KR20210079010A

KR20210079010A - Digital RF IQ Modulator

Info

Publication number: KR20210079010A
Application number: KR1020190171046A
Authority: KR
Inventors: 홍성철; 유종호; 이주용
Original assignee: 한국과학기술원
Priority date: 2019-12-19
Filing date: 2019-12-19
Publication date: 2021-06-29
Also published as: KR102445306B1

Abstract

Disclosed is a digital RF orthogonal modulator capable of removing an LO leak signal and increasing linearity by additionally including variable current sources in a Gilbert cell and controlling the same. The digital RF orthogonal modulator includes an I signal RF-digital analog modulator (RF-DAC) and a Q signal RF-DAC. The I signal RF-DAC includes first and second amplifiers, and controls a current amount supplied to the first and second amplifiers in accordance with I digital data applied through an input terminal, thereby modulating and outputting amplitudes and phases of I component local-oscillation signals (LO_I+ and LO_I-). The Q signal RF-DAC includes third and fourth amplifiers, and controls the amount of current supplied to the third and fourth amplifiers in accordance with Q digital data applied through an input terminal, thereby modulating and outputting amplitudes and phases of orthogonal component local-oscillation signals (LO_Q+ and LO_Q-).

Description

Digital RF Quadrature Modulator {Digital RF IQ Modulator}

본 발명은 무선통신용 변조기 기술 분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는 밀리미터파 대역에서의 디지털 데이터의 무선통신을 위한 디지털 무선(Radio Frequency: RF) 직교 변조기에 관한 것이다.The present invention relates to the technical field of a modulator for wireless communication, and more particularly, to a digital radio (RF) orthogonal modulator for wireless communication of digital data in a millimeter wave band.

차세대 무선 송수신 시스템(5G)은 보다 넓은 대역폭을 갖기 위해 밀리미터파를 반송주파수로 활용한다. 밀리미터파 대역에서는 송수신 신호가 공기 중에서 감쇄가 심하기 발생하기 때문에, 감쇄를 상쇄시켜줄 수 있는 빔포밍 시스템이 밀리미터파 대역에서 활용될 것으로 전망된다.The next-generation wireless transmission/reception system (5G) utilizes a millimeter wave as a carrier frequency to have a wider bandwidth. In the millimeter wave band, since the transmission/reception signal is greatly attenuated in the air, a beamforming system capable of offsetting the attenuation is expected to be utilized in the millimeter wave band.

빔포밍 시스템은 위상 차이를 갖는 여러 안테나의 배열로 구성되어 있다. 이를 구현하는 방식에는 반송주파수의 위상을 아날로그적으로 변화시키는 방식(아날로그 빔 포밍 방식)과 디지털 처리를 통해 위상을 변화시키는 방식(디지털 빔 포밍 방식) 두 가지가 있다.The beamforming system consists of an array of multiple antennas having a phase difference. There are two methods for implementing this method: a method of analogically changing the phase of the carrier frequency (analog beamforming method) and a method of changing the phase through digital processing (digital beamforming method).

상기 첫 번째 방식 즉, 아날로그 빔 포밍 방식은 송/수신하는 빔이 하나로만 구성되게 되며 여러 방향에 분포한 유저들에게 빔을 순차적으로 쏘아주어야 한다. 두 번째 방식은 각각의 독립적인 정보를 가진 여러 개의 빔을 형성해 줄 수 있지만, 송수신의 채널이 안테나 수만큼 필요하기 때문에 하드웨어적인 복잡도가 증가할 수 있다.In the first method, that is, the analog beamforming method, only one transmitting/receiving beam is configured, and the beams must be sequentially transmitted to users distributed in various directions. The second method can form several beams each having independent information, but since the number of channels for transmission and reception is required as many as the number of antennas, hardware complexity may increase.

여기서 두 가지 빔포밍 방법 모두에서 송신기의 복잡도와 전력소모를 감소시키기 위해 전력 증폭기를 제외한 송신 시스템을 단 하나의 칩으로 단순화 시켜 구현할 필요가 있다. 특히, 두 번째 방식의 디지털 빔포밍 경우는 여러 개의 송신기가 필요하므로 더욱 그러하다. 이러한 구조는 저주파 대역에서는 송신부의 단순화를 위해 로컬 오실레이터(Local Oscillator: LO)까지도 디지털로 구현하여 사용되고 있다.Here, in both beamforming methods, in order to reduce the complexity and power consumption of the transmitter, it is necessary to simplify and implement the transmission system excluding the power amplifier with only one chip. In particular, in the case of the second method of digital beamforming, since multiple transmitters are required, this is even more so. In this structure, even a local oscillator (LO) is digitally implemented and used in order to simplify the transmitter in the low frequency band.

그런데 이러한 구조를 밀리미터파 등 고주파수 신호의 변조기에 적용할 경우 LO는 디지털로 구현하지 못하며, 주변의 금속 성분들과의 커플링에 의한 기생 인덕터 및 커패시터 성분 등으로 인해 선형성 오류가 증가하여 통신 신호 품질이 떨어지게 된다. 또한 밀리미터파 대역에서 기생 성분들의 간섭으로 인해 LO에서 RF로의 누설 신호가 발생하게 된다. 신호의 누설량이 많아지는 경우에도 통신 신호의 품질이 나빠지므로, 통신 신호의 품질을 위해 누설 신호를 상쇄 되어야 할 필요가 있다.However, when this structure is applied to a modulator of a high-frequency signal such as a millimeter wave, the LO cannot be implemented digitally, and the linearity error increases due to parasitic inductor and capacitor components due to coupling with surrounding metal components, resulting in communication signal quality. this will fall Also, due to the interference of parasitic components in the millimeter wave band, a leakage signal from the LO to the RF is generated. Since the quality of the communication signal deteriorates even when the amount of signal leakage increases, it is necessary to offset the leakage signal for the quality of the communication signal.

도 1은 근래에 연구된 밀리미터파 대역 디지털 송신기의 회로도이다. 이 디지털 송신기는 변조 주파수에 따라 반송 주파수가 지나가는 경로의 켜진/꺼진 트랜지스터의 개수를 조절하여 출력단에서 최종적으로 변조된 신호를 얻을 수 있는 구조로 도이어 있다. 그런데 이 송신기의 구조는 RF가 지나가는 셀을 여러 갈래로 나누어야 하기 때문에 구조적으로 높은 분해능을 가질 수 없으며 이득 오차가 발생하게 된다. 또한 LO 누설 신호에 대한 고려가 이루어지고 있지 않기 때문에 낮은 출력 전력 상황에서 신호의 품질이 급감할 수 있고, 이를 보상하기 위한 회로를 외부적으로 추가해주어야 한다는 문제점이 있다.1 is a circuit diagram of a millimeter wave band digital transmitter studied recently. This digital transmitter has a structure that can finally obtain a modulated signal from the output terminal by adjusting the number of on/off transistors in the path through which the carrier frequency passes according to the modulation frequency. However, since the structure of this transmitter has to divide the cell through which RF passes into several branches, structurally high resolution cannot be obtained and a gain error occurs. In addition, since the LO leakage signal is not considered, the quality of the signal may drop sharply in a low output power situation, and there is a problem in that a circuit for compensating for this may be externally added.

본 발명은 길버트 셀에서 부가적으로 가변 전류원들을 포함하여 이것의 조절을 통해서 선형성을 증가시키고 LO 누설 신호를 제거할 수 있는 디지털 RF 직교 변조기의 구조를 제공하기 위한 것이다. An object of the present invention is to provide a structure of a digital RF quadrature modulator capable of increasing linearity and eliminating LO leakage signal through the control of additionally variable current sources in the Gilbert cell.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 상술한 과제들에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.The problem to be solved by the present invention is not limited to the above problems, and may be variously expanded without departing from the spirit and scope of the present invention.

