KR20200025136A - Mimo 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

Mimo 신호 수신 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20200025136A
KR20200025136A KR1020180102033A KR20180102033A KR20200025136A KR 20200025136 A KR20200025136 A KR 20200025136A KR 1020180102033 A KR1020180102033 A KR 1020180102033A KR 20180102033 A KR20180102033 A KR 20180102033A KR 20200025136 A KR20200025136 A KR 20200025136A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
mimo
matrix
mimo signal
channel gain
decoding
Prior art date
Application number
KR1020180102033A
Other languages
English (en)
Inventor
박성익
김정창
임보미
정회윤
허남호
김형석
염명길
Original Assignee
한국전자통신연구원
한국해양대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원, 한국해양대학교 산학협력단 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to KR1020180102033A priority Critical patent/KR20200025136A/ko
Publication of KR20200025136A publication Critical patent/KR20200025136A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

MIMO 신호 수신 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치는 MIMO(Multi-Input Multi Output) 신호를 수신하는 MIMO 신호 수신부 및 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬를 이용하여 상기 MIMO 신호를 복호화하는 MIMO 디코더를 포함한다.

Description

MIMO 신호 수신 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING MIMO SIGNAL}
본 발명은 디지털 방송 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 차세대 디지털 지상파 시스템에서 지원하는 MIMO 시스템에 관한 것이다.
차세대 디지털 지상파 시스템은 입력 포맷팅 (input formatting), BICM (bit interleaved and coded modulation), 프레이밍 및 인터리빙 (framing & interleaving), 파형 생성 (waveform generation) 등 전반적인 물리 계층 시스템을 제공할 수 있다. 이러한 차세대 지상파 방송 시스템은 옵션 기술로서 2개의 송신 안테나를 사용한 MIMO 시스템을 지원할 수 있다. MIMO 시스템은 프리코딩 (precoding) 방식으로서 MIMO 프리코더(precoder)는 두 개의 맵퍼(mapper) 출력에 대하여 스트림 결합(stream combining), I/Q 편파 인터리빙(polarization interleaving), 위상 호핑 (phase hopping) 블록들을 차례대로 수행할 수 있다. 이 때, MIMO 시스템은 상기 3개의 블록은 선택적으로 사용할 수 있다. 스트림 결합과 위상 호핑은 복소 심볼 벡터 (complex symbol vector)에 대한 2x2 변환 행렬 (transformation matrix)이 존재하지만 I/Q 편파 인터리빙의 경우 스트림 결합 출력에 해당하는 2개의 복소수 값에 대해서 Q 성분만 서로 교환하는 형태로 변환이 이루어지므로 복소 심볼 벡터에 대한 변환 행렬이 존재하지 않는다. 이로 인하여, MIMO 송신기에서 I/Q 편파 인터리버가 사용될 경우, MIMO 수신기에서 수신 신호 모델링 시 맵퍼에서 사용되는 원래 성상(constellation)의 복소 심볼 벡터에 대한 등가 채널 행렬(equivalent channel matrix)을 얻을 수 없다. 반면, MIMO 수신기에서는 복소 기저대역(complex baseband) MIMO 신호를 실수부와 허수부로 나누어 표현이 가능하다.
한편, 한국등록특허 제 10-1223605 호“ ＭＩＭＯ 통신 시스템 및 방법, 송신장치 및 방법, 수신장치 및 방법”는 차세대 지상파 DTV 등에 사용하기 위하여 선형분산(LD: Linear Dispersion) 행렬에 의한 하이브리드 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 기법을 이용해 데이터 전송량 및 수신 성능을 개선한 MIMO 통신 시스템 및 방법, 송신장치 및 방법, 수신장치 및 방법에 관하여 개시하고 있다.
본 발명은 MIMO 시스템의 복호화 성능을 향상시키는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 MIMO 시스템에서 수신 신호의 새로운 모델링 기법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 수신 신호의 새로운 모델링 기법을 이용하여 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시키는 것을 목적으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치는 MIMO(Multi-Input Multi Output) 신호를 수신하는 MIMO 신호 수신부 및 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬를 이용하여 상기 MIMO 신호를 복호화하는 MIMO 디코더를 포함한다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 상기 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은 4x4 크기의 행렬에 상응할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 상기 MIMO 신호를 송신한 장치에서 상기 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 상기 변환 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 프리코딩을 위한 행렬은 이 때, 상기 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 상기 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 상기 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시킬 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 두 개의 수신 안테나로부터 수신한 MIMO 신호의 복소 심볼을 제1 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부와 제2 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부로 QR 분해하여 상기 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 디코더는 상기 QR 분해된 복소 심볼에서, 실수부와 허수부로 나눌수 없는 비트를 확률 밀도 함수(probability density function, PDF)를 이용하여 결합할 수 있다.
