대안적인 명명법이다.
일부 실시예에 따르면, AC-DC 변환기 회로는, 출력 전압 레벨을 모니터링하기 위한 제어 회로를 더 포함한다. 제어 회로는, 모니터링된 출력 전압 레벨에 기반하여 듀티 사이클 제어 유닛에 피드백을 제공하도록 구성된다. 제어 회로 피드백은 AC-DC 변환기 회로의 출력 DC 전압 레벨을 원하는 고정 전압 레벨로 설정하고 안정화하는 데 사용될 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터는 동일한 기판 층 구조상에 모놀리식(monolithically) 집적된다. 이와 관련하여, 모놀리식이란, 동일한 반도체 기판(예: 웨이퍼)상에 집적되어 형성된 트랜지스터를 갖는 것을 의미한다. 이에 따라 회로의 크기 및 비용이 감소될 수 있다. 더불어, 2개의 트랜지스터의 모놀리식 집적은 중간 노드(제1 소스 노드/제2 드레인 노드) 크기의 감소를 가능하게 하고, 따라서 연관된 기생 커패시턴스를 더 감소시킬 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 기판 층 구조는 실리콘 기판 층을 포함한다. 실리콘(Si) 기판, 예를 들어 웨이퍼는, 일반적으로 제조 비용이 저렴하고 제조가 덜 복잡하다. Si는 전자 산업의 기준이며, 따라서 다른 회로 및 전자 제품과의 밀접한 집적을 위해 이러한 기판상에 AC-DC 변환기 회로를 결합하는 것이 이점을 가진다. 이것은 Si를 기반으로 하지 않는 소자, 예를 들어 GaN 기반 소자의 경우에도 마찬가지이다. 특히, 종래의 GaN 소자는 사파이어(α-Al2O3)나 탄화규소(SiC)와 같은 고가의 복잡한 기판 재료를 필요로 한다.
일부 실시예에 따르면, 출력 정류기는 질화갈륨 다이오드이다. 입력 정류기의 모든 다이오드(있는 경우)는, 질화갈륨 다이오드이다. 이는, 특히 GaN 트랜지스터가 사용된다면, 다이오드 및 트랜지스터가 보다 밀접하게 집적될 수 있으므로 이점을 가질 수 있다. 예를 들어, 다이오드 및 트랜지스터는 이러한 방식으로 동일한 반도체 재료 상에 병렬로 형성될 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 제1 트랜지스터는, 기판 층 구조 위의 제1 캐리어 층 구조 및 제1 캐리어 층 구조 위의 제1 장벽 층 구조를 포함한다. 제1 게이트 노드 및 제1 드레인 노드는 제1 장벽 층 구조 위에 위치한다. 노드들은 스페이서 구조에 의해 물리적으로 분리된다. 마찬가지로, 제2 트랜지스터는, 기판 층 구조 위의 제2 캐리어 층 구조 및 제2 캐리어 층 구조 위의 제2 장벽 층 구조를 포함한다. 제2 게이트 노드 및 제2 소스 노드는 제2 장벽 층 구조 위에 위치한다. 노드들은 스페이서 구조에 의해 물리적으로 분리된다. 제1 및 제2 캐리어 층 구조는 제1 반도체 재료를 포함한다. 제1 및 제2 장벽 층 구조는 제2 반도체 재료를 포함한다.
캐리어 및 장벽 층 구조는 서로 다른 반도체 재료를 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 스페이서 구조라는 용어는, 유전체와 같이 실질적으로 비전도성인 물리적 구조로 이해되어야 한다. 이와 같이 층 구조, 노드, 및 스페이서를 배열함으로써 HEMT 또는 HFET 소자의 형성이 가능하다.
일부 실시예에 따르면, 제1 캐리어 층 구조는 스페이서 구조에 의해 제2 캐리어 층 구조와 물리적으로 분리된다. 제1 장벽 층 구조는 동일한 스페이서 구조에 의해 제2 장벽 층 구조와 물리적으로 분리된다. 따라서 두 소자 간의 간섭 및/또는 누출이 최소화될 수 있다.
일부 실시예에 따르면, 제1 캐리어 층 구조는 제2 캐리어 층 구조에 연결된다. 마찬가지로, 제1 장벽 층 구조는 제2 장벽 층 구조에 연결된다. 이에 따라 소자의 복잡성이 경감될 수 있고, 예를 들어, 반도체 에칭(etching) 또는 트렌치 형성을 피할 수 있기 때문에 제작 복잡성이 경감될 수 있다. 이는 GaN 기반 소자에 특히 이점을 가진다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 제1 양태에 따른 AC-DC 변환기 회로를 포함하는 AC-DC 변환기 장치가 제공된다. 장치는, AC 전압 소스로부터 AC 전압을 수신하기 위한 인터페이스 및 DC 전압을 전기 배터리에 제공하기 위한 인터페이스를 더 포함한다. 전기 배터리는, 전기 자동차의 전기 배터리 또는 모바일 전자 장치의 전기 배터리일 수 있다.
이러한 장치는, 전기 배터리의 전기 충전에 적합하다는 이점을 가질 것이다. 또한, 변환기 회로의 AC-DC 변환 효율과 관련하여 앞서 언급한 모든 개선 사항이 AC-DC 변환기 장치에 내재된다. 이중 상 충전(dual-phase charging), 즉, 초기의 정전류 충전 기간에 이어서 정전압 충전 기간을 거치는 방식은, 배터리에 과도한 부담을 주지 않으면서 빠른 배터리 충전을 제공하므로 이점을 가질 수 있다. 이러한 이중 상 충전은, 제시된 AC-DC 변환기 장치에 의해 사용될 수 있다. 장치(및 변환기 회로)는 이중 상(정전류, 정전압) 충전을 위해 구성될 수 있다. AC 입력 및 DC 출력을 위한 인터페이스는, 가장 간단한 형태로서는, 전기 단자 노드로 이해될 수 있다. 입력 인터페이스는, 예를 들어, 전기 그리드에서 AC 전압을 수신하는 데 적합하도록 만들어질 수 있다.
AC-DC 변환기 장치는, 전기 자동차의 전기 배터리에 DC 전압을 제공하도록 구성될 수 있다. AC에서 DC로의 효율적인 변환은 전기 자동차(EV)의 전기 배터리를 충전하는 데 이점을 가진다. 개선된 GaN 소자는 보다 고전력의 장치로 보다 빠른 충전을 제공할 수 있다. GaN 소자는 보다 소형으로 만들어질 수 있고, 따라서 EV의 온보드 충전 회로를 개선하여 기존의 전기 그리드 인프라를 사용한 보다 빠르고 효율적인 충전을 가능하게 하므로 더욱 이점을 가진다.
AC-DC 변환기 장치는, 모바일 전자 장치의 전기 배터리에 DC 전압을 제공하도록 구성된다. 모바일 전자 장치라는 용어는, 예를 들어, 휴대 전화, 노트북 컴퓨터, 태블릿, 리모콘, 계산기 등을 가리킬 수 있다. 통상의 기술자는, 상술한 목록이 모든 예를 망라하지 않으며, 전기 배터리 및, 예를 들어, 데이터 처리 능력을 가진 유사한 장치가 고려될 수 있음을 이해할 것이다. 이때 EV에 대하여 설명된 것과 유사한 이점을 기대할 수 있다. 특히, 더 소형이고/이거나 더 효율적인 장치에 대한 전망이 이점이 될 수 있다.
본 발명의 제3 양태에 따르면, 전기 배터리와 더불어 구동 모터(traction motor) 및 제1 양태의 AC-DC 변환기 회로를 포함하는 전기 자동차의 전기 배터리 충전 방법이 제공된다. 방법은, 전기 자동차의 움직임을 감속하는 단계; 전기 자동차의 움직임의 감속에 의하여 구동 모터로부터 AC형 전류를 생성하는 단계; 생성된 AC형 전류를 AC-DC 변환기 회로에 의하여 DC형 전류로 변환하는 단계; 및 DC형 전류로 전기 배터리를 충전하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 전기 자동차의 회생 제동 시스템이 제공되며, 회생 제동 시스템은, 전기 배터리; AC형 전류를 생성하도록 적응된 구동 모터; 전기 자동차를 감속하도록 적응된 제동 시스템; 구동 모터로부터의 AC형 전류를 DC형 전류로 변환하고 전기 배터리를 충전하도록 구성된 제1 양태의 AC-DC 변환기 회로; 및 구동 모터에 전력을 공급하기 위해, 전기 배터리로부터의 DC형 전류를 AC형 전류로 변환하도록 구성된 DC-AC 변환기 회로; 를 포함한다.