상기 본 발명의 일 목적을 실현하기 위한 실시예들에 따른 디지털 RF 직교 변조기는 I신호 알에프-디지털 아날로그 변조기(RF-DAC)와 Q신호 RF-DAC를 포함한다. 상기 I신호 RF-DAC는 제1 및 제2 증폭기를 포함하며, 상기 제1 및 제2 증폭기에 공급되는 전류량을 입력단을 통해 인가되는 I 디지털 데이터에 따라 조절함으로써, I성분 국부발진 신호(LO_I+와 LO_I-)의 진폭과 위상을 변조하여 출력하도록 구성된다. 상기 Q신호 RF-DAC는 제3 및 제4 증폭기를 포함하며, 상기 제3 및 제4 증폭기에 공급되는 전류량을 입력단을 통해 인가되는 Q 디지털 데이터에 따라 조절함으로써, 직교 성분 국부발진 신호(LO_Q+와 LO_Q-)의 진폭과 위상을 변조하여 출력하도록 구성된다.A digital RF orthogonal modulator according to embodiments for realizing the object of the present invention includes an I-signal RF-digital analog modulator (RF-DAC) and a Q-signal RF-DAC. The I signal RF-DAC includes first and second amplifiers, and by adjusting the amount of current supplied to the first and second amplifiers according to the I digital data applied through the input terminal, the I component local oscillation signal LO_I+ and It is configured to output by modulating the amplitude and phase of LO_I-). The Q signal RF-DAC includes third and fourth amplifiers, and by adjusting the amount of current supplied to the third and fourth amplifiers according to Q digital data applied through an input terminal, the quadrature component local oscillation signal LO_Q+ and It is configured to output by modulating the amplitude and phase of LO_Q-).

예시적인 실시예들에 있어서, 상기 디지털 RF 직교 변조기는 중심주파수 신호를 90도의 위상차를 갖는 상기 I성분 국부발진 신호(LO_I+와 LO_I-)와 상기 직교 성분 국부발진 신호(LO_Q+와 LO_Q-)로 분리하여 생성하여 상기 I신호 RF-DAC와 상기 Q신호 RF-DAC에 각각 제공하는 I/Q 생성기를 더 포함할 수 있다.In exemplary embodiments, the digital RF quadrature modulator separates a center frequency signal into the I component local oscillation signals (LO_I+ and LO_I-) and the quadrature component local oscillation signals (LO_Q+ and LO_Q-) having a phase difference of 90 degrees. It may further include an I/Q generator that generates and provides each of the I-signal RF-DAC and the Q-signal RF-DAC.

예시적인 실시예들에 있어서, 상기 디지털 RF 직교 변조기는 상기 제1 및 제2 증폭기에 고정 바이패스 전류를 각각 공급하는 제1 및 제2 오프셋 전류원; 및 상기 제3 및 제4 증폭기에 고정 바이패스 전류를 각각 공급하는 제3 및 제4 오프셋 전류원을 더 포함할 수 있다.In exemplary embodiments, the digital RF quadrature modulator comprises: first and second offset current sources for supplying a fixed bypass current to the first and second amplifiers, respectively; and third and fourth offset current sources respectively supplying fixed bypass currents to the third and fourth amplifiers.

예시적인 실시예들에 있어서, 상기 디지털 RF 직교 변조기는 상기 제1 및 제2 오프셋 전류원에 의한 오프셋 전류량과 상기 제3 및 제4 오프셋 전류원에 의한 오프셋 전류량을 조절하여 국부발진신호에 의한 누설신호를 상쇄하도록 구성될 수 있다.In exemplary embodiments, the digital RF orthogonal modulator adjusts the amount of offset current by the first and second offset current sources and the amount of offset current by the third and fourth offset current sources to generate a leakage signal by a local oscillation signal. may be configured to offset.

본 발명의 예시적인 실시예들에 따르7면, 직교 변조 디지털 RF 직교 변조기 회로의 이득 선형성이 개선될 수 있다. 또한 디지털 RF 직교 변조기 회로의 입력쪽 기생 개패시턴스 성분을 유지함으로써 회로의 위상 선형성을 개선할 수 있다. 나아가, 디지털 RF 직교 변조기 회로의 출력전류량에 따라 누설 신호의 크기를 상쇄할 수 있고, 이에 따라 회로의 선형성 지표 인 누적 비선형성(Integral Nonlinearity: INL)가 개선될 수 있다.According to exemplary embodiments of the present invention, the gain linearity of a quadrature modulated digital RF quadrature modulator circuit can be improved. In addition, the phase linearity of the circuit can be improved by maintaining the parasitic open capacitance component on the input side of the digital RF quadrature modulator circuit. Furthermore, the magnitude of the leakage signal may be offset according to the amount of output current of the digital RF quadrature modulator circuit, and thus, integral nonlinearity (INL), which is a linearity indicator of the circuit, may be improved.

도 1은 종래기술에 따른 밀리미터파 대역 디지털 송신기 회로도
도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 디지털 RF 직교 변조기의 구조를 예시적으로 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도 2에 도시된 I신호 RF-DAC와 Q신호 RF-DAC가 통합된 I/Q RF-DAC의 회로를 예시한다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도 3에 도시된 제1 디지털 변조부(또는 제2 디지털 변조부)의 예시적인 회로 구성을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 도 4에 도시된 하나의 전류원 셀의 회로 구성을 예시한다.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라, 제1 및 제2 디지털 변조부에 8비트의 디지털 입력코드가 인가되는 경우의 I/Q신호 RF_DAC의 회로 구성을 예시한다.
도 7은 디지털 변조부가 두 차동 증폭기에 공급하는 전류량을 조절하는 동작 원리를 나타낸다.
도 8은 입력 디지털 데이터에 따른 RF-DAC의 출력신호의 비선형을 보여준다.
도 9는 기본 누설 전류 K와 그에 따라 INL이 개선되는 관계를 도시한다.
도 10은 입력단 기생 Capacitance와 트랜지스터의 동작 영역 간의 관계를 도시한다.
도 11와 12는 본 발명의 I/Q 신호 RF-DAC의 고출력 모드와 저출력 모드일 때 누설신호 상쇄 전/후의 INL, DNL 시뮬레이션 결과이다.1 is a circuit diagram of a millimeter wave band digital transmitter according to the prior art;
2 is a block diagram exemplarily showing the structure of a digital RF orthogonal modulator according to an exemplary embodiment of the present invention.
3 illustrates a circuit of an I/Q RF-DAC in which the I-signal RF-DAC and Q-signal RF-DAC shown in FIG. 2 are integrated, according to an exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 4 shows an exemplary circuit configuration of the first digital modulator (or second digital modulator) shown in FIG. 3 according to an exemplary embodiment of the present invention.
Fig. 5 illustrates a circuit configuration of one current source cell shown in Fig. 4, according to an exemplary embodiment of the present invention.
6 illustrates a circuit configuration of an I/Q signal RF_DAC when an 8-bit digital input code is applied to the first and second digital modulators according to an exemplary embodiment of the present invention.
7 shows an operation principle of the digital modulator adjusting the amount of current supplied to the two differential amplifiers.
8 shows the nonlinearity of the output signal of the RF-DAC according to the input digital data.
Fig. 9 shows the relationship between the basic leakage current K and the INL is improved accordingly.
10 shows the relationship between the input stage parasitic capacitance and the operating region of the transistor.
11 and 12 are INL and DNL simulation results before and after the leakage signal cancellation in the high output mode and the low output mode of the I/Q signal RF-DAC of the present invention.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in more detail with reference to the accompanying drawings. The same reference numerals are used for the same components in the drawings, and repeated descriptions of the same components are omitted.

본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것이다. 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며, 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다. 즉, 본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고, 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. With respect to the embodiments of the present invention disclosed in the text, specific structural and functional descriptions are merely exemplified for the purpose of describing the embodiments of the present invention. Embodiments of the present invention may be embodied in various forms, and should not be construed as being limited to the embodiments described herein. That is, since the present invention can have various changes and can have various forms, specific embodiments are illustrated in the drawings and described in detail in the text. However, this is not intended to limit the present invention to the specific disclosed form, it should be understood to include all modifications, equivalents and substitutes included in the spirit and scope of the present invention.

