KR20210090908A - 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법 - Google Patents

모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20210090908A
KR20210090908A KR1020200004231A KR20200004231A KR20210090908A KR 20210090908 A KR20210090908 A KR 20210090908A KR 1020200004231 A KR1020200004231 A KR 1020200004231A KR 20200004231 A KR20200004231 A KR 20200004231A KR 20210090908 A KR20210090908 A KR 20210090908A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase
coil
vector
voltage
space
Prior art date
Application number
KR1020200004231A
Other languages
English (en)
Inventor
김선태
서보환
정지연
이승주
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020200004231A priority Critical patent/KR20210090908A/ko
Priority to PCT/KR2020/003828 priority patent/WO2021145508A1/ko
Priority to US17/790,690 priority patent/US20230039050A1/en
Priority to DE112020006544.8T priority patent/DE112020006544T5/de
Publication of KR20210090908A publication Critical patent/KR20210090908A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/04—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors
    • H02K3/28—Layout of windings or of connections between windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K21/00—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets
    • H02K21/12—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with stationary armatures and rotating magnets
    • H02K21/14—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with stationary armatures and rotating magnets with magnets rotating within the armatures
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/46—Fastening of windings on the stator or rotor structure
    • H02K3/48—Fastening of windings on the stator or rotor structure in slots
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K2213/00—Specific aspects, not otherwise provided for and not covered by codes H02K2201/00 - H02K2211/00
    • H02K2213/03—Machines characterised by numerical values, ranges, mathematical expressions or similar information

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

본 발명은 복수 개의 슬롯을 구비한 스테이터; 상기 복수 개의 슬롯에 각각 각각 3상 교류가 인가되도록 감긴 제1코일과 상기 제1코일과 분리된 제2코일; 상기 제1코일과 상기 제2코일에 의해 생성된 회전자계에 의해 회전하는 로터; 상기 제1코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제1인버터부; 및 상기 제2코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제2인버터부;를 포함하고, 상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류를 온/오프(On/Off)하는 제어신호를 기설정된 스위칭주기동안 좌우대칭적으로 발생시키는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리 및 상기 모터어셈블리의 제어방법에 관한 것이다.