또한, 상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 방법은 MIMO 신호 수신 장치의 MIMO 신호 수신 방법에 있어서, MIMO(Multi-Input Multi Output) 신호를 수신하는 단계 및 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계를 포함한다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 상기 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은 4x4 크기의 행렬에 상응할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 상기 MIMO 신호를 송신한 장치 에서 상기 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 상기 변환 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 프리코딩을 위한 행렬은 상기 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 상기 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 상기 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시킬 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 두 개의 수신 안테나로부터 수신한 MIMO 신호의 복소 심볼을 제1 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부와 제2 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부로 QR 분해하여 상기 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는 상기 QR 분해된 복소 심볼에서, 실수부와 허수부로 나눌수 없는 비트를 확률 밀도 함수(probability density function, PDF)를 이용하여 결합할 수 있다.
본 발명은 MIMO 시스템의 복호화 성능을 향상시킬 수 있다
또한, 본 발명은 MIMO 시스템에서 수신 신호의 새로운 모델링 기법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명은 수신 신호의 새로운 모델링 기법을 이용하여 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 부호화 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2는 도 2에 도시된 MIMO 프리코더의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 부호화 방법을 나타낸 동작흐름도이다.
도 5는 도 4에 도시된 프리코딩 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 방법을 나타낸 동작흐름도이다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명은 MIMO 신호 수신 장치가 수신된 MIMO 신호의 i번째 셀 쌍에 대한 복소 심볼 벡터를 실수 값을 갖는 심볼 벡터로 변환하기 위하여 MIMO 프리코더의 동작을 실수 값을 갖는 4x4 변환 행렬들로 표현하고 이 변환 행렬들을 사용하여 수신 신호를 모델링하는 방법에 대한 것이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 부호화 장치를 나타낸 블록도이다. 도 2는 도 2에 도시된 MIMO 프리코더의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 부호화 장치는 디멀티플렉서(110), 제1 맵퍼(121), 제2 맵퍼(122), MIMO 프리코더(130), 제1 OFDM 모듈레이터(141) 및 제2 OFDM 모듈레이터(142)를 포함한다.
디멀티플렉서(110)는 선행 비트 인터리버로부터 데이터 스트림을 역다중화하여 두 개의 병렬 데이터 스트림으로 변환할 수 있다. 두 개의 병렬 데이터 스트림은 두 개의 송신 안테나에 각각 대응할 수 있다.
제1 맵퍼(121) 및 제2 맵퍼(122)는 두 개의 병렬 데이터 스트림을 두 개의 송신 안테나에 맵핑하여 셀 벡터를 생성할 수 있다.
MIMO 프리코더(130)는 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 셀 벡터를 프리코딩 할 수 있다.
도 2를 참조하면, MIMO 프리코더(130)는 스트림 결합부(131), I/Q 편파 인터리버(132) 및 위상 호핑부(133)를 포함할 수 있다.
스트림 결합부(131)는 수학식 1을 이용하여 행렬 연산을 수행할 수 있다.
Figure pat00001
여기서, θ값은 위상 회전 값을 나타내며,
Figure pat00002
및
Figure pat00003
는 각각 i번째 셀 쌍에 대한 스트림 결합의 입력 및 출력 복소 심볼 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
I/Q 편파 인터리버(132)는 수학식 2를 이용하여 스트림 결합부(131)에서 출력된 벡터의 직교 위상 성분을 변환할 수 있다.
Figure pat00004
여기서,
Figure pat00005
는 i번째 셀 쌍에 대한 I/Q 편파 인터리빙의 출력 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
위상 호핑부(133)는 수학식 3을 이용하여 제2 송신 안테나에 대응하는 i번째 셀 벡터의 심볼의 위상을 회전시킬 수 있다.
Figure pat00006
여기서, φ(i)는 i번째 셀 쌍의 위상 회전 각을 나타내며 9번 반복되는 것을 알 수 있다.
제1 OFDM 모듈레이터(141) 및 제2 OFDM 모듈레이터(142)는 두 개의 송신 안테나를 통해 MIMO 신호를 송신할 수 있다.
이 때, 제1 OFDM 모듈레이터(141) 및 제2 OFDM 모듈레이터(142)는 두 개의 송신 안테나와 함께 MIMO 신호 송신부에 포함될 수 있다.
이 때, 제1 OFDM 모듈레이터(141) 및 제2 OFDM 모듈레이터(142)는 i번째 셀 쌍을 변조한 MIMO 신호를 두 개의 송신 안테나를 통해 송신할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치는 제1 OFDM 디모듈레이터(211), 제2 OFDM 디모듈레이터(212), MIMO 디코더(220) 및 멀티플렉서(230)를 포함한다.
제1 OFDM 디모듈레이터(211) 및 제2 OFDM 디모듈레이터(212)는 두 개의 수신 안테나를 통해 MIMO 신호를 수신할 수 있다.
이 때, 제1 OFDM 디모듈레이터(211) 및 제2 OFDM 디모듈레이터(212)는 수신한 MIMO 신호를 신호 벡터로 복조할 수 있다.