본 발명에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는 데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. The terms used in the present invention are only used to describe specific embodiments, and are not intended to limit the present invention. The singular expression includes the plural expression unless the context clearly dictates otherwise. In the present application, terms such as “comprise” or “have” are intended to designate that a feature, number, step, operation, component, part, or combination thereof described in the specification exists, but one or more other features It should be understood that this does not preclude the existence or addition of numbers, steps, operations, components, parts, or combinations thereof. Also, terms such as first, second, etc. may be used to describe various elements, but the elements should not be limited by the terms. The above terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.

도 2는 예시적인 실시예에 따른 디지털 RF 직교 변조기(100)의 구성을 도시한다.2 shows a configuration of a digital RF quadrature modulator 100 according to an exemplary embodiment.

도 2를 참조하면, 디지털 RF 직교 변조기(100)는 I/Q 생성기(110), I신호 알에프-디지털 아날로그 변조기(RF Digital to Analog Converter: RF-DAC)(120)와 Q신호 RF-DAC(130)를 포함할 수 있다. 2, the digital RF orthogonal modulator 100 includes an I/Q generator 110, an I-signal RF-to-digital analog modulator (RF-DAC) 120 and a Q-signal RF-DAC ( 130) may be included.

I신호 RF-DAC(120)는 동상(In-phase) 성분 디지털 데이터(이하, 'I 디지털 데이터'라 함)를 디지털 입력(I)으로 제공받고, Q신호 RF-DAC(130)는 직교(Quadrature) 성분 디지털 데이터(이하, 'Q 디지털 데이터)를 디지털 입력(Q)으로 제공받을 수 있다. I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)는 공통의 출력부(140)를 구비할 수 있다. I signal RF-DAC 120 receives in-phase component digital data (hereinafter referred to as 'I digital data') as a digital input (I), and Q signal RF-DAC 130 is quadrature ( Quadrature) component digital data (hereinafter, 'Q digital data') may be provided as a digital input (Q). The I-signal RF-DAC 120 and the Q-signal RF-DAC 130 may have a common output unit 140 .

I/Q 생성기(110)는 I신호 RF-DAC(120)에 연결된 두 개의 I신호 출력단과, Q신호 RF-DAC(130)에 연결된 두 개의 Q신호 출력단을 가질 수 있다. The I/Q generator 110 may have two I signal output terminals connected to the I signal RF-DAC 120 and two Q signal output terminals connected to the Q signal RF-DAC 130 .

I/Q 생성기(110)는 중심주파수 신호(LO)를 90도의 위상차를 갖는 동상 성분(In-phase)의 국부발진 신호('LO_I 신호'라 함)와 직교 성분(Quadrature)의 국부발진 신호(이하, 'LO_Q 신호'라 함)로 분리하여 생성할 수 있다. 이 때, I/Q 생성기(110)는 그 LO_I 신호를 LO 신호와 동일한 위상을 갖는 LO_I+ 신호와 LO 신호와 180도 위상차를 갖는 LO_I- 신호로 구성할 수 있다. I/Q 생성기(110)는 그 LO_I+ 신호와 LO_I- 신호를 두 개의 I신호 출력단을 통해 I신호 RF-DAC(120)에 각각 제공할 수 있다. I/Q 생성기(110)는 그 LO_Q 신호를 LO 신호와 90도의 위상차를 갖는 LO_Q+ 신호와 LO 신호와 270도 위상차를 갖는 LO_Q- 신호로 구성할 수 있다. I/Q 생성기(110)는 그 LO_Q+ 신호와 LO_Q- 신호를 두 개의 Q신호 출력단을 통해 Q신호 RF-DAC(130)에 각각 제공할 수 있다. The I/Q generator 110 converts the center frequency signal LO into an in-phase local oscillation signal (referred to as 'LO_I signal') and a quadrature local oscillation signal ( Hereinafter, referred to as a 'LO_Q signal'), it can be generated separately. In this case, the I/Q generator 110 may configure the LO_I signal as an LO_I+ signal having the same phase as the LO signal and an LO_I− signal having a 180 degree phase difference with the LO signal. The I/Q generator 110 may provide the LO_I+ signal and the LO_I− signal to the I signal RF-DAC 120 through two I signal output terminals, respectively. The I/Q generator 110 may configure the LO_Q signal as an LO_Q+ signal having a phase difference of 90 degrees from the LO signal and an LO_Q− signal having a phase difference of 270 degrees from the LO signal. The I/Q generator 110 may provide the LO_Q+ signal and the LO_Q− signal to the Q signal RF-DAC 130 through two Q signal output terminals, respectively.

도 3은 예시적인 실시예에 따른 I/Q RF-DAC(120, 130)의 회로 구성을 예시한다.3 illustrates a circuit configuration of I/Q RF-DACs 120 and 130 according to an exemplary embodiment.

도 3을 참조하면, I/Q신호 RF-DAC(120, 130)는 도 2의 I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)을 합친 것으로 볼 수 있다.Referring to FIG. 3 , the I/Q signal RF-DACs 120 and 130 can be viewed as a combination of the I signal RF-DAC 120 and the Q signal RF-DAC 130 of FIG. 2 .

I신호 RF-DAC(120)는 두 개의 증폭기(150, 160), 두 개의 바이패스 오프셋 전류원(170, 180), 그리고 디지털 변조부(190)를 포함할 수 있다. The I-signal RF-DAC 120 may include two amplifiers 150 and 160 , two bypass offset current sources 170 and 180 , and a digital modulator 190 .

예시적인 실시예에서, 제1 및 제2 증폭기(150, 160) 각각은 두 개의 트랜지스터를 차동쌍 구조로 결합하여 입력신호의 차이를 증폭하는 제1 차동 증폭기(150)와 제2 차동 증폭기(160)로 구현될 수 있다. 구체적으로, 제1 차동 증폭기(150)는 두 개의 증폭용 트랜지스터 소자(M1, M2)를 포함할 수 있다. 예시적인 실시예에서, 그 두 개의 증폭소자는 소스 결합(source-coupled) 차동쌍을 구성하는 두 개의 MOSFET(M1, M2)을 포함할 수 있다. 제1 및 제2 MOSFET(M1, M2)의 공통 소스단은 제1 디지털 변조부(190)의 제1 출력노드(302)에 연결될 수 있다. 제1 및 제2 MOSFET(M1, M2)의 공동 소스단에는 제1 오프셋 전류원(170)이 연결되어 접지될 수 있다. 제1 및 제2 MOSFET(M1, M2)의 게이트로는 LO에서 제공하는 제1 및 제2 I 신호(LO_I+, LO_I-)가 각각 입력될 수 있다. 제1 및 제2 I신호(LO_I+, LO_I-)는 서로 간에 180도의 위상차를 갖는다. 예컨대 제1 I신호(LO_I+)와 제2 I신호(LO_I-)는 중간주파수 신호(LO)를 기준으로 0도와 180도의 위상차를 가질 수 있다.In an exemplary embodiment, each of the first and second amplifiers 150 and 160 is a first differential amplifier 150 and a second differential amplifier 160 that amplify the difference between input signals by combining two transistors in a differential pair structure. ) can be implemented. Specifically, the first differential amplifier 150 may include two amplification transistor devices M1 and M2. In an exemplary embodiment, the two amplifying elements may include two MOSFETs M1 and M2 constituting a source-coupled differential pair. A common source terminal of the first and second MOSFETs M1 and M2 may be connected to the first output node 302 of the first digital modulator 190 . A first offset current source 170 may be connected to a common source terminal of the first and second MOSFETs M1 and M2 to be grounded. The first and second I signals LO_I+ and LO_I− provided from the LO may be input to the gates of the first and second MOSFETs M1 and M2 , respectively. The first and second I signals LO_I+ and LO_I− have a phase difference of 180 degrees from each other. For example, the first I signal LO_I+ and the second I signal LO_I− may have a phase difference of 0 degrees and 180 degrees with respect to the intermediate frequency signal LO.