Description

모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법 {A Motor Assembly And The Controlling Method Thereof}
본 발명은 3상 2중권선 모터어셈블리에 관한 것이다. 보다 구체적으로는 공간벡터 펄스폭 변조방식을 이용해 3상 2중권선 동기모터 유효벡터의 시간계산과 펄스폭변조 패턴의 대칭구조를 통해 고조파를 개선하는 것에 관한 것이다.
3개의 코일과 삼상교류를 이용하여 만들어낸 회전자계를 사용하는 것을 삼상회전자계라고 하며, 삼상유도 모터와 삼상동기 모터에 이용하고 있다. 권수나 크기등 성능이 전부 균등한 3개의 코일을 중심위치로부터 120도 간격으로 배치하여 각각의 코일에 삼상교류의 각 상을 흐르게 하면 삼상 회전자계가 형성된다.
이와 유사하게 6상 권선을 통해 6상모터를 이용할 수도 있으나, 일반적으로는 2중 인버터 시스템을 이용하여 하나의 인버터가 하나의 삼상을 제어하는 2중권선 방식의 3상 교류를 이용하는 3상 2중권선방식 (Dual Three Phase)의 모터가 사용된다.
이는 높은 안정적 구동을 요구하는 고속 엘리베이터, 잠수함, 항공기 및 자동차 등에 이용되고 있다. 한 개의 인버터가 고장이 나면 다른 한 개의 인버터로 구동이 가능하기 때문에, 고장 등의 비상상황 등에서도 구동이 가능하기 때문이다. 즉, 안정적으로 운전해야 하는 필요성이 있는 곳에 3상2중권선방식의 모터가 이용된다.
선행문헌 1, 벡터공간분해기법을 이용한 2중 3상 유도 장치의 공간 벡터 PWM 제어 (Zhao et al, 1999), 에서는 3상 2중권선 모터를 제어하기 위해 벡터공간분해기법(Vector Space Decomposition)을 이용한 공간벡터 펄스폭변조 (Space Vector Pulse Width Modulation, 이하 SVPWM) 방식에 대해 개시하고 있다. 즉, 공간벡터를 이용하여 총 6상의 권선을 모델 하여 간섭성분이 제거된 독립된 2개의 평면 즉, d-q평면(d축과 q축으로 이루어진 평면)과 z평면(중성축 또는 영상분 축인 z축 혹은 n축의 z1과 z2로 이루어진 평면)을 생성하고, 그 뒤 각각의 인버터를 제어하기 위한 d축값과 q축값 총 4개의 독립된 값을 계산하기 위해 4개의 합성벡터를 사용한다. 해당 4개의 합성벡터의 온(On)시간을 각각의 좌표축 크기를 계산하여 역행렬을 통해 계산한다.
그러나, 벡터공간분해기법에서는 총 4개의 합성벡터를 나타내기 위해 각각의 합성벡터는 인접한 2개의 인버터 벡터를 통해 합성해야 하므로, 총 5개의 인버터벡터를 사용해야 한다. 결국 이를 위해서는 2개의 인버터 중 한 개의 인버터에서는 2개의 인버터벡터가 선택되지만, 나머지 인버터에서는 3개의 인버터 벡터가 선택되어야 한다. 따라서, 3개의 인버터벡터가 선택된 경우 대칭된 스위칭 패턴을 만들 수 없다.
대칭된 스위칭 패턴이 아닌 경우, 매번 선택된 해당 4개의 합성벡터를 통해 해당 합성벡터의 온(On)시간 계산해야한다. 즉, 5×5행렬(행 5개, 열이 5개인 행렬)의 역행렬을 계산해야 하므로 연산량이 증가하게 된다. 이는 연산시간 확보를 위해 스위칭 주기가 증가되는 문제점이 있다.
선행문헌 2, 2중 3상 영구자석형 동기발전기의 개선된 벡터제어방법 (Liu et al, 2012)에서는 스위칭 패턴을 대칭으로 만들기 위해 d-q평면는 그대로 유지하되, z 평면의 벡터의 제어는 포기하는 방식을 개시하고 있다. 즉, d-q평면의 지령 전압 벡터(Reference voltage vector)만 정상적으로 변조되어 출력하여, 스위칭 패턴을 대칭형태로 만들 수 있다.
그러나, z 평면의 벡터제어를 포기함으로써, z 평면에서 일어나는 고조파(harmonic wave)를 예상할 수 없는 문제점이 있다.
[선행문헌 1] Zhao, Yifan, and Thomas A. Lipo. 벡터공간분해기법을 이용한 2중 3상 유도 장치의 공간 벡터 PWM 제어 (Space vector PWM control of dual three-phase induction machine using vector space decomposition). IEEE Transactions on industry applications, Vol. 31(5), pp. 1100-1109, 1995. [선행문헌 2] Liu, Jian., Yang, Guijie., Su, Jianyoung., and Yang, Jinbo. 2중 3상 영구자석형 동기발전기의 개선된 벡터제어방법 (An improved vector control method for dual three phase PMSG). 제7차 전력전자 및 모션 제어 학술대회 논문 모음집(Proceedings of The 7th International Power Electronics and Motion Control Conference), Vol. 2, pp. 1252-1256, 2012.
본 발명은 공간벡터에서 합성벡터가 아닌 각각의 인버터에서 인버터 벡터 2개씩 총 4개의 인버터 벡터를 선택하여, 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식에서 스위칭 패턴을 3상에서의 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식과 마찬가지로 대칭형태로 만드는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 것을 해결과제로 한다.
본 발명은 z평면에서의 벡터의 분포를 케이스별로 정리하여 미리 역행렬이 계산된 행렬을 이용함으로써 연산시간을 단축하는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 것을 해결과제로 한다.
본 발명은 비대칭적인 스위칭 패턴에 비해 대칭적인 스위칭 패턴을 생성하여 고조파를 저감시킬 수 있는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 것을 해결과제로 한다.
본 발명은 2중 3상 권선모터의 연산량 감소로 스위칭 주기를 줄이는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 것을 해결과제로 한다.
본 발명은 모든 축 (d축, q축, z축)을 고려하여 원하는 공간전압벡터를 변조할 수 있는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 것을 해결과제로 한다.
상술한 과제를 해결하기 위해, 2중 3상 권선모터(Dual Three Phase Motor)의 회전을 위한 전압지령벡터는 2개의 독립된 인버터에서 각각 2개씩 총 4개의 유효 전압 벡터(6 active voltage vectors)를 이용해 각 인버터에 포함된 스위칭 소자의 온/오프 시간을 나타내는 스위칭 함수의 형상이 일정 주기안에서 대칭되는 형상을 갖게하는 것이다.
즉, 통상적인 3상 교류를 제어하는 인버터 2개를 이용하므로 2개의 유효전압벡터 및 영전압벡터를 이용한 공간전압벡터의 인가시간이 3상교류와 마찬가지로 스위칭 주기내에서 좌우대칭인 특징을 갖게된다.
구체적으로는 본 발명의 일 실시예가 개시된 모터어셈블리는 복수 개의 슬롯을 구비한 스테이터; 상기 복수 개의 슬롯에 각각 각각 3상 교류가 인가되도록 감긴 제1코일과 상기 제1코일과 분리된 제2코일; 상기 제1코일과 상기 제2코일에 의해 생성된 회전자계에 의해 회전하는 로터; 상기 제1코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제1인버터부; 및 상기 제2코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제2인버터부;를 포함하고, 상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류를 온/오프(On/Off)하는 제어신호를 기설정된 스위칭주기동안 좌우대칭으로 발생시킬 수 있다.
상기 제2코일은 상기 제1코일을 기준으로 30도 또는 -30도의 위상차를 가질 수 있다.
상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류의 각 단상 교류가 인가되는 제1권선, 제2권선 및 제3권선을 포함하고, 상기 복수 개의 슬롯마다 하나의 권선이 배치되고, 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 단상의 권선은 대응되는 단상끼리 교대로 상기 복수 개의 슬롯에 배열될 수 있다.
상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 3상 교류 중 하나의 상 교류를 대응되는 권선에 인가하는 제1상 스위칭부, 제2상 스위칭부 및 제3상 스위칭부를 포함하고, 상기 제어신호는 공간벡터 펄스폭변조방식에 의해 상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부 및 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 신호일 수 있다.
상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부의 온/오프에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 단상 권선에 인가되는 전압은 상기 스위칭주기동안 좌우대칭일 수 있다.
상기 로터를 회전시키기 위한 전압지령벡터는 상기 제1인버터부의 공간벡터인 제1공간전압벡터 및 상기 제2인버터부의 공간벡터인 제2공간전압벡터에서 각각 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터와 2개의 영전압벡터를 이용하여 형성할 수 있다.
상기 제1공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 각각 인가하는 시간인 제1인가시간과 제2인가시간 및 영전압벡터를 인가하는 시간인 제3인가시간의 합은 상기 스위칭주기의 절반일 수 있다.
상기 제2공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 각각 인가하는 시간인 제4인가시간과 제5인가시간 및 영전압벡터를 인가하는 시간인 제6인가시간의 합은 상기 스위칭주기의 절반일 수 있다.
한편, 상기 제1인가시간, 상기 제2인가시간 및 상기 제3인가시간에 따른 상기 제1인버터부의 제1상 스위칭부, 상기 제1인버터부의 상기 제2상 스위칭부, 상기 제1인버터부의 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호는 상기 스위칭주기동안 좌우대칭일 수 있다.
또한, 상기 제4인가시간, 상기 제5인가시간 및 상기 제6인가시간에 따른 상기 제2인버터부의 제1상 스위칭부, 상기 제2인버터부의 상기 제2상 스위칭부, 상기 제2인버터부의 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호는 상기 스위칭주기동안 좌우대칭일 수 있다.
한편, 상기 제1인가시간, 상기 제2인가시간 및 상기 제3인가시간을 이용하여 상기 제1상스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 상 권선에 인가되는 전압도 상기 스위칭주기동안 좌우대칭일 수 있다.
또한, 상기 제4인가시간, 상기 제5인가시간 및 상기 제6인가시간을 이용하여 상기 제1상스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 상 권선에 인가되는 전압도 상기 스위칭주기동안 좌우대칭일 수 있다.
한편, 상기 로터를 회전시키기 위한 전압지령벡터는 상기 제1인버터부의 공간벡터인 제1공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 상기 스위칭주기동안 중앙에 위치할 수 있다.
또한, 상기 로터를 회전시키기 위한 전압지령벡터는 상기 제2인버터부의 공간벡터인 제2공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 상기 스위칭주기동안 중앙에 위치할 수 있다.
한편 본 발명의 제어방법의 일 실시예는 공간벡터를 이용한 펄스폭 변조제어에 따른 지령전압벡터를 인가하는 단계; d-q평면상에서 상기 지령전압벡터의 크기 및 각도를 판별하는 단계; d-q평면상에서 상기 제1인버터부에 의한 제1공간전압벡터 및 상기 제2인버터부에 의한 제2공간전압벡터에 의해 구분되는 12개의 섹터 중, 상기 지령전압벡터의 각도에 따라 상기 지령전압벡터가 위치를 판별하는 단계; 상기 지령전압벡터의 위치한 섹터에 따라, 제1공간전압벡터 및 제2공간전압벡터중 상기 로터의 회전을 위해 필요한 유효전압벡터와 영전압벡터의 인가시간을 계산하는 단계; 및 계산된 인가시간만큼 필요한 공간전압벡터 생성을 위해 상기 제1인버터부의 스위칭부와 상기 제2인버터부의 스위칭부를 온/오프 하는 단계; 를 포함할 수 있다.
이 때, 상기 지령전압벡터가 제 3n-1 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식1을 통해 필요한 제1공간전압벡터 중 유효전압벡터 및 상기 제2공간전압벡터 중 유효전압벡터의 인가시간을 계산할 수 있다.
상기 지령전압벡터가 제 3n-2 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식2를 통해 필요한 제1공간전압벡터 중 유효전압벡터 및 상기 제2공간전압벡터 중 유효전압벡터의 인가시간을 계산할 수 있다.
또한, 상기 지령전압벡터가 제 3n 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식3을 통해 필요한 공간전압벡터 중 유효전압벡터의 인가시간을 계산할 수 있다.
[수학식1]
Figure pat00001
[수학식2]
Figure pat00002
[수학식3]
Figure pat00003
본 발명은 공간벡터에서 합성벡터가 아닌 각각의 인버터에서 인버터 벡터 2개씩 총 4개의 인버터 벡터를 선택하여, 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식에서 스위칭 패턴을 3상에서의 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식과 마찬가지로 대칭형태로 만드는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 효과가 있다.
본 발명은 z평면에서의 벡터의 분포를 케이스별로 정리하여 미리 역행렬이 계산된 행렬을 이용함으로써 연산시간을 단축하는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 효과가 있다.
본 발명은 비대칭적인 스위칭 패턴에 비해 대칭적인 스위칭 패턴을 생성하여 고조파를 저감시킬 수 있는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 효과가 있다.
본 발명은 2중 3상 권선모터의 연산량 감소로 스위칭 주기를 줄이는 모터어셈블리 및 그 제어방법을 제공하는 제어방법을 제공하는 효과가 있다.