본 발명은, AC-DC 변환과 관련된 상술한 문제 및 기타 문제 중 일부를 적어도 완화하는 효과가 있다.
상술한 내용뿐만 아니라, 본 발명의 추가적인 목적, 특징, 및 이점은, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 아래의 예시적이고 비제한적인 상세한 설명을 통해 보다 잘 이해될 것이다. 도면에서, 서로 유사한 요소에는 동일한 부호가 사용될 것이다.
도 1은, 제1 양태에 따른 벅(buck) 구성된 AC-DC 변화기 회로의 기본 개략도를 도시한다.
도 2는, 제1 양태에 따른 벅 구성된 회로의 보다 상세한 개략도를 도시하며, 실시예의 일부 선택적 특징을 함께 나타낸다.
도 3은, 실시예에 따른 반도체 층 구조 및 소자의 개략적인 단면도를 도시한다.
도 4는, 추가적인 실시예에 따른 반도체 층 구조 및 소자의 개략적인 단면도를 도시한다.
도 5는, 트랜지스터가 이중 게이트 소자로서 공동 배열된 반도체 층 구조의 개략적인 단면도를 도시한다.
도 6은, 제2 양태에 따른 AC-DC 변환기 장치의 개략도를 도시한다.
도 7은, 전기 자동차의 전기 배터리를 충전하기 위한 방법의 흐름도를 도시한다.
도 8은, 전기 자동차의 회생 제동 시스템의 블록 개략도를 도시한다.
도 9는, 제1 양태에 따른 부스트(boost) 구성된 AC-DC 변환기 회로의 기본 개략도를 도시한다.
도 10은, 제1 양태에 따른 부스트 구성된 회로의 보다 상세한 개략도를 도시하며, 실시예의 일부 선택적 특징을 함께 나타낸다.
이제 본 발명의 실시예가 도시된 첨부 도면을 참조하여, 이하에서 본 발명이 더욱 완전하게 설명될 것이다. 본 명세서에 개시된 시스템 및 장치는 작동 중인 상태에 대하여 설명될 것이다.
도 1 및 도 2는 모두 AC-DC 변환기 회로(100)의 개략도를 도시하지만, 서로 다른 정도의 세부 사항을 나타낸다. 도 1 및 도 2는, 구체적으로, 벅 유형 AC-DC 변환기 회로(100)를 도시한다.
회로(100)는, AC 전압(또는 전류)을, 안정적이고 실질적으로 정적인 DC 전압(또는 전류)으로 변환할 수 있다. AC 전압은, 45Hz에서 65Hz 사이로 오실레이트하는 사인파(sine wave) 전압의 형태일 수 있다. 바람직하게는, 오실레이트는 실질적으로 50 또는 60Hz이다. 전압 레벨은, 0V 또는 다른 고정된(DC) 전압 오프셋에서 오실레이트할 수 있다. AC 전압은 100에서 500V 사이의 RMS 값을 가질 수 있다. 바람직하게는, AC 전압은, 약 110V, 115V, 220V, 230V, 380V, 또는 400V의 실질적인 또는 평균화된 RMS 값을 갖는다. 명료성을 위하여, 또한 동어반복을 피하기 위해, "DC형 전류"는 직류를 가리키도록 사용될 수 있고, "AC형 전류"는 교류를 가리키도록 사용될 수 있다.
회로(100)는, 제1 노드(112)에서 수신된 AC 전압을 정류하도록 구성된 입력 정류기(110)를 포함한다. 제1 노드(112)는, 입력 정류기(110)에 대한 입력 노드로서 작용할 수 있다. 입력 정류기는, 입력 정류기(110)에 대한 입력 노드로서 작용하는 제3 노드(116)에 연결될 수 있다. AC 전압은, 제1 노드(112)에서만 수신되거나, 또는 대안적으로 제1 노드(112)와 제3 노드(116) 사이에서 수신될 수 있다. 입력 정류기(110)는, 입력 정류기(110)의 출력 노드로서 작용하는 제2 노드(114)에서 정류기 전압(또는 전류)을 제공한다.
입력 정류기(110)는, 하나 이상의 다이오드, 보다 바람직하게는 2개 이상의 다이오드, 가장 바람직하게는 4개 이상의 다이오드를 포함할 수 있다. 입력 정류기(110)는 반파 또는 전파 정류기일 수 있다. 입력 정류기(110)는 다이오드 브리지, 즉 직렬로 연결된 4개의 다이오드를 포함할 수 있다. 다이오드는 2개의 병렬 경로를 형성하도록 배열될 수 있으며, 두 경로 모두 접지 노드(170)로부터 제2 노드(114)로 전도하고, 제1 노드(112) 및 제3 노드(116)가 어느 한 경로의 다이오드 사이를 연결한다. 이러한 입력 정류기는 도 2에 도시되어 있다.
DC 성분(DC component)이 없는 AC 전압이 제1 노드(112)와 제3 노드(116) 사이에 연결되면, 도 2에 도시된 바와 같이 AC 파동 주기의 전반 부분에 의하여 오실레이팅 전류의 절대값이 입력 정류기(110)의 상단 및 하단 경로 중 하나를 통해 전달된다. AC 파동 주기의 후반 부분에서는, 입력 정류기(110)의 상기 경로와 다른 경로를 통해 오실레이팅 전류의 절대값이 전달된다. 이에 따라, 전압이 제2 노드(114)에서 입력 정류기를 빠져나오면 동일한 극성을 갖도록 정류될 수 있다.
입력 정류기(110)의 추가적인 대안은, 예를 들어, 두 개의 다이오드를 포함하는 중간 탭 정류기(center-tapped rectifier), 또는, 하나 또는 두 개의 다이오드를 포함하는 전압 더블러(doubler) 회로가 있다.
입력 정류기(110)의 다이오드는 질화갈륨(GaN) 다이오드일 수 있다. 다이오드는, 반도체 pn 접합을 기반으로 할 수 있다. pn 접합은, 본질적으로, 서로 다른 원자 불순물로 도핑된 두 반도체 재료 사이의 전이(transition)이다. 도펀트 불순물은 전하 캐리어(전자 및 정공)를 반도체 재료에 도입하는 데 사용된다. 실리콘(Si) 다이오드의 경우, p형 도펀트는, 예를 들어 붕소(B)를 포함할 수 있으며, n형 도펀트는, 질소(N) 또는 인(P)을 포함할 수 있다. GaN 다이오드의 경우, p형 도펀트는 마그네슘(Mg)을 포함할 수 있고, n형 도펀트는 탄소(C) 또는 Si를 포함할 수 있다. 입력 정류기(110)에 대해 여기에서 언급되는 다이오드는, 바람직하게는 쇼트키(Schottky) 다이오드일 수 있다. 쇼트키 다이오드는, 대안적으로 쇼트키 장벽 다이오드 또는 핫 캐리어 다이오드로 지칭될 수 있다. 쇼트키 다이오드는 금속과 반도체 접합으로 형성되어, 일반 pn 접합 다이오드와 구별된다. 쇼트키 다이오드는 낮은 순방향 전압 강하 및 매우 빠른 스위칭 동작을 특징으로 한다. 이와 같이 보다 낮은 순방향 전압 요구 사항은, 보다 높은 스위칭 속도 및 개선된 시스템 효율을 가능하게 한다.
일부 실시예에서, 다이오드는 실리콘 상 GaN(GaN-on-Silicon) 기판 상에 형성될 수 있다. 쇼트키 다이오드의 경우, 기판은 금속과 AlGaN/GaN/Si 이종구조를 포함한다. AlGaN/GaN/Si의 상부에 Pd/Au의 쇼트키 다이오드 접촉 금속 구조가 제공될 수 있다. Ti/AlCu/Ni/Au의 옴 접촉(omhic contact)이 또한 제공될 수 있으며, 이때 AlCu는 알루미늄 구리 합금이다. pn 접합의 경우, 기판은 p-GaN/n-GaN 동종접합을 포함한다.
일부 실시예에서, 4개의 쇼트키 다이오드 또는 p-GaN/n-GaN 동종접합이 동일한 실리콘 상 GaN 기판에 집적되어, 기판 상에 다이오드 브리지를 형성하는 것이 바람직하다.