제2 차동 증폭기(160)도 제1 차동 증폭기(150)와 동일한 회로 구조를 갖는다. 다만, 주변의 구성요소들과의 연결 관계에서 차이가 있다. 예시적인 실시예에서, 제2 차동 증폭기(160)의 소스-결합 차동쌍 구조로 결합된 제3 및 제4 MOSFET(M3, M4)의 공동 소스단은 제1 디지털 변조부(190)의 제2 출력노드(304)에 연결된다. 제3 및 제4 MOSFET(M3, M4)의 공동 소스단에는 제2 오프셋 전류원(180)이 연결되어 접지된다. 제1 및 제2 I신호(LO_I+, LO_I-)는, 제1 및 제2 MOSFET(M1, M2)와는 반대로, 제4 및 제3 MOSFET(M4, M3)의 게이트로 각각 입력된다. The second differential amplifier 160 also has the same circuit structure as the first differential amplifier 150 . However, there is a difference in the connection relationship with the surrounding components. In an exemplary embodiment, the common source terminal of the third and fourth MOSFETs M3 and M4 coupled in the source-coupled differential pair structure of the second differential amplifier 160 is the second of the first digital modulator 190 . It is connected to the output node (304). A second offset current source 180 is connected to the common source terminals of the third and fourth MOSFETs M3 and M4 to be grounded. The first and second I signals LO_I+ and LO_I− are respectively input to the gates of the fourth and third MOSFETs M4 and M3, opposite to the first and second MOSFETs M1 and M2.

제1 차동 증폭기(150)의 제1 MOSFET(M1)과 제2 차동 증폭기(160)의 제3 MOSFET(M3)의 두 드레인은 제1 출력단(306)에 공통 연결되고, 제1 차동 증폭기(150)의 제2 MOSFET(M2)과 제2 차동 증폭기(160)의 제4 MOSFET(M4)의 두 드레인은 제2 출력단(308)에 공통 연결된다. 제1 및 제2 출력단(306, 308)은 I신호 RF-DAC(120)의 출력포트를 형성한다.Two drains of the first MOSFET M1 of the first differential amplifier 150 and the third MOSFET M3 of the second differential amplifier 160 are commonly connected to the first output terminal 306 and the first differential amplifier 150 The two drains of the second MOSFET M2 of ) and the fourth MOSFET M4 of the second differential amplifier 160 are commonly connected to the second output terminal 308 . The first and second output stages 306 , 308 form an output port of the I-signal RF-DAC 120 .

한편, Q신호 RF-DAC(130)는 I신호 RF-DAC(120)와 동일한 회로 구조를 가질 수 있다. 즉, Q신호 RF-DAC(130)는 제1 및 제2 차동 증폭기(120, 130)와 각각 동일한 회로 구조를 갖는 제3 및 제4 차동 증폭기(250, 260), 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)과 각각 동일한 제3 및 제4 오프셋 전류원(270, 280), 그리고 제1 디지털 변조부(190)와 동일한 회로 구조를 갖는 제2 디지털 변조부(290)를 구비할 수 있다. Meanwhile, the Q-signal RF-DAC 130 may have the same circuit structure as the I-signal RF-DAC 120 . That is, the Q signal RF-DAC 130 includes the first and second differential amplifiers 120 and 130, respectively, the third and fourth differential amplifiers 250 and 260 having the same circuit structure, and the first and second offset current sources. Third and fourth offset current sources 270 and 280 identical to those of 170 and 180, respectively, and a second digital modulation unit 290 having the same circuit structure as that of the first digital modulation unit 190 may be provided.

Q신호 RF-DAC(130)의 각 구성요소들(250, 260, 270, 280, 290) 상호 간의 연결 관계는 I신호 RF-DAC(120)의 각 구성요소들(150, 160, 170, 180, 190) 상호 간의 연결 관계와 동일하다. 제3 차동 증폭기(250)는 소스-결합 차동쌍 구조로 결합된 제5 및 제6 MOSFET(M5, M6)을 포함하고, 제4 차동 증폭기(260)는 소스-결합 차동쌍 구조로 결합된 제7 및 제8 MOSFET(M7, M8)을 포함한다. 제3 차동증폭기(250)의 제5 MOSFET(M5)과 제4 차동 증폭기(260)의 제7 MOSFET(M7)의 드레인은 제1 출력단(306)에 공통 연결되고, 제3 차동 증폭기(250)의 제6 MOSFET(M6)과 제4 차동 증폭기(260)의 제8 MOSFET(M8)의 드레인은 제2 출력단(308)에 공통 연결된다. Each of the components 250, 260, 270, 280, 290 of the Q-signal RF-DAC 130 is connected to each of the components 150, 160, 170, and 180 of the I-signal RF-DAC 120. , 190) is the same as the mutually connected relationship. The third differential amplifier 250 includes fifth and sixth MOSFETs M5 and M6 coupled in a source-coupled differential pair structure, and the fourth differential amplifier 260 is a first coupled differential pair structure in a source-coupled differential pair structure. 7 and 8 MOSFETs M7 and M8 are included. The drain of the fifth MOSFET (M5) of the third differential amplifier 250 and the seventh MOSFET (M7) of the fourth differential amplifier 260 are commonly connected to the first output terminal 306, and the third differential amplifier 250 The drain of the sixth MOSFET M6 and the eighth MOSFET M8 of the fourth differential amplifier 260 are commonly connected to the second output terminal 308 .

제3 오프셋 전류원(270)은 제3 차동 증폭기(250)의 공통 소스단에 연결되어 접지되고, 제4 오프셋 전류원(280)은 제4 차동 증폭기(260)의 공통 소스단에 연결되어 접지된다.The third offset current source 270 is connected to the common source terminal of the third differential amplifier 250 to be grounded, and the fourth offset current source 280 is connected to the common source terminal of the fourth differential amplifier 260 to be grounded.

제3 및 제4 차동 증폭기(250, 260)의 공통 게이트로는 I/Q 생성기(110)가 제공하는 LO_Q 신호가 인가될 수 있다. 구체적으로, 제3 차동 증폭기(250)의 차동쌍 MOSFET(M5, M6)의 두 게이트로는 제1 및 제2 Q신호(LO_Q+, LO_Q-)가 각각 입력되고, 이와 반대로 제4 차동 증폭기(260)의 차동쌍 MOSFET(M7, M8)의 두 게이트로는 제2 및 제1 Q신호(LO_Q-, LO_Q+)가 각각 입력될 수 있다. 제1 및 제2 Q신호(LO_Q+, LO_Q-)는 서로 간에는 180도의 위상차를 갖는다. 예컨대 제1 Q신호(LO_Q+)와 제2 Q신호(LO_Q-)는 중간주파수 신호(LO)를 기준으로 90도와 270도의 위상차를 가질 수 있다. The LO_Q signal provided by the I/Q generator 110 may be applied to the common gates of the third and fourth differential amplifiers 250 and 260 . Specifically, the first and second Q signals LO_Q+ and LO_Q- are respectively input to the two gates of the differential pair MOSFETs M5 and M6 of the third differential amplifier 250, and on the contrary, the fourth differential amplifier 260 ), the second and first Q signals LO_Q- and LO_Q+ may be input to the two gates of the differential pair MOSFETs M7 and M8, respectively. The first and second Q signals LO_Q+ and LO_Q− have a phase difference of 180 degrees from each other. For example, the first Q signal LO_Q+ and the second Q signal LO_Q− may have a phase difference of 90 degrees and 270 degrees with respect to the intermediate frequency signal LO.

제1 및 제2 디지털 변조부(190, 290)는 동일한 회로 구성을 가질 수 있다. 도 4는 예시적인 실시예에 따른 제1 디지털 변조부(190)의 회로 구성을 나타낸다. The first and second digital modulators 190 and 290 may have the same circuit configuration. 4 shows a circuit configuration of the first digital modulator 190 according to an exemplary embodiment.