본 발명은 z축도 고려하여 모든 축 (d축, q축, z축)의 원하는 벡터를 변조할 수 있는 제어방법을 제공하는 효과가 있다.
도 1(a)는 일반적인 3상 2중권선 모터에 2개의 인버터가 연결된 회로도를 개략적으로 나타낸 것이다. 도 1(b)는 모터에 권선된 2개의 코일과 이에 각각 연결되는 터미날의 모습을 개략적으로 나타낸 것이다. 도 1(c)는 3상 2중권선 모터의 권선 배치를 모델링한 것이다.
도 2(a)는 코일이 분포권 방식으로 감긴 모터의 일부분을 나타낸 것이다. 도 2(b)는 각 코일에 흐르는 3상 교류의 위상차가 30도 차이가 나는 것을 도시화 한 것이다.
도 3(a) 내지 도 3(b)는 전압지령벡터를 종래방식으로 5개의 인버터 벡터를 이용해 분해하는 방식에 관한 것이다.
도 3(d) 내지 도 3(f)는 전압지령벡터를 4개의 인버터 벡터를 이용해 분해하는 방식에 관한 것이다.
도 4는 종래방식에서의 비대칭적 스위칭 패턴을 나타낸 것이다.
도 5(a) 및 도(b)는 2개의 인버터중 하나의 인버터에서 인버터벡터를 이용한 전압지령벡터를 계산하는 방법에 대해 나타낸 것이다.
도 5(c)는 스위칭패턴이 대칭적으로 계산된 일례를 도시한 것이다.
도 5(d)는 12개의 섹터에서 스위칭패턴이 모두 대칭적으로 나오는 일례를 도시한 것이다.
도 6(a) 내지 도 6(c)는 전체 12개의 섹터를 모두 3개의 케이스 나누어 전압벡터의 인가시간을 계산하는 행렬식을 도시한 것이다.
도 7은 전압지령벡터가 위치한 섹터에 따라 3개의 케이스로 나누어 각각의 공간전압벡터에 따른 인가시간을 결정하는 플로우차트(Flow Chart)를 나타낸 것이다.
이하에서는 첨부된 도면을 참고하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명한다. 이하에 기술될 장치의 구성이나 제어방법은 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 것일 뿐 본 발명의 권리범위를 한정하기 위함은 아니며, 명세서 전반에 걸쳐서 동일하게 사용된 참조번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.
본 명세서 중에서 사용되고 있는 특정한 용어는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐으로 예시된 실시예의 한정으로 사용되고 있는 것은 아니다. 예를 들어, 「동일」 및 「동일하다」 등 표현은, 엄밀하게 동일한 상태를 나타낼 뿐만 아니라, 공차, 혹은, 같은 기능이 얻어지는 정도의 차가 존재하고 있는 상태도 나타낸다. 또한 「대칭」 등의 표현은, 엄밀하게 수학적인 대칭뿐 만 아니라, 실험적으로 관측하거나 분석하는 경우 필연적으로 나타나는 샘플링 시간에 따른 오차 또는 노이즈등을 고려한 차이가 어느 정도 존재하고 있는 상태도 나타낸다.
도 1(a)는 일반적인 3상 2중권선 모터에 2개의 인버터가 연결된 회로도를 개략적으로 나타낸 것이다. 도 1(b)는 모터에 권선된 2개의 코일과 이에 각각 연결되는 터미날의 모습을 개략적으로 나타낸 것이다. 도 1(c)는 3상 2중권선 모터의 권선 배치를 모델링한 것이다.
통상적인 교류모터에는 유도모터와 동기모터가 있으며, 양 모터 모두 고정자(Stator)가 자계를 회전시킴으로써 회전자(Rotor)에 영향을 주어 회전시키는 원리이다. 이 회전하는 자계를 회전자계라고 한다. 회전자계를 이용하는 모터에는 유도모터와 동기모터가 있다. 유도모터는 고정자의 회전자계에 의해 회전자에 유도전류를 발생시켜 그 유도 전류의 전자력에 의해 회전하는 모터를 말한다. 반면, 동기모터는 고정자의 회전자계에 의한 자기의 흡인력과 반발력으로 회전자가 회전하게 된다.
교류모터는 전원으로 3상교류를 이용하는 것과 단상교류를 이용하는 것이 있다. 일반적으로 회전원리까지 포함하여, 삼상유도모터, 삼상동기모터 등의 표현을 사용한다.
특히 3상교류를 이용하여 만들어낸 회전자계를 3상 회전자계라고 한다. 교류모터의 경우, 고정된 전자석에 의해 회전자계를 만들어 낸다. 이 때, 3개의 코일과 3상교류를 사용하는 것을 3상회전자계라고 하며, 삼상유도모터, 삼상동기모터에 이용된다.
권수나 크기 등 성능이 전부 균등한 3개의 코일을 중심위치로부터 120° 간격으로 배치하여 각각의 코일에 3상교류의 각 상을 흐르게 하면 삼상회전자계가 생긴다. 개개의 코일의 자계는 흐르는 당상교류와 같은 상이 되고 사인 곡선(정현곡선)을 그린다.
각각의 코일은 강약과 자극의 반전을 반복할 뿐 이지만 각각의 코일의 배치는 120°씩 위상이 어긋나고 흐르는 삼상교류도 120°씩 위상이 어긋나 있기 때문에 시간이 변화에 따라서 각각의 코일의 자계에서 만들어진 합성자계는 순차적으로 방향을 바꿀 수 있다.
유도전동기에서 교류전원은 3상 고정자 권선에만 공급된다. 절연된 구리선으로 구성된 3상 권선은 고정자 철심의 여러 슬롯(slot)에 120° (전기각, electrical degrees) 간격으로 배치되어 있다. 통상 3상권선은 고압에서는 Y-결선(Y-Connection)으로 전압에서는 Δ-결선(Delta-Connection)으로 연결된다. 그러나 이는 일례일 뿐, 반드시 이에 따르는 것은 아니다.
도 1(a)는 직류전원을 교류전원으로 변환하여 6상모터에 공급하는 인버터부(10, 20, Inverter Unit) 및 6상모터의 회로도를 일부 도시한 것이다. 구체적으로 6상모터는 3상 교류를 각각 공급하는 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)에 의해 제어되는 3상 2중권선 모터 어셈블리(30, 이하 모터라 칭함)를 나타낸다. 2개의 3상 권선 코일을 각각 제어하는 2개의 3상 인버터를 포함하는 인버터부(15, 25)가 연결된 형태이다.
제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)는 일정 또는 가변 직류전원(미도시)으로부터 임의의 크기의 전압 및 주파수의 교류 전원을 만드는 전력변환장치인 3상 인버터(Inverter)를 포함한다. 각각의 3상 인버터 배치는 3상 2중권선 모터(30) 또는 총 6상을 갖는 모터를 제어할 수 있으면 어떻게 배치되어도 무방하다. 즉, 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)가 독립적, 개별적으로 연결되어도 무방하고, 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)가 서로 통합되어 연결되어도 무방하다.
또한 모터(30)에 제1인버터부 및 제2인버터부(25)가 내장된 형태일 수도 있으나 이와 달리 모터(30)의 외부에서 상기 모터(30)를 제어하는 형태일 수도 있다. 따라서, 이를 통칭해서 본 명세서에서는 모터어셈블리라 칭한다. 즉, 모터어셈블리는 코일, 스테이터 및 로터로 구성된 모터와 이를 제어하는 제1인버터부 및 제2인버터부를 포함하는 개념이다. 따라서, 만약 모터에 인버터부가 내장되어 있는 경우에도 이를 모터어셈블리라 칭할 뿐이다.
도 1(a)에서는 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)에는 직류 전원 전압을 일정하게 유지하기 위해 직류 전원(미도시)과 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)의 입력사이에 캐패시터(capacitor, 7)가 병렬로 연결된 것을 도시하고 있다. 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)에 입력되는 직류전원으로는 정류기(Rectifier, 미도시)를 사용하여 사용교류전원을 직류전원으로 바꾸어 공급하는 것이 통상적이다. 최근에는 배터리등의 분산 전원도 이용되고 있다.
또한, 인버터부에는 MCU(Motor Control Unit)라 불리는 제어부(미도시)가 포함되어 있을 수 있다. 이 경우, 제어부는 모터의 전류나 위치를 센싱하거나, 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식에 필요한 계산을 한 후, 이를 통해 인버터의 스위칭 소자를 On/Off 할 수 있다. 이와 달리 제어부는 인버터부 바깥에 위치하여 마이컴(Microcontroller)등을 통해 모터(30)를 제어할 수도 있다.
또한, 본 발명인 제어방법은 모터의 속도나 위치를 감지하는 전류센서, 속도센서 혹은 위치센서를 구비하든 구비하지 않든 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 동기모터이든 비동기모터이든 적용될 수 있다.
인버터부(15, 25)에 대해 구체적으로 살펴보면, 도 1(a)에 도시되어 있듯이 하나의 단상 교류를 생성하고 제어하기 위해 각 단상마다 2개의 스위칭 소자(Switching Device)를 필요로 한다. 3상 교류이므로 3개의 단상이 있고 이를 각각 제1상 교류, 제2상 교류, 제3상 교류라 하면, 각 단상은 120도의 위상차를 가질 수 있다.
제1인버터부(15)의 제1상 교류, 예컨대 제1인버터부(15)의 3상교류(U, V, W 상) 중 U상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제1인버터부(15)의 제1상 스위칭부(Q101, Q104)에 의해 생성될 수 있다. 제1인버터부(15)의 제2상 교류, 예컨대 제1인버터부(15)의 3상교류(U, V, W 상) 중 V상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제1인버터부(15)의 제2상 스위칭부(Q103, Q106)에 의해 생성될 수 있다. 제1인버터부(15)의 제3상 교류, 예컨대 제1인버터부(15)의 3상교류(U, V, W 상) 중 W상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제1인버터부(15)의 제3상 스위칭부(Q105, Q102)에 의해 생성될 수 있다.
또한, 제2인버터부(25)의 제1상 교류, 예컨대 제2인버터부(25)의 3상교류(X, Y, Z 상) 중 X상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제2인버터부(25)의 제1상 스위칭부(Q201, Q204)에 의해 생성될 수 있다. 제2인버터부(25)의 제2상 교류, 예컨대 제1 제2인버터부(25)의 3상교류(X, Y, Z 상) 중 Y상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제2인버터부(25)의 제2상 스위칭부(Q203, Q206)에 의해 생성될 수 있다. 제2인버터부(25)의 제3상 교류, 예컨대 제2인버터부(25)의 3상교류(X, Y, Z 상 상) 중 Z상, 는 2개의 스위칭 소자로 구성된 제2인버터부(25)의 제3상 스위칭부(Q205, Q202)에 의해 생성될 수 있다.
예컨대, 제1스위칭부(Q101, Q104)는 2개의 스위칭 소자 (Q101, Q104)가 직렬로 연결되어 있는 구조인데, 이를 통상 극(Pole), 레그 (Leg) 또는 암(Arm)이라고 한다. 스위칭 소자는 서로 번갈아 온/오프라는 상보 스위칭(Complementary Switching)을 한다. 직류 전원은 제1스위칭부(Q101, Q104)의 양단에 입력되며, 교류 전압은 이 두 스위칭 사이에서 출력된다. 이러한 교류출력전압을 극전압이라 한다. 이렇게 2개의 스위칭 소자가 하나의 상을 제어하므로, 3상 교류를 제어하기 위해서는 모두 3개의 스위칭 부 또는 6개의 스위칭 소자를 필요로 한다.
도 1(a)는 제1인버터부(15)에 6개의 스위칭 소자(Q101 내지 Q106) 그리고, 제2인버터부(25)에 다른 6개의 스위칭 소자(Q201 내지 Q206)이 도시되어 있다.
이러한 기본 회로에 사용되는 스위칭 소자로는 전력용반도체 소자인 GTO(Gate Trun-off) 사이리스터(Thyristor), IGCT(Insulated Gate Commutated Transistor), IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)등이 대표적으로 사용되는데, 적용 분야에 필요한 전력용량과 스위칭 주파수에 따라 선택될 수 있다.
예컨대, GTO 사이리스터와 IGBT는 가장 대용량을 처리할 수 있는 소자로서 10 MVA이상의 인버터에서 사용되지만, 가능한 스위칭 주파수는 1kHz이하로 낮다. IGBT는 가장 널리 사용되는 소자로 10MVA이하의 중용량급에 사용되며 수십 kHz까지의 스위칭 주파수를 얻을 수 있다. MOSFET는 소용량급으로 600 V이하의 저전압 인버터에서 사용되나 가장 스위칭 주파수를 높게할 수 있어 수백 KHz까지의 동작이 가능하다.
또한, 각 스위칭 소자에는 스위칭 소자의 보호를 위해 스위치에 역병렬로 다이오드(D101 내지 D106, D201 내지 Q206)가 연결될 수 있다.
일반적으로는 교류를 사용하는 전동기에는 3상 교류모터가 많이 사용된다. 3상 모터(Three Phase motor) 혹은 3상 유도 전동기는 서로 다른 위상을 가지는 3개의 단상 교류를 이용하여 회전자계를 만들어 동력을 얻는 장치를 뜻한다. 다시 말해, 120°간격으로 배치되어 있는 권선에 연결하여 교류를 흘리면 인가 전원의 각 주파수로 회전하는 모터를 뜻한다.
3상모터를 제어하는 3상 인버터 회로는 3개의 극으로 이루어진다. 각각의 극은 서로 독립적으로 스위칭하며, 각각 한 상 전압의 출력을 담당한다.
본 발명은 3상 2중권선 모터를 제어하는 제어방법에 관한 것이다. 따라서, 3상 2중권선 모터란 도 1(a)에서와 마찬가지로, 2개의 3상 코일이 각기 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)에 의해 제어되는 모터를 뜻한다.
즉, 각각 3상을 스위칭하는 제1인버터부(15)와 제2인버터부(25)는 각각 6개의 스위칭 소자를 갖게 된다. 제1인버터부(15)에는 6개의 스위칭소자(Q101 내지 Q106)를 포함할 수 있고 각각의 스위칭 소자에 연결된 6개의 다이오드(D101 내지 D106)를 포함할 수 있다. 제2인버터부(25)도 6개의 스위칭소자(Q201 내지 Q206)를 포함할 수 있고 각각의 스위칭 소자에 연결된 6개의 다이오드(D201 내지 Q206)를 포함할 수 있다.
본 발명은 3상 2중권선 모터와 2개의 인버터부를 포함하는 모터어셈블리 및 이를 제어하는 방법에 관한 것이다. 3상 2중권선방식 (Dual Three Phase)의 모터를 사용하는 이유는 보다 안정적인 구동을 요구하는 시스템에서는 2중 인버터 시스템을 이용하여 각 인버터가 하나의 삼상을 제어하는 2중권선 방식의 3상 교류를 이용하기 위해서다.
이는 한 개의 인버터부가 고장이 나더라도 나머지 다른 한 개의 인버터부로 구동이 가능하기 때문에, 고장 등의 비상상황 등에서도 구동이 가능하기 때문이다.