회로(100)는, 제1 트랜지스터(120)를 더 포함한다. 제1 트랜지스터는, 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)를 포함한다. 회로(100)는, 제2 트랜지스터(130)를 더 포함한다. 제2 트랜지스터는, 제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)를 포함한다. 제1 트랜지스터(120) 및 제2 트랜지스터(130)는 집합적으로 트랜지스터(120, 130)로 지칭될 수 있다. 트랜지스터(120, 130)는, 공핍 모드(평상시 켜짐) 또는 증가 모드(평상시 꺼짐)일 수 있다. 트랜지스터(120, 130)는, Si 기반 트랜지스터, GaN 기반 트랜지스터, SiC 기반 트랜지스터, 또는 이들의 임의의 조합일 수 있다.
트랜지스터(120, 130)는 MOSFET일 수 있다. MOSFET은, 예를 들어, 산화규소(SiOx) 및/또는 산화 하프늄(HfOx) 및/또는 산화알루미늄(AlOx)을 포함하는 게이트 산화물을 특징으로 할 수 있다. MOSFET은 도핑된 반도체 영역을 특징으로 할 수 있다. MOSFET은 포지티브 채널(PMOS) 또는 네거티브 채널(NMOS) 소자일 수 있다.
트랜지스터(120, 130)는 또한 HEMT/HFET 또는 HEMT와 MOSFET의 임의의 조합일 수 있다. HEMT는, 캐리어 층 및 캐리어 층 위의 장벽 층을 포함할 수 있다. 도 3, 도 4, 및 도 5는 모두 (제1 및 제2)캐리어 층 구조(224, 234); 및 (제1 및 제2)캐리어 층 구조(224, 234) 위의 장벽 층 구조(226, 236); 를 포함하는 HEMT/HFET형인 트랜지스터의 개략적인 단면도를 도시한다. 2DEG는, 캐리어 층 구조(224, 234)와 장벽 층 구조(226, 236) 사이 계면의 캐리어 층 구조 측 상에 형성될 수 있다. (텍스트의 방향을 기준으로) 각 도면의 상단 좌측 코너에 있는 굵은 직선 화살표는, 상향 방향, 즉 바닥 기판에서부터 시작하는 소자 제작 방향을 나타낸다. MOSFET의 경우와 유사하게, HEMT 또한 게이트 산화물을 특징으로 할 수 있다. HEMT의 게이트 산화물은 게이트 노드(122, 132) 및 장벽 층 구조(226, 236)의 중간에 있을 수 있다.
도 3은, 기판 층 구조(290) 위에 위치한 제1 캐리어 층 구조(224) 및, 제1 캐리어 층 구조(224) 위에 위치한 제1 장벽 층 구조(226)를 포함하는 제1 트랜지스터(120)를 도시한다. 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)는, 제1 장벽 층 구조(226) 위에 위치하는 것으로 도시된다. 제1 게이트 노드(122)는 제1 소스 노드(124)와 제1 드레인 노드(126) 사이에 위치하는 것으로 도시된다. 노드들은, 스페이서 구조(250)에 의해 물리적 및 공간적으로 분리된 것으로 도시된다. 스페이서 구조(250)에 의해 부과된 물리적 간격은, 예를 들어, 1nm에서 1μm까지의 범위 내일 수 있다.
도 3은, 기판 층 구조(290) 위에 위치한 제2 캐리어 층 구조(234) 및, 제2 캐리어 층 구조(234) 위에 위치한 제2 장벽 층 구조(236)를 포함하는 제2 트랜지스터(130)를 더 도시한다. 제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)는, 제2 장벽 층 구조(236) 위에 위치하는 것으로 도시된다. 제2 게이트 노드(132)는 제2 소스 노드(134)와 제2 드레인 노드(136) 사이에 위치하는 것으로 도시된다. 노드들은, 스페이서 구조(250)에 의해 물리적 및 공간적으로 분리된 것으로 도시된다. 물리적 간격은, 제1 트랜지스터(120)와 마찬가지로, 예를 들어 1nm에서 1μm까지의 범위 내일 수 있다.
기판 층 구조(290)는, 실리콘(Si) 기판 층을 포함할 수 있다. Si 기판 층은 실질적으로 단결정일 수 있다. 기판 층 구조(290)는, 1인치에서 20인치 사이의 직경을 갖는 웨이퍼(wafer)일 수 있다. 트랜지스터(120, 130)는 동일한 기판 층 구조(290) 상에 모놀리식 집적될 수 있다. 기판 층 구조(290)는, 버퍼 층, 전이 층, 및 캡핑 층과 같은 여러 하위 층을 포함할 수 있다. 기판 층 구조(290)는, 열팽창 계수 및 기판 층 구조(290)와 캐리어 층 구조(224, 234) 사이의 계면의 격자 불일치와 같은 재료 파라미터를 매칭시키도록 구성된 층을 특징으로 할 수 있다. 이와 같은 층의 일 예는, 나노와이어 어레이로 강화된 전이 층을 포함할 수 있다. 나노와이어는 GaN 나노와이어일 수 있으며, 전이 층은 GaN 결정 품질 및 상술한 캐리어 층 구조(224, 234)의 소자 성능 개선을 가능하게 할 수 있다.
캐리어 층 구조(224, 234)는 제1 반도체 재료를 포함할 수 있다. 캐리어 층 구조(224, 234)는, 제1 반도체 재료를 적어도 부분적으로 포함하거나, 실질적으로 제1 반도체 재료로 이루어질 수 있다. 장벽 층 구조(226, 236)는 제2 반도체 재료를 포함할 수 있다. 장벽 층 구조(226, 236)는, 제2 반도체 재료를 적어도 부분적으로 포함하거나, 실질적으로 제2 반도체 재료로 이루어질 수 있다.
제1 반도체 재료는, 예를 들어, GaN, AlGaN, InGaN 등과 같이 III족 질화물 재료 시스템의 재료일 수 있다. 제1 및 제2 반도체 재료는, AlxInyGa1-x-yN(여기서 0≤x≤1, 0≤y≤1, x+y≤1)의 조성을 가진 III족 질화물 재료를 적어도 부분적으로 포함하거나, 실질적으로 상기 재료로 이루어질 수 있다. 바람직하게는, 캐리어 층 구조(224, 234)는 GaN을 포함한다. 바람직하게는, 장벽 층 구조(226, 236)는 AlxGa1-xN을 포함하며, 여기서 0≤x≤1이다. 다양한 조성의 AlGaN은 일반적으로 GaN보다 더 큰 밴드 갭을 제공하므로, 장벽 층 구조(226, 236)를 위하여 선택되는 재료이다.
도 3은, 스페이서 구조(250)에 의해 서로 물리적으로 분리된 제1 및 제2 캐리어 층 구조(224, 234)를 도시한다. 도면은, 동일한 스페이서 구조(250)에 의하여 서로 물리적으로 분리된 제1 및 제2 장벽 층 구조(226, 236)를 더 도시한다. 2개의 트랜지스터 사이의 스페이서 구조(250)는, 예를 들어, 제1 및 제2 반도체 재료에 트렌치(trench)를 에칭하고, 스페이서 재료를 증착함에 따라 형성될 수 있다. 스페이서 구조(250)에 의해 부과된 물리적 간격은, 예를 들어, 1nm에서 1μm까지의 범위 내일 수 있다.
여기에서 논의되는 스페이서 구조(250)는, 일반적으로 물리적 스페이서, 패시베이션(passivation), 및 격리 구조로서 작동하는 비전도성(절연) 재료의 층을 가리킬 수 있다. 사용될 수 있는 재료의 예는, 유전체, 및 SiOx(예: SiO2)와 같은 산화물, 또는 질화규소(Si3N4)를 포함한다. 낮은 κ값을 갖는 유전체, 즉 낮은 상대 유전 상수 또는 유전율의 재료가 바람직하다. 예를 들어, 낮은 κ값의 재료로 된 스페이서 구조는, 더 높은 κ값의 재료로 만들어진 스페이서 구조와 비교할 때 스페이서 구조에 대한 기생 커패시턴스를 감소시킬 수 있다. 스페이서 구조(250)는, 가능한 가장 낮은 κ값, 즉, 1에 근접하도록 에어 갭(air gap) 또는 진공 갭일 수 있고, 이에 따라 스페이서 구조(250)에 대한 기생 커패시턴스를 감소시킨다. 기생 커패시턴스는, 게이트 노드(132)와 소스 노드(134) 사이(Cgs), 및/또는 게이트 노드(132)와 드레인 노드(136) 사이(Cgd), 및/또는 게이트 노드(132)와 반도체 벌크 사이(Cgb)에 있는 것으로 이해할 수 있다. 반도체 벌크는, 예를 들어, 장벽 층 구조(226, 236) 및/또는 캐리어 층 구조(224, 234) 및/또는 기판(290)을 가리킬 수 있다.