도 4를 참조하면, 제1 디지털 변조부(190)는 복수 개의 전류원 셀(300-1 ~300-M, 310-1 ~ 310-L)을 포함할 수 있다. 복수 개의 전류원 셀(300-1 ~300-M, 310-1 ~ 310-L)은 모두 동일할 회로 구성을 가질 수 있다. 그 복수 개의 전류원 셀(300-1 ~300-M, 310-1 ~ 310-L) 각각은 두 개의 출력 노드(302, 304)에 연결될 수 있다. 제1 디지털 변조부(190)의 제1 출력 노드(302)는 제1 차동 증폭부(150)의 차동쌍 MOSFET(M1, M2)의 공통 소스단에 연결될 수 있고, 제2 출력 노드(304)는 제2 차동 증폭부(160)의 차동쌍 MOSFET(M3, M4)의 공통 소스단에 연결될 수 있다. Referring to FIG. 4 , the first digital modulator 190 may include a plurality of current source cells 300-1 to 300-M and 310-1 to 310-L. The plurality of current source cells 300-1 to 300-M and 310-1 to 310-L may all have the same circuit configuration. Each of the plurality of current source cells 300 - 1 to 300 -M and 310 - 1 to 310 -L may be connected to two output nodes 302 and 304 . The first output node 302 of the first digital modulator 190 may be connected to a common source terminal of the differential pair MOSFETs M1 and M2 of the first differential amplifier 150 , and the second output node 304 . may be connected to the common source terminal of the differential pair MOSFETs M3 and M4 of the second differential amplifier 160 .

그 복수 개의 전류원 셀들(300-1 ~300-M, 310-1 ~ 310-L)은 제1 전류원 셀 그룹(310)과 제2 전류원 셀 그룹(320)으로 구분될 수 있다. 제1 전류원 셀 그룹(310)은 한 개 이상의 전류원 셀(300-1 ~ 300-M, 단, M은 1이상의 자연수)을 포함할 수 있고, 제2 전류원 셀 그룹(320) 역시 한 개 이상의 전류원 셀(310-1 ~ 310-L, 단, L은 1이상의 자연수)을 포함할 수 있다. The plurality of current source cells 300 - 1 to 300 -M and 310 - 1 to 310 -L may be divided into a first current source cell group 310 and a second current source cell group 320 . The first current source cell group 310 may include one or more current source cells 300-1 to 300-M, where M is a natural number greater than or equal to 1, and the second current source cell group 320 also includes one or more current source cells. Cells 310-1 to 310-L, where L is a natural number greater than or equal to 1) may be included.

제2 디지털 변조부(290)는 제1 디지털 변조부(190)와 동일한 회로 구성을 가질 수 있다. 따라서 제2 디지털 변조부(290)도 도 4 및 도 5에 예시된 회로 구성과 동일한 구성을 가질 수 있다.The second digital modulator 290 may have the same circuit configuration as the first digital modulator 190 . Accordingly, the second digital modulator 290 may also have the same configuration as the circuit configuration illustrated in FIGS. 4 and 5 .

도 5는 도 4에 도시된 전류원 셀들 중 임의의 하나의 전류원 셀(300)의 회로 구성을 예시한다.FIG. 5 illustrates a circuit configuration of any one of the current source cells shown in FIG. 4 .

도 5를 참조하면, 전류원 셀(300)은 제1 및 제2 증폭기(150, 160)로 전류를 공급하는 전류원(330), 상기 전류원(330)을 선택제어신호의 크기(로직 하이 또는 로직 로우)에 따라 제1 출력노드(302)에 연결시켜주거나 또는 제2 출력노드(304)에 연결시켜주도록 구성된 출력노드 선택부(340), 그리고 클럭신호(CLK)에 동기되어 디지털 입력코드(IN)의 값에 따라 상기 선택제어신호를 상기 출력노드 선택부(340)에 제공하도록 구성된 선택제어부(350)를 포함할 수 있다. Referring to FIG. 5 , the current source cell 300 is a current source 330 supplying current to the first and second amplifiers 150 and 160 , and selects the current source 330 to select the level of the control signal (logic high or logic low). ) according to the output node selector 340 configured to connect to the first output node 302 or to the second output node 304, and the digital input code IN in synchronization with the clock signal CLK. and a selection control unit 350 configured to provide the selection control signal to the output node selection unit 340 according to a value of .

도 6은 제1 및 제2 디지털 변조부(190,290)에 8비트의 디지털 입력코드가 인가되는 경우의 I/Q 신호 RF_DAC(120, 130)의 회로 구성을 예시한다. 도 6을 참조하면, 전류원 셀(330)은 디지털 입력코드의 비트 수(MSB+LSB)만큼 제공될 수 있다. 예컨대 디지털 입력코드가 8비트 코드이고 그 중 5비트는 MSB로 할당되고 3비트는 LSB로 할당되는 경우, 제1 디지털 변조부(190) 및 제2 디지털 변조부(290)는 각각 8개의 전류원 셀(300)을 포함할 수 있다. 그 8비트의 디지털 입력코드는 매 클럭(CLK) 주기마다 병렬로 제1 디지털 변조부(190) 및 제2 디지털 변조부(290)의 각 8개의 전류원 셀(300)에 입력될 수 있다.6 illustrates a circuit configuration of the I/Q signal RF_DACs 120 and 130 when an 8-bit digital input code is applied to the first and second digital modulators 190 and 290 . Referring to FIG. 6 , the current source cell 330 may be provided as much as the number of bits (MSB+LSB) of the digital input code. For example, if the digital input code is an 8-bit code, of which 5 bits are assigned as MSB and 3 bits are assigned as LSB, the first digital modulator 190 and the second digital modulator 290 each have eight current source cells. (300) may be included. The 8-bit digital input code may be input to each of the eight current source cells 300 of the first digital modulator 190 and the second digital modulator 290 in parallel at every clock cycle CLK.

다음으로, 도 2 내지 6을 참조하면서, 디지털 RF 직교 변조기(100) 및 I/Q RF-DAC(120, 130)의 동작을 설명한다.Next, operations of the digital RF quadrature modulator 100 and the I/Q RF-DACs 120 and 130 will be described with reference to FIGS. 2 to 6 .

I신호 RF-DAC(120)는 I/Q 생성기(110)가 제공하는 동상 성분 국부발진 신호인 LO_I 신호(즉, LO_I+와 LO_I- 신호)의 진폭과 위상을 입력단을 통해 인가되는 I 디지털 데이터에 따라 변조하여 출력부(140)를 통해 출력할 수 있다. Q신호 RF-DAC(130)는 I/Q 생성기(110)가 제공하는 직교 성분 국부발진 신호인 LO_Q 신호(즉, LO_Q+와 LO_Q- 신호)의 진폭과 위상을 입력단을 통해 인가되는 Q 디지털 데이터에 따라 변조하여 출력부(140)를 통해 출력할 수 있다. 즉, I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)는 변조된 I 신호와 변조된 Q 신호를 각각 생성하여 출력하고, 그 두 변조 신호가 합쳐진 I/Q 변조신호가 공통의 출력부(140)를 통해 출력될 수 있다.The I-signal RF-DAC 120 applies the amplitude and phase of the LO_I signal (ie, the LO_I+ and LO_I- signals) that are the in-phase component local oscillation signals provided by the I/Q generator 110 to the I digital data applied through the input terminal. It can be modulated and outputted through the output unit 140 . The Q signal RF-DAC 130 applies the amplitude and phase of the LO_Q signal (ie, the LO_Q+ and LO_Q- signals) that are quadrature component local oscillation signals provided by the I/Q generator 110 to the Q digital data applied through the input terminal. It can be modulated and outputted through the output unit 140 . That is, the I-signal RF-DAC 120 and the Q-signal RF-DAC 130 generate and output a modulated I signal and a modulated Q signal, respectively, and the I/Q modulated signal obtained by combining the two modulated signals is common. It may be output through the output unit 140 .

LO_I 신호의 진폭과 위상의 변환과 조정은 제1 디지털 변조부(190)가 제1 증폭기(150)와 제2 증폭기(160)에 공급하는 전류량에 따라 이루어질 수 있다. 마찬가지로 LO_Q 신호의 진폭과 위상의 변환과 조정은 제2 디지털 변조부(290)가 제3 증폭기(250)와 제4 증폭기(260)에 공급하는 전류량에 따라 이루어질 수 있다.Conversion and adjustment of the amplitude and phase of the LO_I signal may be performed according to the amount of current supplied by the first digital modulator 190 to the first amplifier 150 and the second amplifier 160 . Similarly, conversion and adjustment of the amplitude and phase of the LO_Q signal may be performed according to the amount of current supplied by the second digital modulator 290 to the third amplifier 250 and the fourth amplifier 260 .