도 1(b)는 2개의 3상 교류를 공급하는 코일을 구비한 교류모터의 일 례를 도시하고 있다. 제1인버터부(15)에 의해 제어되는 3상의 권선을 한세트로 하는 제1코일(321)을 연결하는 제1터미날(311), 제2인버터부(25)에 의해 제어되는 3상의 권선을 한세트로 하는 제2코일(322)을 연결하는 제2터미날(312)을 도시하고 있다. 제1터미날(311)은 각각 3상인 U상, V상, W상의 교류가 인가되는 제1권선(321a, 도2(a)참조), 제2권선(321b, 도2(a)참조), 제3권선(321c, 도2(a)참조)과 연결된다. 제2터미날(312)은 각각 3상인 X상, Y상, Z상의 교류가 인가되는 제1권선(322a, 도2(a)참조), 제2권선(322b, 도2(a)참조), 제3권선(322c, 도2(a)참조)과 연결된다. 여기서는 각기 서로 다른 금속막대로 연결된 것 같이 도시되어 있으나, 이와 달리 각기 버스바(bus bar)의 형태 등 어떠한 형태든 각각의 상에 연결될 수 있는 것이면 무방하다.
도 1(c)는 제1코일(321)과 제2코일(322)의 권선배치를 간략히 표시한 그림이다. 제1코일(321)은 120°간격으로 배치된 권선에 각기 120°의 위상차를 갖는 U, V, W상 교류가 흐르고, 제2코일(322)는 120°간격으로 배치된 권선에 각기 120°의 위상차를 갖는 X, Y, Z상 교류가 흐를 수 있다.
도 2(a)는 제1코일(321)과 제2코일(322)이 분포권 방식으로 감긴 모터(30)의 일부분을 나타낸 것이다. 모터(30)도 일반적인 모터와 동일하게 원통형 구조의 고정자(stator, 330)와 회전축을 포함하는 회전자(rotor, 350) 및 고정자와 회전자 사이에 공극(air gap)을 포함하고 있다. 고정자와 회전자는 큰 자속밀도를 얻을 수 있도록, 강자성체(Ferromagnetic Material)의 철심(Iron core)으로 만들어 질 수 있다. 이러한 철심으로는 철손(Core Loss) 즉, 시변 자속으로 인해 발생하는 히스테리시스 손실과 와전류손실을 감소시키기 위해 얇은 두께의 규소강판(Silicon-alloy Sheet Steel)들을 적층(Lamination)하고 그 사이를 절연하여 사용할 수 있다.
절연된 구리선 혹은 도체로 구성된 3상 권선인 제1코일(321)과 제2코일(322)은 고정자(330)의 철심(316)에 의해 형성되는 여러 슬롯(315)에 120 도(°)간격으로 집중적으로 배치될 수 있다. 그러나, 이와 달리 도2에 보이듯이 각 상의 구리선 혹은 도체들을 여러 슬롯에 분포시킬 수 있다. 즉, 제1코일(321) 또는 제2코일(322)에 전류가 흘렀을 때 발생한 공극 자속이 정현적인 파형이 되도록 각 상의 도체들을 여러 슬롯에 정현적 개수로 분포시킬 수 있다. 이러한 권선 배치방식을 분포권(Distributed Winding) 방식이라 하는데, 한 쌍의 슬롯에 모든 도체를 배치하는 집중권(Concentrated Winding) 방식보다 철심구조의 이용률이 증가되며, 공극 자속의 고조파(Harmonics)가 감소되어 토크 리플(Torque Ripple)을 줄일 수 있어 분포권을 더 많이 사용하고 있다.
도 2(a)를 참조하면 분포권 방식으로 제1코일(321)의 3상 즉, U상, V상, W상 교류가 흐르는 권선(321a, 321b, 321c)이 순차적으로 배치되며, 각 사이에는 마찬가지로 분포권 방식으로 제2코일(322)의 3상 즉, X상, Y상, Z상 교류가 흐르는 권선(322a, 322b, 322c)이 순차적으로 배치된다. 도 2(a)는 총 36개의 슬롯을 갖는 스테이터의 일례를 도시하고 있다. 따라서 이중 4분의 1에 해당하는 9개의 slot이 도시되어 있다. 즉 슬롯에 따라 U상 권선(321a), X상 권선(322a), V상 권선(321b), Y상 권선(322b), W상 권선(321c), Z상 권선(322c)이 6개의 슬롯에 들어가고 교대로 배열된 모습을 도시하고 있다.
제1코일(321)과 제2코일(322)는 물리적으로 30 도(°) 또는 -30도의 위상차를 갖도록 배치되어 있다. 이하에서는 -30° 위상차는 30° 위상차를 갖는 것과 설명에 있어서 차이가 없으므로 여기서는 -30°위상차를 갖는 것으로 기술하였다. 또한, U상 교류와 W상 교류와 달리 V상에는 -V로 표시되어 있는데 이는 감는 방식에 따라 전류의 흐르는 방향이 달라져 표시한 것일 뿐이다. 마찬가지 이유로 Y상 교류에는 -Y로 도시하고 있다.
회전자(350) 역시 고정자(330)와 비슷하게 얇게 적층된 강자성체 철심의 도체가 삽입된 구조를 가질 수 있다. 회전자(350)는 유도모터 혹은 동기모터에 따라 다양한 형태의 회전자를 가질 수 있는데, 도 2(에서는 일례로 영구자석(317)이 포함된 회전자(350)를 도시하고 있다.
도 2(b)는 U상과 X상 교류, V상과 Y상 교류, W상과 Z상은 30° 위상차를 가지고 있음을 도시하고 있다. 3상 모터 또는 3상 교류전동기와 같은 3상 시스템을 다룰 때는 통상적으로 사용하는 120°의 위상차를 갖는 a, b, c 상(phase) 변수들을 도 2(b)와 같이 회전 벡터로 표현할 수 있다. 이 때, 제1코일과 제2코일은 30°의 위상차를 가지므로, U, V, W 상과 30° 위상차를 갖는 X, Y, Z상을 회전벡터를 이용하여 표시할 수 있다. 또한, 이러한 모터(30)의 구조와 일치하도록 제1인버터(15) 및 제2인버터(25)에서 전류를 흘려주어야 원하는 출력을 얻을 수 있다. 만약, 이러한 제1코일(321)과 제2코일(322)의 각 권선이 잘못 배치되는 경우에는 물리적인 위상과 매칭되지 않아 제1인버터(15)및 제2인버터(25)의 역률(Power factor)이 저하되어 원하는 출력을 얻을 수 없기 때문이다.
한편, 도 2(a)에 도시된 바와 같이, 3상 교류를 이용하는 모터 구조의 가장 큰 특징은 고정자(stator)와 회전자(rotor)사이의 간격, 즉 공극(air gap)이 작다는 것이다. 공극이 작으면 여자전류 (exciting current)를 작게해서 역률(Power factor)이 좋아질 수 있다. 반면, 상기 공극이 작으면 자계의 고조파 영향이 강하게 나타나 손실이 늘어나 성능이 저하될 수 있다.
고조파가 발생하면, 기동시 모터가 기동하지 않거나, 가속되지 않거나, 이상음이 발생할 수 있다. 따라서, 고조파 발생을 예측하고 줄이는 방향으로 모터를 제어하는 것이 필요하다. 고조파(Harmonics)는 기본파에 대하여 그의 정수배의 주파수를 말하는 것으로, 고조파로 인해 운전중에 기계적인 진동, 노이즈와 고조파 전류 증가에 따른 효율 저하등을 초래하고, 궁극적으로는 절연파괴에 따른 전동기 수명 단축, 변형 및 파괴를 일으킬 우려가 있기 때문이다.
도 3(a) 내지 도 3(c)는 전압지령벡터(Voltage Reference Vector)를 종래방식으로 5개의 인버터 벡터를 이용해 분해하는 방식에 관한 것이다. 도 3(d) 내지 도 3(f)는 전압지령벡터를 4개의 인버터 벡터를 이용해 분해하는 방식에 관한 것이다.
도 3(a) 내지 도 3(f)를 설명하기 위해 우선, d-q축 좌표변환과 벡터공간분해기법(Vector Space Decomposition)을 이용한 공간벡터 펄스폭변조 (Space Vector Pulse Width Modulation, 이하 SVPWM) 방식에 대해 설명하기로 한다. 이는 통상의 기술자에게는 주지된 이론이므로 이에 대해서는 필요한 범위내에서 간략히 서술하기로 한다. 다시 말해, 본 명세서에서는 하나의 3상교류를 가지고 공간벡터 펄스폭변조방식에 대해 간단히 설명한 후 이를 다시 2개의 3상 교류를 이용하여 본 발명의 일 실시예에 대해 설명하였다.
3상 모터와 같은 3상 시스템을 다룰 때 통상적으로는 도 2(b)와 같이 a, b, c 상 변수들을 이용하여 다루는 것 보다 d축, q축, z축으로 이루어진 직교좌표계(Orthogonal Coordinates)상의 변수로 변환하는 좌표변환(Reference Frame Transformation)을 통해 직교좌표계로 변환한 후 이용한다. 이를 통해 좀더 효율적으로 제어할 수 있기 때문이다.
변환된 직교좌표계의 d축 (Direct axis) 또는 직축은 통상 전동기의 계자 자속(Field Flux)이 발생하는 축이다. d축은 교류전동기의 벡터 제어에서 기준이 되는 축이다.
변환된 직교좌표계의 q축 (Quadrature Axis) 또는 횡축은 기준축인 d축과 직각을 이루는 축으로, 계자 자속과 같은 전동기의 물리량이 시간에 따라 반시계방향으로 회전할 때 d축에 비해 앞서서 위치한다. q축은 벡터 제어에서 토크를 발생하는 전류 또는 역기전력의 축이 된다.
변환된 직교좌표계의 z축(Neutral Axis, 또는 n 축) 또는 중성축(또는 영상분 축)은 d와 q축이 3차원 공간상에서 서로 직교하는 축이다. 이는 손실성분을 나타낸다. 전동기에서 기계적 출력 발생에 기여하는 항은 d와 q축 성분이다.
통상적으로 3상 구형파 인버터(Six step inverter 또는 Three-phase square wave inverters)의 경우 출력전압의 크기는 최대로 고정되며, 단지 그 주파수만이 제어가능하였다. 교류전동기를 구동하는 인버터에서는 출력 전압의 주파수뿐만 아니라 그 크기까지도 변조(Modulation) 할 필요가 있다. 이를 위해 PWM(Pulse Width Modulation) 기법이 사용된다.
이러한 PWM 기법에는 최적변조방식(Optimal/Programmed PWM), 삼각파 비교변조방식(Carrier Based PWM), 공간벡터 펄스폭변조방식(Space Vector PWM)이 있다.
이중에서 공간벡터 펄스폭변조방식(SVPWM)은 다른 PWM기법과 달리 3상 전압 레퍼런스(Three-phase voltage references)를 앞서 설명한 d축과 q축으로 이루어진 d-q평면상의 복소수공간에서 하나의 공간 벡터(Space Vector)로 표현하여 이를 변조하는 기법이다. 이 기법으로 변조된 전압을 인버터를 통해 전동기에 인가한 경우 전류와 토크에 포함된 고조파가 다른 기법보다 적다는 장법으로 인해 현재 가장 널리 사용되고 있다.
공간벡터 펄스폭변조방식(SVPWM)은 기법에서는 상전압에 관한 전압지령(Voltage Reference)이 공간벡터로 주어지므로 이를 생성시켜줄 인버터부(15, 25)의 인버터의 출력 가능한 전압도 마찬가지로 공간전압벡터로 표현된다. 여기서, 상전압은 해당 극의 스위칭 상태뿐만 아니라, 다른 두 극의 스위치 상태에도 의존하기 때문이다. 따라서, 상전압은 인버터의 모든 스위치들의 상태에 의해 결정되는 전압을 말한다. 이를 통해 3상, 예컨대 a, b, c 상, 의 스위칭 함수를 각각 Sa, Sb, Sc 라 하고, 스위칭 함수는 위 스위치가 켜져 있는 경우에는 1이면 꺼져 있는 경우에는 0으로 표현될 수 있다. 이렇게 스위칭 함수의, 각 인버터부의 3개의 스위칭부에 의해 출력가능한 8개의 서로 다른 스위칭 상태를 6개의 유효전압벡터(Active Voltage Vector)와 2개의 영전압벡터(Zero Voltage Vector)를 활용하여 표현한다. 각 상의 스위칭부는 0 또는 1을 가지므로 3상의 경우 총 8개의 스위칭 상태가 존재할 수 있다. 이를 d-q 평면의 복소수 공간에서 표현하면 도 5 (a)와 같이 표현할 수 있다. 윗첨자 #1은 제1인버터부(15)를 뜻하고, 아래첨자는 6개의 유효전압벡터를 뜻한다. 2개의 영전압벡터는 원점에 표시된다. 각 유효전압벡터에 의해 구분되는 평면을 섹터라 하며, 그림에서 보듯이 모두 6개의 섹터(sector)로 나누어질 수 있다.
3상 상전압 지령(Three-phase Voltage References)이 시간에 따라 변하면, 지령전압벡터(Voltage Reference Vector, V*)는 위와 같은 복소수공간에서 반시계방향으로 회전하게 된다. 이때, 지령전압벡터는 인접한 두 유효전압벡터 Vn, Vn+1, (n= 1 내지 5)과 영전압벡터 (V0, V7)를 이용하여 일정한 전압변조주기 Ts 동안 지령전압벡터와 평균적으로 동일한 전압을 만들 수 있다. 3상에서는 전압을 합성하는 과정은 스위칭 주파수에 의해 결정된 전압변조주기 Ts 마다 반복된다. 전압변조주기랑 지령전압벡터를 표시하기 위해 스위칭 한 주기 내에서 공간전압벡터를 변조시키는 주기를 뜻할 수 있다. 이는 각 스위칭부를 켜는 온시퀀스 전압변조주기 와 각 스위칭부를 다시 끄는 오프시퀀스 전압변조주기가 있으며 스위칭 함수를 스위칭 한 주기 내에서 좌우 대칭형태로 만들면 온시퀀스 전압변조주기와 오프시퀀스 전압변조주기가 같아지므로 여기서는 두 경우 모두 전압변조주기(Ts )라 칭한다.
도 5(b)를 활용하여 설명하면, 지령전압벡터 V*의 인접한 유효전압벡터 중에 하나의 벡터인 V1을 먼저 Ta시간동안 인가한다. 그러면 V1의 방향으로 V1·(Ta/Ts) 크기의 전압이 발생한다. 다음 단계는 지령전압벡터 V*의 위상과 크기를 맞추어 주기 위해 나머지 인접벡터 V2를 Tb시간동안 인가하여 준다. 그리고 T0 = Ts-(T1+T2) 시간동안 영전압벡터를 인가하여 더 이상의 전압이 발생되지 않도록 한다.
한편, 전압변조주기 Ts내에서 유효 전압과 영전압 벡터를 어떠한 순서로 인가하더라도 동일한 크기의 평균 출력전압을 얻을 수 있다. 그러나, 인가 순서에 따라 고조파 특성, 스위칭 주파수, 전압 이용률 등의 여러 전압 변조 성능이 달라질 수 있다. 특히 유효 전압 벡터의 인가 위치에 따른 부하 전류의 리플 크기와 리플 주파수가 달라질 수 있다. 따라서, 일반적으로 전압변조주기 Ts내에서 유효전압벡터가 정 중앙에 위치하는 것이 고조파 특성이 가장 좋다고 알려져 있다. 이때 스위칭 횟수(Switching Frequency)도 감소시킬 수 있다. 이를 대칭 공간벡터 펄스폭변조방식 (Symmetrical SVPWM)이라 한다.
이때, 인버터의 스위치를 켜는 (On sequence) 전압변조주기와 인버터의 스위치를 끄는 (Off sequence) 전압변조주기의 합을 스위칭 주기라 한다. 그런데, 일반적으로 전압변조주기 Ts내에서 유효전압벡터를 정 중앙에 위치시키면, 좌우가 대칭인 패턴이 되므로, 스위칭 한 주기는 두 전압변조주기의 두 배가 된다. 즉, Tsw= 2·Ts가 된다. 또한 이 때 스위칭 횟수도 최소화 되며 고조파에 의한 영향도 최소화 될 수 있다. 또한, 통상 전압변조주기는 전류제어주기와 동일하게 사용된다.
정리하면, 즉, 하나의 인버터에서 출력가능한 6개의 유효 전압 벡터(6 active voltage vectors) 와 2개의 영전압 벡터(zero vectors)를 이용해 일정한 전압변조주기 Ts(modulation interval)동안의 지령 전압 벡터(Reference voltage vector)를 생성할 수 있고, 이를 통해 각 스위칭 소자의 on/off 되는 시간을 정할 수 있다. 즉, 스위칭 함수를 정할 수 있다.
3상에서는 계산을 통해 유효전압벡터 및 영전압벡터의 인가시간을 하기의 수학식 4을 이용하여 계산할 수 있다.
[수학식4]
Figure pat00004