이 때, 제1 OFDM 디모듈레이터(211) 및 제2 OFDM 디모듈레이터(212)는 두 개의 수신 안테나와 함께 MIMO 신호 수신부에 포함될 수 있다
MIMO 디코더(220)는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬를 이용하여 MIMO 신호를 복호화할 수 있다.
수신된 MIMO 신호의 i번째 셀 쌍에 대한 복소 심볼 벡터를
Figure pat00007
라 하면,
Figure pat00008
를 실수부와 허수부로 나누어 수학식 4와 같이 실수 값을 갖는 심볼 벡터
Figure pat00009
로 나타낼 수 있다.
Figure pat00010
여기서,
Figure pat00011
,
Figure pat00012
및
Figure pat00013
는 각각 MIMO 신호 송신 장치의 MIMO 프리코더(130)를 거친 MIMO 신호의 i번째 셀 쌍에 대한 복소 심볼 벡터, MIMO 신호 송신 장치와 MIMO 신호 수신 장치의 복소 채널 이득 및 복소 가산 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)을 나타내는 것을 알 수 있다.
여기서,
Figure pat00014
,
Figure pat00015
및
Figure pat00016
는 각각 MIMO 신호의 실수 값을 갖는 i번째 셀 쌍의 심볼 벡터, MIMO 신호 송신 장치와 MIMO 신호 수신 장치 사이의 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 채널 이득 행렬, 실수 값을 갖는 가산 백색 가우시안 잡음을 나타낸 것을 알 수 있다.
여기서, Re{} 와 Im{}는 각각 실수부와 허수부를 나타낸 것을 알 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은 4x4 크기의 행렬에 상응할 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 MIMO 신호 송신 장치에서 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 변환 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, MIMO 프리코딩을 위한 행렬은 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
MIMO 신호 송신 장치의 MIMO 프리코더(130)에 입력되는 복소 심볼 벡터를
Figure pat00017
라 하면, 실수 값을 갖는 심볼 벡터는
Figure pat00018
로 나타낼 수 있다.
이 때, MIMO 프리코더(130)의 스트림 결합, I/Q 편파 인터리빙, 위상 호핑을 위한 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 변환 행렬을 이용하여 실수 값을 갖는 신호 벡터를 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00019
여기서
Figure pat00020
와
Figure pat00021
는 각각 위상 호핑과 I/Q 편파 인터리빙 블록으로 입력되는 실수 값을 갖는 4x1 크기의 입력 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
여기서, T, P 및 C는 각각 스트림 결합, I/Q 편파 인터리빙, 위상 호핑을 위한 행렬을 나타낸 것을 알 수 있다.
이 때, 스트림 결합을 위한 행렬은 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00022
이 때, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬은 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00023
이 때, 위상 호핑을 위한 행렬은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00024
이 때, 수학식 4 및 수학식 5를 이용하여 실수 값을 갖는 심볼 벡터를 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00025
여기서,
Figure pat00026
는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 나타낸 것을 알 수 있다.
즉, MIMO 디코더(220)는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 채널 이득 행렬
Figure pat00027
를 산출한 후, 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 변환 행렬 CPT을 곱하여 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이를 이용하여 MIMO 디코더(220)는 MIMO 신호를 디코딩할 수 있다. MIMO 프리코더(130)를 구성하는 3개의 블록은 선택적으로 사용이 가능하므로 등가 채널 이득 행렬은 채널 이득 행렬은 선택된 블록에 대한 실수 값의 4x4 변환 행렬 만을 사용하여 생성될 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 수학식 10과 같이 실수 값을 갖는 심볼 벡터의 실수부 및 허수부 값들의 순서를 다르게 하여 재정렬할 수도 있다.
Figure pat00028
이 때, MIMO 디코더(220)는 심볼 벡터의 재정렬된 순서에 따라 변환 행렬 및 등가 채널 이득 행렬을 수학식 1 내지 9에서와 동일한 방식으로 재산출할 수 있다.
또한, MIMO 디코더(220)는 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출할 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 수학식 11과 같이 로그우도 비를 산출할 수 있다.
Figure pat00029
여기서,
Figure pat00030
와
Figure pat00031
는 m 번째 비트가 각각 0과 1을 가지는 모든 심볼 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
또한, MIMO 신호 송신 장치의 맵퍼는 QPSK 를 제외하고 비균일 성상(non-uniform constellation, NUC)을 사용하고 있으며, NUC가 사용될 경우, 각 성상 심볼의 실수부와 허수부의 가능한 값은 각각 M/2개가 존재한다. 그러므로 MIMO 신호를 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬로 표현했을 때, 실수 값의 4x1 심볼 벡터의 가능한 조합은
Figure pat00032
개가 존재한다. 그러나, MIMO 신호 송신 장치에서 전송되는 심볼 벡터의 조합은
Figure pat00033
개만 가능하므로, MIMO 신호 수신 장치는
Figure pat00034
개의 심볼 벡터들 중에서 실제로 전송될 수 있는 조합인
Figure pat00035
개의 4x1 심볼 벡터만 고려하면 된다.