트랜지스터(120, 130)의 게이트, 소스, 및 드레인 노드는, 금속 재료 또는 축퇴 도핑(degenerately doped)된 반도체 재료와 같은 전도성 재료에 의해 형성될 수 있다. 노드 재료의 예는, 구리(Cu), 알루미늄(Al), 티타늄(Ti), 니켈(Ni), 금(Au), 은(Ag), 볼프람 또는 텅스텐(W), 및 상술한 재료의 모든 합금을 포함한다. 추가적인 예에는, 다결정 Si 및 질화티타늄(TiN)이 포함된다.
도 4는, 제1 및 제2 캐리어 및 장벽 층 구조 사이에 스페이서 구조가 없는 대안적인 일 실시예를 도시한다. 이에 따라, 제1 캐리어 층 구조(224) 및 제2 캐리어 층 구조(234)는 공통의 캐리어 층 구조(224, 234)를 형성한다. 마찬가지로, 제1 장벽 층 구조(226) 및 제2 장벽 층 구조(236)는 공통의 장벽 층 구조(226, 236)를 형성한다.
도 5는, 단일의 이중 게이트 소자를 형성하도록 공동 배열된 두 트랜지스터의 개략적인 단면도를 도시한다. 도면에서, 중간 노드(124, 136)는 결합된 캐리어 층 구조(224, 234) 내에 위치한다. 이러한 소자는, 중간 노드(124, 136)가 소형화될 수 있고, 그 효과로서 더 낮은 기생 커패시턴스를 가질 수 있으므로 유리한 동작을 제공할 수 있다.
제1 트랜지스터(120)는, 제1 게이트 노드(122)로 접지 노드(170) 또는 다른 접지 노드에 연결된다. 회로는 동일한 접지 노드(170)를 공유할 필요가 없지만, 많은 실시예 및 도면에서 그렇게 한다. 제1 게이트 노드(122)가 접지 연결됨에 따라, 제1 트랜지스터(120)는 본질적으로 수동 소자가 된다. 이에 따라, 트랜지스터는, 트랜지스터의 작동 모드에 따라 항상 켜져 있거나 또는 항상 꺼져 있다. 따라서, 제1 트랜지스터(120)는 바람직하게는 공핍 모드(평상시 켜짐) 트랜지스터일 수 있다. 이러한 제1 트랜지스터(120)는, 켜짐 상태 저항(Ron) 값을 특징으로 할 수 있다. 켜짐 상태 저항은, 제1 소스 노드(124)와 제1 드레인 노드(126) 사이의 전기 저항을 가리킬 수 있다. 이에 따라, 제1 트랜지스터(120)는, 다른 수동 및 능동 마이크로전자 부품과 함께 칩 상에 집적하기 위해 소형화될 수 있는 저항기로서 작용할 수 있다. 접지 노드(170)는, 0V DC로 설정될 수 있다. 대안적으로, 정적 DC 전압 오프셋이 제1 게이트(122)에 연결되어, 적어도 증가 모드(enhancement mode)의 제1 트랜지스터(120)를 사용하는 것을 보다 적절히 사용 가능하도록 할 수 있다.
회로(100)에서, 제1 드레인 노드(126)는, 제2 노드(114), 즉, 입력 정류기(110)의 출력 노드에 연결된다. 제1 소스 노드(124)는, 제2 드레인 노드(136)에 연결된다. 연결된 상태에서, 이들 노드는 중간 노드(124, 136)로 지칭될 수 있다. 트랜지스터(120, 130)는 직렬로 연결된 것으로 이해될 수 있다.
회로(100)는, 듀티 사이클 제어 유닛(140)을 더 포함한다. 듀티 사이클 제어 유닛(140)은, 제2 게이트 노드(132)에 연결된다. 듀티 사이클 제어 유닛(140)은 제2 트랜지스터(130)에 스위칭 파형을 제공하도록 구성된다. 스위칭 파형은, 구형파를 갖는 과도 또는 AC 전압의 형태일 수 있다. 사인 파형과 같은 다른 파형이 사용될 수 있다. 구형파는, 실질적으로 구형인 것으로, 즉, 매우 높은 주파수 에지(edges)를 가진 것으로 이해되어야 한다. 구형파는 또한, 매우 짧은 상승 및 하강 시간을 가진 것으로 설명될 수도 있다.
파형은, 높은 레벨과 낮은 레벨의 지속 시간 간의 다양한 비율을 특징으로 할 수 있다. 이는 강압 변환(step-down conversion)을 통해 출력 DC 전압 레벨을 제어하는 데 사용할 수 있다. 예를 들어, 파형의 높은 레벨과 낮은 레벨 지속 기간 간의 1:1 비율은, 전압을 입력 전압의 절반으로 강압할 수 있다. 이는, 그리드의 전압 레벨을 직접 사용하는 것이, 배터리를 효율적이고/이거나, 안전하고/하거나, 실용적으로 충전하기에는 전압이 지나치게 클 수 있기 때문에 바람직하다. 듀티 사이클 제어 유닛(140)을 통해, DC 전압 강압은 충전 과정 전반에 걸쳐 변경될 수 있다. 입력 전압과 출력 전압의 비율은 강압비라고 지칭될 수 있다.
제2 트랜지스터(130)는, 게이트 접지된 제1 트랜지스터(120)의 일반적인 작동과는 대비되게 스위칭을 수행하므로, 스위칭 트랜지스터(130)로도 칭할 수 있다. 트랜지스터(120, 130) 중 하나 또는 둘 모두는, 랩(wrap) 게이트 노드(122, 132)를 갖는 나노와이어 트랜지스터일 수 있다.
회로(100)는, 제2 소스 노드(134)(벅 구성, 도 1 내지 2 참조) 또는 제1 소스 노드(124)(부스트 구성, 도 9 내지 10 참조)에 연결된 출력 정류기(150)를 더 포함한다. 출력 정류기(150)는 적어도 하나의 다이오드를 포함한다. 출력 정류기(150)는, 더 구체적으로는 GaN 다이오드일 수 있다. 출력 정류기(150)는 쇼트키 다이오드일 수 있다. 쇼트키 다이오드는 일반적으로 일반 pn 접합 다이오드에 비하여 순방향 전압 강하가 더 낮아, 보다 빠른 회복 시간과 출력 정류기(150) 및/또는 AC-DC 변환기 회로(100)의 증가된 효율로 이어질 수 있다. 쇼트키 다이오드가 입력 정류기(110)에 사용된 경우에도 동일한 이점이 적용될 수 있다.
출력 정류기(150)는, 접지 노드(170)로부터 제2 소스 노드(134)로 전도하도록 연결될 수 있다. 여기서 전기 전도 방향을 지칭할 때, 이는 전류의 방향, 즉, 전자의 흐름과 반대 방향으로 이해되어야 한다는 점에 유의해야 한다. 출력 정류기(150)는, 접지 노드(170)로부터 제2 소스 노드(134)로의 전도 경로를 제공함으로써, 스위칭 트랜지스터(130)가 꺼질 때 제2 소스 노드(134)에 잠재적으로 파괴적인 전하가 축적되는 것을 방지한다.
회로(100)는, 제2 소스 노드(134)(벅 구성, 도 1 내지 2 참조) 또는 출력 정류기(150)의 출력 노드(151)(부스트 구성, 도 9 내지 10 참조)에 연결된 출력 전자 필터(160)를 더 포함한다. 출력 전자 필터(160)는, 도 2에 도시된 바와 같이 인덕터 및 커패시터를 포함할 수 있다. 인덕터 및 커패시터는 직렬로 연결될 수 있다. 출력 전자 필터(180)는, 저항기, 또는 저항기로서 기능하는 트랜지스터를 추가로 포함할 수 있다. 인덕터 및 커패시터는, 예를 들어 백 엔드 오브 라인(BEOL) 공정 동안, 종래의 마이크로전자 제작 방법에 의해 형성될 수 있다.
출력 전자 필터(160) 및 출력 정류기(150)는 함께 플라이휠 회로로 지칭될 수 있다. 이는 에너지가 간헐적으로만 부가되어 사이클의 운동량을 유지하는 기계적 플라이휠의 기능과 유사하기 때문이다. 인덕터 및 커패시터의 과도 동작에 의하여, 스위칭 트랜지스터가 켜지면 충전되고 스위칭 트랜지스터가 꺼지면 전하가 방출될 수 있다. 따라서, 본질적으로 정적인 출력 DC 전압이 획득된다.