또한, 이렇게 정해진 스위칭 함수, Sa, Sb, Sc 는 스위칭 주기 (Tsw) 동안 온 퀀스(On sequence)와 오프 시퀀스(Off sequence)가 대칭적인 패턴으로 만들어지게 된다. 즉, 스위칭 한 주기 동안의 온 퀀스(On sequence)와 오프 시퀀스(Off sequence)에 따른 각 상의 스위칭 함수를 도식화 한 것을 스위칭 패턴이라 할 수 있는데, 3상 교류에서는 위에서 설명한 바와 같이 대칭적인 패턴을 나타내도록 만들 수 있다.
즉, 스위칭 패턴이란, 인가된 전압지령벡터에 따라, 각 인버터부의 3개의 스위칭 상태를 인가시간에 따라 스위칭 한 주기내에 나타낸 그림을 뜻한다. 또는 인가된 전압지령벡터에 따라, 해당 공간전압벡터 (전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터 와 영전압벡터)를 스위칭 한 주기내에서 인가시간에 따라 나타낸 그림을 뜻할 수 있다.
3상 교류에서는 항상 스위칭 패턴이 대칭적인 패턴이 되도록 할 수 있는데, 이는 결극 스위칭 한 주기 내에서 2개의 전압변조주기에서 각각 2개의 유효전압벡터와 영전압벡터를 온(On)시키는 순서와 오프(Off) 시키는 순서가 반대로 적용되기 때문이다. 이는 스위칭 주기동안 인버터에 의해 3상을 온/오프하는 제어신호가 좌우대칭임을 뜻한다.
구체적으로는 상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부 및 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 신호가 스위칭 주기내에서 좌우대칭적으로 표현될 수 있다. 이는 또한, 상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부의 온/오프에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 상 권선에 인가되는 전압은 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 뜻한다.
예컨대 도 5(c)의 스위칭 패턴 중, 윗부분 3개만을 보면, 스위칭 함수 3개(Sa #1 , Sa #2 , Sa #3)의 패턴이 Tsw의 절반을 중심으로 모두 좌우 대칭임을 알 수 있다. 또한 이는 파형분석기, 예컨대 오실로스코프나 스펙트럼분석기 등, 으로 인버터 단자의 출력을 체크해보면 알 수 있다. 물론 파형분석기의 샘플링 시간, 노이즈의 영향이 있을 수 있으나 수학적으로는 좌우 대칭임을 알 수 있다.
지금까지는 3상 교류에서 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식에 관한 것이었다. 이를 6상 모터 또는 3상 2중권선 모터에 적용하면 6상을 동시에 제어할 수 인버터 한 개를 사용할 수도 있으나, 이보다는 안정적인 제어를 위해 통상적인 3상 인버터 2개를 사용한다. 이 경우, 2개의 인버터부(15, 25)의 인버터에 의해 각각 6개의 섹터가 생기며, 각각은 30도의 위상차를 가지게 된다.
도 3(b)는 제1인버터부(15)에 의한 인버터 출력전압벡터를 도시하고 있으며, 도 3(c)는 제2인버터부(25)에 의해 30도의 위상차를 갖는 인버터 출력전압벡터(Output Voltage Vectors)를 d-q평면의 복소수공간에 도시하고 있다. 이 2개를 합한 그림을 도 3(a)에 도시하고 있다. 따라서, 도 3(b)에는 제1인버터부(15)의 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)가 표시되어 있고, 도 3(c)에는 제2인버터부(25)의 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)가 표시되어 있다. 또한, 제2인버터부(15)의 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)는 위상차를 고려하여 30도 회전하여 표시되었다.
도 3(a)는 이 2개를 합해서 하나의 평면에 나타낸 2개의 육각형이 합해진 그림을 나타내고 있다. 또한, 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)와 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)를 인접하는 벡터끼리 합해서 12개의 합성벡터(V1 내지 V12) 를 표현하고 있다.
구체적으로는, 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)와 이를 30도 회전시킨 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)에서 인접하는 유효전압벡터끼리 합성을 할 수 있다. 예를 들어, 제2인버터부(25)의 1번 유효전압벡터인 V1 #2는 제1인버터부(15)의 1번 유효전압벡터인 V1 #1 와 2번 유효전압벡터인 V2 #1의 사이에 위치하므로, V1 #2의 인접하는 벡터는 V1 #1 과 V2 #1이 된다. 이 둘과 각각 합성하게 되면, V2와 V3을 합성할 수 있다. 마찬가지로 나머지들을 합성하게 되면 모두 12개의 합성벡터(V1 내지 V12) 를 얻을 수 있다. 이렇게 얻어진 12개의 합성벡터로 d-q평면에서 구분되는 영역을 섹터라 하며 모두 12개의 섹터를 얻을 수 있다.
이렇게 얻어진 합성벡터를 V1 내지 V12로 표시하였으면, 합성벡터 V2와 V3 사이의 영역을 섹터1으로 하여 반시계방향으로 총 12개의 섹터를 표시하였다. 이 때, z1-z2평면은 아래의 표1의 종래방법에서 z1-z2평면으로 도시된 것과 같이 나타낼 수 있다.
[표1]
Figure pat00005
한편, 종래 기술은 이렇게 6상의 권선을 통해 모델링하여 벡터 간섭성분이 제거된 독립된 2개의 평면을 생성한다. 3개의 서브공간(sub-space) 또는 평면은 d-q평면, z1-z2평면 그리고 o1-o2평면으로 분해된다. 다만 여기서 o1-o2평면은 제1코일(321)과 제2코일(322)이 중립적(neutral)으로 권선되므로 항상 원점으로 매핑(mapping)되어 d-q평면, z1-z2평면만 고려하면 된다. 즉, 실질적으로 에너지 변환이 이루어지는 평면을 d-q평면, 고조파 성분 또는 에너지 손실을 뜻하는 서브공간을 z1-z2평면이라고 한다. d-q평면은 앞서 설명한 바와 같이 12개의 합성벡터로 나타내게 되고, 3상씩 총 2개의 z1, z2를 통해 마찬가지로 z 평면을 얻을 수 있다. 이를 벡터공간분해기법(Vector Space Decomposition)이라 한다.
이 때, 종래 기술은 각 평면상의 좌표축으로부터 4개의 독립된 값을 계산하기 위해 4개의 합성벡터를 필요로 한다. 그리고 해당 4개의 합성벡터가 인가되는 시간 (Turn on 시간)을 각각의 좌표축 크기를 계산하여 역행렬을 통해 계산해야만 한다.
이 경우, 합성벡터 4개는 총 5개의 유효전압벡터를 사용하게 되므로 한 인버터에서는 2개의 유효전압벡터를 사용하나, 다른 인버터에서는 3개의 유효전압벡터를 사용해야 하므로 대칭적인 패턴을 만들 수 없게 된다. 또한, 매번 선택된 합성벡터를 통해 역행렬을 계산해야하므로 연산량이 커지고, 늘어난 연산량만큼 연산시간확보를 위해서는 스위칭 주기가 커지는 문제점이 발생하게 된다.
예를 들어, 도 3(a)에서 전압지령벡터 A(Ref. A)로 표시된 전압을 표시하기 위해서는 총 4개의 합성벡터 V1, V2, V3 및 V4를 필요로 한다(도 3(a)에 V1, V2, V3 및 V4를 사각형안에 표시). 왜냐하면, d-q 평면과 z1-z2평면에서 모두 4개의 변수가 있기 때문이다 (표 1의 첫 행 참조). 또한, d-q평면은 전기기계적 에너지에 관한 것인 반면, z1-z2평면은 에너지 손실에 관한 것이므로 매 샘플링 시간동안 평균전압값이 0을 만족하도록 해야 한다. 각각의 합성벡터를 다시 유효전압벡터로 표시하기 위해서는 V6 #2, V1 #1, V1 #2, V2 #1 및 V2 #2 로 표시되는 5개의 유효전압벡터를 필요로 한다(도 3(a)에 V6 #2, V1 #1, V1 #2, V2 #1 및 V2 #2를 사각형안에 표시). 이 중 하나의 인버터부에서는 도 3(b)에서와 마찬가지로, 사각형으로 표시된 V1 #1 및 V2 #1를 사용하게 되는 반면, 다른 하나의 인버터부에서는 도 3(c)에서와 마찬가지로, 사각형으로 표시된 V6 #2, V1 #2 및 V2 #2 3개를 사용하게 되므로 스위칭 패턴을 대칭적으로 만들 수 없게 된다.
도 4는 종래 기술, 즉, 전압지령벡터가 속한 섹터에 인접한 합성벡터 4개를 이용하는 경우의 스위칭 패턴을 나타내고 있다. 4개의 인접합성벡터에 전압을 인가하는 시간은 표1에 도시된 종래방법과 마찬가지로 d-q평면, z1-z2평면에서 합성벡터 4개를 이용하여 계산되며, 하기의 수학식5와 같은 같은 5행 5열의 역행렬을 구해야만 연산이 가능하다.
[수학식5]
Figure pat00006
단, 수학식 5에서 Vd k 는 k번째 유효전압벡터의 d축상의 크기를 뜻하고, Vq k 는 k번째 유효전압벡터의 q축상의 크기를 뜻한다. Vz1 k 는 k번째 유효전압벡터의 z1축상의 크기를 뜻하고, Vz2 k 는 k번째 유효전압벡터의 z2축상의 크기를 뜻한다. 그리고, Vd * 및 Vq *는 전압지령벡터의 d축과 q축 크기를 뜻한다. Ts는 전압변조주기, Tk는 해당 벡터의 인가시간(dwell time)을 뜻한다. 다만, T5는 d-q평면상의 영전압벡터에서 선택된 합성벡터의 인가시간이다.
유효한 합성벡터의 인가시간인 T1 내지 T4를 계산하여 도 4에 도시된 바와 같이 12의 각 섹터별로 (R1) 내지 (R12)의 스위칭 패턴의 일례를 나타낼 수 있다. 이중 1섹터에 전압지령벡터가 있는 (R1)의 경우를 살펴보면, 제1인버터부의 3상의 스위칭 함수를 Sa #1 , Sb #1, Sc #1로 표시하고, 제2인버터부의 3상의 스위칭 함수를 Sa #2 , Sb #2, Sc #2로 표시하였다. 이때 스위칭 한 주기당 스위칭 함수의 패턴은 가운데 T0를 중심으로 대칭으로 형성되지 않는다. 마찬가지로 모든 섹터에서 비대칭으로 형성됨을 알 수 있다. 여기서, 각 시간을 동일한 간격으로 표시하였으나 이는 표시상의 표현일 뿐 실제로는 그 간격이 인가식간에 따라 다를 수 있다.
이러한 각 상의 스위치 함수의 패턴을 관측하기 위해서는 각 인버터의 출력단자를 파형분석기, 예컨대 오실로스코프나 스펙트럼분석기, 를 통해 파악할 수 있다.
이와 달리 본 발명의 제어방법은 4개의 합성벡터 대신 각 인버터부(15, 25)마다 2개의 인접한 유효전압벡터를 사용하여 앞서 설명한 3상 인버터에서의 공간벡터 펄스폭변조(SVPWM)방식과 같이 스위칭 패턴을 대칭되게 만드는 것이다.
도 3(d) 내지 도 3(f)는 전압지령벡터(Ref. B)를 본 발명에 따른 2개의 인버터부(15, 25)에서 2개의 인접한 유효전압벡터씩 총 4개의 인버터 유효전압벡터를 이용해 스위칭 패턴을 대칭되게 만드는 일례를 나타내고 있다.
도6 (a)를 참조하면, 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)와 제2인버터부(25)의 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)는 위와 같이 반시계방향으로 표시되는 반면, 고조파를 나타내는 z1-z2평면은 유효전압벡터가 그림과 같이 표시될 수 있다. d-q평면과 달리, V1 #1 과 V1 #2 가 인접하지 않게되는데, 이는 d-q 평면이 기본파 및 12m ± 1 (단, m=1,2,3……)의 고조파 성분을 나타내는 반면, z1-z2는 6m ± 1(단, m=1, 3, 5……)의 고조파 성분을 나타내기 때문이다.
도 3(e)는 제1인버터부(15)에 의한 인버터 출력전압벡터를 도시하고 있으며, 도 3(f)는 제2인버터부(25)에 의해 30도의 위상차를 갖는 인버터 출력전압벡터(Output Voltage Vectors)를 d-q평면의 복소수공간에 도시하고 있다. 이 2개를 합한 그림을 도 3(d)에 도시하고 있다. 따라서, 도 3(e)에는 제1인버터부(15)의 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)가 표시되어 있고, 도 3(f)에는 제2인버터부(25)의 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)가 표시되어 있다. 또한, 제2인버터부(15)의 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)는 위상차를 고려하여 반시계 방향으로 30도 회전하여 표시되었다.
구체적으로는, 제1유효전압벡터(V1 #1 내지 V6 #1)와 이를 반시계 방향으로 30도 회전시킨 제2유효전압벡터(V1 #2 내지 V6 #2)를 도3(d)와 같이 합치면 총 12개의 섹터로 구별할 수 있다. 도 3(a)에서는 각 합성벡터의 사이를 섹터로 구별한 반면, 도 3(d)에서는 각 인버터의 유효전압벡터가 교대로 배열될 그 사이의 영역을 섹터로 구별한다. 즉 V1 #1과 V1 #2 사이의 영역이나 공간을 제12섹터로, V1 #2과 V2 #1 사이의 영역이나 공간을 제1섹터로 구별할 수 있다. 이 때, 각 유효전압벡터는 z1-z2공간에서는 표1의 제1케이스와 같이 나타낼 수 있다.
도 3(d)는 이 2개를 합해서 하나의 평면에 나타낸 2개의 육각형이 합해진 그림을 나타내고 있다. 다만 도3(a)와 달리, 각 인버터의 유효전압벡터를 합한 합성벡터를 사용하는 게 아니라, 각 인버터의 유효전압벡터를 그대로 사용한다. 그러므로 각 인버터에서 선정된 2개의 유효전압벡터를 이용하여 3상 SVPWM방식과 같이 스위칭 패턴을 대칭형태로 만들 수 있다.
도 5(a)와 도 5(b)는 3상 교류에서 공간벡터 펄스폭변조방식(SVPWM)을 이용하여 인가시간을 계산하는 방법을 설명하고 있다. 이는 3상 2중 권선모터에서 2개의 인버터부(15, 25) 중 하나의 인버터에서 각각 수행되는 인가시간을 구하는 것과 동일한 방식이다. 왜냐하면, 각 인버터에서 선정된 2개의 유효전압벡터를 이용하기 때문이다. 따라서 아서 설명한 3상 교류방법과 동일하다.
도 5(c)는 각 인버터부(15, 25)에서 인버터부의 3상의 스위칭 함수인 Sa #1 , Sb #1, Sc #1를 로 표시하고, 제2인버터부의 3상의 스위칭 함수를 Sa #2 , Sb #2, Sc #2로 표시한 경우, 스위칭 한 주기(Tsw) 동안 나올 수 있는 패턴의 일례를 나타내고 있다. 그 패턴은 각각 이는 영전압벡터를 인가하는 To #1 또는 To #2시간을 중심으로 대칭 됨을 알 수 있다.
또한, 전술한 바와 같이 스위칭 한 주기 (Tsw)는 앞서 말한 전압변조주기(Ts)의 2배가 되며, 한 Tsw 동안 각 전압벡터를 인가하는 스위칭 함수는 Ts 만큼의 시간이 경과한 후 즉, Tsw /2를 중심으로 대칭됨을 알 수 있다.
또한, 이는 유효전압벡터를 스위칭 한 주기(Tsw)동안 중앙에 위치하도록 함으로써 스위칭 패턴이 좌우대칭이 되게 할 수 있다.