또한, MIMO 디코더(220)는 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시킬 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 등가 채널 이득 행렬
Figure pat00036
을
Figure pat00037
와 같이 QR 분해할 수 있다. 이 때, Q는 4x4 유니터리티 행렬(unitary matrix)로서
Figure pat00038
의 성질을 만족할 수 있다. 그리고
Figure pat00039
은 상삼각행렬(upper triangular matrix)의 형태를 가질 수 있다. 실수 값을 갖는 4x1 행렬 크기의 신호 벡터
Figure pat00040
에
Figure pat00041
를 곱해서 생성된 벡터
Figure pat00042
는 수학식 12와 같이 행렬
Figure pat00043
에 대한 수학식으로 나타낼 수 있다.
Figure pat00044
여기서 균일 성상 (uniform constellation) QAM인 경우와는 다르게 NUC에서 복소 심볼의 일부 비트는 실수부와 허수부로 나눌 수 없다. 따라서, NUC QAM의 이진 표현을
Figure pat00045
라 하면, 실수부에 대한 이진 표현은
Figure pat00046
와 같이 최상위 비트를 제외한 나머지 비트로 구성될 수 있다. 이 때, 허수부에 대한 이진 표현은
Figure pat00047
와 같이 상위 두 번째 비트를 제외한 나머지 비트로 구성될 수 있다. 즉, 허수부와 실수부에 대한 독립적인 비트는 각각 최상위 비트와 상위 두 번째 비트이며, 상위 세 번째 비트부터 최하위 비트까지는 실수부와 허수부가 서로 공유하고 있기 때문에 나눌 수 없다. 그러므로 실수 값을 갖는 심볼 벡터
Figure pat00048
Figure pat00049
에서 복호 복잡도를 줄이기 위하여 MIMO 디코더(220)에서 연속 간섭 제거(successive interference cancellation) 기법은 다음과 같은 절차로 진행된다.
먼저, 두 개의 송신 안테나 사이에 상관 관계가 없다고 가정하면
Figure pat00050
는 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00051
수학식 13에서, 가장 아래 계층부터 첫 번째 계층이라고 할 때, 첫 번째 계층은 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부를 나타내는 것을 알 수 있다.
이 때, MIMO 디코더(220)는 허수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00052
번째 심볼의 최상위 비트
Figure pat00053
에 대해서만 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
MIMO 디코더(220)는 제1 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부에 대해서 나타낸 두 번째 계층에서는 먼저 첫 번째 계층에 대한 간섭을 제거할 수 있다. 이 때, MIMO 디코더(220)는 첫 번째 계층에서 실수부와 허수부로 나눌 수 없는 비트에 대해서는 최대우도 디코딩을 수행하지 않았으므로 가능한 모든 조합에 대해 각각 간섭을 제거할 수 있다. 그리고 MIMO 디코더(220)는 허수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00054
Figure pat00055
번째 심볼의 최상위 비트
Figure pat00056
에 대해서만 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
또한, MIMO 디코더(220)는 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 실수부에 대해서 나타낸 세 번째 계층에서는 다른 계층의 간섭이 없으므로 바로 최대 우도 디코딩을 수행할 수 있다. 이 때, MIMO 디코더(220)는 이전 계층과 동일한 방법으로 실수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00057
번째 심볼의 상위 두 번째 비트
Figure pat00058
에 대해서만 먼저 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다. 그리고 MIMO 디코더(220)는 나눌 수 없는 비트인 허수부와 실수부가 서로 공유하고 있으므로, 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부와 실수부에 해당하는 첫 번째 계층과 세 번째 계층에서 얻은 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 결합하여 나눌 수 없는 비트에 대한 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
또한, MIMO 디코더(220)는 제1 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 실수부에 대해서 나타낸 네 번째 계층에서는 먼저 세 번째 계층에 대한 간섭을 제거할 수 있다. 이 때, MIMO 디코더(220)는 세 번째 계층에서는 모든 비트에 대해서 최대우도 디코딩이 수행되었기 때문에 결정된 하나의 간섭만 제거할 수 있다. 그리고 MIMO 디코더(220)는 세 번째 계층과 동일한 방법으로 먼저 실수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00059
번째 심볼의 상위 두 번째 비트
Figure pat00060
에 대해서만 먼저 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다. 그리고 MIMO 디코더(220)는 나눌 수 없는 비트의 최대우도 디코딩을 위해서 두 번째 계층과 네 번째 계층에서 얻은 PDF를 결합할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬에 의한 QR 분해 기반의 연속 간섭 제거 기법을 사용하면 첫 번째 계층은 최대우도 디코딩을 위해 M/2번의 계산 복잡도가 필요하고, 두 번째 계층은 첫 번째 계층에서 가능한 모든 조합을 고려하여
Figure pat00061
번의 복잡도가 필요하다. 그리고 세 번째 계층과 네 번째 계층은 최대우도 디코딩을 위해 각각 M/2번의 계산 복잡도가 필요하다. 그러므로 전체 계산 복잡도는
Figure pat00062
와 같고, 기존 최대우도 디코딩의 복잡도에 비해 감소할 수 있다.