회로(100)의 출력 DC 전압은 인덕터와 커패시터 사이의 노드로부터 추출될 수 있다. 회로의 출력 DC 전압은, 대안적으로, 커패시터에 대한 전압으로 이해될 수 있으며 커패시터의 양측에 있는 단자 노드로부터 추출된다.
회로(100)는, 도 2에 도시된 바와 같이 입력 전자 필터를 더 포함할 수 있다. 도면에서, 입력 전자 필터는 제2 노드(114)와 접지 노드(170) 사이의 커패시터로서 구현된다. 입력 전자 필터는, 제2 노드(114)에서 정류된 전압을 비교적 정적인 레벨로 평활화하는 기능을 하는 저장 커패시터(reservoir capacitor)로서 기능할 수 있다. 입력 전자 필터는, 인덕터 및/또는 저항기를 추가로 포함할 수 있다. 저항기는, 저항기로서 기능하는 트랜지스터로 구현될 수 있다.
회로(100)는, 출력 전압 레벨을 모니터링하기 위한 제어 회로(180)를 더 포함할 수 있다. 제어 회로(180)는, 모니터링된 출력 전압 레벨에 기반하여 듀티 사이클 제어 유닛(140)에 피드백을 제공하도록 구성될 수 있다. 제어 회로(180)는, 예를 들어, 요구되는 DC 전압 강압과 관련된 피드백 또는 명령을 듀티 사이클 제어 유닛(140)에 제공할 수 있다.
도 2에서, 제어 회로(180)는 회로(100)의 DC 출력 단자 및 듀티 사이클 제어 유닛(140)에 연결되는 것으로 도시되어 있다. 제어 회로(180)는 부궤환(negative feedback) 회로와 같은 피드백 회로일 수 있다. 제어 회로(180)는 적어도 하나의 연산 증폭기(OP-amp)를 포함할 수 있다. 제어 회로(180)는, 비례-적분-미분 제어기(PID 제어기)를 더 포함할 수 있다. 제어 회로(180)는, 대안적으로, 예를 들어 P, I, D, PI, ID, 또는 PD 제어기와 같은 PID 제어기의 일부만을 포함할 수 있다. 제어 회로(180)는 단순한 전자 회로이거나, 또는 디지털 컴퓨팅 및/또는 데이터 처리 능력을 가진 집적 회로일 수 있다.
AC-DC 변환기 회로(100)는 벅 변환기 회로로 설명될 수 있다. AC-DC 변환기 회로(100)는, 대안적으로, 부스트 변환기 회로일 수 있다. AC-DC 변환기 회로(100)는 또한, 양자의 조합, 즉 벅 부스트 변환기 회로일 수 있다.
일반적으로, 부스트 및 벅 변환기는, 각각 승압 및 강압 능력이 있는 전압 제어 기능을 가진 DC-DC 변환기를 가리킨다. AC-DC 변환기 회로(100)는, 예를 들어 4개의 GaN 다이오드를 포함하는 다이오드 브리지와 같은 입력 정류기(110)를 가진 DC-DC 벅 변환기로서 이해될 수 있다.
스마트폰의 전기 배터리를 충전하기 위해서는 벅 변환기 회로가 바람직할 수 있다. 이러한 변환기는, 바람직하게는 230V AC의 입력 전압을 약 9V DC의 출력 전압으로 강압 및 변환하도록 구성될 수 있다.
전기 자동차의 전기 배터리의 충전을 위해서는 부스트 변환기 회로가 바람직할 수 있다. 이러한 변환기는, 바람직하게는 230V AC의 입력 전압을 약 300에서 400V의 DC 출력 전압으로 승압 및 변환하도록 구성될 수 있다.
앞서 언급된 바와 같이, 도 1 및 도 2는 벅 유형 AC-DC 변환기 회로를 도시한다. 도 9 및 도 10은, 출력 정류기(150)가 2개의 트랜지스터(120, 130)의 중간인 노드(124, 136)에서 연결되는 것을 특징으로 하는 부스트 유형 변환기 회로를 도시한다. 이러한 실시예에서, 출력 필터(160)는 출력 정류기의 출력 노드(151)에 연결된다. 이러한 실시예에서, 제2 소스 노드(134)는 접지 노드(170)에 연결될 수 있다.
도 6은, AC-DC 변환기 장치(300) 내에 포함된 회로(100)를 도시한다. 장치(300)는, AC 전압 소스(310)로부터 AC 전압을 수신하기 위한 인터페이스(311) 및 DC 전압을 전기 배터리(320)에 제공하기 위한 인터페이스(312)를 더 포함한다.
AC 전압 소스(310)는, 예를 들어 벽면 전기 소켓과 같이 전기 그리드로부터 AC 전압을 분배하기 위한 분배 지점으로 이해될 수 있다. AC 전압을 수신하기 위한 인터페이스(311)는, 적어도 하나, 바람직하게는 적어도 2개의 전기 전도성 커넥터를 포함하는 소켓 플러그 연결부로서 이해될 수 있다. DC 전압을 제공하기 위한 인터페이스(311)는, 적어도 하나의 전기 전도성 커넥터로 이해될 수 있다.
전기 배터리(320)는, 임의의 2차 전기 배터리, 즉 재충전 가능한 전기 배터리로 이해될 수 있다. 전기 배터리(320)는, 예를 들어 납산 배터리(lead-acid battery), 리튬이온 배터리, 또는 니켈수소 배터리(NiMH)와 같이 전기 에너지를 화학적 형태로 저장하기 위한 임의의 전기화학적 장치 또는 셀(cell)로서 더 이해될 수 있다.
전기화학적 셀은, 애노드, 전해질, 및 캐소드의 세 부분으로 구성될 수 있다. 리튬이온 배터리용 전기화학 셀의 예는 다음과 같이 설명될 수 있으며,
[LiC // 폴리머 겔 // CoO2 + 폴리머]
애노드 및 캐소드에 대하여 다음의 두 가지 반쪽 셀 반응을 가진다.
애노드: LixC6(s) = xLi + 6C + xe-
캐소드: xLi+ + CoO2(s) + xe- = LixCoO2(s).
상기 식에서, x는, 예를 들어 소정의 정수일 수 있는 변수에 해당하며, Li는 리튬 원소, C는 탄소 원소, O는 산소 원소, Co는 코발트 원소, e-는 전자에 해당하고, (s)는 화합물이 고체임을 나타낸다.
배터리 충전을 관장하는 화학 반응은 깁스 자유 에너지 ΔG로 설명된다. 배터리에 있어서, 깁스 자유 에너지는 아래의 네른스트 식에 의해 주어지는 화학 반응의 원동력이다.
Figure pct00001
여기서 ΔG는 과잉 화학 퍼텐셜, F는 패러데이 상수이며, n은 배터리 셀 반쪽 반응에서 이동하는 전자의 수이다. 이 ΔG의 양은, 다음과 같이 엔탈피(ΔH)와 엔트로피(ΔS)로 나누어질 수 있다.
Figure pct00002
여기서 T는 온도이다. 배터리에 전기 에너지를 가하면 엔탈피 ΔH가 증가한다. 배터리를 충전하는 온도가 더 높아지면 결과적으로 발열을 증가시킨다. 배터리의 고속 충전에 대한 효율 η은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00003
타펠(Tafel) 식에 따른 배터리 반쪽 셀 반응에 대한 전류 밀도 i는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00004
여기서 n은 상술한 바와 같고, k는 반쪽 셀 반응의 속도 상수, R은 보편 기체 상수, F는 패러데이 상수이며, C는 애노드 또는 캐소드 표면의 반응성 종(reactive species)의 농도이다.
이하에서는 본 발명에 따른 배터리의 고속 충전에 대한 발열 감소에 관하여 설명한다. 배터리의 발열은 주로 배터리의 용량적 특성으로 인한 것이다. 배터리에 대한 노턴(Norton) 등가 회로 충전 임피던스 모델은 다음과 같이 나타낼 수 있는 임피던스를 가진다.
Figure pct00005
여기서 R1은 AC/DC 변환기 회로의 등가 저항, R2 및 C2는 배터리의 연관된 저항 및 커패시턴스이고, j는 허수 단위, ω는 전기 배터리(320)에 대한 DC 출력 파형의 주파수이다. 결과적으로, 배터리(320)가 전하를 수용하는 능력은, AC/DC 변환기 회로(100)에 의해 배터리가 어떻게 충전되는지에 달려 있다. 주파수 ω를 갖는 고주파 DC 펄스를 배터리에 제공함으로써, 배터리의 임피던스는 감소된다. DC 파형은 전기 배터리에 대해 1에서 10ms까지의 범위, 바람직하게는 약 1에서 5ms까지의 범위 내의 펄스를 가질 수 있다. 또한, 배터리의 발열을 줄이기 위해 배터리를 냉각시킬 수 있다.