제1인버터부(15)에서 인가된 지령전압벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터와 2개의 영전압벡터를 인가하는 시간을 제1인가시간 Ta, 제2인가시간 Tb, 제3인가시간 To #1 로 표시하고, 제2인버터부(25)에서 인가된 지령전압벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터와 2개의 영전압벡터를 인가하는 시간을 제4인가시간 Tc, 제5인가시간 Td, 제6인가시간 To #2 로 표시하면, 스위칭 주기(Tsw) 동안 각 인버터부의 3개의 스위칭부를 켜는 전압변조주기와 끄는 전압변조주기를 반복하게 되며, 이는 곧 도 5(c)처럼 대칭적인 패턴으로 나타나게 된다. 즉, 각 인버터에서 2개의 유효전압벡터를 사용해서 독립적으로 제어하므로 항상 그 패턴은 3상교류가 대칭적인 패턴을 갖는 것처럼 마찬가지로 Tsw/2 가운데를 기준으로 대칭적인 패턴을 가지고 있을 수 있다.
여기서, 제3인가시간 To #1는 편의상 스위칭 한 주기(Tsw)에서 제1인가시간 Ta, 제2인가시간 Tb를 뺀 나머지 시간을 나타내도록 표시하였다. 제3인가시간 To #1 는 제1인버터부(15)의 스위칭 한 주기(Tsw)내에서 양 말단과 가운데에 나타나나 지령전압벡터에 따라 임의로 나누어질 수 있다. 즉, 양 말단과 가운데의 시간크기가 절반씩 나누어지지 않아도 무방하다. 그렇다 하더라도 전압변조주기는 스위칭 한 주기의 절반이므로, 제3인가시간, 2배의 제1인가시간 과 2배의 제2인가시간의 합은 스위칭 주기 또는 전압변조주기의 2배와 같다.
마찬가지로, 제6인가시간 To #2는 편의상 스위칭 한 주기(Tsw)에서 제4인가시간 Tc, 제5인가시간 Td를 뺀 나머지 시간을 나타내도록 표시하였다. 제6인가시간 To #2 는 제2인버터부(25)의 스위칭 한 주기(Tsw)내에서 양 말단과 가운데에 나타나나 지령전압벡터에 따라 임의로 나누어질 수 있다. 즉, 양 말단과 가운데의 시간크기가 절반씩 나누어지지 않아도 무방하다. 그렇다 하더라도 전압변조주기는 스위칭 한 주기의 절반이므로, 제6인가시간, 2배의 제4인가시간 과 2배의 제5인가시간의 합은 스위칭 주기 또는 전압변조주기의 2배와 같다.
여기서 밑금친 부분은 각 상의 스위칭부가 켜지는 1을 뜻하고, 밑금치지 않은 부분은 켜지지 않는 0을 뜻한다. 따라서, 각각을 도 5(c)에서 제1인버터부(15)의 공간전압벡터를 확인하면, 최초 To #1 동안 (0, 0, 0) → Ta 동안 (1, 0, 0) → Tb 동안 (1, 1 ,0) → 가운데 To #1 절반 동안 (1, 1, 1 )로 스위치를 켜는 전압변조주기를 거치고, 다시 가운데 To #1 의 나머지 절반 동안 (1, 1, 1) → Tb 동안 (1, 1, 0) → Ta 동안 (1, 0 ,0) → To #1 동안 (0, 0, 0 )으로 스위치를 끄는 전압변조주기를 거친다. 즉, 이러한 순서대로 전압벡터들을 인가하게 되면 스위칭 한 주기 동안 좌우가 대칭인 스위칭 패턴을 얻을 수 있다.
따라서, 스위칭 패턴이 좌우대칭이란, 스위칭 주기(Tsw) 동안 인가하는 전압벡터의 순서가 대칭적으로 나타나는 것을 뜻하게 된다. 또는, 스위칭 주기(Tsw) 동안 각 스위칭 부의 스위칭 함수가 좌우대칭인 것을 뜻할 수 있다. 또는, 스위칭 함수에 따라 제1인버터부(15)및 제2인버터부((25)에 의해 제1코일(321)과 제2코일(322)에 인가되는 각 단상 교류가 스위칭 주기(Tsw) 동안 좌우대칭인 것을 뜻할 수 있다.
상기 공간전압벡터의 인가시간에 따라 스위칭 주기(Tsw) 동안 각 상의 스위칭부를 켜거나 끄게 되는데 이를 스위칭 함수라 하고, 이를 Sa #2 , Sb #2, Sc #2로 표현하였다. 도 5(c)에서 보듯이 각 스위칭함수들도 각각 좌우 대칭임을 알 수 있다.
여기서, To #1 또는 To #2 는 스위칭 한 주기 (Tsw)에 2번의 Ts 가 있으므로 각각 2번씩 나오게 되므로, 그 시간의 크기는 To #1 = Tsw-2(Ta+Tb) 또는 To #2=T sw-2(Tc+Td) 를 만족한다. 여기서는 대칭적으로 패턴으로 나오는 것을 강조하기 위해, 영전압을 인가하는 시간인 To #1 또는 To #2가 스위칭 함수의 맨 앞, 가운데 그리고 맨 뒤에 나타나게 표시하였을 뿐 전체 크기를 나타내지는 않는다. 맨 앞과 맨 뒤의 크기는 대칭적이므로 같고, 가운데와 맨 앞의 비율은 계산에 따라 달라질 수 있다.
도 5(d)는 12개의 섹터별로 나올 수 있는 패턴 형태를 도시하고 있다. 즉, 제1섹터(P1) 내지 제12섹터(P12)에서의 스위칭 주기당 각 스위칭 함수의 패턴을 도시하고 있다. 인가시간의 크기에 따라, Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td 가 바뀔 수 있으나, 그 패턴은 모두 가운데 To #1 또는 To #2를 중심으로 대칭이다. 또한, 이는 Tsw/2 를 기준으로 대칭이다. 각 섹터에서의, Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td 는 제1섹터(P1) 내지 제3섹터(P3) 에 표시된 것을 바탕으로 유추적용이 가능하므로 반복되는 표현은 생략하였다.
이와 같이 공간벡터 혹은 스위칭 함수의 대칭된 패턴을 이용하는 경우, 각 인버터부(15, 25)에서 지령전압벡터를 분해하여 각 2개의 인접한 유효전압벡터로 표시하기 위해 필요한 인가시간인 Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td를 계산하는 방법에 대해 살펴보면 아래와 같은 장점이 있다. 즉, 종래방법으로 합성벡터를 이용하는 경우 비대칭 패턴이 생겨 모두 5행 5열의 역행렬을 매번 계산하는 대신, 각 인버터부(15, 25)의 유효전압벡터를 회전시켜 사용하는 경우 z1-z2평면에서의 분포에 따라 총 3가지 케이스로 분류가 가능하다. 따라서 이렇게 3개의 케이스에 대한 역행렬을 미리 계산하여 저장해 놓고, 3가지 케이스에 따라 대응되게 사용하면, 그 만큼 인버터부(15, 25)에서의 연산량이 줄어들 수 있다. 즉, 매 연산마다 계산해야 할 역행렬 대신 3개의 패턴으로 미리 입력된 테이블대로 계산하므로 계산량이 저감된다.
또한 종래 기술과 달리 대칭패턴을 위한 z1-z2평면의 제어를 포기할 필요도 없게 될 수 있다. 3가지 케이스를 모두 z1-z2평면에서 어떻게 나타내어지냐에 따라 3가지케이스로 분류하고 이에 따라 다른 수학식을 이용하여 인가시간을 계산할 수 있기 때문이다.
도 6(a) 내지 도 6(c)는 전체 12개의 섹터를 모두 3개의 케이스 나누어 전압벡터의 인가시간을 계산하는 수학식을 도시한 것이다. 또한, 상기 표 1에는 종래기술에서의 d-q평면과 z1-z2평면 그리고 역행렬식을 정리하였고, 이와 비교를 위해 본원 발명에서 분류된 3가지 케이스도 함께 나타내었다.
전술한 바와 같이 스위칭 주기내 스위칭 함수가 대칭형이 되는 경우, 고조파가 저감되고 스위칭 횟수를 최소화 시킬 수 있다. 스위칭 함수를 위한 인가시간인 Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td를 구하고 이를 통해, To #1 = Ts-(Ta+Tb) 또는 To #2 = Ts-(Tc+Td)를 계산하여 영전압벡터의 인가시간을 계산할 수 있다. 또한 여기서 Ts = Tsw/2 , 즉 전압변조주기는 스위칭 한주기의 절반과 동일하다.
그런데, 만약 d-q평면과 z1-z2평면에서의 전체 좌표계를 고정시킨 후 전압지령벡터를 이동시키면 전압지령벡터가 섹터를 넘어갈 때 마다 매번 역행렬을 계산해야 한다. 이 대신 전압지령벡터가 섹터를 넘어가는 경우, 좌표계 전체를 회전이동시켜서 d-q평면상에서 전압지령벡터를 나타내기 위한 유효전압벡터 4개를 항상 1사분면에 위치시킬 수 있다. 이 때 z1-z2평면상에서 해당 유효전압벡터의 분포 패턴에 따라, 도 6(a) 내지 도 6(c)와 같이 총 3개로 나눌 수 있게 된다.
도 6(a)는 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n-2 (단, n=1,2,3,4)일 경우이다. 즉, 섹터가 제1섹터, 제4섹터, 제7섹터 및 제10섹터인 경우이다. 도 6(b)는 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n-1 (단, n=1,2,3,4)일 경우이다. 즉, 섹터가 제2섹터, 제5섹터, 제8섹터 및 제11섹터인 경우이다. 도 6(c)는 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n(단, n=1,2,3,4)일 경우이다. 즉, 섹터가 제3섹터, 제6섹터, 제9섹터 및 제12섹터인 경우이다. 이는 표1에도 동일하게 정리되어 있다.
표1의 제1케이스, 즉, 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n-2 (단, n=1,2,3,4)인 경우에는 d-q평면에서 제1섹터에 위치한 전압지령벡터를 표시하기 위해 V1 #1, V2 #1, V1 #2, V2 #2 총 4개의 유효전압벡터를 필요로 한다. 제4섹터, 제7섹터, 제10섹터는 90도, 180도 270도 회전하면 모두 제1섹터에 위치하는 것과 동일하므로 제1섹터와 같은 경우에 해당한다. 이때, z1-z2 평면에서 위해 V1 #1, V2 #1, V1 #2, V2 #2 총 4개의 유효전압벡터의 분포도 도시하고 있다. (표1 또는 도6(a) 참조) 이때 V1 #1, V2 #1, V1 #2, V2 #2 의 인가시간인 Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td를 구하는 수학식은 수학식1과 같이 표시할 수 있다. 여기서, Vmi는 전압지령벡터의 크기를 뜻하고 θ는 전압지령벡터과 d축에서 반시계방향으로 이루는 각도를 뜻한다.
표1의 제2케이스, 즉, 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n-2 (단, n=1,2,3,4)인 경우에는 d-q평면에서 제4섹터에 전압지령벡터를 표시하기 위해 V2 #1, V3 #1, V1 #2, V2 #2 총 4개의 유효전압벡터를 필요로 한다. 제4섹터, 제7섹터, 제10섹터는 90도, 180도 270도 회전하면 모두 제2섹터에 위치하는 것과 동일하게 되므로 제2섹터와 같은 경우에 해당한다. 이때, 유효전압벡터를 모두 30도 회전시키면, 유효전압벡터 V2 #1, V3 #1, V1 #2, V2 #2이 모두 1사분면에 위치하게 표시할 수 있고, 이는 곧 제1케이스와 동일해진다. 다만, z1-z2 평면에서 위해 V2 #1, V3 #1, V1 #2, V2 #2 총 4개의 유효전압벡터의 분포만이 달라질 뿐이다. (표1 또는 도6(b) 참조) 이에 따라, V2 #1, V3 #1, V1 #2, V2 #2의 인 가시간인 Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td를 구하는 수학식은 수학식2와 같이 표시할 수 있다.
표1의 제3케이스, 즉, 전압지령벡터가 현재 위치한 섹터가 3n (단, n=1,2,3,4)인 경우에는 d-q평면에서 제3섹터에 전압지령벡터를 표시하기 위해 V2 #1, V3 #1, V2 #2, V3 #2 총 4개의 유효전압벡터를 필요로 한다. 제6섹터, 제9섹터, 제12섹터는 90도, 180도 270도 회전하면 모두 제3섹터에 위치하는 것과 동일하게 되므로 제3섹터와 같은 경우에 해당한다. 이때, 유효전압벡터를 모두 60도 회전시키면, 유효전압벡터 V2 #1, V3 #1, V2 #2, V3 #이 모두 1사분면에 위치하게 표시할 수 있다. 다만, z1-z2 평면에서 위해 V2 #1, V3 #1, V2 #2, V3 # 총 4개의 유효전압벡터의 분포만이 달라질 뿐이다. (표1 또는 도6(c) 참조) 그리고, V2 #1, V3 #1, V2 #2, V3 #2 의 인가시간인 Ta 와 Tb 또는 Tc 와 Td를 구하는 수학식은 수학식3과 같이 표시할 수 있다.
제2케이스와 제3케이스는 결국 회전을 통해 d-q평면상에서는 동일한 위치에 있게 되므로 수학식 1내지 수학식 3에 나타난 행렬중 결국 1열과 2열은 모두 같게 되며, 오직 z1-z2평면의 값만 달라지게 되므로 3열과 4열의 값만 변함을 알 수 있다.
이렇게 12섹터의 전압지령벡터를 3가지 케이스로 분류하여 나타낼 수 있으므로 간단히 3개의 행렬식만 인버터부의 저장부(미도시), 예컨대 ROM, 에 미리 저장해 놓으면 역행렬을 매번 계산해야 하는 번거로움 없이 바로 바로 인가시간을 계산할 수 있는 장점이 갖는다. 이는 곧 연산량 감소를 가져오므로, 계산시간을 감소시킬 수 있다.
도 7은 본 발명인 모터어셈블리의 일례에 포함된 제1인버터부(15) 및 제2인버터부(25)에 의해 각 상의 스위칭부를 켜고 끄는 스위칭 패턴을 스위칭 주기동안 좌우대칭으로 만들기 위해 앞서 설명한 수학식을 이용하여 인가시간을 구하는 제어방법을 도시하고 있다.
본 발명의 제어방법은 우선 공간벡터 펄스폭변조방식에 기초한 지령전압벡터를 인가(S100)한다. 제1인버터부(15) 및 제2인버터부(25)는 인가된 전압지령벡터의 크기 및 각도를 판별(S200)하고, 현재 전압지령벡터가 위치한 섹터를 판단(S300)한다. 앞서 설명한 3가지 경우에 따라, 미리 저장된 수학식을 이용하여 제1공간전압벡터와 제2공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 각기 2개의 유효전압벡터를 계산(S400)한다. 이에 따라 영전압벡터들의 인가시간도 계산한 후, 각 공간전압벡터의 인가시간을 이용하여 각 인버터부(15, 250의 각 단상의 스위칭부를 온/오프 (S500)하게 된다.
앞서 설명하였듯이 제1인버터부의 제1공간전압벡터에서 2개의 유효전압벡터와 제2공간전압벡터에서 2개의 유효전압벡터를 이용하여 전압지령벡터를 만들기 때문에, 스위칭부를 온/오프하는 각 단상의 스위칭 함수는 스위칭 주기내에서 좌우대칭이 될 수 있다.
이에 따라 제1코일과 제2코일에 인가되는 각 단 상의 교류전압도 스위칭주기당 좌우 대칭된 패턴을 갖도록 출력(S600)된다.
상기 인가된 전압지령벡터의 크기 및 각도를 판별(S200)하고, 현재 전압지령벡터가 위치한 섹터를 판단(S300)하는 단계에 대해서, 도7에서는 섹터가 3n-1 과 3n-2에 해당하지 않는 경우 3n에 해당하는 것으로 판단하는 제어방법을 일 실시예로 도시하였으나, 이와 달리 섹터를 판별할 수 만 있으면 무방하다. 즉, 섹터를 3n과 3n-2에 해당하는지를 판단하여 여기에 해당하지 않는 경우 전압지령벡터가 3n-1섹터에 위치한 것으로 판단하여도 무방하다. 만약, 위치센서를 이용하여 현재의 로터 위치를 판단할 수 있다면, 상기 위치센서를 통해서도 섹터를 판별할 수 도 있다.
본 발명은 다양한 형태로 변형되어 실시될 수 있을 것인바 상술한 실시예에 그 권리범위가 한정되지 않는다. 따라서 변형된 실시예가 본 발명 특허청구범위의 구성요소를 포함하고 있다면 본 발명의 권리범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.
5 인버터부 15 제1인버터부 25 제2인버터부
7 캐패시터
30 모터 311 제1터미날 312 제2터미날
315 슬롯 316 철심 317 영구자석
319 공극
321 제1코일 322 제2코일
330 스테이터 350 로터

