KR20190012341A

KR20190012341A - Dc/dc 컨버터

Info

Publication number: KR20190012341A
Application number: KR1020170095090A
Authority: KR
Inventors: 우영진
Original assignee: 주식회사 실리콘웍스
Priority date: 2017-07-27
Filing date: 2017-07-27
Publication date: 2019-02-11
Also published as: KR102335553B1

Abstract

본 발명은, 인덕터를 경유하지 않는 다른 전력경로를 추가하여 입력에서 출력으로 전달되는 전력경로를 분산시키고, 전력경로의 분산에 따라 인덕터의 전류 부담을 줄이는 DC/DC 컨버터를 제공한다.

Description

DC/DC 컨버터{DC/DC CONVERTER}

본 발명은 전력을 변환하는 컨버터에 관한 것이다.

벅(buck) 컨버터, 부스트(boost) 컨버터, 벅-부스트(buck-boost) 컨버터로 알려진 일반적인 컨버터들은 인덕터의 전류를 빌드업하고 빌드업된 인덕터의 전류를 이용하여 출력전압을 제어하는 구조를 가진다.

그런데, 이러한 일반적인 컨버터들은 인덕터를 경유하는 단일 전력경로를 통해 전력을 공급하기 때문에 인덕터 전류의 평균값은 출력전류와 동일하였고, 출력전류(부하전류)가 큰 컨버터는 인덕터의 전류 부담이 커지는 문제가 있었다. 인덕터의 전류 부담이 커지면 인덕터를 구성하는 선(와이어)의 두께가 커지고 이에 따라 인덕터 전체의 부피가 증가하는 문제가 있다.

전자제품의 경박단소화의 추세에 따라 컨버터에서 각 부품들의 부피를 줄이기 위해서는 인덕터의 전류 부담을 줄일 수 있는 기술의 개발이 요구된다.

이러한 배경에서, 본 발명의 목적은, 일 측면에서, 컨버터에서 인덕터의 전류 부담을 줄이는 기술을 제공하는 것이다. 다른 측면에서, 본 발명의 목적은, 컨버터에서 인덕터를 경유하지 않는 다른 전력경로를 추가하여 입력에서 출력으로 전달되는 전력경로를 분산시키는 기술을 제공하는 것이다.

전술한 목적을 달성하기 위하여, 일 측면에서, 본 발명은, 입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서, 중간캐패시터를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로에 의해 중간캐패시터의 양단에 일정 범위의 전압이 형성되는 중간캐패시터부; 및 일측이 제1전압과 연결되는 인덕터를 포함하고, 제1시구간에서 인덕터의 타측으로 입력전압을 공급하여 인덕터의 전류를 증가시키고, 스위칭주기의 제2시구간에서 제2전력경로에 의해 인덕터의 타측에 형성되는 제2전압으로 인덕터의 전류를 감소시키는 인덕터부를 포함하는 DC/DC 컨버터를 제공한다.

이러한 컨버터에서, 제1전력경로는 출력노드로부터 중간캐패시터를 제1방향으로 경유하여 입력노드에 이르는 전력경로이고, 제2전력경로는 출력노드로부터 중간캐패시터를 제2방향으로 경유하여 인덕터에 이르는 전력경로이며, 제2방향은 제1방향의 역방향이고, 입력전압은 제1전압보다 높고 제2전압은 제1전압보다 낮을 수 있다.

제1전압은 그라운드전압이고, 제2전압의 크기는 출력전압을 2배한 값에서 입력전압의 크기를 뺀 것과 실질적으로 같을 수 있다.

입력전압 대비 출력전압의 비율(M)은 M=(1-2D)/(2(1-D))의 관계를 가질 수 있다.

이러한 컨버터는 보조캐패시터를 포함하는 보조캐패시터부를 더 포함할 수 있다. 이러한 보조캐패시터부는 제1시구간에서 보조캐패시터의 일측으로 입력전압이 공급되고 보조캐패시터의 타측으로 제1전압이 공급되면서 보조캐패시터의 양단에 입력전압과 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 제2시구간에서 보조캐패시터가 제2전력경로에 위치하면서 제2전압을 승압시킬 수 있다.

이러한 보조캐패시터부가 더 포함된 컨버터는 입력전압 대비 출력전압의 비율(M)이 M=((-)D)/(2(1-D))의 관계를 가질 수 있다.

다른 측면에서, 본 발명은, 입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서, 제1전력경로, 제2전력경로 및 제3전력경로를 포함하는 DC/DC 컨버터를 제공할 수 있다.

여기서, 제1전력경로는 출력노드, 제1스위치, 중간캐패시터의 일측, 중간캐패시터의 타측, 제2스위치 및 입력노드를 순차적으로 연결하는 전력경로이고, 제2전력경로는 출력노드, 제3스위치, 중간캐패시터의 타측, 중간캐패시터의 일측, 제4스위치, 인덕터의 일측, 인덕터의 타측 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 전력경로일 수 있다. 그리고, 제3전력경로는 입력노드, 제5스위치, 인덕터의 일측, 인덕터의 타측 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 전력경로일 수 있다.

그리고, 이러한 컨버터는 스위칭주기의 제1시구간에서, 제1스위치, 제2스위치 및 제5스위치를 턴온하고 제3스위치 및 제4스위치를 턴오프하여 제1전력경로 및 제3전력경로로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로를 차단하며, 스위칭주기의 제2시구간에서, 제1스위치, 제2스위치 및 제5스위치를 턴오프하고 제3스위치 및 제4스위치를 턴온하여 제1전력경로 및 제3전력경로를 차단하고 제2전력경로로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 저전압노드에서는 입력전압보다 낮은 제1전압이 형성될 수 있다. 그리고, 제2시구간에서 제2전력경로에 의해 인덕터의 일측에는 제1전압보다 낮은 제2전압이 형성될 수 있다.

그리고, 제2전력경로에서 제3스위치 및 중간캐패시터의 타측 사이에 보조캐패시터가 위치하고, 제1시구간에서 보조캐패시터의 일측으로 입력전압이 공급되고 보조캐패시터의 타측으로 제1전압이 공급되면서 보조캐패시터의 양단에 입력전압과 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 제2시구간에서 보조캐패시터가 제2전력경로에 위치하면서 제2전압을 승압시킬 수 있다.

그리고, 제2전력경로에서 제4스위치 및 인덕터의 일측 사이에 보조캐패시터가 위치하고, 제1시구간에서 보조캐패시터의 일측으로 입력전압이 공급되고 보조캐패시터의 타측으로 제1전압이 공급되면서 보조캐패시터의 양단에 입력전압과 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 제2시구간에서 보조캐패시터가 제2전력경로에 위치하면서 제2전압을 승압시킬 수 있다.

그리고, 이러한 컨버터는 보조캐패시터의 타측과 제1전압을 연결시키는 제6스위치를 더 포함하고, 제6스위치는 제1시구간에서 턴온되고 제2시구간에서 턴오프될 수 있다.

또 다른 측면에서, 본 발명은, 입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서, 제1전력경로, 제2전력경로, 제3전력경로 및 제4전력경로를 포함하는 DC/DC 컨버터를 제공할 수 있다.