또한, MIMO 디코더(220)는 두 개의 송신 안테나에 대한 셀 쌍을 디맵핑하여 두 개의 병렬 데이터 스트림을 생성할 수 있다.
멀티플렉서(230)는 두 개의 병렬 데이터 스트림을 다중화하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
이 때, 멀티플렉서(230)는 비트 역인터리버에 스트림을 전달하여 송신 데이터를 복원할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 부호화 방법을 나타낸 동작흐름도이다. 도 5는 도 4에 도시된 프리코딩 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 송신 방법은 디멀티플렉싱을 수행할 수 있다(S310).
즉, 단계(S310)는 선행 비트 인터리버로부터 데이터 스트림을 역다중화하여 두 개의 병렬 데이터 스트림으로 변환할 수 있다. 두 개의 병렬 데이터 스트림은 두 개의 송신 안테나에 각각 대응할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 송신 방법은 맵핑을 수행할 수 있다(S320).
즉, 단계(S320)는 두 개의 병렬 데이터 스트림을 두 개의 송신 안테나에 맵핑하여 셀 벡터를 생성할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 송신 방법은 MIMO 프리코딩을 수행할 수 있다(S330).
즉, 단계(S330)는 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 셀 벡터를 프리코딩 할 수 있다.
도 5를 참조하면, 단계(S330)는 먼저 스트림 컴바이닝을 수행할 수 있다(S331).
즉, 단계(S331)는 수학식 1을 이용하여 행렬 연산을 수행할 수 있다.
여기서, θ값은 위상 회전 값을 나타내며,
Figure pat00063
및
Figure pat00064
는 각각 i번째 셀 쌍에 대한 스트림 결합의 입력 및 출력 복소 심볼 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
또한, 단계(S330)는 I/Q 편파 인터리빙을 수행할 수 있다(S332).
즉, 단계(S332)는 수학식 2를 이용하여 스트림 결합부(131)에서 출력된 벡터의 직교 위상 성분을 변환할 수 있다.
여기서,
Figure pat00065
는 i번째 셀 쌍에 대한 I/Q 편파 인터리빙의 출력 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
또한, 단계(S330)는 위상 호핑을 수행할 수 있다(S333).
즉, 단계(S333)는 수학식 3을 이용하여 제2 송신 안테나에 대응하는 i번째 셀 벡터의 심볼의 위상을 회전시킬 수 있다.
여기서, φ(i)는 i번째 셀 쌍의 위상 회전 각을 나타내며 9번 반복되는 것을 알 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 송신 방법은 모듈레이팅을 수행할 수 있다(S340).
즉, 단계(S340)는 MIMO 프리코딩을 통해 i 번째 셀 쌍을 변조한 MIMO 신호 생성할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 송신 방법은 MIMO 신호를 송신할 수 있다(S350).
즉, 단계(S350)는 두 개의 송신 안테나를 통해 MIMO 신호를 송신할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 방법을 나타낸 동작흐름도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 수신 방법은 먼저 MIMO 신호를 수신할 수 있다(S410).
즉, 단계(S410)는 두 개의 수신 안테나를 통해 MIMO 신호를 수신할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 방법은 디모듈레이팅을 수행할 수 있다(S420).
즉, 단계(S420)는 두 개의 수신 안테나로부터 수신한 MIMO 신호를 신호 벡터로 복조할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 수신 방법은 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다(S430).
즉, 단계(S430)는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬를 이용하여 MIMO 신호를 복호화할 수 있다.
수신된 MIMO 신호의 i번째 셀 쌍에 대한 복소 심볼 벡터를
Figure pat00066
라 하면,
Figure pat00067
를 실수부와 허수부로 나누어 수학식 4와 같이 실수 값을 갖는 심볼 벡터
Figure pat00068
로 나타낼 수 있다.
여기서,
Figure pat00069
, 및
Figure pat00070
는 각각 MIMO 신호 송신 장치의 MIMO 프리코더(130)를 거친 MIMO 신호의 i번째 셀 쌍에 대한 복소 심볼 벡터, MIMO 신호 송신 장치와 MIMO 신호 수신 장치의 복소 채널 이득 및 복소 가산 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)을 나타내는 것을 알 수 있다.
여기서,
Figure pat00071
,
Figure pat00072
및
Figure pat00073
는 각각 MIMO 신호의 실수 값을 갖는 i번째 셀 쌍의 심볼 벡터, MIMO 신호 송신 장치와 MIMO 신호 수신 장치 사이의 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 채널 이득 행렬, 실수 값을 갖는 가산 백색 가우시안 잡음을 나타낸 것을 알 수 있다.
여기서, Re{} 와 Im{}는 각각 실수부와 허수부를 나타낸 것을 알 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은 4x4 크기의 행렬에 상응할 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 MIMO 신호 송신 장치에서 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 변환 행렬을 산출할 수 있다.
이 때, MIMO 프리코딩을 위한 행렬은 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함할 수 있다.