좀 더 구체적으로 설명한다. 제1 및 제2 차동 증폭기(150, 160)는 위상이 반대이며 가변적인 크기를 갖는 신호를 출력하도록 구성될 수 있다. 제1 및 제2 차동 증폭기(150, 160)는 자신들에게 전류를 공급하는 다수의 전류원 셀(300-1 ~ 300-M, 310-1 ~ 310-L)을 공유하도록 제1 디지털 변조부(190)와 연결되어 있다. 제1 디지털 변조부(190)는 입력되는 I 디지털 데이터에 따라 각각의 전류원 셀(300-1 ~ 300-M, 310-1 ~ 310-L)이 두 개의 증폭기(150, 160) 중 어느 증폭기로 전류를 흐르게 할지 결정하게 된다. 이렇게 제1 디지털 변조부(190)는 제1 차동 증폭기(150)와 제2 차동 증폭기(160)에 인가되는 전류량을 입력되는 I 디지털 데이터에 의거하여 조절해줄 수 있다. 마찬가지로, 제2 디지털 변조부(290)도 제3 차동 증폭기(250)와 제4 차동 증폭기(260)에 인가되는 전류량을 입력되는 Q 디지털 데이터에 의거하여 조절해줄 수 있다. It will be described in more detail. The first and second differential amplifiers 150 and 160 may be configured to output a signal having an opposite phase and a variable magnitude. The first and second differential amplifiers 150 and 160 have a first digital modulator 190 to share a plurality of current source cells 300-1 to 300-M and 310-1 to 310-L supplying current to them. ) is associated with The first digital modulator 190 converts each of the current source cells 300-1 to 300-M and 310-1 to 310-L according to the input I digital data to any of the two amplifiers 150 and 160. It decides whether to let the current flow. In this way, the first digital modulator 190 may adjust the amount of current applied to the first differential amplifier 150 and the second differential amplifier 160 based on the input I digital data. Similarly, the second digital modulator 290 may also adjust the amount of current applied to the third differential amplifier 250 and the fourth differential amplifier 260 based on the input Q digital data.

I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)는 각각 가변 이득 기능을 가질 수 있다. I신호 및 Q신호 RF-DAC(120, 130)는 서로 동일한 구조의 회로로 구성되나, I/Q 생성기(110)로부터 제공되는 I 국부발진 신호와 Q 국부발진 신호의 위상이 서로 다르다. I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)는 I 국부발진 신호(LO_I 신호)와 Q 국부발진 신호(LO_Q)를 각각 입력받고, 입력 I 디지털 데이터와 Q 디지털 데이터의 변조코드에 따라 그 I 국부발진 신호와 Q 국부발진 신호에 대해 가변 이득을 적용하여 크기를 변화시킨다. I신호 RF-DAC(120)와 Q신호 RF-DAC(130)의 공통 출력부(140)를 통해 출력되는 최종 출력 변조신호(Output)는 입력신호의 크기와 위상이 변조된 신호일 수 있다.The I-signal RF-DAC 120 and the Q-signal RF-DAC 130 may each have a variable gain function. The I-signal and Q-signal RF-DACs 120 and 130 have the same circuit structure, but the phases of the I local oscillation signal and the Q local oscillation signal provided from the I/Q generator 110 are different from each other. The I-signal RF-DAC 120 and the Q-signal RF-DAC 130 receive the I local oscillation signal (LO_I signal) and the Q local oscillation signal (LO_Q) respectively, and modulation codes of the input I digital data and Q digital data. In accordance with this, the magnitude is changed by applying a variable gain to the I local oscillation signal and the Q local oscillation signal. The final output modulated signal Output output through the common output unit 140 of the I-signal RF-DAC 120 and the Q-signal RF-DAC 130 may be a signal in which the magnitude and phase of the input signal are modulated.

제1 디지털 변조부(190)가 제1 차동 증폭기(150)와 제2 차동 증폭기(160)에 공급하는 전류량을 조절하는 동작 원리가 도 7에 도시되어 있다. An operation principle of the first digital modulator 190 controlling the amount of current supplied to the first differential amplifier 150 and the second differential amplifier 160 is illustrated in FIG. 7 .

도 7을 참조하면, 제1 디지털 변조부(190)에 입력되는 I 디지털 데이터가 1일 때에는 선택제어부(350)는 제1 출력노드(302)에 연결된 트랜지스터(M9)을 온시킴과 동시에 제2 출력노드(304)에 연결된 트랜지스터(M10)를 오프시킨다. 그에 따라 전류원(330)은 제1 출력노드(302)를 통해 제1 차동증폭기(150)에 전류를 공급할 수 있다(도 7의 (A) 참조). 반대로, 제1 디지털 변조부(190)에 입력되는 I 디지털 데이터가 0일 때에는 선택제어부(350)는 제1 출력노드(302)에 연결된 트랜지스터(M9)를 오프시킴과 동시에 제2 출력노드(304)에 연결된 트랜지스터(M10)를 온 시킨다. 그에 따라 전류원(330)은 제2 출력노드(304)를 통해 제2 차동증폭기(160)에 전류를 공급할 수 있다(도 7의 (B) 참조). 따라서 제1 디지털 변조부(190)는 자신에게 입력되는 I 디지털 데이터의 값에 따라 선택부(340)가 제공하는 두 개의 전류흐름 경로 중 하나를 선택함으로써 제1 차동 증폭기(150)와 제2 차동 증폭기(160)에 공급하는 전류량을 조절할 수 있다. Referring to FIG. 7 , when the I digital data input to the first digital modulator 190 is 1, the selection control unit 350 turns on the transistor M9 connected to the first output node 302 and at the same time turns on the second The transistor M10 connected to the output node 304 is turned off. Accordingly, the current source 330 may supply a current to the first differential amplifier 150 through the first output node 302 (see (A) of FIG. 7 ). Conversely, when the I digital data input to the first digital modulation unit 190 is 0, the selection control unit 350 turns off the transistor M9 connected to the first output node 302 and at the same time turns off the second output node 304 . ), the transistor M10 connected to is turned on. Accordingly, the current source 330 may supply a current to the second differential amplifier 160 through the second output node 304 (see (B) of FIG. 7 ). Accordingly, the first digital modulator 190 selects one of the two current flow paths provided by the selector 340 according to the value of the I digital data input to the first differential amplifier 150 and the second differential amplifier. The amount of current supplied to the amplifier 160 may be adjusted.

I신호 RF-DAC(120)의 제1 및 제2 차동 증폭기(150, 160)에 각각 흐르는 전류의 양은 입력 I 디지털 데이터에 따라서 변화하게 되고, 이를 통해 제1 및 제2 차동 증폭기(150, 160)에서 출력되는 전류 I1과 I2의 크기가 조절될 수 있다. I신호 RF-DAC(120)는 제1 증폭기(150)와 제2 증폭기(160)의 출력전류량 I1과 I2의 차이만큼 진폭을 변조시킬 수 있다. The amount of current flowing in each of the first and second differential amplifiers 150 and 160 of the I-signal RF-DAC 120 changes according to the input I digital data, and through this, the first and second differential amplifiers 150 and 160 ) output currents I1 and I2 can be adjusted. The I signal RF-DAC 120 may modulate the amplitude by the difference between the output current amounts I1 and I2 of the first amplifier 150 and the second amplifier 160 .