Claims (16)

  1. 복수 개의 슬롯을 구비한 스테이터;
    상기 복수 개의 슬롯에 각각 각각 3상 교류가 인가되도록 감긴 제1코일과 상기 제1코일과 분리된 제2코일;
    상기 제1코일과 상기 제2코일에 의해 생성된 회전자계에 의해 회전하는 로터;
    상기 제1코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제1인버터부; 및
    상기 제2코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제2인버터부;를 포함하고,
    상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류를 온/오프(On/Off)하는 제어신호를 기설정된 스위칭주기동안 좌우대칭으로 발생시키는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2코일은 상기 제1코일을 기준으로 30도 또는 -30도의 위상차를 갖는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류의 각 단상 교류가 인가되는 제1권선, 제2권선 및 제3권선을 포함하고,
    상기 복수 개의 슬롯마다 하나의 권선이 배치되고,
    상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 단상의 권선은 대응되는 단상끼리 교대로 상기 복수 개의 슬롯에 배열되어 있는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 3상 교류 중 하나의 상 교류를 대응되는 권선에 인가하는 제1상 스위칭부, 제2상 스위칭부 및 제3상 스위칭부를 포함하고,
    상기 제어신호는 공간벡터 펄스폭 변조방식에 의해 상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부 및 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 신호인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1상 스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부의 온/오프에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 단상 권선에 인가되는 전압은 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 로터를 회전시키기 위한 전압지령벡터는
    상기 제1인버터부의 공간벡터인 제1공간전압벡터 및 상기 제2인버터부의 공간벡터인 제2공간전압벡터에서 각각 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터와 영전압벡터를 이용하여 형성되는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 각각 인가하는 시간인 제1인가시간과 제2인가시간의 영전압벡터를 인가하는 시간인 제3인가시간의 절반의 합은 스위칭주기의 절반인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1인가시간, 상기 제2인가시간 및 상기 제3인가시간에 따른 상기 제1인버터부의 제1상 스위칭부, 상기 제1인버터부의 상기 제2상 스위칭부, 상기 제1인버터부의 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호는 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1인가시간, 상기 제2인가시간 및 상기 제3인가시간을 이용하여 상기 제1상스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 상 권선에 인가되는 전압은 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 제2공간전압벡터에서 상기 전압지령벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터를 각각 인가하는 시간인 제4인가시간과 제5 인가시간의 영전압벡터를 인가하는 시간인 제6인가시간의 절반의 합은 스위칭주기의 절반인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제4인가시간, 상기 제5인가시간 및 상기 제6인가시간에 따른 상기 제2인버터부의 제1상 스위칭부, 상기 제2인버터부의 상기 제2상 스위칭부, 상기 제2인버터부의 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호는 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제4인가시간, 상기 제5인가시간 및 상기 제6인가시간을 이용하여 상기 제1상스위칭부, 상기 제2상 스위칭부, 상기 제3상 스위칭부를 온/오프하는 제어신호에 따른 상기 제1코일과 상기 제2코일의 각 상 권선에 인가되는 전압은 상기 스위칭주기동안 좌우대칭인 것을 특징으로 하는 모터어셈블리.
  13. 복수 개의 슬롯을 구비한 스테이터; 상기 복수 개의 슬롯에 각각 각각 3상 교류가 인가되도록 감긴 제1코일과 상기 제1코일과 분리된 제2코일; 상기 제1코일과 상기 제2코일에 의해 생성된 회전자계에 의해 회전하는 로터; 상기 제1코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제1인버터부; 및 상기 제2코일로 회전자계를 생성하기 위해 인가되는 3상 교류를 제어하는 제2인버터부;를 포함하고, 상기 제1인버터부 및 상기 제2인버터부는 상기 제1코일과 상기 제2코일에 인가되는 각 3상 교류를 온/오프(On/Off)하는 제어신호를 기설정된 스위칭주기동안 좌우대칭으로 발생시키는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리의 제어방법에 있어서,
    공간벡터를 이용한 펄스폭 변조제어에 따른 지령전압벡터를 인가하는 단계;
    d-q평면상에서 상기 지령전압벡터의 크기 및 각도를 판별하는 단계;
    d-q평면상에서 상기 제1인버터부에 의한 제1공간전압벡터 및 상기 제2인버터부에 의한 제2공간전압벡터에 의해 구분되는 12개의 섹터 중, 상기 지령전압벡터의 각도에 따라 상기 지령전압벡터가 위치를 판별하는 단계;
    상기 지령전압벡터의 위치한 섹터에 따라, 제1공간전압벡터 및 제2공간전압벡터중 상기 로터의 회전을 위해 필요한 유효전압벡터와 영전압벡터의 인가시간을 계산하는 단계;
    계산된 인가시간만큼 필요한 공간전압벡터 생성을 위해 상기 제1인버터부의 스위칭부와 상기 제2인버터부의 스위칭부를 온/오프 하는 단계; 를 포함하는 모터 어셈블리의 제어방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 지령전압벡터가 제 3n-1 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식1을 통해 필요한 제1공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터 및 상기 제2공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터의 인가시간을 계산하고,
    상기 지령전압벡터가 제 3n-2 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식2를 통해 필요한 제1공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터 및 상기 제2공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터의 인가시간을 계산하고,
    상기 지령전압벡터가 제 3n 섹터(n=1,2,3,4)에 해당하는 곳에 위치한 경우, 하기의 수학식3을 통해 필요한 제1공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터 및 상기 제2공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터의 인가시간을 계산하는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리의 제어방법.