MIMO 신호 송신 장치의 MIMO 프리코더(130)에 입력되는 복소 심볼 벡터를
Figure pat00074
라 하면, 실수 값을 갖는 심볼 벡터는
Figure pat00075
로 나타낼 수 있다.
이 때, MIMO 프리코더(130)의 스트림 결합, I/Q 편파 인터리빙, 위상 호핑을 위한 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 변환 행렬을 이용하여 실수 값을 갖는 신호 벡터를 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
여기서
Figure pat00076
와
Figure pat00077
는 각각 위상 호핑과 I/Q 편파 인터리빙 블록으로 입력되는 실수 값을 갖는 4x1 크기의 입력 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
여기서, T, P 및 C는 각각 스트림 결합, I/Q 편파 인터리빙, 위상 호핑을 위한 행렬을 나타낸 것을 알 수 있다.
이 때, 스트림 결합을 위한 행렬은 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
이 때, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬은 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
이 때, 위상 호핑을 위한 행렬은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
이 때, 수학식 4 및 수학식 5를 이용하여 실수 값을 갖는 심볼 벡터를 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
여기서,
Figure pat00078
는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 나타낸 것을 알 수 있다.
즉, 단계(S430)는 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 채널 이득 행렬
Figure pat00079
를 산출한 후, 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 변환 행렬 CPT을 곱하여 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출할 수 있다.
이를 이용하여 단계(S430)는 MIMO 신호를 디코딩할 수 있다. MIMO 프리코더(130)를 구성하는 3개의 블록은 선택적으로 사용이 가능하므로 등가 채널 이득 행렬은 채널 이득 행렬은 선택된 블록에 대한 실수 값의 4x4 변환 행렬 만을 사용하여 생성될 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 수학식 10과 같이 실수 값을 갖는 심볼 벡터의 실수부 및 허수부 값들의 순서를 다르게 하여 재정렬할 수도 있다.
이 때, 단계(S430)는 심볼 벡터의 재정렬된 순서에 따라 변환 행렬 및 등가 채널 이득 행렬을 수학식 1 내지 9에서와 동일한 방식으로 재산출할 수 있다.
또한, 단계(S430)는 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출할 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 수학식 11과 같이 로그우도 비를 산출할 수 있다.
여기서,
Figure pat00080
와
Figure pat00081
는 m 번째 비트가 각각 0과 1을 가지는 모든 심볼 벡터를 나타낸 것을 알 수 있다.
또한, MIMO 신호 송신 장치의 맵퍼는 QPSK 를 제외하고 비균일 성상(non-uniform constellation, NUC)을 사용하고 있으며, NUC가 사용될 경우, 각 성상 심볼의 실수부와 허수부의 가능한 값은 각각 M/2개가 존재한다. 그러므로 MIMO 신호를 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬로 표현했을 때, 실수 값의 4x1 심볼 벡터의 가능한 조합은
Figure pat00082
개가 존재한다. 그러나, MIMO 신호 송신 장치에서 전송되는 심볼 벡터의 조합은
Figure pat00083
개만 가능하므로, MIMO 신호 수신 장치는
Figure pat00084
개의 심볼 벡터들 중에서 실제로 전송될 수 있는 조합인
Figure pat00085
개의 4x1 심볼 벡터만 고려하면 된다.
또한, 단계(S430)는 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시킬 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 등가 채널 이득 행렬
Figure pat00086
을
Figure pat00087
와 같이 QR 분해할 수 있다. 이 때, Q는 4x4 유니터리티 행렬(unitary matrix)로서
Figure pat00088
의 성질을 만족할 수 있다. 그리고
Figure pat00089
은 상삼각행렬(upper triangular matrix)의 형태를 가질 수 있다. 실수 값을 갖는 4x1 행렬 크기의 신호 벡터
Figure pat00090
에
Figure pat00091
를 곱해서 생성된 벡터
Figure pat00092
는 수학식 12와 같이 행렬
Figure pat00093
에 대한 수학식으로 나타낼 수 있다.
여기서 균일 성상 (uniform constellation) QAM인 경우와는 다르게 NUC에서 복소 심볼의 일부 비트는 실수부와 허수부로 나눌 수 없다. 따라서, NUC QAM의 이진 표현을
Figure pat00094
라 하면, 실수부에 대한 이진 표현은
Figure pat00095
와 같이 최상위 비트를 제외한 나머지 비트로 구성될 수 있다. 이 때, 허수부에 대한 이진 표현은
Figure pat00096
와 같이 상위 두 번째 비트를 제외한 나머지 비트로 구성될 수 있다. 즉, 허수부와 실수부에 대한 독립적인 비트는 각각 최상위 비트와 상위 두 번째 비트이며, 상위 세 번째 비트부터 최하위 비트까지는 실수부와 허수부가 서로 공유하고 있기 때문에 나눌 수 없다. 그러므로 실수 값을 갖는 심볼 벡터
Figure pat00097
에서 복호 복잡도를 줄이기 위하여 MIMO 디코더(220)에서 연속 간섭 제거(successive interference cancellation) 기법은 다음과 같은 절차로 진행된다.