동일한 원리로, 제2 디지털 변조부(290) 역시 자신에게 입력되는 Q 디지털 데이터의 값에 따라 제3 출력노드(306)와 제4 출력노드(308)를 통해 제3 차동 증폭기(250)와 제4 차동 증폭기(260)로 흐르는 전류량을 조절할 수 있다. 그에 따라 제3 차동 증폭기(250)와 제4 차동 증폭기(260)에서 각각 출력되는 전류의 크기가 조절될 수 있다. 그리고 Q신호 RF-DAC(130)는 제3 증폭기(250)와 제4 증폭기(260)의 두 출력전류량의 차이만큼 진폭을 변조시킬 수 있다. In the same principle, the second digital modulator 290 also receives the third differential amplifier 250 and the third through the third output node 306 and the fourth output node 308 according to the value of Q digital data input thereto. 4 The amount of current flowing through the differential amplifier 260 may be adjusted. Accordingly, the magnitude of the current output from the third differential amplifier 250 and the fourth differential amplifier 260 may be adjusted. In addition, the Q signal RF-DAC 130 may modulate the amplitude by the difference between the two output current amounts of the third amplifier 250 and the fourth amplifier 260 .

한편, 제1 및 제2 디지털 변조부(190, 290)는 입력되는 I 및 Q 디지털 데이터의 값에 따라 전류의 양을 각각의 증폭기에 선형적으로 전달할 수 있다. 그렇지만, 각 증폭기(150, 160, 250, 260)의 이득(Gain)은 전류의 제곱근에 비례한다. 그러므로 도 8에 도시된 것처럼 각 증폭기(150, 160, 250, 260)에서의 최종 출력은 제1 및 제2 디지털 변조부(190, 290)가 각각 공급하는 전류량의 변화에 따라 선형적이 될 수 없다. 특히, 제1 및 제2 증폭기(150, 160) 중 어느 하나에 흐르는 전류량이 나머지 하나에 흐르는 전류량에 비해 상대적으로 훨씬 많거나 적은 경우에는 제1 및 제2 증폭기(150, 160)의 출력신호는 비선형적으로 변한다. 제3 및 제4 증폭기(250, 260)의 경우도 마찬가지이다.Meanwhile, the first and second digital modulators 190 and 290 may linearly transmit the amount of current to the respective amplifiers according to the values of the input I and Q digital data. However, the gain of each of the amplifiers 150 , 160 , 250 and 260 is proportional to the square root of the current. Therefore, as shown in FIG. 8 , the final output from each of the amplifiers 150 , 160 , 250 and 260 cannot be linear according to the change in the amount of current supplied by the first and second digital modulators 190 and 290, respectively. . In particular, when the amount of current flowing through any one of the first and second amplifiers 150 and 160 is much larger or smaller than the amount of current flowing through the other, the output signals of the first and second amplifiers 150 and 160 are change non-linearly. The third and fourth amplifiers 250 and 260 are the same.

이러한 비선형적인 상태에서 제1 및 제2 증폭기(150, 160)에 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)에 의해 고정된 전류량을 각각 공급하면, 고정된 전류량이 커지고 그에 따라 누적 비선형성(INL)이 감소할 수 있다. 즉, 출력 변조신호의 선형성을 개선할 수 있다. 왜냐하면 도 9에 도시된 것처럼, 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)에 의해 고정된 전류량이 공급되면 제1 및 제2 증폭기(150, 160) 각각에 흐르는 전체 전류량 중에서 가변적인 전류량 부분이 줄어들게 된다. 그 줄어드는 부분은 출력신호가 비선형적으로 변하는 구간에 대응한다. 따라서 출력 변조신호는 선형적으로만 변하게 된다. 또한 입력단 쪽에서 보이는 기생 Capacitance의 변화가 줄어들어 입력 디지털 데이터에 따른 위상 선형성이 증가한다. When a fixed amount of current is supplied by the first and second offset current sources 170 and 180 to the first and second amplifiers 150 and 160 in such a nonlinear state, respectively, the fixed amount of current increases and thus the cumulative nonlinearity ( INL) may decrease. That is, the linearity of the output modulation signal can be improved. Because, as shown in FIG. 9, when a fixed amount of current is supplied by the first and second offset current sources 170 and 180, a variable amount of current among the total amount of current flowing through each of the first and second amplifiers 150 and 160 is will decrease The reduced portion corresponds to a section in which the output signal changes non-linearly. Therefore, the output modulated signal changes only linearly. In addition, the change in parasitic capacitance seen at the input side is reduced, so that the phase linearity according to the input digital data is increased.

한편, 한편, 제1 오프셋 전류원(170)은 제1 증폭기(150)의 출력 전류(I1)를 소정의 크기만큼 바이어스 시켜줄 수 있다. 마찬가지로 제2 오프셋 전류원(180)은 제2 증폭기(160)의 출력 전류(I2)를 소정 크기만큼 바이어스 시켜줄 수 있다. 따라서 제1 오프셋 전류원(170)에 의해 바이어스되는 전류량과 제2 오프셋 전류원(180)에 의해 바이어스되는 전류량의 크기에 따라 I신호 RF-DAC(120)의 출력전류에 오프셋을 부여할 수 있다. Meanwhile, the first offset current source 170 may bias the output current I1 of the first amplifier 150 by a predetermined amount. Similarly, the second offset current source 180 may bias the output current I2 of the second amplifier 160 by a predetermined amount. Accordingly, an offset may be applied to the output current of the I-signal RF-DAC 120 according to the amount of current biased by the first offset current source 170 and the amount of current biased by the second offset current source 180 .

I신호 RF-DAC(120)의 출력전류에 오프셋을 부여하는 이유는 누설신호의 영향을 상쇄시키기 위함이다. LO 신호는 I/O 신호 생성기(110)와 I신호 RF-DAC(120)를 통해 정상적으로 증폭되어 출력부(140)로 전달되어야 한다. 그런데 주파수가 높은 경우, 그 LO 신호가 이와 같은 정상적인 증폭 과정을 거치지 않고 곧바로 출력부(140)로 누설되어 출력 변조신호에 오프셋이 발생한다. 그 누설신호의 양이 많으면 변조된 출력 변조신호의 품질이 나빠지게 된다.제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)이 상기 누설신호에 따른 출력 변조신호의 오프셋 량과 크기는 같고 부호가 반대인 오프셋 전류량을 I신호 RF-DAC(120)의 출력전류에 부여하도록 설계하면, 상기 누설신호에 의한 출력 변조신호의 오프셋이 상쇄될 수 있다. 결국, 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)이 제1 및 제2 증폭기(150, 160)에 공급하는 전류량의 값에 차이를 줌으로써, 앞에서 언급한 것처럼 누설전류량을 상쇄시킬 수 있다. 그 결과, 누설신호에 의한 통신 신호의 품질 저하를 막을 수 있다. The reason for giving an offset to the output current of the I-signal RF-DAC 120 is to offset the effect of the leakage signal. The LO signal should be normally amplified through the I/O signal generator 110 and the I signal RF-DAC 120 and transmitted to the output unit 140 . However, when the frequency is high, the LO signal leaks directly to the output unit 140 without undergoing such a normal amplification process, and an offset occurs in the output modulation signal. If the amount of the leakage signal is large, the quality of the modulated output modulated signal is deteriorated. The first and second offset current sources 170 and 180 have the same size and opposite sign as the offset amount of the output modulated signal according to the leakage signal. If the amount of offset current is designed to be applied to the output current of the I-signal RF-DAC 120, the offset of the output modulation signal due to the leakage signal can be offset. As a result, the amount of current supplied by the first and second offset current sources 170 and 180 to the first and second amplifiers 150 and 160 is different, so that the amount of leakage current can be offset as described above. As a result, it is possible to prevent deterioration of the quality of the communication signal due to the leakage signal.

LO 누설 신호가 없는 상황에서는 제1 및 제2 증폭기(150, 160)에 공급되는 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)은 동일한 크기의 고정 전류량을 공급하고, 누설 신호가 있는 상황에서는 제1 및 제2 오프셋 전류원(170, 180)은 두 고정 전류량의 차이를 그 누설신호를 상쇄시킬 수 있는 크기와 동일하도록 설계될 수 있다. 그 두 고정 전류량의 차이에 의해 LO 누설신호를 상쇄시킬 수 있다. In a situation in which there is no LO leakage signal, the first and second offset current sources 170 and 180 supplied to the first and second amplifiers 150 and 160 supply a fixed amount of current of the same magnitude, and in a situation in which there is a leakage signal, the first and second offset current sources 170 and 180 The first and second offset current sources 170 and 180 may be designed so that the difference between the two fixed current amounts is equal to a magnitude capable of canceling the leakage signal. The LO leakage signal can be canceled by the difference between the two fixed currents.