배터리의 충전 속도는, 내부 저항을 고려하여 배터리를 충전 및 방전하는 데 걸리는 시간을 설명하는 C 레이트(C rating)에 의하여 규정할 수 있다. 1C 및 4C 배터리의 충전 시간은 각각 1시간 및 7.5분이다. 본 발명에 따르면, 이러한 충전 시간은 전기 배터리를 충전하기 위한 DC 파형을 제어함으로써 더 감소될 수 있다.
AC 전압은, 45Hz에서 65Hz 사이로 오실레이트하는 사인파 전압의 형태일 수 있다. 바람직하게는, 오실레이트는 실질적으로 50 또는 60Hz이다. 전압 레벨은, 0V 또는 다른 고정된(DC) 전압 오프셋에서 오실레이트할 수 있다. AC 전압은 100V에서 500V 사이의 RMS 값을 가질 수 있다. 바람직하게는, AC 전압은, 약 110V, 115V, 220V, 230V, 380V, 또는 400V의 실질적인 또는 평균화된 RMS 값을 갖는다.
DC 전압은, 바람직하게는 0에서 500V까지의 범위 내의 정적 전압일 수 있다. DC 전압은, 보다 바람직하게는 1에서 100V까지의 범위 내일 수 있다. DC는, 가장 바람직하게는, 예를 들어, 실질적으로 1.5, 3, 3.7, 4, 5, 6, 12, 24, 48, 또는 96V의 값 또는 그 부근의 값을 가질 수 있다. 그러나, 예를 들어 전기화 철도(electrified rail)와 같은 적용 분야의 경우 최대 30kV RMS의 AC 또는 5kV DC와 같은 훨씬 더 높은 전압이 고려될 수 있다. DC 전압은 과도적인 것으로 이해되어야 하며, 충전을 최적화하기 위해 다양한 강압 비를 통해 변경될 수 있다.
DC 전압은 펄스일 수 있다. 펄스 DC 전압(또는 전류)은, 매우 작은 상승 및 하강 시간을 특징으로 하는 점에서 AC 전압(또는 전류)과 구별될 수 있다. 시간 경과에 따른 펄스 DC 신호는, 예를 들어 근이산(near discrete) 헤비사이드(Heaviside) 계단 함수에 의하여 이상적으로 예시될 수 있다.
장치(300)는, 전기 자동차(EV) 또는 모바일 전자 장치의 전기 배터리(320)에 DC 전압을 제공하도록 구성될 수 있다. EV는, 예를 들어, 자동차, 오토바이, 스쿠터, 모페드, 자전거, 또는 이와 유사한 차량과 같은 개인 운송 차량일 수 있다. EV는, 대안적으로, 예를 들어 트럭, 배달 차량, 또는 이와 유사한 차량과 같은 상업용 차량일 수 있다. EV는, 대안적으로, 예를 들어 이동식 기계, 산업 장비, 건설 차량, 트랙터, 또는 이와 유사한 차량과 같이 산업적 성격을 가질 수 있다. EV는, 대안적으로 선박 및 항공기, 또는 철도 운송 차량(예: 기차)과 같은 대안적인 운송 형태로 이해될 수 있다.
EV의 충전을 위해, 제어 회로(180)는, 정전류 작동(즉, 일정한 전류 레벨 및 과도 전압 레벨을 가짐) 또는 정전압 작동(즉, 일정한 전압 레벨 및 과도 전류 레벨을 가짐)을 위한 출력 전류를 조정하도록 구성될 수 있다. 이러한 두 가지 작동 유형은, 본 명세서의 다른 곳에서 더 설명된 배터리의 이중 상 충전에 활용될 수 있다. AC-DC 변환기 회로(100)의 출력 전류는, EV의 전기 배터리(320)를 충전할 때 300에서 500A까지의 범위 내에 있도록 구성될 수 있다. 회로(100)는, 단상(single-phase) AC 입력뿐만 아니라 2상(이중 상과 혼동되지 않아야 함) 및/또는 3상 AC 입력과 같은 다상 AC 입력을 위해 더 구성될 수 있다. EV 충전에는 3상 AC 입력이 바람직하다.
모바일 전자 장치는, 예를 들어, 휴대 전화, 스마트폰, 노트북 컴퓨터, 태블릿, 리모콘, 계산기, 또는, 예를 들어 디지털 컴퓨팅 및/또는 데이터 처리 능력이 있는, 전기 배터리(320)를 가진 다른 유사한 장치일 수 있다. 모바일 전자 장치의 충전을 위해, 제어 회로(180)는, 모바일 전자 장치에 대하여 최대 100W 충전을 지원하는 USB-C 전력 전송(USB-C PD) 사양에 따라 출력 전류를 조정하도록 구성될 수 있다. AC-DC 변환기 회로(100)의 출력 전류는, 모바일 전자 장치의 전기 배터리(320)를 충전할 때 3에서 10A까지의 범위 내에 있도록 구성될 수 있다. 모바일 전자 장치 충전에는 단상 AC 입력 충전이 바람직하다.
대안적으로, AC-DC 변환기 회로(100)는, 예를 들어, 고압 DC(HVDC) 변환기 또는 변전소와 같은 고정된 장치 또는 설비에서 활용되어, AC 전압을 DC전압으로 변환하여 HVDC 송전선을 통해 전달하도록 할 수 있다.
도 7은, 전기 배터리와 더불어 구동 모터 및 AC-DC 변환기 회로(100)를 포함하는 전기 자동차의 전기 배터리 충전 방법을 도시한다. 방법은, 전기 자동차의 움직임을 감속하는 단계(1001); 전기 자동차의 움직임의 감속에 의하여 상기 구동 모터로부터 AC형 전류를 생성하는 단계(1002); 생성된 AC형 전류를 AC-DC 변환기 회로(100)에 의하여 DC형 전류로 변환하는 단계(1003); 및 DC형 전류로 전기 배터리를 충전하는 단계(1004); 를 포함한다.
DC형 전류는, DC형 펄스 전류일 수 있다. 이는 임피던스가 감소되고 충전 손실이 최소화될 수 있으므로 이점을 가질 수 있다. DC형 펄스 전류는, 바람직하게는 1에서 10ms까지의 범위, 보다 바람직하게는 1에서 5ms까지의 범위 내의 펄스를 가질 수 있다.
방법은, 전기 배터리를 냉각시키는 단계를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 전기 배터리 내의 발열을 처리할 수 있다.
도 8은, 전기 자동차(2000)의 회생 제동 시스템(2100)을 도시하며, 회생 제동 시스템(2100)은, 전기 배터리(320); AC형 전류를 생성하도록 적응된 구동 모터(2300); 전기 자동차(2000)를 감속하도록 적응된 제동 시스템(2400); 구동 모터(2300)로부터의 AC형 전류를 DC형 전류로 변환하고 전기 배터리(320)를 충전하도록 구성된 AC-DC 변환기 회로(100); 및 구동 모터(2300)에 전력을 공급하기 위해, 전기 배터리(320)로부터의 DC형 전류를 AC형 전류로 변환하도록 구성된 DC-AC 변환기 회로(3000); 를 포함한다.
구동 모터(2300)는, 회전자 및 고정자를 포함하는 유도 기반 모터일 수 있다. 구동 모터(2300)는, 전기 자동차(2000)를 가속 및 감속하기 위해 전기 자동차(2000)의 바퀴에 회전력을 제공하도록 구성될 수 있다. 제동 시스템(2400)은, 견인 모터(2300)와 일체로 형성될 수 있다. 제동 시스템(2400)은 또한 유도에 의하여 작동할 수 있다.