먼저, 두 개의 송신 안테나 사이에 상관 관계가 없다고 가정하면
Figure pat00098
는 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 13에서, 가장 아래 계층부터 첫 번째 계층이라고 할 때, 첫 번째 계층은 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부를 나타내는 것을 알 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 허수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00099
번째 심볼의 최상위 비트
Figure pat00100
에 대해서만 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
단계(S430)는 제1 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부에 대해서 나타낸 두 번째 계층에서는 먼저 첫 번째 계층에 대한 간섭을 제거할 수 있다. 이 때, 단계(S430)는 첫 번째 계층에서 실수부와 허수부로 나눌 수 없는 비트에 대해서는 최대우도 디코딩을 수행하지 않았으므로 가능한 모든 조합에 대해 각각 간섭을 제거할 수 있다. 그리고 단계(S430)는 허수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00101
번째 심볼의 최상위 비트
Figure pat00102
에 대해서만 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
또한, 단계(S430)는 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 실수부에 대해서 나타낸 세 번째 계층에서는 다른 계층의 간섭이 없으므로 바로 최대 우도 디코딩을 수행할 수 있다. 이 때, 단계(S430)는 이전 계층과 동일한 방법으로 실수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00103
번째 심볼의 상위 두 번째 비트
Figure pat00104
에 대해서만 먼저 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다. 그리고 단계(S430)는 나눌 수 없는 비트인 허수부와 실수부가 서로 공유하고 있으므로, 제2 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 허수부와 실수부에 해당하는 첫 번째 계층과 세 번째 계층에서 얻은 확률 밀도 함수(probability density function: PDF)를 결합하여 나눌 수 없는 비트에 대한 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다.
또한, 단계(S430)는 제1 수신 안테나로부터 수신된 복소 심볼의 실수부에 대해서 나타낸 네 번째 계층에서는 먼저 세 번째 계층에 대한 간섭을 제거할 수 있다. 이 때, 단계(S430)는 세 번째 계층에서는 모든 비트에 대해서 최대우도 디코딩이 수행되었기 때문에 결정된 하나의 간섭만 제거할 수 있다. 그리고 단계(S430)는 세 번째 계층과 동일한 방법으로 먼저 실수부에 대한 독립적인 비트로서
Figure pat00105
번째 심볼의 상위 두 번째 비트
Figure pat00106
에 대해서만 먼저 최대우도 디코딩을 수행할 수 있다. 그리고 단계(S430)는 나눌 수 없는 비트의 최대우도 디코딩을 위해서 두 번째 계층과 네 번째 계층에서 얻은 PDF를 결합할 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬에 의한 QR 분해 기반의 연속 간섭 제거 기법을 사용하면 첫 번째 계층은 최대우도 디코딩을 위해 M/2번의 계산 복잡도가 필요하고, 두 번째 계층은 첫 번째 계층에서 가능한 모든 조합을 고려하여
Figure pat00107
번의 복잡도가 필요하다. 그리고 세 번째 계층과 네 번째 계층은 최대우도 디코딩을 위해 각각 M/2번의 계산 복잡도가 필요하다. 그러므로 전체 계산 복잡도는
Figure pat00108
와 같고, 기존 최대우도 디코딩의 복잡도에 비해 감소할 수 있다.
이 때, 단계(S430)는 두 개의 송신 안테나에 대한 셀 쌍을 디맵핑하여 두 개의 병렬 데이터 스트림을 생성할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 수신 방법은 멀티플렉싱을 수행할 수 있다(S440).
즉, 단계(S440)는 두 개의 병렬 데이터 스트림을 다중화하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
이 때, 단계(S440)는 비트 역인터리버에 스트림을 전달하여 송신 데이터를 복원할 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO 신호 수신 장치 및 방법은 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
110: 디멀티플렉서 121: 제1 맵퍼
122: 제2 맵퍼 130: MIMO 프리코더
131: 스트림 결합부 132: I/Q 편파 인터리버
133: 위상 호핑부 141: 제1 OFDM 모듈레이터
142: 제2 OFDM 모듈레이터 211: 제1 OFDM 디모듈레이터
212: 제2 OFDM 디모듈레이터 220: MIMO 디코더
230: 멀티플렉서

Claims (20)

  1. MIMO(Multi-Input Multi Output) 신호를 수신하는 MIMO 신호 수신부; 및
    실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬를 이용하여 상기 MIMO 신호를 복호화하는 MIMO 디코더;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 상기 등가 채널 이득 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은
    4x4 크기의 행렬에 상응하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    상기 MIMO 신호를 송신한 장치에서 상기 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 상기 변환 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 MIMO 프리코딩을 위한 행렬은
    상기 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    상기 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 상기 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시키는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    두 개의 수신 안테나로부터 수신한 MIMO 신호의 복소 심볼을 제1 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부와 제2 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부로 QR 분해하여 상기 최대우도 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는
    상기 QR 분해된 복소 심볼에서, 실수부와 허수부로 나눌수 없는 비트를 확률 밀도 함수(probability density function, PDF)를 이용하여 결합하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 장치.
  11. MIMO 신호 수신 장치의 MIMO 신호 수신 방법에 있어서,
    MIMO(Multi-Input Multi Output) 신호를 수신하는 단계; 및
    실수 값을 갖는 4x4 행렬 크기의 등가 채널 이득 행렬을 산출하고, 상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    기저장된 채널 이득 값을 이용하여 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬에 변환 행렬을 곱하여 상기 등가 채널 이득 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 실수 값을 갖는 채널 이득 행렬 및 상기 변환 행렬은
    4x4 크기의 행렬에 상응하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    상기 MIMO 신호를 송신한 장치 에서 상기 MIMO 신호의 MIMO 프리코딩을 위한 행렬을 이용하여 상기 변환 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 MIMO 프리코딩을 위한 행렬은
    상기 MIMO 신호에 대한 스트림 결합을 위한 행렬, I/Q 편파 인터리빙을 위한 행렬 및 위상 호핑을 위한 행렬 중 적어도 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    상기 등가 채널 이득 행렬을 이용하여 최대우도 디코딩을 위한 로그우도 비(Log-Likelihood ratio, LLR)을 산출하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    상기 등가 채널 이득 행렬을 QR 분해(QR decomposition, QRD)하여 상기 MIMO 신호의 복호 복잡도를 감소시키는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  19. 청구항 18에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    두 개의 수신 안테나로부터 수신한 MIMO 신호의 복소 심볼을 제1 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부와 제2 수신 안테나가 수신한 복소 심볼의 실수부 및 허수부로 QR 분해하여 상기 최대우도 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 MIMO 신호를 복호화하는 단계는
    상기 QR 분해된 복소 심볼에서, 실수부와 허수부로 나눌수 없는 비트를 확률 밀도 함수(probability density function, PDF)를 이용하여 결합하는 것을 특징으로 하는 MIMO 신호 수신 방법.
KR1020180102033A 2018-08-29 2018-08-29 Mimo 신호 수신 장치 및 방법 KR20200025136A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180102033A KR20200025136A (ko) 2018-08-29 2018-08-29 Mimo 신호 수신 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180102033A KR20200025136A (ko) 2018-08-29 2018-08-29 Mimo 신호 수신 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20200025136A true KR20200025136A (ko) 2020-03-10

Family

ID=69800767

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020180102033A KR20200025136A (ko) 2018-08-29 2018-08-29 Mimo 신호 수신 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20200025136A (ko)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9184873B2 (en) Ultra-high-speed optical transport based on adaptive LDPC-coded multidimensional spatial-spectral scheme and orthogonal prolate spheroidal wave functions
RU2341021C2 (ru) Устройство и способ для кодирования/декодирования пространственно-временного блочного кода в системе мобильной связи, использующей схему с многими входами и многими выходами
CN1969522B (zh) 用于通信系统中的空间频率块编码/解码的装置和方法
US9438371B2 (en) Linear dispersion polarization-time codes and equalization in polarization multiplexed coherent optical system
US8699625B2 (en) Generalized OFDM (GOFDM) for ultra-high-speed serial optical transport networks
CN107949997B (zh) 用于通信系统的空时编码
KR101754100B1 (ko) 디지털 비디오 방송 시스템에서 다중 안테나 전송 방법 및 이를 지원하는 장치
KR100950645B1 (ko) 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법
US8130854B2 (en) Nonlinear precoding method for a digital broadcast channel
CN107276716B (zh) 用于解码数据信号的方法和设备
CN108234072B (zh) 用于对数据信号进行子块解码的方法和设备
Dang et al. OFDM systems for optical communication with intensity modulation and direct detection
GB2515892A (en) Transmission techniques
Shang et al. Efficient alamouti-coded spatial modulation for secrecy enhancing
KR100780364B1 (ko) 성능 향상된 시공간 블록 부호화 장치 및 방법
CN111147129A (zh) 一种低轨卫星通信系统的预编码方法
JP2010288260A (ja) 単一アンテナｗａｖｅ送受信機のためのｓｔｔｃ符号器
WO2010146774A1 (ja) 無線通信装置、無線通信システムおよび通信方法
CN108365916A (zh) 子块解码数据信号的方法和设备
KR20200025136A (ko) Mimo 신호 수신 장치 및 방법
KR101100116B1 (ko) 송신 안테나 개수를 이용하여 프리코딩을 수행하는 개루프 통신 시스템의 송신 장치 및 방법
Kaur et al. Analysis of image transmission using mimo-alamouti space-time encoding
US20190393936A1 (en) Transmission apparatus, transmission method, reception apparatus, and reception method
Pallavi et al. Performance of a MIMO-OFDM-Based Opto-Acoustic Modem for High Data Rate Underwater Wireless Communication (UWC) System
Wang Space-frequency coded quadrature index modulation with linear maximum likelihood detection

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application