이상의 I신호 RF-DAC(120)에 관한 설명은 Q신호 RF-DAC(130)에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.The above description of the I-signal RF-DAC 120 can be equally applied to the Q-signal RF-DAC 130 .

본 송신기의 가장 중요한 목적은 입력 디지털 데이터에 의한 컨트롤에 따라 RF-DAC(120, 130)의 출력 신호가 선형적으로 바뀔 수 있는지의 여부이다. 변조기(100)의 입력에서 출력단(140)으로 누설되는 신호의 크기를

라 할 때, 이는 식 (1)과 같이 실수부와 허수부로 구성된다.The most important purpose of the transmitter is whether the output signals of the RF-

DACs

120 and 130 can be changed linearly according to the control by the input digital data. The magnitude of the signal leaked from the input of the modulator 100 to the output terminal 140 is

, it is composed of a real part and an imaginary part as in Equation (1).

...... (1)

...... (One)

누설 신호가 존재하는 디지털 RF 직교 변조기(100)에서 입출력 관계는 식 (2)와 같이 표현된다.In the digital RF quadrature modulator 100 in which a leakage signal exists, the input/output relationship is expressed as Equation (2).

......(2)

여기서, A는 변조기의 이득을 의미하며, 이는 식 (3) 에서 실수부와 허수부로 분리되어 나타날 수 있다.Here, A means the gain of the modulator, which can be expressed as a real part and an imaginary part in Equation (3).

......(3)

실수부에 대해서 위의 동작 원리에 따라 아래와 같이 제1 및 제2 증폭기(150, 160)에 흐르는 전류를 식 (4)와 같이 정의한다. 이 때, ΔI는 입력 디지털 데이터에 따라서 변화한다.With respect to the real part, the current flowing through the first and second amplifiers 150 and 160 is defined as Equation (4) as follows according to the above operation principle. At this time, ?I changes according to the input digital data.

......(4)

여기서 ΔI의 조건은 식 (5)와 같다.Here, the condition for ΔI is the same as Equation (5).

......(5)

이에 따라 실수부의 전압-전류 이득인

은 식 (7)과 같이 표현될 수 있으며, 여기서의 C는 상수이다. Accordingly, the voltage-current gain of the real part is

can be expressed as Equation (7), where C is a constant.

......(7)

이를 선형 근사를 통해 식 (8)로 표현될 수 있다. This can be expressed as Equation (8) through linear approximation.

......(8)

......(9)

식 (9)에서 여기서 두 증폭기(150, 160)에 흐르는 전체 전류 I_P, I_N의 차이가 적다는 가정 하에 식 (10)을 얻을 수 있다. 여기서, I_P, I_N는 제1 및 제2 증폭기(150, 160)에 흐르는 평균전류 I1, I2에 누설전류가 합해진 전류로 볼 수 있다. 식 (10) 에서

항은 다른 항들에 비해 I_P가 한 차수 낮은 값을 갖고 있으므로 근사 되어 최종적으로 식 (11)의 결과를 얻게 된다.In Equation (9), Equation (10) can be obtained on the assumption that the difference between _{the total currents I P} , I _N flowing through the two

amplifiers

150 and 160 is small. Here, I _P , I _N may be regarded as the sum of the average currents I1 and I2 flowing through the first and

second amplifiers

150 and 160 and the leakage current. in equation (10)

Wherein is approximate because the I _P compared to the other terms has a low order value is obtained as the result of the final formula (11).

...... (10)

......(11)

식 (3)으로 돌아와 입-출력 관계를 실수부와 허수부로 나누면 식 (12)와 같이 된다.Returning to Equation (3), dividing the input-output relationship into a real part and an imaginary part results in Equation (12).

......(12)

여기서, 실수부만 취할 경우 식 (13)과 같이 표현된다.Here, when only the real part is taken, it is expressed as Equation (13).

......(13)

식 (13)에서 전류 I_P, I_N의 값을 조절하여 식 (14)의 조건을 만족할 경우, 누설신호

가 상쇄될 수 있다. 즉, 식 (14)를 만족하도록 전류 I_P, I_N의 크기를 정하면 누설신호

가 상쇄될 수 있다. 그 경우, 최종 출력은 식 (15)와 같이 된다. 결과적으로 전류의 변화 ΔI에 비례하는 출력값 V_out 을 얻을 수 있다. If the condition of Equation (14) is satisfied by adjusting the values of _{current I P} , I _N in Equation (13), the leakage signal

can be offset. That is, if the magnitude of the _{current IP} , I _N is determined to satisfy Equation (14), the leakage signal

can be offset. In that case, the final output becomes as in equation (15). As a result, an output value V _out proportional to the change ΔI of the current can be obtained.

허수부에서도 동일한 방법을 통해 선형성이 유지됨을 보일 수 있다.In the imaginary part, it can be shown that the linearity is maintained through the same method.

......(14)

......(15)

도 11, 12는 설계된 회로를 통한RF-DAC의 고출력, 저출력 모일 때의 INL, DNL 시뮬레이션 결과이다. 고출력 모드일 때는 12 LSB 값을 갖는 INL이 누설신호 상쇄 후 약 8 LSB로 되어 33%의 감소 효과가 나타났다. 저출력 모드에서는 55 LSB에서 10 LSB로 누설신호의 양이 80% 감소하는 효과가 나타났다.11 and 12 are INL and DNL simulation results when high-power and low-power RF-DACs are combined through the designed circuit. In the high-power mode, INL with a value of 12 LSB became about 8 LSB after offsetting the leakage signal, resulting in a 33% reduction effect. In the low output mode, the amount of leakage signal decreased by 80% from 55 LSB to 10 LSB.

본 발명은 고선형 밀리미터파 대역 직교 변조기에 적용될 수 있다. The present invention can be applied to a highly linear millimeter wave band quadrature modulator.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다. 그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.Although the embodiments have been described with reference to the limited drawings as described above, those skilled in the art can variously modify and change the present invention within the scope without departing from the spirit and scope of the present invention described in the claims below. You will understand that you can. For example, the described techniques are performed in a different order than the described method, and/or the described components of the system, structure, apparatus, circuit, etc. are combined or combined in a different form than the described method, or other components Or substituted or substituted by equivalents may achieve an appropriate result. Therefore, other implementations, other embodiments, and equivalents to the claims are also within the scope of the following claims.

Claims

It includes first and second amplifiers, and by adjusting the amount of current supplied to the first and second amplifiers according to I digital data applied through an input terminal, the amplitude and phase of the I component local oscillation signals LO_I+ and LO_I- I signal RF-digital analog modulator (RF-DAC) configured to modulate and output; and
It includes third and fourth amplifiers, and by adjusting the amount of current supplied to the third and fourth amplifiers according to Q digital data applied through the input terminal, the amplitude and phase of the quadrature component local oscillation signals LO_Q+ and LO_Q- A digital RF quadrature modulator comprising a Q-signal RF-DAC configured to modulate and output .

According to claim 1, wherein the center frequency signal is generated by separating the I component local oscillation signals (LO_I+ and LO_I-) and the quadrature component local oscillation signals (LO_Q+ and LO_Q-) having a phase difference of 90 degrees to generate the I signal RF- A digital RF quadrature modulator further comprising an I/Q generator providing each of the DAC and the Q signal RF-DAC.

2. The apparatus of claim 1, further comprising: first and second offset current sources for supplying fixed bypass currents to the first and second amplifiers, respectively; and third and fourth offset current sources for supplying fixed bypass currents to the third and fourth amplifiers, respectively.

[4] The digital signal according to claim 3, wherein the amount of offset current by the first and second offset current sources and the amount of offset current by the third and fourth offset current sources are adjusted to offset the leakage signal caused by the local oscillation signal. RF quadrature modulator.