바람직한 실시예
본 발명의 바람직한 일 실시예는, 전기 배터리의 고속 충전을 위한 온보드 충전기로서, 제1 노드(112) 및 제2 노드(114)를 포함하는 입력 정류기(110) (여기서 입력 정류기는 제1 노드에서 AC 전압을 수신하고, 제2 노드에서 정류된 전압을 제공하도록 구성됨); 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)를 포함하는 제1 트랜지스터(120)(여기서 제1 드레인 노드는 입력 정류기의 제2 노드에 연결되고, 제1 게이트 노드는 접지 노드(170)에 연결됨); 제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)를 포함하는 제2 트랜지스터(130)(여기서 제2 드레인 노드는 제1 소스 노드에 연결되고, 제2 트랜지스터는 제1 트랜지스터에 재료적으로 대응함); 제2 트랜지스터에 스위칭 파형을 제공하기 위해 제2 게이트 노드에 연결되는 듀티 사이클 제어 유닛(140); 제2 소스 노드에 연결된 출력 정류기(150); 및 제2 소스 노드에 연결된 출력 전자 필터(160); 를 포함한다. 제1 트랜지스터는 고 전자 이동도 트랜지스터(HEMT)일 수 있으며, 제2 트랜지스터는 HEMT일 수 있다. 제1 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터일 수 있으며, 제2 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터일 수 있다. 입력 정류기는 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 반파 정류기일 수 있다. 입력 정류기는 적어도 2개의 다이오드를 포함하는 전파 정류기일 수 있으며, 여기서 입력 정류기는 제3 노드(116)를 더 포함하고, 입력 정류기는 제1 노드와 제3 노드 사이에서 AC 전압을 수신하도록 구성된다. 모든 다이오드는 GaN 쇼트키 다이오드인 것이 바람직하다. AC-DC 변환기 회로는, 출력 전압 레벨을 모니터링하기 위한 제어 회로(180)를 포함할 수 있고, 여기서 제어 회로는, 모니터링된 출력 전압 레벨에 기반하여 듀티 사이클 제어 유닛에 피드백을 제공하도록 구성된다. 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터는, 동일한 기판 층 구조(290) 상에 모놀리식 집적될 수 있다. 기판 층 구조는 실리콘 기판 층을 포함할 수 있다. 출력 정류기는, 질화갈륨 다이오드일 수 있고, 입력 정류기의 다이오드(있는 경우)는, 질화갈륨 다이오드일 수 있다. 제1 트랜지스터는, 기판 층 구조(290) 위의 제1 캐리어 층 구조(224); 제1 캐리어 층 구조 위의 제1 장벽 층 구조(226); 를 포함할 수 있으며, 여기서 제1 게이트 노드 및 제1 드레인 노드는 제1 장벽 층 구조 위에 위치하고, 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되고, 제2 트랜지스터는, 기판 층 구조 위의 제2 캐리어 층 구조(234); 제2 캐리어 층 구조 위의 제2 장벽 층 구조(236); 를 포함하며, 제2 게이트 노드 및 제2 소스 노드는 제2 장벽 층 구조 위에 위치하고, 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되며, 제1 및 제2 캐리어 층 구조는 제1 반도체 재료를 포함하고, 제1 및 제2 장벽 층 구조는 제2 반도체 재료를 포함한다. 제1 캐리어 층 구조는, 스페이서 구조(250)에 의해 제2 캐리어 층 구조와 물리적으로 분리될 수 있으며, 제1 장벽 층 구조는, 동일한 스페이서 구조(250)에 의해 제2 장벽 층 구조와 물리적으로 분리될 수 있다. 제1 캐리어 층 구조는 제2 캐리어 층 구조에 연결될 수 있으며, 제1 장벽 층 구조는 제2 장벽 층 구조에 연결될 수 있다.
본 발명의 바람직한 일 실시예는, 전기 배터리의 고속 충전을 위한 스마트폰 벽면 충전기(wall charger)로서, 제1 노드(112) 및 제2 노드(114)를 포함하는 입력 정류기(110)(여기서 입력 정류기는 제1 노드에서 AC 전압을 수신하고, 제2 노드에서 정류된 전압을 제공하도록 구성됨); 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)를 포함하는 제1 트랜지스터(120)(여기서 제1 드레인 노드는 입력 정류기의 제2 노드에 연결되고, 제1 게이트 노드는 접지 노드(170)에 연결됨); 제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)를 포함하는 제2 트랜지스터(130)(여기서 제2 드레인 노드는 제1 소스 노드에 연결되고, 제2 트랜지스터는 제1 트랜지스터에 재료적으로 대응함); 제2 트랜지스터에 스위칭 파형을 제공하기 위해 제2 게이트 노드에 연결되는 듀티 사이클 제어 유닛(140); 제2 소스 노드에 연결된 출력 정류기(150); 및 제2 소스 노드에 연결된 출력 전자 필터(160); 를 포함한다. 제1 트랜지스터는 고 전자 이동도 트랜지스터(HEMT)일 수 있으며, 제2 트랜지스터는 HEMT일 수 있다. 제1 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터일 수 있으며, 제2 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터일 수 있다. 입력 정류기는 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 반파 정류기일 수 있다. 입력 정류기는 적어도 2개의 다이오드를 포함하는 전파 정류기일 수 있으며, 여기서 입력 정류기는 제3 노드(116)를 더 포함하고, 입력 정류기는 제1 노드와 제3 노드 사이에서 AC 전압을 수신하도록 구성된다. 모든 다이오드는 GaN 쇼트키 다이오드인 것이 바람직하다. AC-DC 변환기 회로는, 출력 전압 레벨을 모니터링하기 위한 제어 회로(180)를 포함할 수 있고, 여기서 제어 회로는, 모니터링된 출력 전압 레벨에 기반하여 듀티 사이클 제어 유닛에 피드백을 제공하도록 구성된다. 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터는, 동일한 기판 층 구조(290) 상에 모놀리식 집적될 수 있다. 기판 층 구조는 실리콘 기판 층을 포함할 수 있다. 출력 정류기는, 질화갈륨 다이오드일 수 있고, 입력 정류기의 다이오드(있는 경우)는, 질화갈륨 다이오드일 수 있다. 제1 트랜지스터는, 기판 층 구조(290) 위의 제1 캐리어 층 구조(224); 제1 캐리어 층 구조 위의 제1 장벽 층 구조(226); 를 포함할 수 있으며, 여기서 제1 게이트 노드 및 제1 드레인 노드는 제1 장벽 층 구조 위에 위치하고, 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되고, 제2 트랜지스터는, 기판 층 구조 위의 제2 캐리어 층 구조(234); 제2 캐리어 층 구조 위의 제2 장벽 층 구조(236); 를 포함하며, 제2 게이트 노드 및 제2 소스 노드는 제2 장벽 층 구조 위에 위치하고, 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되며, 제1 및 제2 캐리어 층 구조는 제1 반도체 재료를 포함하고, 제1 및 제2 장벽 층 구조는 제2 반도체 재료를 포함한다. 제1 캐리어 층 구조는, 스페이서 구조(250)에 의해 제2 캐리어 층 구조와 물리적으로 분리될 수 있으며, 제1 장벽 층 구조는, 동일한 스페이서 구조(250)에 의해 제2 장벽 층 구조와 물리적으로 분리될 수 있다. 제1 캐리어 층 구조는 제2 캐리어 층 구조에 연결될 수 있으며, 제1 장벽 층 구조는 제2 장벽 층 구조에 연결될 수 있다.
본 발명의 다른 바람직한 일 실시예는, 청구항 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 따른 AC-DC 변환기 회로(100)를 포함하는 AC-DC 변환기 장치(300)이며, 여기서 장치는, AC 전압 소스(310)로부터 AC 전압을 수신하기 위한 인터페이스(311); 및 DC 전압을 전기 배터리(320)에 제공하기 위한 인터페이스(312)를 포함하며, 전기 배터리는, 전기 자동차의 전기 배터리 또는 모바일 전자 장치의 전기 배터리이다.
본 발명에 따른 바람직한 방법은, 전기 배터리와 더불어 구동 모터 및 AC-DC 변환기 회로를 포함하는 전기 자동차의 전기 배터리 충전 방법이며, 방법은, 전기 자동차의 움직임을 감속하는 단계(1001); 전기 자동차의 움직임의 감속에 의하여 구동 모터로부터 AC형 전류를 생성하는 단계(1002); 생성된 AC형 전류를 AC-DC 변환기 회로에 의하여 DC형 전류로 변환하는 단계(1003); 및 DC형 전류로 전기 배터리를 충전하는 단계(1004); 를 포함하며, 상기 DC형 전류는, 1에서 10ms까지의 범위 내의 펄스를 갖는 DC 파형을 더 포함하고, 바람직하게는 상기 펄스는 1에서 5ms까지의 범위 내이다. 배터리는 또한 배터리의 발열을 감소시키기 위해 냉각될 수 있다.