    [수학식1]
    Figure pat00007

    [수학식2]
    Figure pat00008

    [수학식3]
    Figure pat00009

    (V mi 와 θ는 상기 전압지령벡터의 크기 및 d축과 이루는 각도, Ta, Tb는 상기 제1공간전압벡터 중 상기 지령전압벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터의 인가시간(단위 s), Tc,,Tc는 제2공간전압벡터 중 상기 지령전압벡터에 인접한 2개의 유효전압벡터의 인가시간(단위 s))
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1공간전압벡터 중 영전압벡터를 가하는 시간은 스위칭 주기에서 상기 제1공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터에 필요한 각 인가시간의 합의 2배를 빼서 얻어지는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리의 제어방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제2공간전압벡터 중 영전압벡터를 가하는 시간은 스위칭 주기에서 상기 제2공간전압벡터 중 2개의 유효전압벡터에 필요한 각 인가시간의 합의 2배를 빼서 얻어지는 것을 특징으로 하는 모터어셈블리의 제어방법.

KR1020200004231A 2020-01-13 2020-01-13 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법 KR20210090908A (ko)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200004231A KR20210090908A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법
PCT/KR2020/003828 WO2021145508A1 (ko) 2020-01-13 2020-03-20 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법
US17/790,690 US20230039050A1 (en) 2020-01-13 2020-03-20 Motor assembly and method for controlling motor assembly
DE112020006544.8T DE112020006544T5 (de) 2020-01-13 2020-03-20 Motoranordnung und Verfahren zum Steuern der Motoranordnung

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200004231A KR20210090908A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20210090908A true KR20210090908A (ko) 2021-07-21

Family

ID=76863848

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200004231A KR20210090908A (ko) 2020-01-13 2020-01-13 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230039050A1 (ko)
KR (1) KR20210090908A (ko)
DE (1) DE112020006544T5 (ko)
WO (1) WO2021145508A1 (ko)

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE60317183T2 (de) * 2003-07-15 2008-06-26 Gamesa Innovation & Technology, S.L. Unipersonal Steuer- und Schutzgerät für ein doppelgespeistes Induktionsgeneratorsystem
KR101956991B1 (ko) * 2016-11-25 2019-03-12 현대자동차주식회사 듀얼 인버터의 제어 방법

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
[선행문헌 1] Zhao, Yifan, and Thomas A. Lipo. 벡터공간분해기법을 이용한 2중 3상 유도 장치의 공간 벡터 PWM 제어 (Space vector PWM control of dual three-phase induction machine using vector space decomposition). IEEE Transactions on industry applications, Vol. 31(5), pp. 1100-1109, 1995.
[선행문헌 2] Liu, Jian., Yang, Guijie., Su, Jianyoung., and Yang, Jinbo. 2중 3상 영구자석형 동기발전기의 개선된 벡터제어방법 (An improved vector control method for dual three phase PMSG). 제7차 전력전자 및 모션 제어 학술대회 논문 모음집(Proceedings of The 7th International Power Electronics and Motion Control Conference), Vol. 2, pp. 1252-1256, 2012.

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021145508A1 (ko) 2021-07-22
DE112020006544T5 (de) 2022-11-03
US20230039050A1 (en) 2023-02-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Tatte et al. Torque ripple and harmonic current reduction in a three-level inverter-fed direct-torque-controlled five-phase induction motor
Cheng et al. Dynamic performance evaluation of a nine-phase flux-switching permanent-magnet motor drive with model predictive control
Bojoi et al. Direct torque control for dual three-phase induction motor drives
Zhou et al. A fault-tolerant direct torque control for six-phase permanent magnet synchronous motor with arbitrary two opened phases based on modified variables
Yu et al. Controllability and performance of a nine-phase FSPM motor under severe five open-phase fault conditions
Zhang et al. A simplified deadbeat based predictive torque control for three-level simplified neutral point clamped inverter fed IPMSM drives using SVM
Kestelyn et al. Vectorial multi-machine modeling for a five-phase machine
Jin et al. Optimization-based maximum-torque fault-tolerant control of dual three-phase PMSM drives under open-phase fault
Slunjski et al. Control of a symmetrical nine-phase PMSM with highly non-sinusoidal back-electromotive force using third harmonic current injection
Gonçalves et al. Fixed and variable amplitude virtual vectors for model predictive control of six-phase PMSMs with single neutral configuration
Reddy et al. A single DC source-based three-level inverter topology for a four-pole open-end winding nine-phase PPMIM drives
Sun et al. Four-switch inverter fed PMSM DTC with SVM approach for fault tolerant operation
Huang et al. Duty-ratio-based direct torque control with enhanced harmonic current suppression for dual-three-phase permanent magnet motor
Lin et al. Analysis and control of the permanent magnet synchronous motor with auxiliary modular design
Martin et al. Space Vector Control of 5-phase PMSM supplied by q H-bridge VSIs
Wogari et al. Nine-phase interior permanent magnet motor for electric vehicle drive
KR20210090908A (ko) 모터어셈블리 및 모터어셈블리의 제어방법
Cervone et al. Optimal third-harmonic current injection for an asymmetrical nine-phase PMSM with non-sinusoidal back-EMF
KR102421851B1 (ko) 이중 권선 모터 어셈블리 및 그 제어 방법
Duran et al. Independent vector control of asymmetrical nine-phase machines by means of series connection
Guglielmi et al. Multi-n-phase electric drives for traction applications
KR102421852B1 (ko) 이중 권선 모터 어셈블리 및 그 제어 방법
Loewenherz et al. Transformations of reference frames and model development for multi-phase machines
Abuishmais et al. Analysis of VSI-DTC fed 6-phase synchronous machines
Mekri et al. Analysis, simulation and experimental strategies of 5-phase permanent magnet motor control

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination