KR20190127982A

KR20190127982A - 결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20190127982A
Application number: KR1020197032634A
Authority: KR
Inventors: 콜린 프랭크; 타일러 브라운
Original assignee: 모토로라 모빌리티 엘엘씨
Priority date: 2016-02-04
Filing date: 2017-01-30
Publication date: 2019-11-13
Also published as: EP3289698B1; KR102437789B1; KR102042686B1; KR20170139634A; EP3289698A1; EP3890207A1; EP3890207B1; EP3890207C0

Abstract

방법 및 장치는 결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화한다. 데이터 신호가 수신될 수 있다(910). 데이터 신호는 프리코딩될 수 있다(920). 프리코딩된 데이터 신호는 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 사용하여 스케일링될 수 있다(940). 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복수의 안테나를 통해 송신될 수 있다(960).

Description

결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR OPTIMIZING ANTENNA PRECODER SELECTION WITH COUPLED ANTENNAS}

관련 출원들에 대한 상호 참조

본 출원은 "Gain Normalization Correction of PMI and CQI Feedback for Base Stations with Antenna Arrays"라는 명칭의 출원(2012년 2월 7일 출원된 출원 번호 13/367,799, 모토로라 모빌리티(Motorola Mobility) 문서 번호 CS39157), "System and Methods for Optimizing Antenna Precoder Selection with Coupled Antennas"라는 명칭의 가출원(2015년 5월 22일 출원되고 본 출원의 양수인에게 공통으로 양도된 출원 번호 62/165,877, 모토로라 모빌리티 문서 번호 MM01141), "Method and Apparatus for Optimizing Antenna Precoder Selection with Coupled Antennas"라는 명칭의 출원(동일자로 출원되어 본 출원의 양수인에게 공통으로 양도된 모토로라 모빌리티 문서 번호 MM01141)에 대한 우선권을 주장하며, 이들은 모두 이로써 인용에 의해 포함된다.

본 개시는 결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

서론

3세대 파트너십 프로젝트(3GPP) 무선 통신 프로토콜들 및 다른 곳에서 정의된 프리코딩 행렬들은 일반적으로 동일한 에너지를 갖는 안테나 패턴들의 세트를 산출한다고 여겨진다. 그러나, 결과적인 안테나 패턴들이 에너지가 동일하도록 프리코딩 행렬들이 적용되는 경우, 복조, 프리코딩 행렬 선택, 및 채널 품질 추정에 사용되는 프리코딩 행렬 기반 채널 추정치들은 스케일링 에러를 가질 것이라는 점에서 규격에서 모순이 있다. 또한, 스케일링 에러는 프리코딩 행렬의 함수일 것이다. 반대로, 프리코딩 행렬 기반 채널 추정치가 올바르도록 프리코딩 행렬들이 적용되는 경우, 결과적인 안테나 패턴들은 동일한 에너지를 갖지 않을 것이며, UE로부터의 피드백을 통한 프리코딩 행렬 선택은 최적이 아닐 것이다. 3GPP 규격에서의 프리코딩 행렬들의 선택에서, 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 행렬의 에너지에 비례하는 것으로 가정되었다. 그러나, 안테나 패턴들의 정규화가 없으면, 일부 프리코딩 행렬들에 대해, 결과적인 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 행렬의 에너지보다 상당히 더 크다는 점에 유의할 수 있다. 반대로, 다른 프리코딩 행렬들에 대해, 결과적인 안테나 패턴의 에너지는 프리코딩 행렬의 에너지보다 작다.

3GPP에서, 데이터에 대한 채널 이득을 추정하기 위해 사용되는 현재의 방법은 모든 프리코딩 행렬 지시자들에 대해 단위 에너지를 유지하기 위해 안테나 패턴의 재-스케일링이 필요하지 않다고 가정한다. 데이터 심볼들이 모든 프리코딩 행렬들에 대해 동일한 에너지로 송신되는 경우, 그리고 PMI 기반 재정규화가 UE에서 수행되지 않는 경우, 프리코딩 행렬 지시자/셀 특정 참조 심볼(PMI/CRS) 기반 채널 추정치는 잘못될 것이다. 최적의 PMI-채널 품질 지시자(CQI) 쌍을 계산하기 위해서는, UE는 주어진 PMI의 적용의 결과로 발생할 복소 채널을 계산할 수 있어야 한다. 현재 모델에서, UE는 각 PMI에 대한 패턴 이득을 재정규화하지 않으며, 따라서 CQI를 결정하는 데 사용되는 대응하는 채널 이득 추정치는 데이터 심볼들이 동일한 에너지로 송신되는 경우 잘못될 것이다. 그 결과, 잘못된 PMI-CQI 쌍이 UE로 전송될 수 있다. 또한, 올바른 PMI가 선택되더라도, 대응하는 CQI는 잘못될 수 있다. 상술한 문제점들은 eNB 안테나 어레이가 근접하게 이격되는 경우(예를 들어, 반파장 간격의 어레이들) 가장 중요할 것으로 예상될 수 있다. 정규화 문제는 다이버시티 간격의 어레이들에서는 덜 중요하지만 여전히 문제가 될 수 있다.

또한, 안테나 요소들의 어레이를 사용하여 어레이의 단일 요소로 데이터를 송신하는 데 필요한 전력에 비해 송신기로부터 수신기로 데이터를 송신하는 데 필요한 전력을 감소시킬 수 있다. 송신 전력의 이러한 감소는 방사 전력을 의도된 수신기의 방향으로 집중시키는 안테나 어레이의 능력에 기인한다. 안테나 어레이의 또 다른 이점은 송신 전력의 감소의 결과로 목표 수신기의 방향이 아닌 수신기들에 대한 간섭이 감소된다는 것이다. 이러한 이점들 때문에, 안테나 어레이들은 IEEE 802.11n, 802.11ac, 802.11ad 규격들, 3GPP HSPA 및 LTE 규격들 및 802.16 규격들을 비롯한, 다수의 무선 통신 표준들에서 지원된다.

3GPP LTE 규격들에서는, 빔 형성에 사용될 수 있는 안테나 프리코딩 행렬들이 정의된다. M개의 요소를 갖는 안테나 어레이의 경우, 안테나 프리코더들은 M × 1 치수를 갖는다. K개의 층을 갖는 다층 송신들의 경우, 안테나 프리코더들은 M × K의 치수를 가지며, 행렬의 i-번째 열은 i-번째 송신 계층에 사용된다. 프리코딩 행렬들 각각은 행렬의 각 열의 프로베니우스 놈(Frobenius norm)이 1인 특성을 갖는다. 3GPP 규격에서 사용되는 바와 같이, 수신기는 "최고의(best)" 프리코더를 선택하고 이 프리코더를 송신기로 다시 시그널링하며, 여기서 최고의 프리코더는 신호 대 간섭 및 잡음비 및/또는 링크 스루풋과 같은 성능 메트릭을 최대화하는 것이다. 수신기가 프리코더들을 평가할 수 있게 하기 위해, 안테나 어레이 요소들 각각과 수신기 사이의 채널을 추정하기 위해 수신기에 의해 사용될 수 있는 참조 심볼들이 송신된다. 그 후 수신기는 이 프리코더가 적용될 경우 수신기에 의해 관측될 채널을 결정하기 위해, 채널 추정치의 공액과 프리코더의 내적을 계산한다.

시스템 관점에서, 이러한 프리코더 선택 방법은 고정된 양의 송신 전력에 대해, 성능 메트릭, 신호 대 간섭 및 잡음비 또는 스루풋을 최대화한다는 점에서 최적이다. 그러나, 송신 안테나들의 상당한 결합이 존재하는 경우에 발생하는 문제점이 있다. 특히, 모든 프리코더들이 동일한 프로베니우스 놈을 갖는다 하더라도 송신된 전력은 프리코더들의 세트에 대해 (수 dB만큼) 크게 달라질 수 있다. 프리코더들의 세트에 대한 송신 전력 변화의 정도는 안테나 요소들과 프리코더들을 구현하고 안테나 어레이를 구동하는 데 사용되는 회로 사이의 상호 결합을 포함하는 다수의 인자들에 따라 달라질 것이다. 유감스럽게도, 현재의 시스템들은 프리코더 선택을 위해 이러한 인자들을 고려하지 않는다.

따라서, 결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화하기 위한 방법 및 장치가 필요하다.

본 개시의 장점들 및 특징들이 획득될 수 있는 방식을 설명하기 위하여, 본 개시의 설명이 첨부 도면들에서 예시되는 그 특정 실시예들을 참조하여 제공된다. 이 도면들은 단지 본 개시의 예시적인 실시예들을 도시하므로 그 범위를 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다.
도 1은 가능한 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 가능한 실시예에 따른 무선 통신 디바이스의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 3은 가능한 실시예에 따른 무선 통신 디바이스상에서 구현되는 프로세스에 대한 흐름도이다.
도 4는 가능한 실시예에 따른 단위 놈 가중 벡터에 대한 송신 전력 대 안테나 분리의 플롯이다.
도 5는 가능한 실시예에 따른 파장의 1/2만큼 분리된 2개의 반파장 다이폴로 이루어진 2 요소 어레이에 대한 테브난 소스 모델에 대한 송신기 방사 전력 대 상대 위상 오프셋의 예시적인 그래프이다.
도 6은 가능한 실시예에 따른 파장의 1/2만큼 분리된 2개의 반파장 다이폴로 이루어진 2 요소 어레이에 대한 노턴 소스 모델에 대한 송신기 방사 전력 대 상대 위상 오프셋의 예시적인 그래프이다.
도 7은 가능한 실시예에 따른 수신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 8은 가능한 실시예에 따른 송신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 9는 가능한 실시예에 따른 송신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 10은 가능한 실시예에 따른 수신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 11은 가능한 실시예에 따른 장치(1100)의 예시적인 블록도이다.

실시예들은 결합된 안테나들로 안테나 프리코더 선택을 최적화하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

수신 디바이스의 가능한 실시예에 따르면, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭이 수신될 수 있다. 참조 신호들이 수신될 수 있다. 참조 신호들에 기초하여 각 프리코더에 대응하는 송신 채널이 추정될 수 있다. 송신 채널의 추정치는 각 프리코더에 대한 전력 메트릭에 기초하여 스케일링될 수 있다. 송신 채널의 스케일링된 추정치에 기초하여 각 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭이 생성될 수 있다. 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스 및 채널 품질 메트릭이 송신될 수 있다.

송신 디바이스의 가능한 대응하는 실시예에 따르면, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭이 생성될 수 있다. 전력 메트릭은 송신될 수 있다. 참조 신호들이 송신될 수 있다. 참조 신호들 및 전력 메트릭에 기초하여 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스가 수신될 수 있다.

송신 디바이스의 또 다른 가능한 실시예에 따르면, 데이터 신호가 수신될 수 있다. 데이터 신호는 프리코딩될 수 있다. 프리코딩된 데이터 신호는 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 사용하여 스케일링될 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복수의 안테나를 통해 송신될 수 있다.

수신 디바이스의 가능한 대응하는 실시예에 따르면, 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초한 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호가 수신될 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복조될 수 있다.

도 1에서, 무선 통신 시스템(100)은 가능한 실시예에 따라 시간, 주파수, 코드 또는 공간 도메인 또는 이들의 조합에서 원격 유닛들을 서빙하기 위해 지리적 영역에 걸쳐 분포된 네트워크를 형성하는 하나 이상의 고정된 베이스 인프라 유닛(101, 102)을 포함한다. 베이스 유닛은 또한 액세스 포인트, 액세스 터미널, 베이스, 기지국, 노드 B, 인핸스드 노드 B(eNodeB), 홈 노드 B(HNB), 홈 eNodeB(HeNB), 매크로 eNodeB(MeNB), 도너 eNodeB(DeNB), 중계 노드(RN), 펨토셀, 펨토-노드, 피코-셀로서, 네트워크 노드 또는 이 기술 분야에서 사용되는 이하에서 더 정의되는 다른 용어에 의해 지칭될 수도 있다. 베이스 유닛은 송신 디바이스뿐만 아니라 수신 디바이스일 수 있다. 하나 이상의 베이스 유닛은 각각 다운링크 송신을 위한 하나 이상의 송신기 및 업링크 송신을 위한 하나 이상의 수신기를 포함한다. 베이스 유닛들은 일반적으로 하나 이상의 대응하는 베이스 유닛에 통신 가능하게 결합된 하나 이상의 제어기를 포함하는 무선 액세스 네트워크의 일부이다. 액세스 네트워크는 일반적으로 하나 이상의 코어 네트워크에 통신 가능하게 결합되고, 후자는 특히 인터넷 및 공중 교환 전화 네트워크와 같은 다른 네트워크들에 결합될 수 있다. 액세스 네트워크 및 코어 네트워크의 이들 및 다른 요소들은 도시되어 있지 않지만, 이 분야의 통상의 기술자들에게 일반적으로 알려져 있다.

도 1에서, 하나의 이상의 베이스 유닛은, 무선 통신 링크를 통해, 대응하는 서빙 영역, 예를 들어, 셀 또는 셀 셀터 내의 다수의 원격 유닛들(103, 104)을 서빙한다. 원격 유닛들은 고정형이거나 이동형일 수 있다. 원격 유닛들은 또한 가입자 유닛, 모바일, 이동국, 모바일 유닛, 사용자, 단말기, 가입자국, 사용자 장비(UE), 사용자 단말기, 무선 통신 디바이스, 중계 노드로서, 또는 이 기술 분야에서 사용되는 다른 용어에 의해 지칭될 수도 있다. 원격 유닛은 송신 디바이스뿐만 아니라 수신 디바이스일 수 있다. 원격 유닛은 또한 하나 이상의 송신기 및 하나 이상의 수신기를 포함한다. 도 1에서, 베이스 유닛(101)은 시간, 주파수 및/또는 공간 도메인에서 원격 유닛(103)을 서빙하기 위해 다운링크 통신 신호들을 송신한다. 원격 유닛(104)은 업링크 통신 신호들을 통해 베이스 유닛(102)과 통신한다. 때때로 베이스 유닛은 원격 유닛의 서빙 또는 연결된 또는 앵커 셀로서 지칭된다. 원격 유닛들은 또한 중계 노드를 통해 베이스 유닛과 통신할 수 있다.

일 구현에서, 무선 통신 시스템은 용량을 증대하기 위해 다운링크상에서 다중 입력 단일 출력(MISO) 또는 다중 입력 및 다중 출력(MIMO) 안테나 시스템들의 사용을 용이하게 하는 EUTRA로도 지칭되는, 3GPP 범용 이동 통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System, UMTS) LTE 프로토콜과 호환된다. EUTRA에서, 베이스 유닛은 다운링크상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조 방식을 사용하여 송신하고, 사용자 단말기들은 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA) 방식을 사용하여 업링크를 통해 송신한다. 본 개시는 특히 3GPP LTE 릴리스 8(Rel-8) 및 그 이후 버전들에 관련된다. 본 개시는 IEEE 802.11 및 IEEE 802.16 계열의 규격들과 같은, 업링크 또는 다운링크상에서 MISO 또는 MIMO 송신들을 구현하는 다른 기존의 또는 미래의 무선 통신 시스템들에 더 일반적으로 적용 가능하다. 따라서, 본 개시는 임의의 특정 무선 통신 시스템 아키텍처 또는 프로토콜에서 구현되도록 의도되지 않는다.

EUTRA 시스템들에서, MIMO 안테나 시스템들은 eNB에서는 다수의 송신 안테나들의 사용을 통해 그리고 UE에서는 다수의 수신 안테나들의 사용을 통해 이용된다. UE는 채널 추정, 후속 데이터 복조, 및 보고를 위한 링크 품질 측정을 위해 eNB로부터 전송되는 파일럿 또는 참조 심볼(RS)에 의존할 수 있다. 피드백을 위한 링크 품질 측정치들은 랭크 지시자(RI), 즉 동일한 리소스들을 통해 전송되는 데이터 스트림들의 수, 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)와 같은 공간 파라미터들, 및 변조 및 코딩 방식(MCS) 또는 채널 품질 지시자(CQI)와 같은 코딩 파라미터들을 포함할 수 있다. MCS 또는 CQI와 함께, PMI 및 RI는 eNB와 UE 사이에서 다중 스트림 통신을 지원할 수 있는 채널의 신뢰성 및 조건 번호를 나타내는 MIMO 채널의 품질을 전달하는 채널 상태 정보(Channel State Information, CSI)의 요소들을 구성한다. 예를 들어, UE가 링크가 1보다 큰 랭크를 지원할 수 있는 것으로 결정하는 경우, UE는 다수의 CQI 값(예를 들어, 랭크=2일 때, 대응하는 RI의 시그널링에 의해 2개의 CQI 값)을 보고할 수 있다. 또한, 링크 품질 측정치들은 지원되는 피드백 모드들 중 하나에서 eNB에 지시되는 바와 같이 주기적으로 또는 비주기적으로 보고될 수 있다. 보고들은 파라미터들의 광대역 또는 하위 대역 주파수 선택 정보를 포함할 수 있다. eNB는 랭크 정보, CQI, 및 업링크 품질 정보와 같은 다른 파라미터들을 사용하여, 업링크 및 다운링크 채널들 상에서 UE를 서빙할 수 있다. 공간 다중화 송신은 셀 특정 참조 심볼들(CRS)에 기초하거나(즉, UE는 CQI/PMI/RI 추정과 복조 둘 다를 위해 CRS를 사용함) 또는 복조 참조 심볼(DMRS)에 기초할 수 있다(즉, UE는 CQI/PMI/RI 추정을 위해서는 CRS 또는 CSI-RS를 사용하고 복조를 위해서는 DMRS를 사용함).

EUTRA 시스템들에서는, 업링크(UL) 데이터 채널이 물리 업링크 공유 채널(PUSCH)일 수 있고, UL 제어 채널이 물리 업링크 제어 채널(PUCCH)일 수 있고, 다운링크(DL) 제어 채널이 물리 다운링크 제어 채널(PDCCH)일 수 있고, DL 데이터 채널이 물리 다운 링크 공유 채널(PDSCH)일 수 있다. UL 제어 정보는 PUCCH 및/또는 PUSCH를 통해 전달될 수 있고, DL 제어 정보는 전형적으로 PDCCH를 통해 전달된다. UE은 eNB가 (주파수 분할 듀플렉스(FDD)의 경우) 업링크 송신을 그리고 시분할 듀플렉스(TDD)의 경우 UL 및 DL 송신들 중 하나 또는 둘 다에 대해 스케줄링하는 것을 돕기 위해 업링크 사운딩 참조 신호들을 더 송신할 수 있다. UL상에서, UE는 연속적인 또는 불연속적인 리소스 할당들을 사용하여 송신할 수 있고, UE는 또한 소위 동시 PUCCH 및 PUSCH 송신 방식을 사용하여 동시에 UL상에서 데이터 및 제어를 송신할 수 있다. 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 동작에서, UL 및 DL에서의 프레임 구조는 각각 10 밀리초(ms) 무선 프레임으로 구성되고, 이 무선 프레임은 각각이 1 ms 지속 기간을 갖는 10개의 서브프레임으로 분할되고, 각각의 서브프레임은 각각 0.5ms인 2개의 슬롯으로 분할되고, 각 슬롯은 다수의 OFDM 심볼을 포함한다. DL 및 UL 대역폭은 리소스 블록들로 세분되고, 각 리소스 블록(RB)은 주파수에서 하나 이상의 부반송파 그리고 시간 영역에서의 하나 이상의 OFDM 심볼로 구성된다(통상의 순환 프리픽스(Cyclic Prefix, CP)의 경우 12개의 부반송파 × 7개의 OFDM 심볼). LTE에서 리소스 블록들은 슬롯 기반으로 정의된다. 리소스 블록(RB)은 업링크 및 다운링크 통신을 위해 리소스 할당들이 배정되는 전형적인 단위이다.

EUTRA에서, eNB는 UL 및 DL 제어 정보 교환을 위한 적절한 채널들을 구성한다. DL의 경우, PDCCH는 UL 및 DL 제어 정보를 UE들로 전송하기 위해 사용된다. PDCCH는 잠재적으로 가변적인 수의 OFDM 심볼들을 통해 서브프레임의 시작 부분에서 송신되고, 이 수(5 MHz 등의 큰 시스템 대역폭들에 대해서는 0 내지 3이고, 1.25 MHz와 같은 더 작은 시스템 대역폭들에 대해서는 0 내지 4임)는 물리 제어 포맷 지시자 채널(Physical Control Format Indicator Channel, PCFICH)상에서 시그널링되거나 상위 계층 시그널링을 통해 전송된다. 그러나, 다른 시나리오들에서, PDCCH는 또한 어떤 고정된 또는 가변적인 시간/주파수/공간 리소스들에, 즉 하나 이상의 서브프레임 및/또는 하나 이상의 공간 계층에서 하나 이상의 부반송파에 걸쳐 위치할 수 있다. 예를 들어, 그것은 전체 DL 시스템 대역폭에 걸치는 대신 리소스 블록들의 서브세트를 차지할 수 있다. 물리 하이브리드 ARQ 채널(PHICH)은 UE로부터의 UL 데이터 송신을 위해 DL상에서 HARQ 피드백을 전송하는 데 사용되는 확인 응답(Acknowledgment) 지시자 채널이다. PCFICH, PHICH, PDCCH는 DL 서브프레임들의 시작 부분에서 OFDM 심볼들을 통해 전송된다. ABS와 같은 일부 서브프레임들에서 또는 eNB가 스케줄링된 UE들을 갖지 않는 경우(즉, 부하가 매우 낮거나 없는 경우), 이 채널들은 부재할 수 있다.

도 2는 가능한 실시예에 따른 제어기(220)에 통신 가능하게 결합된 송수신기(210)를 포함하는 무선 통신 단말기 또는 디바이스(200)를 도시한다. 디바이스(200)는, 위에 논의된 바와 같이, 무선 통신 프로토콜을 구현하며, 회선 또는 패킷 교환 통신 또는 둘 다를 수행할 수 있다. 디바이스(200)는 또한 여러 사용자 인터페이스 디바이스들 중 키패드 또는 다른 입력 디바이스, 디스플레이, 오디오 입력들 및 출력들을 포함하지만 이에 한정되지 않는, 무선 통신 단말기들과 전형적으로 연관된 다른 기능을 수행하기 위한 사용자 인터페이스(230)를 포함할 수 있다. 이러한 단말기들의 이들 및 다른 요소들은 이 분야의 통상의 기술자에게 잘 알려져 있으므로, 본 명세서에서는 더 이상 설명하지 않는다. 일 실시예에서, 제어기(220)는 본 명세서에 설명된 기능을 수행하기 위해 하나 이상의 메모리 디바이스(240)에 저장된 명령을 실행하는 디지털 프로세서로서 구현된다. 대안적으로, 제어기(220)는 등가의 하드웨어 회로로서 또는 하드웨어 및 소프트웨어 회로들의 조합으로서 구현될 수 있다.

도 3의 프로세스 다이어그램(300)에서, 310에서는, 무선 통신 디바이스가 복수의 참조 심볼을 수신한다. 무선 통신 디바이스는 베이스 유닛 또는 원격 유닛일 수 있다. 3GPP UMTS LTE 용어로, 무선 통신 디바이스는 eNB 또는 UE이다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 송수신기(210)는 프로세서(220)의 제어하에 참조 심볼들을 포함하는 신호들을 수신한다.

도 3에서 320에서는, 무선 통신 디바이스가 대응하는 안테나 포트로부터 수신된 참조 심볼을 사용하여, 송신 디바이스의 복수의 송신 안테나 포트 각각에 대한 채널을 추정한다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 채널 추정 기능(212)을 포함한다. 대안적으로, 채널 추정 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

도 3에서 330에서는, 무선 통신 디바이스가 참조 심볼들을 사용하여 추정된 채널들에 기초하여 그리고 프리코딩 행렬에 기초하여 프리코딩된 채널의 추정치를 결정하고, 여기서 프리코딩된 채널은 송신기에서 프리코더가 적용되는 심볼에 대해 결과로 발생하는 채널로서 정의된다. 일 실시예에서, 무선 통신 디바이스는 참조 심볼들이 수신된 디바이스의 복수의 송신 안테나 포트로부터 송신되는 심볼에 대한 프리코딩된 채널 추정치를 결정하고, 여기서 데이터 심볼은 각 송신 안테나 포트에서, 프리코딩 행렬로부터 획득된 대응하는 프리코딩 가중치에 의해 가중된다. 대안적으로, 프리코딩된 채널 추정치는 송신된 데이터 심볼에 대해 결정될 필요가 없다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 프리코딩된 채널 추정 기능(214)을 포함한다. 대안적으로, 프리코딩된 채널 추정 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

도 3에서 340에서는, 무선 통신 디바이스가 프리코딩된 채널 추정치 및 프리코딩 행렬에 대응하는 이득 스케일링을 사용하여 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치를 결정한다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 스케일링된 프리코딩된 채널 추정 기능(216)을 포함한다. 대안적으로, 스케일링된 프리코딩된 채널 추정 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

일 실시예에서, 무선 통신 디바이스는 다른 무선 통신 디바이스로부터 수신된 메시지로부터 이득 스케일링을 획득한다. 일 실시예에서, 예를 들어, 베이스 유닛 또는 EUTRA eNB는 다운링크(DL) 메시지에서 적어도 하나의 프리코딩 행렬에 대한 이득 스케일링을 시그널링한다. 3GPP에서, 이 메시지는 마스터 정보 블록(MIB), 또는 시스템 정보 블록(SIB), 또는 유니캐스트 송신일 수 있다. 다른 프로토콜 구현들에서, 이득 스케일링은 어떤 다른 메시지에서 무선 통신 디바이스로 시그널링될 수 있다.

다른 실시예에서, 무선 통신 디바이스는 이득 스케일링을 계산한다. 예를 들어, 무선 통신 디바이스는 다른 엔티티로부터 수신된 메시지에 포함된 행렬 정보로부터 획득되거나 계산된 정보에 기초하여 이득 스케일링을 계산한다. 3GPP LTE에서, 행렬이 운반되는 메시지는 마스터 정보 블록(MIB), 또는 시스템 정보 블록(SIB), 또는 유니캐스트 송신일 수 있다. 다른 프로토콜 구현들에서, 이득 스케일링은 어떤 다른 메시지에서 무선 통신 디바이스로 시그널링될 수 있다. 다른 실시예에서, 무선 통신 디바이스는 무선 통신 디바이스에서 수신된 심볼의 진폭과 프리코딩된 채널 추정치의 진폭의 비율에 기초하여 이득 스케일링을 계산하며, 여기서 무선 통신 디바이스에서 수신된 심볼은 프리코딩 행렬을 사용하여 송신된다. 도 2에서, 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 이득 스케일링 계산 기능(217)을 포함한다. 대안적으로, 스케일링된 프리코딩된 채널 추정 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다. 이득 스케일링의 계산에 대해 이하에서 더 설명한다.

도 3에서 350에서는, 무선 통신 디바이스가 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치를 사용하여 데이터 심볼을 복조한다. 데이터 심볼은 복수의 송신 안테나 포트로부터 수신되며, 여기서 수신된 데이터 심볼은 각 송신 안테나 포트에서, 프리코딩 행렬로부터 획득된 대응하는 프리코딩 가중치에 의해 가중된 것이다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 복조 기능(218)을 포함한다. 대안적으로, 복조 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

다른 실시예에서, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 행렬과 연관된 프리코딩 행렬 지시자(PMI)를 수신 엔티티에 송신한다. 이 실시예에 따르면, 무선 통신 디바이스는 먼저 디바이스상에 저장된 코드북 내의 대응하는 복수의 프리코딩 행렬에 대한 복수의 프리코딩된 채널 추정치를 결정하고, 여기서 복수의 프리코딩된 채널 추정치 각각은 대응하는 프리코딩 행렬에 기초한다. 복수의 프리코딩된 채널 추정치 각각에 대한 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치는 대응하는 프리코딩된 채널 추정치를 사용하여 그리고 대응하는 이득 스케일링을 사용하여 결정된다. 그 후, 무선 통신 디바이스는 차후의 송신을 위해 코드북으로부터 프리코딩 행렬을 선택하며, 여기서 선택은 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치들의 특성에 기초한다. 도 2에서, 무선 통신 디바이스의 프로세서는 메모리에 저장된 펌웨어 또는 소프트웨어 명령들을 실행함으로써 구현되는 프리코딩 행렬 선택 기능(219)을 포함한다. 대안적으로, 복조 기능은 등가의 하드웨어 회로들에 의해 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다. 그 후, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 행렬과 연관된 PMI를 수신 엔티티로 송신한다.

그 후, 무선 통신 디바이스는 차후의 송신을 위해 프리코딩 행렬을 선택하며, 여기서 선택은 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치의 특성에 기초한다. 그 후, 무선 통신 디바이스는 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는 스케일링된 프리코딩된 채널 추정치에 기초하여 채널 품질 지시 또는 메트릭(CQI)을 결정한다. 채널 품질 지시는 전송 블록 크기, 랭크 지시 또는 채널 품질을 나타내는 어떤 다른 메트릭일 수 있다. 이 실시예에 따르면, 무선 통신 디바이스는 업링크 채널상에서 프리코딩 행렬, 또는 프리코딩 행렬의 인덱스, 및 채널 품질 메트릭을 송신한다.

이득 스케일링은 특정 PMI를 사용하여 송신된 데이터 심볼에 대한 그리고 (모든 프리코더가 동등한 에너지 프리코딩된 채널들을 산출하도록) 프리코더 의존적인 이득 스케일링이 적용되는 프리코딩된 채널의 진폭과 동일한 PMI를 안테나 포트 당 채널 추정치들에 적용한 결과로 얻어지는 프리코딩된 채널 추정치의 진폭의 비율로서 특성화될 수 있다. CRS 참조 심볼들에 대해 그 진폭이 알려진 참조 심볼이 특정 PMI 행렬에 대응하는 가중치로 송신된다면, UE는 수신된 참조 심볼의 진폭과 동일한 PMI 행렬에 대응하는 프리코딩된 채널의 진폭의 비율로서 이득 스케일링을 추정할 수 있다. 각 PMI가 동일한 에너지를 갖는 프리코딩된 채널을 생성하기 위해 필요한 이득 스케일링은 이하의 수학식 13에 정의된 행렬 Q가 알려지면 eNB에서 계산될 수 있다. 유사하게, 각 PMI에 대한 이득 스케일링은 수학식 13의 행렬 Q가 UE에 알려지면 UE에서 계산될 수 있다. 각 프리코더가 동일한 에너지를 갖는 프리코딩된 채널을 생성하기 위해 필요한 이득 스케일링은 이하의 수학식 14에 의해 정량적으로 표현될 수 있다.

무선 통신 디바이스에 더 정확한 안테나 어레이 정규화 정보를 제공하기 위한 대안적인 방법에 대해 이하에서 더 설명한다. 논의에서, 정규화는 베이스 유닛에서, 예를 들어 UE에 이득 스케일링을 제공하는 EUTRA eNB에서 수행된다. 그러나 더 일반적으로, 정규화는 UE 또는 MIMO 안테나 어레이를 갖는 임의의 무선 통신 디바이스에서 수행될 수 있다. 제1 실시예에서, 송신 안테나 어레이는 어레이의 치수와 동등한 크기의 에르미트 행렬 Q에 의해 특성화된다. 이 행렬은 에르미트이므로, 복소 행렬의 상부 대각선 또는 하부 대각선 값들만을 UE에 제공하는 것으로 충분하다. 이 행렬은 각 PMI에 대한 복소 채널 이득을 계산하는 데 필요한 패턴 정규화를 수행하는 데 사용된다. 제2 실시예에서, UE에는 각 PMI 벡터에 대한 실수 값 이득이 직접 제공된다. 에르미트 Q 행렬은 송신기 안테나 어레이 및 프리코더들을 구현하는 데 사용되는 회로들의 함수일 뿐이며 따라서 에르미트 Q 행렬은 그 어레이에 의해 서빙되는 모든 UE들에 공통이다. 결과적으로, 정보는 MIB 또는 SIB와 같은 공통 채널들을 통해 전송될 수 있다. 대안적으로, 이 정보는 전용 채널들을 통해 전송될 수 있다. 유사하게, PMI 스케일링 값들은 어레이에 의해 서빙되는 UE의 함수가 아니라 PMI 행렬의 함수일 뿐이다. 결과적으로, PMI 보정 값들은 MIB 또는 SIB와 같은 공통 채널들을 통해 전송될 수 있다. 대안적으로, 이 정보는 전용 채널들을 통해 전송될 수 있다.

안테나 어레이가 캘리브레이션되면, Q 행렬 및 PMI 이득 스케일링 값들은 시불변일 것이다. 결과적으로, 이 값들은 한 번만 계산할 수 있다. 반대로, 안테나 피드들의 상대 위상들이 시간 경과에 따라 변화하도록 안테나 어레이가 캘리브레이션되지 않으면, Q 행렬 계산 및 PMI 보정 값들은 주기적으로 재계산 및/또는 재측정되어야 한다. Q 행렬의 계산은 안테나 챔버를 사용하여 수행할 수 있다.

도 4는 가능한 실시예에 따른 단위 놈 가중 벡터에 대한 송신 전력 대 안테나 분리의 플롯이다. 2 요소 어레이에 대한 송신 전력의 계산에 대해 아래에 설명한다. 2개의 어레이 요소 각각이 전방향성 안테나인 2 요소 어레이을 생각해보자. 이 예에서, 전방향성 안테나는 평면에서만 방사한다고 가정하고, 따라서

여기서

는 요소 패턴을 나타내고,

및

는 각각 안테나 앙각 및 방위각을 나타낸다. 전방향성 요소는 평면에서 단위 전력을 방사하도록 스케일링된다는 점에 유의한다.

w₀ 및 w₁은 제1 및 제2 안테나 요소들에 각각 적용되는 가중 계수들을 나타낸다고 하고, d·λ는 2개의 요소의 간격을 나타낸다고 하자(여기서, λ는 신호 파장을 나타낸다). 그러면 방위각의 함수로서 결과적인 원거리장 어레이 패턴은

에 의해 주어진다.

3GPP 모델에서, 수학식 2에서의 어레이로부터 방사된 전력은 L₂ 놈의 제곱

이 일정하게 유지되는 모든 가중치 벡터들 w에 대해(또는 등가적으로, L₂ 놈이 일정하게 유지되는 한) 동등하다고 가정한다. 그러나, 이 가정은 간단한 반증으로 거짓인 것으로 증명될 수 있다. 구체적으로, 이 간단한 2 요소 예에서,

인 가중치 벡터들 w 및 v의 임의의 수의 쌍을 선택할 수 있지만 결과적인 안테나 패턴들이 동등한 전력을 방사하지 않는다는 것이 증명될 것이다.

안테나로부터 방사되는 전력은 원거리장 안테나 패턴의 크기의 제곱의 적분과 동등하여, 방사 전력은

에 의해 주어지고,

이 예에서, 요소 패턴

은 평면에서만 방사하도록 정의되었으므로 방위각 θ에 걸쳐 적분하는 것만이 필요하다. 더 일반적으로는, 앙각

에 걸쳐서도 적분하는 것이 필요할 것이다.

이라는 요건 이외에,

이도록 복소 가중치들 w₀ 및 w₁이 동등한 크기를 갖도록 더 요구한다면 이 예는 더 단순화될 수 있다. 그러면 일반성의 추가 손실 없이,

이고,

위상차 ψ에 상관없이,

이 된다. 이러한 복소 가중치들에 의해, 안테나 패턴은

에 의해 주어지고,

송신된 전력은

에 의해 주어지고,

여기서

항은 마지막 단계에서 빠지는데, 그 이유는 그것은 θ의 기함수이고 따라서 구간 [0, 2π)에 걸쳐 0으로 적분되기 때문이다. 수학식 6에서 계산된 방사 전력은 2개의 요소 사이의 위상차 ψ의 여러 상이한 값들에 대해 파장들에서 안테나 분리 d의 함수로서 dB 단위로 주어진다. 안테나 분리가 0으로 갈수록, 모든 경우에

이라는 사실에도 불구하고 방사 전력은 2(3 dB)의 최대치에서 0(-무한대 dB)의 최소치까지 달라진다.

이 2 요소 예로부터 두 가지 다른 관측이 이루어질 수 있다. 첫째, 1/2 파장의 안테나 분리로, 방사 전력은 -1.58 dB(ψ=0)에서 1.15 dB(ψ=π)까지 달라진다. 따라서, 가중 벡터의 놈이 일정하게 유지되는 동안에도, 전력은 안테나 위상차의 함수로서 2.73 dB만큼 달라질 수 있다(ψ의 모든 값들에 대해 평가된다면 약간 더 클 수도 있다). 둘째, 안테나 분리가 증가함에 따라, 상대 위상 ψ의 함수로서의 전력의 변화가 감소한다. 구체적으로, 안테나 분리가 9.5λ인 경우, 방사 전력은 -0.33 dB(ψ=0)의 최소치에서 0.31 dB(ψ=π)의 최대치까지 달라지므로, 차이는 0.62 dB에 불과하다(ψ의 모든 값들에 대해 평가된다면 약간 더 클 수도 있다).

안테나 패턴의 정규화에 대해 아래에 설명한다. 전형적으로 가정되는 바와 같이, 어레이의 입력 임피던스가 위상차의 모든 값들에 대해 일정하다면, 안테나로부터 방사된 전력은 여기 벡터의 L₂ 놈의 제곱의 제곱에 비례한다는 것으로 되어야 한다. 그러나, 결합된 안테나 요소들의 경우, 안테나 어레이의 임피던스는 어레이 입력들의 상대 위상 ψ의 함수이며, 따라서 어레이로 전달되어 방사되는 전력은 상대 위상의 함수이므로

가 일정하게 유지되더라도 일정하지 않다. 결과적으로, 방사 전력을 일정하게 유지하기 위해 프리코더 의존적인 스케일링을 적용하는 것이 유익하다. 프리코더 w에 대한 정규화된 안테나 패턴은

여기서 아래 첨자 n은 방사 전력이

와 동등하도록 패턴이 정규화되는 것을 나타낸다. 수학식 7에서의 정규화된 안테나 패턴의 경우, 방사 전력은

에 의해 주어진다.

반복해서, 방사 전력이

와 동등하도록 안테나 패턴이 정규화되면, 결과적인 안테나 어레이 패턴은 수학식 2가 아니라 수학식 7에 의해 주어진다.

PMI 기반 채널 추정의 스케일링에 대해 아래에 설명한다. 몇몇의 3GPP 전송 모드들에 대해, 데이터에 대한 채널 추정은 각 송신 안테나 포트에 대한 채널 추정치들에 PMI를 적용함으로써 생성된다. 그러나, PMI 기반 채널 추정치는 원거리장 안테나 패턴이 개별 포트들에 대한 채널 추정치들의 PMI 기반 선형 조합이라고 가정한다. 이 가정이 올바르기 위해서는, 안테나 패턴은 수학식 2에서와 같이 주어져야 하며, 따라서 단위 에너지로 정규화되지 않는다. 안테나 패턴이

로 정규화되면(3GPP 규격에서, 요구되는 것은 아니고 가정되는 바와 같이), PMI 기반 채널 추정치는 실수 값의 정규화 스칼라만큼 잘못될 것이다(2 요소 어레이의 경우, 이 계수는 이하의 수학식 9에 주어진다). 채널 추정치를 제대로 계산하기 위해서는, UE는 각 PMI에 대한 올바른 정규화 스칼라를 알아야 한다. 구체적으로, 수학식 2에서의 2 요소 예에 대해, 정규화 스칼라는

에 의해 주어진다.

프리코딩 벡터 w가

인 특정 예에서,

정규화 스칼라는

에 의해 주어진다.

PMI 기반 CQI 추정의 보정에 대해 아래에 설명한다. 채널 품질(CQI) 또는 채널 상태(CSI)를 평가하기 위해서는, 각 PMI의 적용의 결과로 발생하는 채널을 올바르게 추정하는 것이 가능해야 한다. 수신기에서의 PMI 당 이득 프리코더 의존적인 스케일링 없이, 패턴들이 동등한 에너지로 정규화되면, 각 PMI에 대한 복소 채널 추정치는 스케일링 오차를 가질 것이고, 이 결과로 CQI의 계산에 에러가 생길 것이다. UE가 PMI 당 기반 스케일링에 액세스할 수 있다면, UE는 각 PMI에 대한 CQI 및/또는 CSI를 올바르게 계산할 수 있다. 올바른 이득 스케일링으로, UE는 최고의 PMI 및 연관된 CSI/CQI를 올바르게 결정할 수 있다.

일반 안테나 어레이들의 송신 전력의 계산에 대해 아래에 설명한다. 이 분석의 목적을 위해, 안테나 요소들의 수가 K인 더 일반적인 경우를 고려하자. 또한, 어레이 요소들이 동일한 패턴을 가져야 할 필요는 없지만, 전형적으로 이러한 경우라고 가정한다. 길이 K의 복소 벡터

는 이 요소들에 대한 안테나 패턴을 나타낸다고 하자(이전과 같이,

및

는 각각 안테나 앙각 및 방위각을 나타낸다).

어레이가 이상적인 전류원들에 의해 구동된다면, 송신된 전력은

에 의해 주어지고,

여기서 행렬 Q는

으로서 정의된다.

Q 행렬은 다음과 같은 특성을 갖는다는 점에 유의할 수 있다: Q 행렬의 치수는 K × K이며, 여기서 K는 송신기 어레이 내의 안테나 요소들의 수이다; Q 행렬의 정의로부터, Q 행렬은 에르미트임이 명백하므로

이다.

일반적으로, 각 PMI는 K × L 치수의 행렬이며, 여기서 K는 어레이 내의 안테나들(또는 안테나 포트들)의 수이고, L은 송신 계층들의 수이다. 안테나 어레이의 요소들이 결합되어 있어 PMI 행렬의 각 벡터가 동일한 단위 에너지 제약을 만족시키도록 스케일링되어야 한다고 가정한다. w는 주어진 송신 계층에 대한 프리코딩 벡터를 나타낸다고 하고, 또는 등가적으로, w는 PMI의 임의의 열을 나타낸다고 하자. 그러면, 이 프리코딩 벡터에 필요한 보정 계수는 대응하는 송신된 에너지의 역수의 제곱근에 의해, 또는 등가적으로,

에 의해 주어지는 것으로 되고,

여기서 w는 안테나 요소 패턴들 및 안테나 요소들의 간격에 의해 결정되는 프리코딩 행렬 Q이다. 따라서, 각 PMI의 각 열과 연관된 정규화 보정 계수가 존재한다. 이러한 정규화 계수들은 eNB로부터 UE로 전송되어야 하거나, UE에 의해 학습되어야 한다.

UE에 대한 프리코더 의존적인 이득 스케일링 계수들에 대해 아래에 더 설명한다. 각 PMI에 대한 이득 정규화 스케일링 계수들은 여러 형태로 UE들에 송신될 수 있다. 일 형태에서, eNB는 각 PMI에 대한 이득 정규화 보정 계수들을 UE에 송신할 수 있다. 가능한 각 프리코딩 벡터에 대한 이득 정규화 보정 계수는 측정 및/또는 계산되어 UE로 송신되어야 한다. 다층 PMI 행렬의 경우, 각 계층에 대해 하나의 보정 계수가 전송되어야 한다는 점에 유의한다. 대부분의 경우, 상이한 PMI 행렬들이 일부 프리코딩 벡터들을 공통으로 가질 것이다. UE가 UE에 대해 (가능한 모든 PMI들의 조합에 걸쳐) 가능한 각 프리코딩 벡터에 대해 이득 정규화를 측정 및/또는 계산하는 것으로 충분하다. 이득 정규화 보정 계수들은 PMI에만 의존하고 UE에는 의존하지 않는다. 따라서, 이득 정규화 보정 계수들은 MIB 또는 SIB와 같은 공통 채널들을 통해 전송될 수 있다. 대안적으로, 이득 스케일링 계수들은 전용 채널들을 통해 UE들로 전송될 수 있다.

대안적인 실시예에서, Q 행렬은 UE로 전송된다. Q 행렬을 알면, UE는 이득 정규화 보정 계수들 자체를 계산할 수 있다. 이전 섹션에서 언급한 바와 같이, Q 행렬은 에르미트이므로, UE의 행렬의 상삼각 값들 또는 하삼각 값들 중 어느 하나를 UE를 전송하는 것만이 필요하다. 송신 안테나 어레이가 K개의 요소를 갖는다면, UE가 이득 스케일링 값들을 계산할 수 있기 위해서는 K개의 실수 값 및 K×(K-1)/2개의 복소수 값(등가적으로, 총 K²개의 실수 값)을 UE에 전송하는 것만이 필요하다. 안테나들의 수와 PMI 행렬들의 수에 따라, 일부 경우들에서는, 각 PMI 행렬에 대한 이득 스케일링을 전송하는 것이 더 효율적일 것이지만, 다른 경우들에서는 Q 행렬의 값들을 전송하는 것이 더 효율적일 것이다.

프리코더 의존적인 이득 스케일링 계수들은 추정되거나 측정되어야 한다. 일부 경우들에서는, 안테나 챔버 내의 안테나 어레이에 대한 Q 행렬을 측정하는 것이 가능할 수 있다. 반대로, 어레이의 개별 요소들의 패턴들

를 개별적으로 측정하는 것이 가능할 수 있다. 안테나 피드들 사이의 위상차가 알려져 있거나 측정될 수 있으면, Q 행렬은 수치 적분을 사용하여 계산될 수 있다.

안테나 피드들의 상대 위상이 급격하게 변화하면, 이득 스케일링 계수들의 추정치들은 적용될 수 있기 전에 쓸모없게 될 수 있다. 특히, PMI/CQI 선택에 사용되는 이득 스케일링 계수들은 사용될 수 있기 전에 쓸모없게 될 수 있는데, 그 이유는 PMI/CQI 피드백의 계산은 모든 PMI들에 대한 이득 정규화 보정 추정치들을 필요로 하지만, UE는 현재 서브프레임에 사용되는 PMI에 대한 이득 정규화 보정만을 추정할 수 있기 때문이다.

다음의 설명은 상기 실시예들에 의해 뒷받침되지만, 이들로 한정되지 않는 추가 실시예들에 관한 것이다.

도 5는 가능한 실시예에 따른 파장의 1/2만큼 분리된 2개의 반파장 다이폴로 이루어진 2 요소 어레이에 대한 테브난 소스 모델에 대한 송신기 방사 전력 대 상대 위상 오프셋의 예시적인 그래프(500)이다. 도 6은 가능한 실시예에 따른 파장의 1/2만큼 분리된 2개의 반파장 다이폴로 이루어진 2 요소 어레이에 대한 노턴 소스 모델에 대한 송신기 방사 전력 대 상대 위상 오프셋의 예시적인 그래프(600)이다. 이 예들 둘 다에서 프리코더 w는

의 형태를 가지며,

여기서 θ는 0≤θ<2π이도록 라디안 단위로 지정된다. 그래프(500)에서, 송신 전력의 변화는 어레이의 각 요소가 테브난 소스(소스 임피던스와 직렬인 이상적인 전압원)에 의해 구동되는 경우에 대한 상대 위상 θ 및 소스 임피던스 Z_S의 함수로서 도시되어 있다. 그래프(600)에서, 송신 전력의 변화는 어레이의 각 요소가 노턴 소스(션트 소스 임피던스와 병렬인 이상적인 전류원)에 의해 구동되는 경우에 대한 상대 위상 θ 및 소스 임피던스 Z_S의 함수로서 도시되어 있다. 그래프(500)에서의 테브난 소스 모델의 경우, 직렬 소스 임피던스가 0일 때 위상 θ에 대한 송신 전력의 변화는 3.6 dB이다. 그래프(600)에서의 노턴 소스 모델의 경우, 병렬 션트 임피던스가 무한대일 때 위상 θ에 대한 송신 전력의 변화는 단위 에너지 프리코더보다 1.5 dB 높다. 두 경우 모두, 이 전력 변화는 프리코더 w의 프로베니우스 놈이 1(unity)로 일정하게 유지되더라도 발생한다.

이 단위 에너지 코드북에 대해 발생할 수 있는 큰 송신 전력 변화 때문에, 수신기에서 수행되는 프리코더 선택은 더 이상 최적으로 가정될 수 없는데, 그 이유는 각 프리코더가 상이한 송신 전력에 대응하기 때문이다. 프리코더의 공정한 비교는 송신 전력의 차이를 고려해야 한다. 이 문제는 다음의 실시예들을 사용하여 해결될 수 있다.

가능한 실시예는 송신 디바이스에서의 송신기 및/또는 송신 디바이스와 같은 송신기에서 프리코더 의존적인 스케일링을 사용하지 않는다. 송신기는 프리코더들의 세트 내의 참조 프리코더와 관련하여 각 프리코더에 대한 송신 전력 델타를 측정하거나 달리 학습할 수 있다. 송신기는 참조 프리코더 및 프리코더들 각각에 대한 전력 차이를 수신 디바이스에서의 수신기 및/또는 수신 디바이스와 수신기로 시그널링할 수 있다. 그 후 수신기는 2개의 채널 품질 메트릭을 계산할 수 있다. SINR, 코딩된 비트 당 평균 상호 정보(Mean Mutual Information per coded Bit, MMIB) 또는 다른 스루풋 추정치와 같은 제1 채널 품질 메트릭은 이전과 같이 계산된다. 이 메트릭은 프리코더가 최고로 선택되는 경우 송신기로 시그널링될 채널 품질이다. 제2 채널 품질 메트릭은 주어진 프리코더에 대한 전력 델타를 사용하여 계산된다. 특히, 각 송신 안테나와 수신기 사이의 채널의 추정치는 프리코더에 대한 전력 차이의 제곱근에 의해 스케일링된다. 그 후, 스케일링된 채널 추정치들은 프리코더에 대한 제2 채널 품질 메트릭을 계산하는 데 사용된다.

프리코더들 각각에 대해 제2 채널 품질 메트릭이 계산된 후에, 이 제2 채널 품질 메트릭들은 비교된다. 가장 큰 제2 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스가 최고의 프리코더로서 송신기로 시그널링된다. 또한, 이 동일한 프리코더에 대한 제1 채널 품질 메트릭도 지시된 송신을 위해 사용되어야 하는 변조 및 코딩 레이트를 지시하기 위해 송신기로 시그널링된다.

다른 가능한 실시예는 송신기에서 프리코더 의존적인 스케일링을 사용할 수 있다. 이전의 실시예와 동일한 방식으로, 송신기는 프리코더들의 세트 내의 참조 프리코더와 관련하여 각 프리코더에 대한 송신 전력 차이를 측정하거나 달리 학습할 수 있다. 이러한 전력 차이들을 학습한 후에, 송신기는 송신기에서 프리코더 의존적인 스케일링을 적용하여, 각 스케일링된 프리코더로 동등한 전력이 송신된다. 전력 차이, 따라서 요구되는 스케일링은 안테나 요소들 사이의 상호 결합과 안테나 요소들을 구동하는 데 사용되는 회로 둘 다를 포함하는 많은 인자들의 함수라는 점에 유의할 수 있다.

각 프리코더에 대한 채널 품질 추정치를 형성하기 위해, 수신기는 먼저 각 안테나 요소로부터 송신된 참조 심볼들을 사용하여 각 송신 안테나 요소와 수신기 사이의 채널의 추정치를 형성할 수 있다. 그 후 수신기는 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 프리코딩 벡터의 내적을 계산함으로써 각 프리코딩 벡터에 대응하는 채널의 추정치를 형성한다. 다층 송신의 경우, 각 계층에 대한 프리코딩 벡터는 다른 계층들과 독립적으로 스케일링된다. 프리코더 스케일링이 없는 경우, 수신기는 내적의 결과로 생기는 채널 추정치를 사용하여 각 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 계산한다. 그러나, 프리코더들에 걸쳐 송신 전력을 등화시키기 위해 프리코더 스케일링이 사용된다면, 수신기는 주어진 프리코더에 대한 스케일링 계수에 의해 안테나 요소 당 채널 추정치들의 공액과 프리코딩 벡터의 내적의 결과로 생기는 채널 추정치들을 스케일링할 수 있다. 그 후 이 스케일링된 채널 추정치는 주어진 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 결정하는 데 사용된다.

프리코더 의존적인 스케일링은 또한 복조 참조 심볼들이 데이터에 포함되는지에 따라 복조에 영향을 미칠 수 있다. 복조 참조 심볼들이 사용되는 경우, 데이터 심볼들에 사용되는 동일한 프리코더 의존적인 스케일링이 복조 참조 심볼들을 프리코딩할 때에도 사용되어야 한다. 이 프리코더 의존적인 스케일링에 의해, 복조 참조 심볼들을 사용하여 형성된 채널 추정치들이 데이터를 복조하는 데 사용될 수 있는데, 그 이유는 송신기와 수신기 사이의 채널이 데이터 심볼들에 대해 복조 참조 심볼들의 경우와 동일하기 때문이다.

복조 참조 심볼들이 사용되지 않는다면, 상황은 채널 품질 메트릭의 계산의 경우와 동일하다. 특히, 복조에 대한 채널 추정치는 먼저 각 안테나 요소로부터 송신된 참조 심볼들을 사용하여 각 송신 요소와 수신기 사이의 채널의 추정치를 형성함으로써 계산된다. 그 후, 데이터에 대한 채널의 추정치를 형성하기 위해 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 데이터를 송신하는 데 사용되는 프리코더(프리코더는 제어 채널을 통해 송신기로부터 수신기로 시그널링됨)의 내적이 계산될 수 있다. 그 후, 프리코더 의존적인 스케일 계수가 이 채널 추정치와 곱해질 수 있다. 그 후, 이 프리코더 의존적인 스케일 계수와 채널 추정치의 곱을 사용하여 데이터가 복조될 수 있다.

복조 참조 심볼들이 데이터에 포함되면, 수신기가 송신기에서 적용된 프리코더 의존적인 스케일 계수들을 학습하는 것이 가능하다. 특히, 이는 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 프리코더의 내적의 결과로 생기는 채널 추정치와 복조 참조 심볼들에 대한 채널 추정치를 비교함으로써 수행될 수 있다. 그 후 이 2개의 채널 추정치의 비율(다층 송신의 경우 각 계층에 대한 채널 추정치들의 비율)은 송신기에서 적용된 프리코더 의존적인 스케일링을 추론하는 데 사용된다. 그 후 이 프리코더 의존적인 스케일링은 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 계산하기 전에 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 프리코딩 벡터의 내적을 스케일링하는 데 사용된다. 따라서, 각 프리코더에 대해, 프리코더 의존적인 스케일 계수는 채널 품질을 추정하는 데 사용되는 채널 추정치를 스케일링하는 데 사용된다.

프리코더 의존적인 스케일 계수가 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 프리코딩 벡터의 내적을 계산한 결과로 생기는 채널 추정치와 복조 참조 심볼에 대한 채널 추정치의 비율로부터 추론되는 이 접근법과 관련하여 고려될 수 있는 몇 가지 인자들이 존재한다. 한 가지 인자는 프리코더 의존적인 스케일 계수들의 수신기 추정치들이 상당히 노이지(noisy)할 수 있다는 점이다. 또 다른 인자는 수신기가 특정 프리코더가 데이터를 송신하는 데 사용될 때까지 그 프리코더에 대한 프리코더 의존적인 스케일 계수를 추정하지 않을 수도 있다는 점이다. 따라서, 특정 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭의 초기 추정치들은 캘리브레이션의 어떤 기간이 완료될 때까지 프리코더 의존적인 스케일 계수의 추정치에 의해 스케일링되지 않을 수도 있다. 또 다른 인자는 프리코더 의존적인 스케일 계수들이 시간 경과에 따라 변할 수 있으며, 특히 상이한 안테나 요소들에 사용되는 발진기들의 위상 관계가 시간 경과에 따라 변하는 경우 그럴 수 있다는 점이다. UE가 송신기로 사용되고 UE 손 배치가 변하거나 머리 또는 신체에 대한 UE의 위치가 변하는 경우 UE 송수신기에서 발생할 수 있는 바와 같이 안테나 결합이 시간 경과에 따라 변하는 경우에도 스케일 계수들이 변할 수 있다.

프리코더들의 수가 송신 안테나들의 수의 제곱보다 훨씬 큰 경우, 프리코더 당 하나의 측정치를 취하는 것보다 수신기가 프리코더 의존적인 스케일링을 추정할 수 있는 유용한 방법들이 존재한다. 특히, 테브난 소스들 또는 노턴 소스들에 의해 안테나 요소들이 구동되는 경우, 방사 전력은 다음과 같은 형태로 표현될 수 있다.

여기서 행렬 Q는 에르미트이고 양의 정부호(positive definite)이고, M × M의 크기를 가지며, 여기서 M은 송신 안테나들의 수이다. 행렬 Q의 계수들은 M²개의 측정치만을 사용하여 고유하게 특성화될 수 있음을 알 수 있다. 또한, Q는 에르미트이기 때문에, 그것은 M²개의 실수 값 계수를 사용하여 고유하게 나타내어질 수 있다. 따라서, 프리코더들의 수가 M²보다 큰 경우, 프리코더 당 하나의 측정치를 취하는 것보다 행렬 Q을 특성화하는 데 사용되는 측정치들을 사용하는 것이 더 효율적이다. 행렬 Q는 안테나 어레이의 함수일 뿐만 아니라; 오히려 그것은 안테나 어레이, 안테나 어레이를 구동하는 데 사용되는 회로(소스 임피던스들을 포함), 임피던스 정합 회로망들, 및 어레이의 물리적 환경의 함수이다.

일부 경우들에서는, 행렬 Q는 에르미트와 실수 둘 다라는 점에 유의할 수 있다. 이 상황에서, Q의 계수들은 M²/2+M/2개의 실수 값의 계수를 사용하여 고유하게 나타내어질 수 있다.

복조 참조 심볼들이 데이터에 포함되지 않으면, 수신기는 송신기에서 적용된 프리코더 의존적인 스케일링을 결정하지 않을 수 있다. 이 경우, 송신기에서 사용되는 프리코더 의존적인 스케일링은 송신기에서 수신기로 시그널링될 수 있다.

송신기에서의 프리코더 의존적인 전력 변화의 평가를 위해, 사용되는 프리코더에 대한 송신 전력의 의존성을 결정하는 것은 사소하지 않은 문제이다. 그러나, 고려될 수 있는 몇 가지 옵션이 있다. 하나의 옵션은 안테나 챔버에서 측정치들을 취하는 것이다. 예를 들어, 프리코더의 함수로서의 방사 전력이 안테나 챔버에서 측정될 수 있다. 두 번째 대안은 네트워크 분석기를 사용하여 안테나 어레이의 산란 파라미터들을 측정하는 것이다. 산란 파라미터들은 임피던스 행렬을 계산하고 또한 프리코더의 함수로서 어레이에 전달된(따라서 방사된) 전력을 계산하는 데 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 방법들은 고려될 수 있는 인자들을 갖는다. 한 가지 인자는 비용이다. 예를 들어, 모든 UE에 대해 프리코딩 행렬 지시자(PMI) 측정치들을 취하는 것은 실현 가능하지 않을 수 있다. 프리코더로부터 송신 전력으로의 매핑이 모든 UE들에 대해 동일하다면, 아마도 UE들의 백분율에 대해 그러한 측정치들을 취하는 것은 실현 가능하다. 그러나, 시간 및 온도에 따라 매핑의 상당한 변화가 있을 수 있는데, 특히 그 이유는 맵핑은 송수신기와 안테나 사이의 신호 경로의 위상 길이의 차이(2개의 안테나 사이의 발진기 위상의 임의의 차이를 포함함)에 의존할 것이기 때문이다. 또 다른 인자는 시간, 온도, 및 디바이스에 대한 머리, 손, 및 신체 위치의 함수로서의 자기 임피던스, 상호 결합, 및 정합 효율의 변화와 같은 다수의 변수들에 대한 프리코더들과 송신 전력 사이의 매핑의 변화이다. 안테나 챔버 측정치들은 eNB들에 대해 실현 가능할 수 있지만, 이조차도 추가 비용과 시간이 소요될 수 있다.

사용되는 프리코더에 대한 송신 전력의 의존성을 결정하는 또 다른 옵션은 디바이스의 내부적으로 주기적인 측정치들을 취하는 것이다. 예를 들어, 전력 증폭기와 안테나 사이의 송신 라인들상의 전압 정재파비(Voltage Standing Wave Ratio, VSWR)가 측정될 수 있다. VSWR은 안테나 포트로부터 반사된 전력의 분율(fraction)을 지시하는데, 그 이유는 VSWR은

으로서 정의되기 때문이다.

다른 예로서, 아이솔레이터의 리턴 정합 부하(return matched load)로의 전력이 측정될 수 있다. 주어진 PMI에 대한 방사 전력은 서큘레이터로 전달되는 전력에서 아이솔레이터의 리턴 정합 부하로의 전력을 뺀 값으로서 계산될 수 있다. 다른 예로서, 방향성 결합기가 프리코더의 함수으로서 부하로 전달되는 전력을 측정할 수 있다. 다른 예로서, 안테나 서브시스템의 s-파라미터들이 측정될 수 있다. 안테나 서브시스템에 대한 s-파라미터들은 안테나 포트들이 한 번에 하나씩 구동될 때 모든 안테나 포트들로부터 되돌아오는 전력을 측정함으로써 측정될 수 있다. 이러한 측정치들을 위해 방향성 결합기들이 사용될 수 있다.

프리코더 의존적인 송신 전력 변화는 주파수에 의존할 수 있다. 특정 주파수 대역의 대역폭에 따라, 대역 당 둘 이상의 측정치가 요구될 수 있다. 더 작은 대역폭의 경우, 단일 측정치로 충분할 수 있다. 프리코더 송신 전력 변화를 계산하기 위해 측정치들 및 계산들의 조합이 사용될 수 있다. 특히, 안테나 서브시스템에 대한 s-파라미터들 또는 z-파라미터들(임피던스 행렬)이 측정치들을 통해 특성화되면, 이 정보를 안테나 서브시스템을 구동하는 데 사용된 소스에 관한 정보(예를 들어, 안테나 서브시스템은 직렬 임피던스를 갖는 전압원(테브난 소스)에 의해, 션트 임피던스를 갖는 전류원(노턴 소스)에 의해, 또는 다른 것에 의해 구동됨)와 조합하여 프리코더 송신 전력 변화를 계산할 수 있다. 다음의 예들은 테브난 및 노턴 소스 유형들 모두에 대한 임피던스 파라미터들 및 어드미턴스 파라미터들의 함수로서 위에 주어진 Q 행렬을 계산하는 방법을 나타낸다. 상기 내용으로부터

라는 점에 유의한다.

디바이스 내 측정치들이 안테나 서브시스템에 대한 어드미턴스 행렬 S를 추출하는 데 사용될 수 있다고 가정하면, 임피던스 행렬은

에 의해 주어진다. 테브난 소스들이 안테나 서브시스템을 구동하는 데 사용되고 직렬 임피던스들이

에 의해 주어지면,

행렬 Q는

에 의해 주어진다.

노턴 소스들이 안테나 서브시스템을 구동하는 데 사용되고 션트 임피던스들이 다시

에 의해 주어지면,

행렬 Q는

에 의해 주어진다.

도 7은 가능한 실시예에 따른 유닛들(101, 102, 103 및/또는 104)과 같은 수신기 및/또는 수신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(700)이다. 710에서는, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭이 수신될 수 있다. 전력 메트릭은 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 방사 전력일 수 있다. 프리코더 방사 전력은 각 프리코더에 대한 총 방사 전력 또는 참조 프리코더 전력에 관련한 각 프리코더에 대한 전력의 차이일 수 있다. 전력 메트릭은 또한 참조 프리코더 전력으로부터 복수의 프리코더 각각의 추정된 전력의 차이일 수 있다. 추정된 전력의 차이는 참조 프리코더와 다른 프리코더 사이의 송신 전력의 차이, 방사 전력의 차이, 또는 임의의 다른 전력의 차이에 기초할 수 있다. 참조 프리코더는 수신될 수 있거나 이미 알려져 있을 수 있고, 참조 프리코더에 관한 정보가 수신되거나 알려져 있을 수 있고, 및/또는 임의의 다른 방법이 참조 프리코더와 다른 프리코더 사이의 추정된 전력의 차이를 결정하기 위해 참조 프리코더를 결정하는 데 사용될 수 있다. 배터리 수명이 최대화되어야 하고 시스템 간섭은 부차적인 우려 사항인 경우, 전력 메트릭은 방사된 것뿐만 아니라 송신기 내에서 소실된 것인, 프리코더와 연관된 총 전력을 반영할 수 있다. 디바이스 내에서 소실된 전력은 송신기의 소스 임피던스 내에서 소실된 전력, 안테나 어레이로부터 반사된 전력, 및 어레이 내의 오믹 가열로 인해 소실된 전력을 포함할 수 있다. 또한, 일부 프리코더들은 다른 것들보다 더 많은 안테나 요소들, 따라서 더 많은 전력 증폭기들과 연관될 수 있으므로, 프리코더와 연관된 전력 소실은 또한 전력 증폭기를 인에이블하고 그 동작점을 적절하게 설정하는 것과 연관된 전력 및 바이어스 전류들을 반영할 수도 있다.

720에서는, 참조 신호들이 수신될 수 있다. 730에서는, 참조 신호들에 기초하여 각 프리코더에 대응하는 송신 채널이 추정될 수 있다. 송신 채널은 사용되는 프리코더의 함수임으로써 프리코더에 대응할 수 있다. 송신 채널 추정치들은 안테나 요소 당 또는 포트 당 채널 추정치들의 공액과 프리코더의 내적일 수 있다. 740에서는, 가능한 구현에 따라 제1 채널 품질 메트릭이 참조 신호들에 기초하여 생성될 수 있다.

750에서는, 송신 채널의 추정치가 각 프리코더에 대한 전력 메트릭에 기초하여 스케일링될 수 있다. 스케일링은 송신 채널 추정치에 스케일링 계수를 곱하는 것, 송신 채널을 스케일링 계수로 나누는 것, 또는 달리 스케일링 계수를 송신 채널 추정치에 적용하는 것을 포함할 수 있다. 전력 메트릭은, 예를 들어 스케일링이 나누기인 경우, 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 전력의 차이의 제곱근에 기초하거나, 또는 예를 들어 스케일링이 곱하기인 경우, 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 전력의 차이의 제곱근의 역수에 기초할 수 있다. 복수의 프리코더의 각 프리코더의 전력의 차이의 제곱근이 스케일링 계수일 수 있다.

760에서는, 송신 채널의 스케일링된 추정치에 기초하여 각 프리코더에 대한 제2 채널 품질 메트릭이 생성될 수 있다. 제2 채널 품질 메트릭은 제1 채널 품질 메트릭을 결정하기 이전, 이후, 또는 동시에 결정될 수 있다. 제2 채널 품질 메트릭은 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio, SINR), 비트 당 평균 상호 정보(Mean Mutual Information Per Bit, MMIB), 지수적 유효 SINR 메트릭(Exponential Effective SINR Metric, EESM), 채널 용량, 스루풋 추정치, 및/또는 임의의 다른 채널 품질 메트릭일 수 있다.

770에서는, 각 프리코더에 대한 제2 채널 품질 메트릭들을 서로 비교하여 가장 큰 제2 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더를 결정할 수 있다. 780에서는, 가장 큰 제2 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 가장 큰 제2 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더에 대한 제1 채널 품질 메트릭과 함께 송신할 수 있다.

도 8은 가능한 실시예에 따른 유닛들(101, 102, 103 및/또는 104)과 같은 송신기 및/또는 송신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(800)이다. 810에서는, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭이 생성될 수 있다. 전력 메트릭은 참조 프리코더 전력으로부터 복수의 프리코더 각각의 추정된 전력의 차이일 수 있거나, 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 방사 전력일 수 있거나, 임의의 다른 전력 메트릭일 수 있다. 820에서는, 전력 메트릭이 송신될 수 있다. 830에서는, 참조 신호들이 송신될 수 있다. 840에서는, 전력 메트릭 및 참조 신호들에 기초하여 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스가 수신될 수 있다. 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더와 함께 별개의 품질 메트릭이 수신될 수 있다.

도 9는 가능한 실시예에 따른 유닛들(101, 102, 103 및/또는 104)과 같은 송신기 및/또는 송신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(900)이다. 910에서는, 데이터 신호가 수신될 수 있다. 데이터 신호는 제어기로부터, 장치에서의 요소들 및/또는 회로로부터, 사용자 입력으로부터, 무선 데이터 연결로부터, 또는 송신을 위한 신호를 제공하는 임의의 다른 요소로부터 수신될 수 있다. 920에서는, 데이터 신호가 프리코딩될 수 있다.

930에서는, 프리코더가 적용될 때 복수의 안테나로부터의 전력의 측정된 반사 손실(return loss)에 기초하여 프리코더 의존적인 스케일링 계수가 결정될 수 있다. 예를 들어, 안테나들로부터의 전력의 반사 손실은 안테나 어레이의 안테나들의 세트에 대한 전력의 평균 측정된 반사 손실에 기초하여 각 프리코더에 대해 개별적으로 추정될 수 있다. 이는 dB 평균 대신 선형 평균일 수 있다. 예를 들어, 반사 손실들은 dB로 변환하기 전에 평균될 수 있다. 안테나들로부터의 전력의 반사 손실은 또한 안테나 어레이 내의 각 안테나에 대한 송신 라인상의 전압 정재파비(VSWR)의 측정치들로부터 계산된 안테나 어레이로부터 반사된 전력의 분율에 기초하여 각 프리코더에 대해 추정될 수 있다. 안테나 요소에 대한 반사 계수

는

에 의해 주어지고,

여기서 VSWR은 안테나 요소에 대한 전압 정재파비일 수 있고, 반사된 전력의 분율은

에 의해 주어질 수 있다. 안테나들로부터의 전력의 반사 손실은 또한 각 안테나 요소에 대한 아이솔레이터의 리턴 부하로의 안테나 어레이로부터 반사된 전력의 분율의 측정치들에 기초하여 각 프리코더에 대해 추정될 수 있다. 안테나들로부터의 전력의 반사 손실은 또한 방향성 결합기를 사용하여 측정된 프리코더의 함수로서 안테나 어레이로부터 반사되어 리턴 부하로 전달되는 전력의 분율에 기초하여 각 프리코더에 대해 추정될 수 있다. 안테나들로부터의 전력의 반사 손실은 또한 안테나 어레이 서브시스템의 s-파라미터들의 측정치들에 기초하여 각 프리코더에 대해 추정될 수 있다.

940에서는, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대해 프리코더 의존적인 스케일링 계수가 송신될 수 있다. 대안적으로, 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대해 프리코더 의존적인 스케일링 계수의 함수가 송신될 수 있다. 예를 들어, 스케일링 계수의 함수는 스케일링 계수의 로그일 수 있거나, 미리 결정된 스케일링 계수의 테이블에 대한 인덱스일 수 있거나, 스케일링 계수의 제곱일 수 있거나, 스케일링 계수의 임의의 다른 함수일 수 있다. 또 다른 예로서, 테이블에 대한 인덱스는 스케일링 계수들의 수를 제한할 수 있으며, 이는 스케일링 계수를 송신하는 데 필요한 비트들의 수를 감소시키고 송신기에서 스케일링 계수들을 적용하는 것을 더 용이하게 하는 데 유용할 수 있다. 또한, 각 프리코더에 대한 스케일링 계수를 결정하는 데 사용되는 행렬 Q가 시그널링될 수 있다. 행렬 Q는 어레이의 임피던스 행렬, 소스 모델, 및/또는 소스 임피던스의 함수일 수 있다. 스케일링이 없는 프리코더 w에 대응하는 방사 전력 P_T(w)는

에 의해 주어질 수 있다.

예를 들어, 스케일링 계수는 (P_T(w))^-1/2에 비례할 수 있다. 송신된 전력은 방사 전력일 수 있다. P_T(w)는 스케일링이 없는 송신된 전력일 수 있다.

950에서는, 프리코딩된 데이터 신호가 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 사용하여 스케일링될 수 있다. 스케일링은 프리코딩된 데이터 신호가 송신 안테나 어레이에 도달하기 전에 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 적용하는 것을 포함할 수 있다. 스케일링은 디지털-아날로그 변환기(D/A) 이전, D/A 이후, 믹서 이전, 또는 믹서 이후 적용될 수 있지만, 다르게는 프리코딩된 데이터 신호가 송신 안테나 어레이에 도달하기 전에 적용될 수 있다. 프리코딩된 데이터 신호를 스케일링하는 것은 또한 복수의 프리코더 의존적인 스케일링 벡터에 의해 복수의 프리코딩된 데이터 신호를 스케일링하는 것을 포함할 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 신호는 스케일링된 프리코딩된 PDSCH 신호 또는 스케일링된 프리코딩된 데이터 심볼들을 포함할 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 신호는 또한 스케일링된 프리코딩된 DMRS 신호 또는 채널 품질 추정치를 결정하기 위해 수신 디바이스에 의해 사용될 수 있는 임의의 다른 스케일링된 프리코딩된 신호를 포함할 수 있다. 또한, 복조 참조 심볼들이 스케일링될 수 있다.

960에서는, 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호가 복수의 안테나를 통해 송신될 수 있다. 또한, 스케일링된 프리코딩된 복조 참조 심볼들이 복수의 안테나를 통해 송신될 수 있다.

도 10은 가능한 실시예에 따른 유닛들(101, 102, 103 및/또는 104)과 같은 수신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(1000)이다. 1010에서는, 참조 신호들이 수신될 수 있다. 참조 신호들은 복조 참조 심볼들일 수 있다.

1015에서는, 복수의 프리코더 각각에 대한 송신 채널이 수신된 참조 신호들에 기초하여 추정될 수 있다. 각 프리코더에 대한 송신 채널은 안테나 당 채널 추정치들의 공액과 각 프리코더의 프리코딩 벡터의 내적을 계산하고 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 의해 스케일링하는 것에 의해 추정될 수 있다. 안테나 요소는 안테나 포트일 수 있으며, 여기서 안테나 포트는 안테나 요소들의 가중 선형 결합으로 정의될 수 있다. 포트는 안테나 요소들의 세트와 이들에 적용되는 가중치들 모두에 의해 정의될 수 있다. 이는 안테나 요소들을 참조하는 모든 실시예들에 적용될 수 있다. 복수의 프리코더 각각에 대한 송신 채널은 또한 수신된 참조 신호들 및 각각의 대응하는 프리코더 의존적인 스케일 계수에 기초하여 추정될 수 있다.

1020에서는, 적어도 하나의 프리코더에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보가 수신될 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보는 프리코딩된 데이터 신호들의 스케일링에 사용되는 복수의 프리코더 의존적인 스케일링 계수와 같은, 프리코딩된 데이터 신호들의 스케일링에 사용되는 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 포함할 수 있다. 또한, 스케일링 계수에 관한 정보를 포함하는 신호가 수신될 수 있다. 예를 들어, 복조 참조 심볼들이 사용되지 않는다면, 데이터에 사용된 프리코더 인덱스가 수신 디바이스로 전송되고 수신 디바이스에 의해 수신될 수 있다. 스케일링 계수에 관한 수신된 정보는 실제 스케일링 계수일 수 있거나, 스케일링 계수에 대한 인덱스일 수 있거나, 및/또는 스케일링 계수에 관한 임의의 다른 정보일 수 있다. 신호는 각 프리코더에 대한 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 결정하는 데 사용되는 행렬 Q를 포함할 수 있다. 행렬 Q에 의해 주어진, 각 프리코더 w에 대한 스케일링이 없는, 송신된 전력 P_T(w)는

에 기초할 수 있다.

1025에서는, 송신 채널의 프리코더 의존적인 스케일링된 추정치에 기초하여 각 프리코더에 대해 채널 품질 메트릭이 생성될 수 있다. 예를 들어, 채널 품질 메트릭은 채널 품질 지시자(CQI), 신호 강도, 신호 대 간섭 및 잡음비(SINR), 또는 임의의 다른 채널 품질 메트릭일 수 있다.

1030에서는, 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스가 선택될 수 있다. 1035에서는, 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스가 송신될 수 있다. 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스와 함께 대응하는 채널 품질 메트릭이 송신될 수 있다.

1040에서는, 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호가 수신될 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복조 참조 심볼들을 포함할 수 있다. 1045에서는, 복조 참조 심볼 채널 추정치가 추정될 수 있다. 1050에서는, 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호에 사용되는 프리코더에 대한 송신 채널 추정치를 복조 참조 심볼 채널 추정치와 비교할 수 있다.

1055에서는, 복조 참조 심볼 채널 추정치를 송신 채널 추정치와 비교함으로써 프리코더에 대한, 프리코더 의존적인 스케일링 계수와 같은 스케일 계수가 결정될 수 있다. 수신 디바이스는 복조 참조 심볼들에 사용되는 프리코더에 대한 스케일링 계수를 추정할 수 있다. 그러한 경우, 송신 디바이스는 수신기가 각 프리코더에 대한 스케일링 계수를 학습할 수 있도록 각 프리코더를 사용하여 데이터를 전송할 수 있다. 복조 참조 심볼들이 사용되는 경우, 프리코더 의존적인 스케일링 계수는 복조에 사용되지 않을 수 있고 채널 품질 평가를 위해서만 사용될 수 있다. 수신기는 복조 참조 심볼들이 사용되는 것으로 가정하고, 복조 참조 심볼들에 대한 채널 추정치를 프리코더 기반 채널 추정치들과 비교함으로써 스케일링 계수들을 학습할 수 있다. 이렇게 하기 위해, 수신기에 데이터에 사용된 프리코더를 알려줄 수 있다. 대안적으로, 수신기는 프리코더들 각각에 대한 채널을 추정하고 대응하는 추정치가 복조 참조 심볼들에 대한 채널 추정치와 가장 일치하는 프리코더를 선택함으로써 어느 프리코더가 사용되었는지를 결정할 수 있다. 수신기가 모든 프리코더들에 대한 스케일 계수를 학습할 때까지는, 수신기는 각 프리코더에 대한 CQI를 적절히 추정하여 최고의 프리코더에 대한 인덱스를 전송하지 않을 수도 있는데 그 이유는 수신기가 프리코더 기반 채널 추정치에 적용할 스케일링 계수를 모를 수 있기 때문이다. 수신기는 스케일 계수들을 획득하기 위해 초기에 학습 단계를 거칠 수 있다. 학습 단계 동안, 수신기는 스케일링 계수들이 올바른 값으로 업데이트될 때까지 모든 스케일링 계수들이 1이라고 가정할 수 있다. 수신기가 각 프리코더에 대한 스케일링 계수를 알게 되면, 수신기는 각 프리코더에 대한 CQI를 올바르게 평가할 수 있다.

1060에서는, 스케일링된 프리코더 기반 채널 추정치를 생성하기 위해 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호에 사용되는 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 송신 채널의 추정치가 스케일링될 수 있다. 송신 채널의 스케일링된 추정치는 CQI 추정을 위해, 복조를 위해, 그리고 다른 목적들을 위해 사용될 수 있다. 프리코더는 주어진 서브프레임의 상이한 리소스 블록들에 대해 상이할 수 있다.

1065에서는, 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호가 복조될 수 있다. 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 복조될 수 있다. 복조는 송신 채널의 스케일링된 프리코더 기반 추정치에 기초하여 데이터 심볼들을 복조하는 것을 포함할 수 있다. 복조 참조 심볼들이 사용되는 경우 복조에 스케일링이 필요하지 않을 수도 있다. 복조 참조 심볼들이 사용되지 않으면, 프리코더 기반 채널 추정치가 신호를 복조하는 데 사용될 수 있다.

도 11은 가능한 실시예에 따른 유닛들(101, 102, 103 및/또는 104), 또는 임의의 다른 송신 및/또는 수신 디바이스와 같은 장치(1100)의 예시적인 블록도이다. 장치(1100)는 하우징(1110), 하우징(1110)에 결합된 제어기(1120), 제어기(1120)에 결합된 오디오 입력 및 출력 회로(1130), 제어기(1120)에 결합된 디스플레이(1140), 제어기(1120)에 결합된 송수신기(1150), 송수신기(1150)에 결합된 복수의 안테나(1152 및 1154), 제어기(1120)에 결합된 사용자 인터페이스(1160), 제어기(1120)에 결합된 메모리(1170), 및 제어기(1120)에 결합된 네트워크 인터페이스(1180)를 포함할 수 있다. 장치(1100)는 모든 실시예들에서 설명된 방법들을 수행할 수 있다.

디스플레이(1140)는 뷰파인더, 액정 디스플레이(LCD), 발광 다이오드(LED) 디스플레이, 플라즈마 디스플레이, 프로젝션 디스플레이, 터치 스크린, 또는 정보를 디스플레이하는 임의의 다른 디바이스일 수 있다. 송수신기(1150)는 송신기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다. 오디오 입력 및 출력 회로(1130)는 마이크로폰, 스피커, 변환기, 또는 임의의 다른 오디오 입력 및 출력 회로를 포함할 수 있다. 사용자 인터페이스(1160)는 키패드, 키보드, 버튼들, 터치 패드, 조이스틱, 터치 스크린 디스플레이, 다른 추가 디스플레이, 또는 사용자와 디바이스 사이의 인터페이스를 제공하는 데 유용한 임의의 다른 디바이스를 포함할 수 있다. 네트워크 인터페이스(1180)는 범용 직렬 버스(USB) 포트, 이더넷 포트, 적외선 송신기/수신기, IEEE 1394 포트, WLAN 송수신기, 또는 장치를 네트워크, 디바이스 또는 컴퓨터에 연결할 수 있는 그리고 데이터 통신 신호들을 송수신할 수 있는 임의의 다른 인터페이스일 수 있다. 메모리(1170)는 랜덤 액세스 메모리, 판독 전용 메모리, 광 메모리, 플래시 메모리, 이동식 메모리, 하드 드라이브, 캐시, 또는 무선 통신 디바이스에 결합될 수 있는 임의의 다른 메모리를 포함할 수 있다.

장치(1100) 또는 제어기(1120)는 마이크로소프트 윈도(Microsoft Windows®), 유닉스(UNIX®), 또는 리눅스(LINUX®), 안드로이드(Android™), 또는 임의의 다른 운영 체제와 같은 임의의 운영 체제를 구현할 수 있다. 장치 운영 소프트웨어는 예를 들어 C, C++, 자바(Java) 또는 비주얼 베이직(Visual Basic)과 같은 임의의 프로그래밍 언어로 작성될 수 있다. 장치 소프트웨어는 또한 예를 들어 Java® 프레임워크, .NET® 프레임워크, 또는 임의의 다른 애플리케이션 프레임워크와 같은 애플리케이션 프레임워크상에서 실행될 수 있다. 소프트웨어 및/또는 운영 체제는 메모리(1170)에 또는 장치(1100)상의 다른 곳에 저장될 수 있다. 장치(1100) 및/또는 제어기(1120)는 또한 개시된 동작들을 구현하기 위해 하드웨어를 사용할 수 있다. 예를 들어, 제어기(1120)는 임의의 프로그램 가능 프로세서일 수 있다. 또한, 개시된 실시예는 범용 또는 특수 목적 컴퓨터, 프로그램된 마이크로프로세서 또는 마이크로프로세서, 주변 집적 회로 요소들, 주문형 집적 회로 또는 다른 집적 회로들, 개별 요소 회로와 같은 하드웨어/전자 로직 회로들, 프로그래머블 로직 어레이, 필드 프로그래머블 게이트 어레이와 같은 프로그래머블 로직 디바이스, 클라우드 컴퓨팅, 또는 실시예들을 수행하기 위한 다른 요소들에 구현될 수 있다. 일반적으로, 제어기(1120)는 무선 통신 디바이스를 동작시키고 개시된 실시예들을 구현할 수 있는 임의의 제어기 또는 프로세서 디바이스 또는 디바이스들일 수 있다.

가능한 실시예에 따른 동작에서, 송수신기(1150)는 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭을 수신하고 참조 신호들을 수신할 수 있다. 전력 메트릭은 참조 프리코더 전력으로부터 복수의 프리코더 각각의 추정된 전력의 차이일 수 있다. 전력 메트릭은 또한 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 방사 전력일 수 있다. 제어기(1120)는 참조 신호들에 기초하여 각 프리코더에 대응하는 송신 채널을 추정할 수 있다. 제어기(1120)는 각 프리코더에 대한 전력 메트릭에 기초하여 송신 채널의 추정치를 스케일링할 수 있다. 송신 채널의 추정치는 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 전력의 차이의 제곱근에 기초하여 스케일링될 수 있다. 제어기(1120)는 송신 채널의 스케일링된 추정치에 기초하여 각 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 생성할 수 있다. 채널 품질 메트릭은 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio, SINR), 비트 당 상호 정보(Mutual Information Per Bit, MMIB), 지수적 유효 SINR 메트릭(Exponential Effective SINR Metric, EESM), 채널 용량, 스루풋 추정치, 및/또는 임의의 다른 채널 품질 메트릭일 수 있다. 제어기(1120)는 각 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 비교하여 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더를 결정할 수 있다. 송수신기(1150)는 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 송신할 수 있다.

이 실시예의 가능한 구현에 따르면, 채널 품질 메트릭은 제1 채널 품질 메트릭일 수 있다. 제어기(1120)는 참조 신호들에 기초하여 제2 채널 품질 메트릭을 생성할 수 있다. 그 후 송수신기(1150)는 가장 큰 제2 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스 및 이 동일한 프리코더에 대한 제1 채널 품질 메트릭을 송신할 수 있다.

다른 가능한 실시예에 따르면, 제어기(1120)는 복수의 프리코더의 각 프리코더에 대응하는 전력 메트릭을 생성할 수 있다. 전력 메트릭은 복수의 프리코더의 각 프리코더의 추정된 방사 전력 또는 참조 프리코더 전력으로부터 복수의 프리코더 각각의 추정된 전력의 차이일 수 있다. 송수신기(1150)는 전력 메트릭을 송신하고, 참조 신호들을 송신하고, 전력 메트릭 및 참조 신호들에 기초하여 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 수신할 수 있다.

다른 가능한 실시예에 따르면, 송수신기(1150)는 데이터 신호를 수신할 수 있다. 제어기(1120)는 데이터 신호를 프리코딩하고 프리코딩된 데이터 신호를 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 사용하여 스케일링할 수 있다. 송수신기(1150)는 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 복수의 안테나를 통해 송신할 수 있다.

다른 가능한 실시예에 따르면, 송수신기(1150)는 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 수신할 수 있다. 제어기(1120)는 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 복조할 수 있다.

본 개시가 그의 특정 실시예들에 대해 설명되었지만, 많은 대안들, 변경들, 및 변형들이 이 분야의 통상의 기술자에게 명백할 것임이 분명하다. 예를 들어, 실시예들의 다양한 컴포넌트들은 다른 실시예들에서 상호 교환, 부가, 또는 대체될 수 있다. 또한, 각 도면의 모든 요소들이 개시된 실시예들의 동작에 필수적인 것은 아니다. 예를 들어, 개시된 실시예들의 기술 분야의 통상의 기술자는 독립 청구항들의 요소들을 단순히 채용함으로써 본 개시의 교시들을 실시 및 이용할 수 있을 것이다. 따라서, 본 명세서에 기재된 바와 같은 개시의 실시예들은 제한하는 것이 아니라, 예시적인 것으로 의도된다. 본 개시의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고서 다양한 변경들이 이루어질 수 있다.

본 명세서에서, "제1", "제2" 등과 같은 관계 용어들은 오직 하나의 엔티티 또는 동작을 다른 엔티티 또는 동작과 구별하기 위해 사용될 수 있고 그러한 엔티티들 또는 동작들 사이의 임의의 실제 그러한 관계 또는 순서를 반드시 요구하거나 암시하는 것은 아니다. 목록 다음에 오는 "~ 중 적어도 하나"라는 문구는 목록에 있는 요소들 중 하나, 일부 또는 전부를 의미하는 것으로 정의되지만, 반드시 전부를 의미하는 것은 아니다. "포함한다", "포함하는"이라는 용어들 또는 이들의 임의의 다른 변형은 비배타적 포함을 커버하려고 하는 것이며, 따라서 요소들의 목록을 포함하는 프로세스, 방법, 물품, 또는 장치는 그러한 요소들만을 포함하는 것이 아니라 명시적으로 열거되지 않은 또는 그러한 프로세스, 방법, 물품, 또는 장치에 고유한 다른 요소들을 포함할 수도 있다. 단수 표현("a", "an", 등)에 이어지는 요소는, 더 많은 제약들이 없다면, 그 요소를 포함하는 프로세스, 방법, 물품, 또는 장치 내에 부가적인 동일 요소들의 존재를 배제하지 않는다. 또한, "다른"이라는 용어는 적어도 제2 또는 그 이상으로 정의된다. 본 명세서에서 사용되는, "포함하는(including)", "갖는(having)" 등의 용어들은, "포함하는(comprising)"으로서 정의된다. 또한, 배경 섹션은 출원시의 일부 실시예들의 맥락에 대한 발명자 자신의 이해로서 작성된 것이고 현존하는 기술들에서의 임의의 문제들 및/또는 발명자 자신의 작업에서 경험된 문제들에 대한 발명자 자신의 인식을 포함한다.

Claims

방법으로서,
프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 수신하는 단계 - 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 상기 데이터 신호를 프리코딩하기 위해 사용되는 프리코더에 의존하는 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 이용함으로써 스케일링됨 -; 및
상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 복조하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
프리코더에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보를 수신하는 단계 - 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보는 프리코딩된 데이터 신호의 스케일링을 위해 사용되는 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 포함함 -;
스케일링된 프리코더 기반 채널 추정치를 생성하기 위해 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 위해 사용되는 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 송신 채널의 추정치를 스케일링하는 단계
를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 송신 채널의 상기 프리코더 의존적인 스케일링된 추정치에 기초하여 각각의 프리코더에 대한 채널 품질 메트릭을 생성하는 단계;
가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 선택하는 단계; 및
상기 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 송신하는 단계
를 더 포함하는 방법.
제3항에 있어서,
상기 프리코더의 인덱스를 송신하는 단계는 대응하는 채널 품질 메트릭과 함께 상기 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 송신하는 단계를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서,
참조 신호들을 수신하는 단계; 및
상기 수신된 참조 신호들에 기초하여 복수의 프리코더 각각에 대한 송신 채널을 추정하는 단계
를 더 포함하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 참조 신호들은 복조 참조 심볼들을 포함하고,
상기 방법은 상기 추정된 송신 채널에 기초하여 데이터 심볼들을 복조하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제5항에 있어서,
상기 송신 채널을 추정하는 단계는 각각의 프리코더의 프리코딩 벡터와 안테나 당 채널 추정치들의 공액의 내적을 계산하고, 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 의해 스케일링함으로써 각각의 프리코더에 대한 송신 채널을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복조 참조 심볼들을 포함하고,
상기 방법은:
참조 신호들을 수신하는 단계;
상기 수신된 참조 신호들 및 각각의 대응하는 프리코더 의존적인 스케일 계수에 기초하여 복수의 프리코더들의 각각에 대해 송신 채널을 추정하는 단계;
복조 참조 심볼 채널 추정치를 추정하는 단계;
상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 위해 사용되는 상기 프리코더를 위한 상기 송신 채널 추정치와 상기 복조 참조 심볼 채널 추정치를 비교하는 단계; 및
상기 복조 참조 심볼 채널 추정치와 상기 송신 채널 추정치를 비교함으로써 상기 프리코더를 위한 스케일 계수를 결정하는 단계
를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 복조하는 단계는 상기 송신 채널의 상기 스케일링된 프리코더 기반 추정치에 기초하여 데이터 심볼들을 복조하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 스케일링 계수에 대한 정보를 포함하는 신호를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
제10항에 있어서, 상기 신호를 수신하는 단계는 각각의 프리코더를 위한 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 결정하기 위해 사용되는 행렬 Q를 수신하는 단계를 포함하는 방법.
제10항에 있어서, 행렬 Q에 의해 주어진, 각각의 프리코더 w에 대한 스케일링이 없는, 송신된 전력 P_T(w)는
에 기초하는 방법.
장치로서,
프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 수신하는 송수신기 - 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 상기 데이터 신호를 프리코딩하기 위해 사용되는 프리코더에 의존하는 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 이용함으로써 스케일링됨 -; 및
상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 복조하는 제어기
를 포함하는 장치.
제13항에 있어서,
상기 송수신기는 프리코더에 기초하여 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보를 수신하고 - 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호 정보는 프리코딩된 데이터 신호의 스케일링을 위해 사용되는 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수를 포함함 -, 그리고
상기 제어기는 스케일링된 프리코더 기반 채널 추정치를 생성하기 위해 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 위해 사용되는 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 기초하여 송신 채널의 추정치를 스케일링하는 장치.
제14항에 있어서,
상기 제어기는 상기 송신 채널의 상기 프리코더 의존적인 스케일링된 추정치에 기초하여 각각의 프리코더를 위한 채널 품질 메트릭을 생성하고,
상기 제어기는 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 선택하고,
상기 송수신기는 상기 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 송신하는, 장치.
제15항에 있어서, 상기 프리코더의 인덱스를 송신하는 것은, 대응하는 채널 품질 메트릭과 함께 상기 가장 큰 채널 품질 메트릭을 갖는 프리코더의 인덱스를 송신하는 것을 더 포함하는, 장치.
제14항에 있어서,
상기 송수신기는 참조 신호들을 수신하고, 그리고
상기 제어기는 상기 수신된 참조 신호들에 기초하여 복수의 프리코더 각각에 대한 송신 채널을 추정하는, 장치.
제17항에 있어서,
상기 참조 신호들은 복조 참조 심볼들을 포함하고, 그리고
성기 제어기는 상기 추정된 송신 채널에 기초하여 데이터 심볼들을 복조하는, 장치.
제17항에 있어서,
상기 송신 채널을 추정하는 것은 각각의 프리코더의 프리코딩 벡터와 안테나 당 채널 추정치들의 공액의 내적을 계산하고, 상기 프리코더 의존적인 스케일링 계수에 의해 스케일링함으로써 각각의 프리코더에 대한 송신 채널을 추정하는 것을 포함하는, 장치.
제19항에 있어서,
상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호는 복조 참조 심볼들을 포함하고,
상기 송수신기는 참조 신호들을 수신하고,
상기 제어기는 상기 수신된 참조 신호들 및 각각의 대응하는 프리코더 의존적인 스케일 계수에 기초하여 복수의 프리코더 각각에 대한 송신 채널을 추정하고,
상기 제어기는 복조 참조 심볼 채널 추정치를 추정하고,
상기 제어기는 상기 스케일링된 프리코딩된 데이터 신호를 위해 사용되는 상기 프리코더에 대한 상기 송신 채널 추정치를 상기 복조 참조 심볼 채널 추정치와 비교하고,
상기 제어기는 상기 복조 참조 심볼 채널 추정치와 상기 송신 채널 추정치를 비교함으로써 상기 프리코더를 위한 스케일 계수를 결정하는, 장치.