본 발명의 다른 바람직한 실시예는 전기 자동차(2000)의 회생 제동 시스템(2100)이며, 회생 제동 시스템(2100)은, 전기 배터리(320); AC형 전류를 생성하도록 적응된 구동 모터(2300); 전기 자동차를 감속하도록 적응된 제동 시스템(2400); 구동 모터로부터의 AC형 전류를 DC형 전류로 변환하고 전기 배터리를 충전하도록 구성된, 청구항 제1항 내지 제13항에 따른 AC-DC 변환기 회로(100); 및 구동 모터에 전력을 공급하기 위해, 전기 배터리로부터의 DC형 전류를 AC형 전류로 변환하도록 구성된 DC-AC 변환기 회로(3000); 를 포함한다.
여기에 개시된 실시예 및 이점은 단지 예시일 뿐이며, 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. AC-DC 변환기 회로에 대한 본 교시는, 충전을 위한 임피던스를 감소시킴으로써 다른 종류의 고속 충전에 용이하게 적용될 수 있다. 본 명세서의 설명은 예시를 위한 것이며 청구의 범위를 제한하기 위한 것이 아니다. 많은 대안, 수정, 및 변형이 당업자에게 명백할 것이다. 본 명세서에 설명된 예시적인 실시예의 특징, 구조, 방법, 및 다른 특성은, 추가적이고/이거나 대안적인 예시적인 실시예를 얻기 위하여 다양한 방식으로 조합될 수 있다. 본 발명의 특징은, 그 특성을 벗어나지 않으면서 여러 가지 형태로 구현될 수 있으므로, 전술한 실시예는 달리 명시되지 않는 한 전술한 설명의 어떤 세부 사항에 의해서도 제한되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 정의된 범위 내에서 광범위하게 해석되어야 함이 또한 이해되어야 한다. 당업자에 의해 수정 및 변경이 제시될 수 있는 경우에도, 본 발명의 범위가 최신 기술에 대한 기여를 위하여 범위 내에 합리적으로 속하는 모든 변경 및 수정을 포함하는 것이 본 발명자의 의도이다. 서로 다른 실시예의 특징은, 필요한 부분만 수정하여 여기에 설명된 다른 실시예와 조합될 수 있다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서만 제한된다.

Claims (15)

  1. 전기 배터리의 고전력 충전을 위한 AC-DC 변환기 회로(100)에 있어서,
    제1 노드(112) 및 제2 노드(114)를 포함하는 입력 정류기(110) - 상기 입력 정류기는, 상기 제1 노드에서 AC 전압을 수신하고, 상기 제2 노드에서 정류된 전압을 제공하도록 구성됨-;
    공핍형 트랜지스터이며, 제1 게이트 노드(122), 제1 소스 노드(124), 및 제1 드레인 노드(126)를 포함하는 제1 트랜지스터(120) - 상기 제1 드레인 노드는 상기 입력 정류기의 상기 제2 노드에 연결되고, 상기 제1 게이트 노드는 접지 노드(170)에 연결됨-;
    제2 게이트 노드(132), 제2 소스 노드(134), 및 제2 드레인 노드(136)를 포함하는 제2 트랜지스터(130) - 상기 제2 드레인 노드는 상기 제1 소스 노드에 연결되고, 상기 제2 트랜지스터는 상기 제1 트랜지스터에 재료적으로(materially) 대응함-;
    상기 제2 트랜지스터에 스위칭 파형을 제공하기 위해 상기 제2 게이트 노드에 연결되는 듀티 사이클 제어 유닛(140);
    상기 제2 소스 노드 또는 상기 제1 소스 노드에 연결된 출력 정류기(150); 및
    상기 제2 소스 노드 또는 상기 출력 정류기의 출력 노드(151)에 연결된 출력 전자 필터(160); 를 포함하는,
    AC-DC 변환기 회로(100).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터는 고 전자 이동도 트랜지스터(HEMT)이며, 상기 제2 트랜지스터는 HEMT인,
    AC-DC 변환기 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터이며, 상기 제2 트랜지스터는 질화갈륨 트랜지스터인,
    AC-DC 변환기 회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 입력 정류기는, 적어도 하나의 다이오드를 포함하는 반파 정류기인,
    AC-DC 변환기 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 입력 정류기는, 적어도 2개의 다이오드를 포함하는 전파 정류기이며, 상기 입력 정류기는 제3 노드(116)를 더 포함하고,
    상기 입력 정류기는, 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이에서 AC 전압을 수신하도록 구성되는,
    AC-DC 변환기 회로.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    출력 전압 레벨을 모니터링하기 위한 제어 회로(180)를 더 포함하며,
    상기 제어 회로는, 모니터링된 출력 전압 레벨에 기반하여 상기 듀티 사이클 제어 유닛에 피드백을 제공하도록 구성되는,
    AC-DC 변환기 회로.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터는, 동일한 기판 층 구조(290) 상에 모놀리식(monolithically) 집적되는,
    AC-DC 변환기 회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 기판 층 구조는 실리콘 기판 층을 포함하는,
    AC-DC 변환기 회로.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력 정류기는, 질화갈륨 다이오드이고,
    상기 입력 정류기의 다이오드가 존재하는 경우, 상기 다이오드는 질화갈륨 다이오드인,
    AC-DC 변환기 회로.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터는,
    기판 층 구조(290) 위의 제1 캐리어 층 구조(224);
    상기 제1 캐리어 층 구조 위의 제1 장벽 층 구조(226); 를 포함하며,
    상기 제1 게이트 노드 및 상기 제1 드레인 노드는 상기 제1 장벽 층 구조 위에 위치하고, 상기 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되고,
    상기 제2 트랜지스터는,
    상기 기판 층 구조 위의 제2 캐리어 층 구조(234);
    상기 제2 캐리어 층 구조 위의 제2 장벽 층 구조(236); 를 포함하며,
    상기 제2 게이트 노드 및 상기 제2 소스 노드는 상기 제2 장벽 층 구조 위에 위치하고, 상기 노드들은 스페이서 구조(250)에 의해 물리적으로 분리되며,
    상기 제1 및 제2 캐리어 층 구조는 제1 반도체 재료를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 장벽 층 구조는 제2 반도체 재료를 포함하는,
    AC-DC 변환기 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 캐리어 층 구조는, 스페이서 구조(250)에 의해 상기 제2 캐리어 층 구조와 물리적으로 분리되며,
    상기 제1 장벽 층 구조는, 동일한 상기 스페이서 구조(250)에 의해 상기 제2 장벽 층 구조와 물리적으로 분리되는,
    AC-DC 변환기 회로.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제1 캐리어 층 구조는 상기 제2 캐리어 층 구조에 연결되며,
    상기 제1 장벽 층 구조는 상기 제2 장벽 층 구조에 연결되는,
    AC-DC 변환기 회로.
  13. 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 따른 AC-DC 변환기 회로(100)를 포함하는 AD-DC 변환기 장치(300)에 있어서,
    AC 전압 소스(310)로부터 AC 전압을 수신하기 위한 인터페이스(311); 및
    DC 전압을 전기 배터리(320)에 제공하기 위한 인터페이스(312); 를 더 포함하며,
    상기 전기 배터리는, 전기 자동차의 전기 배터리 또는 모바일 전자 장치의 전기 배터리인,
    장치.
  14. 전기 배터리와 더불어, 구동 모터(traction motor) 및 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 따른 AC-DC 변환기 회로를 포함하는 전기 자동차의 전기 배터리 충전 방법에 있어서,
    상기 전기 자동차의 움직임을 감속하는 단계(1001);
    상기 전기 자동차의 움직임의 감속에 의하여 상기 구동 모터로부터 AC형 전류를 생성하는 단계(1002);
    생성된 상기 AC형 전류를 상기 AC-DC 변환기 회로에 의하여 DC형 전류로 변환하는 단계(1003); 및
    상기 DC형 전류로 상기 전기 배터리를 충전하는 단계(1004); 를 포함하는,
    방법.
  15. 전기 자동차(2000)의 회생 제동 시스템(2100)에 있어서,
    전기 배터리(320);
    AC형 전류를 생성하도록 적응된 구동 모터(2300);
    상기 전기 자동차를 감속하도록 적응된 제동 시스템(2400);
    상기 구동 모터로부터의 AC형 전류를 DC형 전류로 변환하고 상기 전기 배터리를 충전하도록 구성된, 제1항 내지 제13항에 따른 AC-DC 변환기 회로(100); 및
    상기 구동 모터에 전력을 공급하기 위해, 상기 전기 배터리로부터의 DC형 전류를 AC형 전류로 변환하도록 구성된 DC-AC 변환기 회로(3000); 를 포함하는,
    회생 제동 시스템.
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