여기서, 제1전력경로는 출력노드, 제1스위치, 중간캐패시터의 일측, 중간캐패시터의 타측, 제2스위치 및 입력노드를 순차적으로 연결하는 전력경로이고, 제2전력경로는 출력노드, 제3스위치, 보조캐패시터의 일측, 보조캐패시터의 타측, 중간캐패시터의 타측, 중간캐패시터의 일측, 제4스위치, 인덕터의 일측, 인덕터의 타측 및 입력노드를 순차적으로 연결하는 전력경로일 수 있다. 그리고, 제3전력경로는 입력노드, 인덕터의 타측, 인덕터의 일측, 제5스위치 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 전력경로이고, 제4전력경로는 입력노드, 제2스위치, 보조캐패시터의 타측, 보조캐패시터의 일측, 제6스위치 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 전력경로일 수 있다.

그리고, 이러한 컨버터는 스위칭주기의 제1시구간에서, 제1스위치, 제2스위치, 제5스위치 및 제6스위치를 턴온하고 제3스위치 및 제4스위치를 턴오프하여 제1전력경로, 제3전력경로 및 제4전력경로로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로를 차단하며, 스위칭주기의 제2시구간에서, 제1스위치, 제2스위치, 제5스위치 및 제6스위치를 턴오프하고 제3스위치 및 제4스위치를 턴온하여 제1전력경로, 제3전력경로 및 제4전력경로를 차단하고 제2전력경로로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 저전압노드에서는 입력전압보다 낮은 제1전압이 형성될 수 있다. 그리고, 제2시구간에서 제2전력경로에 의해 인덕터의 일측에는 출력전압의 2배의 크기를 가지는 제2전압이 형성될 수 있다.

그리고, 입력전압 대비 출력전압의 비율(M)은 M=1/(2(1-D))의 관계를 가질 수 있다.

그리고, 제1시구간에서, 중간캐패시터의 양단에는 출력전압과 입력전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고 보조캐패시터의 양단에는 입력전압과 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성될 수 있다.

그리고, 출력노드에는 출력캐패시터가 연결되고, 제1시구간에서는 중간캐패시터와 출력캐패시터의 전하공유(charge-sharing)에 의해 출력노드로 전류가 공급되고, 제2시구간에서는 인덕터의 전류에 의해 출력노드로 전류가 공급될 수 있다.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 컨버터에서 인덕터를 경유하지 않는 다른 전력경로가 추가되면서 인덕터의 전류 부담이 감소하고 이에 따라 인덕터의 부피가 감소하는 효과가 있다.

도 1은 일반적인 컨버터의 제1시구간 상태도이다.
도 2는 일반적인 컨버터의 제2시구간 상태도이다.
도 3은 도 1 및 도 2에 도시된 일반적인 컨버터의 주요 파형도이다.
도 4는 일 실시예에 따른 컨버터의 구성도이다.
도 5는 일 실시예에 따른 전력단의 제1시구간 상태도이다.
도 6은 일 실시예에 따른 전력단의 제2시구간 상태도이다.
도 7은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제1예시 전력단의 제1시구간 상태도이다.
도 8은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제1예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.
도 9는 제1예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.
도 10은 제1예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.
도 11은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제2예시 전력단의 제1시구간 상태도이다.
도 12는 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제2예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.
도 13은 제2예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.
도 14는 제2예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.
도 15는 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제3예시 전력단의 제1시구간 상태도이다.
도 16은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제3예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.
도 17은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제4예시 전력단의 제1시구간 상태도이다.
도 18은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제4예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.
도 19는 제4예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.
도 20은 제4예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.

이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.

또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.

도 1은 일반적인 컨버터의 제1시구간 상태도이고, 도 2는 일반적인 컨버터의 제2시구간 상태도이다.

도 1 및 도 2에는 일반적인 컨버터의 일 예로서, 벅 컨버터가 도시되어 있다.

도 1 및 도 2를 참조하면, 일반적인 벅 컨버터(10)는 입력부(12), 인덕터부(14) 및 출력부(16)를 포함할 수 있다.

입력부(12)는 입력전압(Vi)을 공급받는 입력캐패시터(Ci)를 포함하고, 인덕터부(14)는 인덕터(L) 및 복수의 스위치(Sa, Sb)를 포함하며, 출력부(16)는 출력캐패시터(Co)를 포함할 수 있다.

도 1을 참조하면, 일반적인 벅 컨버터(10)에서 제1스위치(Sa)가 턴온되면 인덕터(L)에 전류(iL)가 빌드업된다. 그리고, 인덕터(L)는 빌드업되는 인덕터 전류(iL)를 출력캐패시터(Co)로 전달한다. 제1스위치(Sa)가 턴온될 때, 제2스위치(Sb)는 턴오프된다.

도 2를 참조하면, 일반적인 벅 컨버터(10)에서 제1스위치(Sa)가 턴오프될 때, 제2스위치(Sb)가 턴온되고, 인덕터(L)에 빌드업된 전류(iL)는 제2스위치(Sb) 및 인덕터(L)를 경유하여 출력캐패시터(Co)로 전달되게 된다.

일반적인 벅 컨버터(10)는 매 주기(T)마다 제1스위치(Sa)가 턴온과 턴오프를 반복하고, 제2스위치(Sb)는 턴오프와 턴온을 반복하면서 도 1의 상태와 도 2의 상태를 반복하게 된다.

도 3은 도 1 및 도 2에 도시된 일반적인 컨버터의 주요 파형도이다.

일반적인 컨버터에서 출력캐패시터로 전달되는 전력은 모두 인덕터를 경유하기 때문에 인덕터 전류(iL)의 평균값(iLavg)은 출력전류(io)와 같게 된다. 이에 따라, 출력전류(io)가 커지면 인덕터 전류의 평균값(iLavg)도 커지게 된다.

인덕터 전류가 커지면 인덕터의 부피가 커지는 문제가 있다. 일반적으로 인덕터는 자성체(magnetic material)와 금속성의 와이어로 구성되는데, 자성체의 부피는 컨버터의 최대 전력전달량에 비례하여 커지게 된다. 또한, 와이어는 도선 저항이 있기 때문에 도통되는 전류가 커지면 발열이 증가하게 된다. 이러한 발열을 줄이기 위해 와이어의 두께를 두껍게 하여 도선 저항을 줄일 수 있는데, 이렇게 되면 와이어의 두께로 인해 인덕터의 부피가 커지는 문제가 발생하게 된다.

이러한 일반적인 컨버터에서의 인덕터 전류 부담을 줄이기 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터는 인덕터를 경유하는 전력경로 이외의 다른 전력경로를 이용하여 전류 공급을 분담하는 구조를 제시한다.

일 실시예에 따른 컨버터에 의하면, 인덕터를 거치지 않는 다른 전력경로가 추가적으로 형성되기 때문에 인덕터를 경유하는 전력경로의 전력 분담률이 낮아지게 되고, 인덕터 전류도 낮아지게 된다. 그리고, 인덕터 전류가 낮아지면서 인덕터의 부피도 줄일 수 있게 된다.

도 4는 일 실시예에 따른 컨버터의 구성도이다.

컨버터(100)는 직류전압을 직류전압으로 변환하는 DC/DC 컨버터로서, 전력단(110) 및 제어부(120)를 포함할 수 있다.

전력단(110)은 인덕터, 중간캐패시터 및 복수의 스위치를 포함할 수 있다.

제어부(120)는 제어신호(CTR)를 전력단(110)으로 전송하여 복수의 스위치를 온오프(ON/OFF)제어할 수 있다. 그리고, 전력단(110)은 스위치들의 온오프에 따라 입력전압(Vi)을 출력전압(Vo)으로 변환할 수 있다.

이하에서 전력단(110)의 구성 및 상태가 주로 설명되는데, 이러한 전력단(110)의 스위치들은 제어부(120)에 의해 제어되는 것으로 이해할 수 있다.

도 5는 일 실시예에 따른 전력단의 제1시구간 상태도이고, 도 6은 일 실시예에 따른 전력단의 제2시구간 상태도이다.

도 5 및 도 6을 참조하면, 전력단(110)은 입력부(510), 인덕터부(520), 중간캐패시터부(530), 출력부(540) 및 복수의 스위치(S1 ~ S4)를 포함할 수 있다.

입력부(510)는 입력전압(Vi)이 공급되는 입력캐패시터를 포함할 수 있다. 입력캐패시터는 입력전압(Vi)을 일시적으로 저장하고 입력전압(Vi)에 포함된 노이즈를 필터링할 수 있다. 입력부(510)는 입력캐패시터와 같은 용량성소자 이외에 필요에 따라 초크(choke)와 같은 유도성소자를 더 포함할 수 있다. 이러한 유도성소자는 전자파간섭(EMI: Electro Magnetic Interference)을 완화시키는 기능을 수행할 수 있다.

입력부(510)는 입력노드(Ni)와 연결되면서 입력노드(Ni)에 입력전압(Vi)을 형성할 수 있다.

출력부(540)는 출력전압(Vo)을 부하로 공급하는 출력캐패시터를 포함할 수 있다. 출력캐패시터는 출력전압(Vo)을 일시적으로 저장하고 출력전압(Vo)에 포함된 노이즈를 필터링할 수 있다. 출력부(540)는 출력캐패시터와 같은 용량성소자 이외에 필요에 따라 출력인덕터와 같은 유도성소자를 더 포함할 수 있다. 이러한 유도성소자는 출력노이즈를 완화시키는 기능을 수행할 수 있다.

출력부(540)는 출력노드(No)와 연결되면서 출력노드(No)에 형성되는 출력전압(Vo)을 일정 범위 이내로 유지할 수 있다.

인덕터부(520)는 인덕터(L)를 포함하면서 스위칭주기의 제1시구간에서 인덕터(L)의 전류를 빌드업하고 제2시구간에서 빌드업된 인덕터(L)의 전류를 제2전력경로(P2)로 흐르게 할 수 있다.

중간캐패시터부(530)는 중간캐패시터(Cfy)를 포함하면서 제1시구간에서 제1전력경로(P1)로 전류가 흐를 수 있게 한다. 그리고, 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 위치하는 중간캐패시터(Cfy)의 양단에는 일정 범위의 전압-예를 들어, 출력전압(Vo)과 입력전압(Vi)의 차이에 해당되는 전압-이 형성되는데, 이러한 전압은 제2시구간에서 제2전력경로(P2)에 직렬로 위치하면서 인덕터(L)에 공급되는 전압을 승압시키거나 감압시킬 수 있다.

스위칭주기의 제1시구간에서는 제1전력경로(P1) 및 제3전력경로(P3)가 형성되고, 제2시구간에서는 제2전력경로(P2)가 형성되는데, 이러한 전력경로(P1 ~ P3)는 복수의 스위치(S1 ~ S4)에 의해 결정될 수 있다.

중간캐패시터부(530)는 일 단자가 제1노드(N1)와 연결되고, 다른 일 단자가 제2노드(N2)와 연결되며, 또 다른 일 단자가 중간노드(Nc)와 연결될 수 있다.

인덕터부(520)는 일 단자가 입력노드(Ni)와 연결되고, 다른 일 단자가가 저전압노드(Ng)와 연결되며, 또 다른 일 단자가 제3노드(N3)와 연결될 수 있다.

복수의 스위치(S1 ~ S4)는 이러한 노드들(Ni, N1 ~ N3, Ng, No) 사이의 연결을 제어하면서 전력단(110) 내에 여러 전력경로(P1 ~ P3)를 형성할 수 있다.

제1스위치(S1)는 출력노드(No)와 중간노드(Nc)의 연결을 제어하고, 제2스위치(S2)는 제1노드(N1)와 입력노드(Ni)의 연결을 제어할 수 있다. 그리고, 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴온되면, 출력노드(No), 중간노드(Nc), 중간캐패시터부(530), 제1노드(N1) 및 입력노드(Ni)로 연결되는 제1전력경로(P1)가 형성될 수 있다.

제3스위치(S3)는 출력노드(No)와 제2노드(N2)의 연결을 제어하고, 제4스위치(S4)는 중간노드(Nc) 및 제3노드(N3) 사이의 연결을 제어할 수 있다. 그리고, 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면, 출력노드(No), 제2노드(N2), 중간캐패시터부(530), 중간노드(Nc), 제3노드(N3), 인덕터부(520) 및 저전압노드(Ng)로 연결되거나 출력노드(No), 제2노드(N2), 중간캐패시터부(530), 중간노드(Nc), 제3노드(N3), 인덕터부(520) 및 입력노드(Ni)로 연결되는 제2전력경로(P2)가 형성될 수 있다.

스위칭주기의 제1시구간에서는 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴온되면서, 제1전력경로(P1) 및 제3전력경로(P3)가 형성되고, 제2시구간에서는 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 제2전력경로(P2)가 형성될 수 있다.

이와 같이 일 실시예에 따른 컨버터에서는 시구간별로 출력노드(No)와 연결되는 서로 다른 전력경로(P1, P2)가 형성되면서 전력을 분담할 수 있고 인덕터(L)의 사이즈를 줄일 수 있다.

도 7 내지 도 10을 참조하여, 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 전력단의 제1예시 구성을 설명하고, 도 11 내지 도 14를 참조하여, 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 전력단의 제2예시 구성을 설명하며, 도 15 및 도 16을 참조하여, 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 전력단의 제3예시 구성을 설명한다. 그리고, 도 17 내지 도 20을 참조하여, 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 전력단의 제4예시 구성을 설명한다.

도 7은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제1예시 전력단의 제1시구간 상태도이고, 도 8은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제1예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.

도 7을 참조하면, 전력단(700)은 입력부(710), 인덕터부(720), 중간캐패시터부(730), 출력부(740) 및 복수의 스위치(S1 ~ S4)를 포함할 수 있다.

입력부(710)는 일측이 입력노드(Ni)와 연결되고 타측이 저전압노드(Ng)에 연결되는 입력캐패시터(Ci)를 포함할 수 있다. 그리고, 입력노드(Ni)로는 입력전압(Vi)이 공급되고 저전압노드(Ng)로는 그라운드전압-예를 들어, 0V 전압-이 공급될 수 있다.

출력부(740)는 일측이 출력노드(No)와 연결되고 타측이 저전압노드(Ng)에 연결되는 출력캐패시터(Co)를 포함할 수 있다. 출력노드(No)에는 출력전압(Vo)이 형성되는데, 출력전압(Vo)은 부하로 공급될 수 있다.

중간캐패시터부(730)는 중간캐패시터(Cfy)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 의해 중간캐패시터(Cfy)의 양단에 일정 범위의 전압(Vc)이 형성될 수 있다. 중간캐패시터(Cfy)는 스위칭주기에서 충전과 방전이 반복하기 때문에 전압(Vc)이 변동할 수 있다. 그런데, 일 실시예에 적용되는 중간캐패시터(Cfy)는 용량이 충분히 커서 변동의 폭이 제한적일 수 있다.

예를 들어, 도 7 및 도 8을 참조하면, 제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 출력노드(No)로부터 공급되는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 방전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2)의 전류에 의해 충전될 수 있다.

제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 방전되는데, 중간캐패시터(Cfy)는 양단 전압(Vc)이 출력전압(Vo)과 입력전압(Vi)의 차이와 같아질 때까지 방전될 수 있다.

[수학식 1]

Vc = Vo - Vi

그리고, 제2시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2)의 전류에 의해 충전될 수 있다. 이때, 제2전력경로(P2)의 전류는 인덕터(L)의 전류와 같을 수 있다.

중간캐패시터(Cfy)는 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 위치하고 제2시구간에서 제2전력경로(P2)에 위치할 수 있다.

중간캐패시터(Cfy)의 제1측은 중간노드(Nc)와 연결되고 제2측은 제1노드(N1) 및 제2노드(N2)와 연결될 수 있다. 그런데, 제1시구간에서 제1노드(N1)와 입력노드(Ni)의 연결을 제어하는 제2스위치(S2)가 턴온되고 중간노드(Nc)와 출력노드(No)의 연결을 제어하는 제1스위치(S1)가 턴온되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)에 위치하게 된다. 그리고, 제2시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴오프되고, 출력노드(No)와 제2노드(N2)의 연결을 제어하는 제3스위치(S3)가 턴온되고 중간노드(Nc)와 제3노드(N3)의 연결을 제어하는 제4스위치(S4)가 턴온되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로에 위치하게 된다.

중간캐패시터(Cfy)는 제1시구간과 제2시구간에서 서로 다른 전력경로에 위치하면서 충전과 방전을 반복할 수 있다.

제1전력경로(P1)와 제2전력경로(P2)에서 중간캐패시터(Cfy)에는 서로 다른 방향으로 전류가 유출입될 수 있다. 제1전력경로(P1)는 출력노드(No)로부터 중간캐패시터(Cfy)를 제1방향으로 경유하여 입력노드(Ni)에 이르는 전력경로이고, 제2전력경로(P2)는 출력노드(No)로부터 중간캐패시터(Cfy)를 제2방향으로 경유하여 인덕터(L)에 이르는 전력경로일 수 있다. 여기서, 제2방향은 제1방향의 역방향일 수 있다. 제1전력경로(P1)에서 전류는 출력노드(No), 제1스위치(S1), 중간노드(Nc), 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 제2스위치(S2) 및 입력노드(Ni)의 순서로 흘러갈 수 있다. 그리고, 제2전력경로(P2)에서 전류는 출력노드(No), 제3스위치(S3), 제3노드(N3), 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 제4스위치(S4) 및 인덕터(L)의 순서로 흘러갈 수 있다. 이와 같이, 제1전력경로(P1)에서 전류는 중간캐패시터(Cfy)의 제1측에서 제2측으로 흐르고, 제2전력경로(P2)에서 전류는 중간캐패시터(Cfy)의 제2측에서 제1측으로 흐르면서 중간캐패시터(Cfy)는 충전과 방전을 반복할 수 있다.

인덕터부(720)는 제5스위치(S5a) 및 인덕터(L)를 포함할 수 있다.

인덕터(L)는 제1측이 저전압노드(Ng)와 연결되고 제2측이 제5스위치(S5a) 및 제3노드(N3)와 연결될 수 있다.

제5스위치(S5a)는 제1시구간에서 턴온되고 제2시구간에서 턴오프될 수 있다. 제5스위치(S5a)는 인덕터(L)의 제2측과 입력노드(Ni)의 연결을 제어할 수 있는데, 제1시구간에서 제5스위치(S5a)가 턴온되면 인덕터(L)의 제2측으로 입력전압(Vi)이 공급되면서 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다. 저전압노드(Ng)로는 입력전압(Vi)보다 작은 제1전압-예를 들어, 그라운드전압-이 공급될 수 있는데, 제1시구간에서 인덕터(L)의 제2측으로 입력전압(Vi)이 공급되고 제1측으로 제1전압이 공급되면서 제2측에서 제1측으로 흐르는 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다.

제2시구간에서 제5스위치(S5a)가 턴오프되고 제4스위치(S4)가 턴온되면서 인덕터(L)에 형성된 전류(iL)는 제2전력경로(P2)로 흐를 수 있다.

제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에는 제1전압보다 낮은 제2전압이 형성되면서 인덕터(L)의 전류를 감소시킬 수 있다. 제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에 형성되는 제2전압은 제2전력경로(P2)에 의해 결정될 수 있다. 제2전력경로(P2)에서 출력노드(No)와 제3노드(N3) 사이에 전압원이 없으면 인덕터(L)의 제2측에 출력전압(Vo)이 공급되지만, 제1예시에 따른 전력단(700)에서는 제2전력경로(P2)에 중간캐패시터(Cfy)가 위치하면서 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc)이 출력전압(Vo)에 더해져서 인덕터(L)의 제2측에 영향을 줄 수 있다.

수학식 1과 같이 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc)이 형성되면 인덕터(L)의 제2측으로 공급되는 제2전압의 크기는 출력전압(Vo)을 2배한 값에서 입력전압(Vi)의 크기를 뺀 것과 실질적으로 같아질 수 있다.

[수학식 2]

제2전압 = Vo + Vc = Vo + (Vo - Vi) = 2Vo - Vi

제1전압이 그라운드전압이고, 제2전압이 제1전압보다 낮을 때, 아래의 수학식 3과 같이 출력전압은 입력전압의 1/2보다 작을 수 있다.

[수학식 3]

제2전압 < 제1전압 = 0, 2Vo - Vi < 0,

Vo < (1/2)Vi

한편, 전력경로의 관점에서 보면, 전력단(700)은 제1시구간에서 제1전력경로(P1) 및 제3전력경로(P3)로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로(P2)를 차단하며, 제2시구간에서 제1전력경로(P1) 및 제3전력경로(P3)를 차단하고 제2전력경로(P2)로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 제1전력경로(P1)는 출력노드(No), 제1스위치(S1), 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 제2스위치(S2) 및 입력노드(Ni)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제2전력경로(P2)는 출력노드(No), 제3스위치(S3), 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 제4스위치(S4), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제3전력경로(P3)는 입력노드(Ni), 제5스위치(S5a), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다.

도 9는 제1예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.

도 9를 참조하면, 제1시구간(T1)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 입력전압(Vi)과 같아지고 제2시구간(T2)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 출력전압을 2배한 값에서 입력전압의 크기를 뺀 전압(2Vo - Vi)과 같아질 수 있다.

인덕터의 전류(iL)는 제1시구간(T1)에서 증가하고 제2시구간(T2)에서 감소할 수 있다. 매 스위칭주기(T)마다 제1시구간(T1)과 제2시구간(T2)이 반복되면서 인덕터 전류(iL)의 증감이 반복될 수 있다.

한편, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아야 인덕터 전류(iL)가 발산하지 않게 되는데, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아지는 조건은 수학식 4와 같다.

[수학식 4]

(Vi)DT + (2Vo-Vi)(1-D)T = 0

[수학식 5]

M = Vo/Vi = (1-2D)/(2(1-D))

그리고, 수학식 4를 입력전압(Vi) 대비 출력전압(Vo)의 비율(M)에 관한 식으로 정리하면, 입출력전압 비율(M)은 수학식 5의 관계를 가지게 된다. 여기서, D는 스위칭주기(T)에서 제1시구간의 비율이고, 수학식 5의 관계는 인덕터 전류가 연속모드(CCM: Continuous Conduction Mode)일 때 성립할 수 있다.

도 10은 제1예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.

도 10을 참조하면, 입출력전압 비율(M)은 1/2보다 작고 음의 값을 가질 수 있다. 그리고, 입출력전압 비율(M)은 듀티(D)가 0.5일 때, 0의 값을 가지고, 듀티(D)가 0.75일 때, -1의 값을 가질 수 있다.

입출력전압 비율(M)이 음의 값을 가진다는 것은 입력전압과 출력전압이 반대의 극성을 가진다는 것을 나타내는데, 이렇게 입력전압과 출력전압이 서로 반대의 극성을 가지는 컨버터를 인버팅 타입의 컨버터라고 부르기도 한다.

도 11은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제2예시 전력단의 제1시구간 상태도이고, 도 12는 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제2예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.

도 11 및 도 12를 참조하면, 전력단(1100)은 도 7 및 도 8에 도시된 전력단과 같이 입력부(710), 인덕터부(720), 중간캐패시터부(730), 출력부(740) 및 복수의 스위치(S1 ~ S4)를 포함할 수 있다. 그리고, 전력단(1100)은 제2시구간에서 제2전력경로(P2')에 위치하는 보조캐패시터부(1150)를 더 포함할 수 있다.

입력부(710)는 일측이 입력노드(Ni)와 연결되고 타측이 저전압노드(Ng)에 연결되는 입력캐패시터(Ci)를 포함할 수 있다.

출력부(740)는 일측이 출력노드(No)와 연결되고 타측이 저전압노드(Ng)에 연결되는 출력캐패시터(Co)를 포함할 수 있다.

중간캐패시터부(730)는 중간캐패시터(Cfy)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 의해 중간캐패시터(Cfy)의 양단에 일정 범위의 전압(Vc)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 출력노드(No)로부터 공급되는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 방전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2')의 전류에 의해 충전될 수 있다.

[수학식 6]

Vc = Vo - Vi

그리고, 제2시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2')의 전류에 의해 충전될 수 있다. 이때, 제2전력경로(P2')의 전류는 인덕터(L)의 전류와 같을 수 있다.

보조캐패시터부(1150)는 보조캐패시터(Cfya) 및 제6스위치(S6a)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제4전력경로(P4)에 의해 보조캐패시터(Cfya)의 양단에 전압(Va)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 보조캐패시터(Cfya)는 입력노드(Ni)로부터 공급되는 제4전력경로(P4)의 전류에 의해 충전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2')의 전류에 의해 방전될 수 있다.

제1시구간에서 보조캐패시터(Cfya)는 제4전력경로(P4)의 전류에 의해 충전되는데, 보조캐패시터(Cfya)는 양단 전압(Va)이 입력전압(Vi)과 제1전압-저전압노드(Ng)에 형성되는 전압-의 차이와 같아질 때까지 충전될 수 있다.

[수학식 7]

Va = Vi

중간캐패시터(Cfy)와 보조캐패시터(Cfya)는 제2시구간에서 제2전력경로(P2')에 위치할 수 있다.

중간캐패시터(Cfy)의 제1측은 중간노드(Nc)와 연결될 수 있다. 그리고, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측은 제1노드(N1)와 연결되고, 보조캐패시터(Cfya)를 경유하여 제2노드(N2)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴온되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴오프되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)에 위치하게 된다. 그리고, 제2시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2')에 위치하게 된다.

그리고, 보조캐패시터(Cfya)의 제1측은 제1노드(N1)와 연결될 수 있다. 그리고, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측은 제2노드(N2)와 연결되고, 제6스위치(S6a)를 경유하여 저전압노드(Ng)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제2스위치(S2) 및 제6스위치(S6a)가 턴온되면서 입력노드(Ni), 제2스위치(S2), 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 제6스위치(S6a) 및 저전압노드(Ng)로 순차적으로 연결되는 제4전력경로(P4)가 형성될 수 있다. 그리고, 제2시구간에서 제6스위치(S6a)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 보조캐패시터(Cfya)는 제2전력경로(P2')에 위치하게 된다.

인덕터(L)는 제1측이 저전압노드(Ng)와 연결되고 제2측이 제5스위치(S5a) 및 제3노드(N3)와 연결될 수 있다. 제5스위치(S5a)는 제1시구간에서 턴온되고 제2시구간에서 턴오프될 수 있다.

제5스위치(S5a)는 인덕터(L)의 제2측과 입력노드(Ni)의 연결을 제어할 수 있는데, 제1시구간에서 제5스위치(S5a)가 턴온되면 인덕터(L)의 제2측으로 입력전압(Vi)이 공급되면서 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다. 저전압노드(Ng)로는 입력전압(Vi)보다 작은 제1전압-예를 들어, 그라운드전압-이 공급될 수 있는데, 제1시구간에서 인덕터(L)의 제2측으로 입력전압(Vi)이 공급되고 제1측으로 제1전압이 공급되면서 제2측에서 제1측으로 흐르는 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다.

제2시구간에서 제5스위치(S5a)가 턴오프되고 제4스위치(S4)가 턴온되면서 인덕터(L)에 형성된 전류(iL)는 제2전력경로(P2')로 흐를 수 있다.

제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에는 제1전압보다 낮은 제2전압이 형성되면서 인덕터(L)의 전류를 감소시킬 수 있다. 제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에 형성되는 제2전압은 제2전력경로(P2')에 의해 결정될 수 있다. 제2전력경로(P2')에서 출력노드(No)와 제3노드(N3) 사이에 전압원이 없으면 인덕터(L)의 제2측에 출력전압(Vo)이 공급되지만, 제2예시에 따른 전력단(1100)에서는 제2전력경로(P2')에 중간캐패시터(Cfy) 및 보조캐패시터(Cfya)가 위치하면서 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfya)의 양단 전압(Va)이 출력전압(Vo)에 더해져서 인덕터(L)의 제2측에 영향을 줄 수 있다.

수학식 6 및 수학식 7과 같이 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfya)의 양단 전압(Va)이 형성되면 인덕터(L)의 제2측으로 공급되는 제2전압의 크기는 출력전압(Vo)을 2배한 값과 실질적으로 같아질 수 있다.

[수학식 8]

제2전압 = Vo + Va + Vc = Vo + Vi + (Vo - Vi) = 2Vo

제1전압이 그라운드전압이고, 제2전압이 제1전압보다 낮을 때, 출력전압(Vo)은 그라운드전압보다 낮은 음의 전압이 될 수 있다.

한편, 전력경로의 관점에서 보면, 전력단(1100)은 제1시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3) 및 제4전력경로(P4)로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로(P2')를 차단하며, 제2시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3) 및 제4전력경로(P4)를 차단하고 제2전력경로(P2')로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 제1전력경로(P1)는 출력노드(No), 제1스위치(S1), 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 제2스위치(S2) 및 입력노드(Ni)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제2전력경로(P2')는 출력노드(No), 제3스위치(S3), 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 제4스위치(S4), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제3전력경로(P3)는 입력노드(Ni), 제5스위치(S5a), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제4전력경로(P4)는 입력노드(Ni), 제2스위치(S2), 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 제6스위치(S6a) 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다.

도 13은 제2예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.

도 13을 참조하면, 제1시구간(T1)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 입력전압(Vi)과 같아지고 제2시구간(T2)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 출력전압을 2배한 값(2Vo)과 같아질 수 있다.

한편, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아야 인덕터 전류(iL)가 발산하지 않게 되는데, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아지는 조건은 수학식 9와 같다.

[수학식 9]

(Vi)DT + (2Vo)(1-D)T = 0

[수학식 10]

M = Vo/Vi = (-)D/(2(1-D))

그리고, 수학식 9를 입력전압(Vi) 대비 출력전압(Vo)의 비율(M)에 관한 식으로 정리하면, 입출력전압 비율(M)은 수학식 10의 관계를 가지게 된다. 여기서, D는 스위칭주기(T)에서 제1시구간의 비율이고, 수학식 10의 관계는 인덕터 전류가 연속모드(CCM: Continuous Conduction Mode)일 때 성립할 수 있다.

도 14는 제2예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.

도 14를 참조하면, 입출력전압 비율(M)은 0보다 작은 음의 값을 가질 수 있다. 그리고, 입출력전압 비율(M)은 듀티(D)가 0.5일 때, -0.5의 값을 가질 수 있다.

도 15는 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제3예시 전력단의 제1시구간 상태도이고, 도 16은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제3예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.

도 15 및 도 16을 참조하면, 전력단(1500)은 도 7 및 도 8에 도시된 전력단과 같이 입력부(710), 인덕터부(720), 중간캐패시터부(730), 출력부(740) 및 복수의 스위치(S1 ~ S4)를 포함할 수 있다. 그리고, 전력단(1500)은 제2시구간에서 제2전력경로(P2'')에 위치하는 보조캐패시터부(1550)를 더 포함할 수 있다.

중간캐패시터부(730)는 중간캐패시터(Cfy)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 의해 중간캐패시터(Cfy)의 양단에 일정 범위의 전압(Vc)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 출력노드(No)로부터 공급되는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 방전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2'')의 전류에 의해 충전될 수 있다.

[수학식 11]

Vc = Vo - Vi

그리고, 제2시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2'')의 전류에 의해 충전될 수 있다. 이때, 제2전력경로(P2'')의 전류는 인덕터(L)의 전류와 같을 수 있다.

보조캐패시터부(1550)는 보조캐패시터(Cfyb) 및 제6스위치(S6b)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제5전력경로(P5)에 의해 보조캐패시터(Cfyb)의 양단에 전압(Vb)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 보조캐패시터(Cfyb)는 입력노드(Ni)로부터 공급되는 제5전력경로(P5)의 전류에 의해 충전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2'')의 전류에 의해 방전될 수 있다.

제1시구간에서 보조캐패시터(Cfyb)는 제5전력경로(P5)의 전류에 의해 충전되는데, 보조캐패시터(Cfyb)는 양단 전압(Vb)이 입력전압(Vi)과 제1전압-저전압노드(Ng)에 형성되는 전압-의 차이와 같아질 때까지 충전될 수 있다.

[수학식 12]

Vb = Vi

중간캐패시터(Cfy)와 보조캐패시터(Cfyb)는 제2시구간에서 제2전력경로(P2'')에 위치할 수 있다.

중간캐패시터(Cfy)의 제1측은 중간노드(Nc)와 연결될 수 있다. 그리고, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측은 제1노드(N1) 및 제2노드(N2)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴온되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴오프되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)에 위치하게 된다. 그리고, 제2시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2'')에 위치하게 된다.

그리고, 보조캐패시터(Cfyb)의 제1측은 제3노드(N3)와 연결될 수 있다. 그리고, 보조캐패시터(Cfyb)의 제2측은 제4스위치(S4)를 경유하여 중간노드(Nc)와 연결되고, 제6스위치(S6b)를 경유하여 저전압노드(Ng)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제5스위치(S5a) 및 제6스위치(S6b)가 턴온되면서 입력노드(Ni), 제5스위치(S5a), 보조캐패시터(Cfyb)의 제1측, 보조캐패시터(Cfyb)의 제2측, 제6스위치(S6b) 및 저전압노드(Ng)로 순차적으로 연결되는 제5전력경로(P5)가 형성될 수 있다. 그리고, 제2시구간에서 제6스위치(S6b)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 보조캐패시터(Cfyb)는 제2전력경로(P2'')에 위치하게 된다.

제2시구간에서 제5스위치(S5a)가 턴오프되고 제4스위치(S4)가 턴온되면서 인덕터(L)에 형성된 전류(iL)는 제2전력경로(P2'')로 흐를 수 있다.

제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에는 제1전압보다 낮은 제2전압이 형성되면서 인덕터(L)의 전류를 감소시킬 수 있다. 제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에 형성되는 제2전압은 제2전력경로(P2'')에 의해 결정될 수 있다. 제2전력경로(P2'')에서 출력노드(No)와 제3노드(N3) 사이에 전압원이 없으면 인덕터(L)의 제2측에 출력전압(Vo)이 공급되지만, 제2예시에 따른 전력단(1500)에서는 제2전력경로(P2'')에 중간캐패시터(Cfy) 및 보조캐패시터(Cfyb)가 위치하면서 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfyb)의 양단 전압(Vb)이 출력전압(Vo)에 더해져서 인덕터(L)의 제2측에 영향을 줄 수 있다.

수학식 11 및 수학식 12와 같이 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfyb)의 양단 전압(Vb)이 형성되면 인덕터(L)의 제2측으로 공급되는 제2전압의 크기는 출력전압(Vo)을 2배한 값과 실질적으로 같아질 수 있다.

[수학식 13]

제2전압 = Vo + Va + Vc = Vo + Vi + (Vo - Vi) = 2Vo

제3예시 전력단(1500)의 인덕터 전류(iL) 및 인덕터 제2측의 전압(Vx)의 파형은 제2예시 전력단과 같고, 입력전압(Vi) 대비 출력전압(Vo)의 비율(M)도 제2예시 전력단과 같다.

한편, 전력경로의 관점에서 보면, 전력단(1500)은 제1시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3) 및 제5전력경로(P5)로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로(P2'')를 차단하며, 제2시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3) 및 제5전력경로(P5)를 차단하고 제2전력경로(P2'')로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 제1전력경로(P1)는 출력노드(No), 제1스위치(S1), 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 제2스위치(S2) 및 입력노드(Ni)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제2전력경로(P2'')는 출력노드(No), 제3스위치(S3), 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 제4스위치(S4), 보조캐패시터(Cfyb)의 제2측, 보조캐패시터(Cfyb)의 제1측, 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제3전력경로(P3)는 입력노드(Ni), 제5스위치(S5a), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제5전력경로(P5)는 입력노드(Ni), 제5스위치(S5a), 보조캐패시터(Cfyb)의 제1측, 보조캐패시터(Cfyb)의 제2측, 제6스위치(S6b) 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다.

도 17은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제4예시 전력단의 제1시구간 상태도이고, 도 18은 일 실시예에 따른 컨버터에 적용될 수 있는 제4예시 전력단의 제2시구간 상태도이다.

도 17 및 도 18을 참조하면, 전력단(1700)은 입력부(710), 인덕터부(1720), 중간캐패시터부(730), 보조캐패시터부(1150), 출력부(740) 및 복수의 스위치(S1 ~ S4)를 포함할 수 있다.

중간캐패시터부(730)는 중간캐패시터(Cfy)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로(P1)에 의해 중간캐패시터(Cfy)의 양단에 일정 범위의 전압(Vc)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 입력노드(No)로부터 공급되는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 충전 혹은 방전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2''')의 전류에 의해 방전 혹은 충전될 수 있다.

제1시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)의 전류에 의해 충전 혹은 방전되는데, 중간캐패시터(Cfy)는 양단 전압(Vc)이 출력전압(Vo)과 입력전압(Vi)의 차이와 같아질 때까지 충전 혹은 방전될 수 있다.

[수학식 14]

Vc = Vo - Vi

그리고, 제2시구간에서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2''')의 전류에 의해 방전 혹은 충전될 수 있다. 이때, 제2전력경로(P2''')의 전류는 인덕터(L)의 전류와 같을 수 있다.

보조캐패시터부(1150)는 보조캐패시터(Cfya) 및 제6스위치(S6a)를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제4전력경로(P4)에 의해 보조캐패시터(Cfya)의 양단에 전압(Va)이 형성될 수 있다. 제1시구간에서 보조캐패시터(Cfya)는 입력노드(Ni)로부터 공급되는 제4전력경로(P4)의 전류에 의해 충전되고, 제2시구간에서 인덕터(L)에 의해 형성되는 제2전력경로(P2''')의 전류에 의해 방전될 수 있다.

[수학식 15]

Va = Vi

중간캐패시터(Cfy)와 보조캐패시터(Cfya)는 제2시구간에서 제2전력경로(P2''')에 위치할 수 있다.

중간캐패시터(Cfy)의 제1측은 중간노드(Nc)와 연결될 수 있다. 그리고, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측은 제1노드(N1)와 연결되고, 보조캐패시터(Cfya)를 경유하여 제2노드(N2)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴온되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴오프되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제1전력경로(P1)에 위치하게 된다. 그리고, 제2시구간에서 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 중간캐패시터(Cfy)는 제2전력경로(P2''')에 위치하게 된다.

그리고, 보조캐패시터(Cfya)의 제1측은 제1노드(N1)와 연결될 수 있다. 그리고, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측은 제2노드(N2)와 연결되고, 제6스위치(S6a)를 경유하여 저전압노드(Ng)와 연결될 수 있다. 제1시구간에서 제2스위치(S2) 및 제6스위치(S6a)가 턴온되면서 입력노드(Ni), 제2스위치(S2), 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 제6스위치(S6a) 및 저전압노드(Ng)로 순차적으로 연결되는 제4전력경로(P4)가 형성될 수 있다. 그리고, 제2시구간에서 제6스위치(S6a)가 턴오프되고 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)가 턴온되면서 보조캐패시터(Cfya)는 제2전력경로(P2''')에 위치하게 된다.

인덕터부(1720)는 제5스위치(S5b) 및 인덕터(L)를 포함할 수 있다.

인덕터(L)는 제1측이 입력노드(Ni)와 연결되고 제2측이 제5스위치(S5b) 및 제3노드(N3)와 연결될 수 있다. 제5스위치(S5b)는 제1시구간에서 턴온되고 제2시구간에서 턴오프될 수 있다.

제5스위치(S5a)는 인덕터(L)의 제2측과 입력노드(Ni)의 연결을 제어할 수 있는데, 제1시구간에서 제5스위치(S5b)가 턴온되면 인덕터(L)의 제2측이 저전압노드(Ng)와 연결되면서 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다. 저전압노드(Ng)로는 입력전압(Vi)보다 작은 제1전압-예를 들어, 그라운드전압-이 공급될 수 있는데, 제1시구간에서 인덕터(L)의 제1측으로 입력전압(Vi)이 공급되고 제2측으로 제1전압이 공급되면서 제1측에서 제2측으로 흐르는 인덕터(L)의 전류가 증가할 수 있다.

제2시구간에서 제5스위치(S5b)가 턴오프되고 제4스위치(S4)가 턴온되면서 인덕터(L)에 형성된 전류(iL)는 제2전력경로(P2''')로 흐를 수 있다.

제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에는 입력전압보다 높은 제2전압이 형성되면서 인덕터(L)의 전류를 감소시킬 수 있다. 제2시구간에서 인덕터(L)의 제2측에 형성되는 제2전압은 제2전력경로(P2''')에 의해 결정될 수 있다. 제2전력경로(P2''')에서 출력노드(No)와 제3노드(N3) 사이에 전압원이 없으면 인덕터(L)의 제2측에 출력전압(Vo)이 공급되지만, 제4예시에 따른 전력단(1700)에서는 제2전력경로(P2''')에 중간캐패시터(Cfy) 및 보조캐패시터(Cfya)가 위치하면서 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfya)의 양단 전압(Va)이 출력전압(Vo)에 더해져서 인덕터(L)의 제2측에 영향을 줄 수 있다.

수학식 14 및 수학식 15와 같이 중간캐패시터(Cfy)의 양단 전압(Vc) 및 보조캐패시터(Cfya)의 양단 전압(Va)이 형성되면 인덕터(L)의 제2측으로 공급되는 제2전압의 크기는 출력전압(Vo)을 2배한 값과 실질적으로 같아질 수 있다.

[수학식 16]

제2전압 = Vo + Va + Vc = Vo + Vi + (Vo - Vi) = 2Vo

한편, 전력경로의 관점에서 보면, 전력단(1700)은 제1시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3') 및 제4전력경로(P4)로 전류가 흐르게 하고 제2전력경로(P2''')를 차단하며, 제2시구간에서 제1전력경로(P1), 제3전력경로(P3') 및 제4전력경로(P4)를 차단하고 제2전력경로(P2''')로 전류가 흐르게 할 수 있다.

여기서, 제1전력경로(P1)는 출력노드(No), 제1스위치(S1), 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 제2스위치(S2) 및 입력노드(Ni)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 제1예시 내지 제3예시에 따른 전력단과 달리 제4예시에 따른 전력단(1700)의 제1전력경로(P1)에서 전류는 입력노드(Ni)로부터 출력노드(No)의 방향으로 흐른다.

제2전력경로(P2''')는 출력노드(No), 제3스위치(S3), 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 중간캐패시터(Cfy)의 제2측, 중간캐패시터(Cfy)의 제1측, 제4스위치(S4), 인덕터(L)의 제2측, 인덕터(L)의 제1측 및 입력노드(Ni)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제3전력경로(P3')는 입력노드(Ni), 인덕터(L)의 제1측, 인덕터(L)의 제2측, 제5스위치(S5b) 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다. 그리고, 제4전력경로(P4)는 입력노드(Ni), 제2스위치(S2), 보조캐패시터(Cfya)의 제1측, 보조캐패시터(Cfya)의 제2측, 제6스위치(S6a) 및 저전압노드(Ng)를 순차적으로 연결하는 전력경로이다.

도 19는 제4예시에 따른 전력단의 인덕터 전류 및 인덕터의 제2측 전압의 파형도이다.

도 19를 참조하면, 제1시구간(T1)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 제1전압-예를 들어, 0V-과 같아지고 제2시구간(T2)에서 인덕터의 제2측 전압(Vx)은 출력전압을 2배한 값(2Vo)과 같아질 수 있다.

한편, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아야 인덕터 전류(iL)가 발산하지 않게 되는데, 스위칭주기(T)에서 인덕터 전류(iL)의 증가량과 감소량이 같아지는 조건은 수학식 17과 같다.

[수학식 17]

(Vi)DT = (2Vo-Vi)(1-D)T

[수학식 18]

M = Vo/Vi = 1/(2(1-D))

그리고, 수학식 17을 입력전압(Vi) 대비 출력전압(Vo)의 비율(M)에 관한 식으로 정리하면, 입출력전압 비율(M)은 수학식 18의 관계를 가지게 된다. 여기서, D는 스위칭주기(T)에서 제1시구간의 비율이고, 수학식 18의 관계는 인덕터 전류가 연속모드(CCM: Continuous Conduction Mode)일 때 성립할 수 있다.

도 20은 제4예시에 따른 전력단의 입출력전압 비율을 도시한 그래프이다.

도 20을 참조하면, 입출력전압 비율(M)은 0.5에서 1이하의 값을 가질 수도 있고, 1이상의 값을 가질 수 있다. 그리고, 입출력전압 비율(M)은 듀티(D)가 0.5일 때, 1의 값을 가질 수 있다.

입출력전압 비율(M)이 1이하의 값도 가지고 1이상의 값도 가지는 컨버터를 벅-부스트 컨버터라고 부르기도 한다.

이상에서 일 실시예에 따른 컨버터에 대해 설명하였는데, 이러한 실시예에 의하면, 컨버터에서 인덕터를 경유하지 않는 다른 전력경로가 추가되면서 인덕터의 전류 부담이 감소하고 이에 따라 인덕터의 부피가 감소하는 효과가 있다.

이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims

입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서,
중간캐패시터를 포함하고, 스위칭주기의 제1시구간에서 제1전력경로에 의해 상기 중간캐패시터의 양단에 일정 범위의 전압이 형성되는 중간캐패시터부; 및
일측이 제1전압과 연결되는 인덕터를 포함하고, 상기 제1시구간에서 상기 인덕터의 타측으로 상기 입력전압을 공급하여 상기 인덕터의 전류를 증가시키고, 상기 스위칭주기의 제2시구간에서 제2전력경로에 의해 상기 인덕터의 타측에 형성되는 제2전압으로 상기 인덕터의 전류를 감소시키는 인덕터부를 포함하고,
상기 제1전력경로는 상기 출력노드로부터 상기 중간캐패시터를 제1방향으로 경유하여 상기 입력노드에 이르는 전력경로이고, 상기 제2전력경로는 상기 출력노드로부터 상기 중간캐패시터를 제2방향으로 경유하여 상기 인덕터에 이르는 전력경로이며,
상기 제2방향은 상기 제1방향의 역방향이고,
상기 입력전압은 상기 제1전압보다 높고 상기 제2전압은 상기 제1전압보다 낮은 DC/DC 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 제1전압은 그라운드전압이고, 상기 제2전압의 크기는 상기 출력전압을 2배한 값에서 상기 입력전압의 크기를 뺀 것과 실질적으로 같은 DC/DC 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 입력전압 대비 상기 출력전압의 비율(M)은 M=(1-2D)/(2(1-D))의 관계를 가지는 DC/DC 컨버터-상기 D는 상기 스위칭주기에서 상기 제1시구간의 비율임.
제1항에 있어서,
보조캐패시터를 포함하고, 상기 제1시구간에서 상기 보조캐패시터의 일측으로 상기 입력전압이 공급되고 상기 보조캐패시터의 타측으로 상기 제1전압이 공급되면서 상기 보조캐패시터의 양단에 상기 입력전압과 상기 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 상기 제2시구간에서 상기 보조캐패시터가 상기 제2전력경로에 위치하면서 상기 제2전압을 승압시키는 보조캐패시터부를 더 포함하는 DC/DC 컨버터.
제4항에 있어서,
상기 입력전압 대비 상기 출력전압의 비율(M)은 M=((-)D)/(2(1-D))의 관계를 가지는 DC/DC 컨버터-상기 D는 상기 스위칭주기에서 상기 제1시구간의 비율임.
입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서,
상기 출력노드, 제1스위치, 중간캐패시터의 일측, 상기 중간캐패시터의 타측, 제2스위치 및 상기 입력노드를 순차적으로 연결하는 제1전력경로;
상기 출력노드, 제3스위치, 상기 중간캐패시터의 타측, 상기 중간캐패시터의 일측, 제4스위치, 인덕터의 일측, 상기 인덕터의 타측 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 제2전력경로; 및
상기 입력노드, 제5스위치, 상기 인덕터의 일측, 상기 인덕터의 타측 및 상기 저전압노드를 순차적으로 연결하는 제3전력경로를 포함하고,
스위칭주기의 제1시구간에서, 상기 제1스위치, 상기 제2스위치 및 상기 제5스위치를 턴온하고 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치를 턴오프하여 상기 제1전력경로 및 상기 제3전력경로로 전류가 흐르게 하고 상기 제2전력경로를 차단하며,
상기 스위칭주기의 제2시구간에서, 상기 제1스위치, 상기 제2스위치 및 상기 제5스위치를 턴오프하고 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치를 턴온하여 상기 제1전력경로 및 상기 제3전력경로를 차단하고 상기 제2전력경로로 전류가 흐르게 하고,
상기 저전압노드에서는 상기 입력전압보다 낮은 제1전압이 형성되는 DC/DC 컨버터.
제6항에 있어서,
상기 제2시구간에서 상기 제2전력경로에 의해 상기 인덕터의 일측에는 상기 제1전압보다 낮은 제2전압이 형성되는 DC/DC 컨버터.
제7항에 있어서,
상기 제2전력경로에서 상기 제3스위치 및 상기 중간캐패시터의 타측 사이에 보조캐패시터가 위치하고,
상기 제1시구간에서 상기 보조캐패시터의 일측으로 상기 입력전압이 공급되고 상기 보조캐패시터의 타측으로 상기 제1전압이 공급되면서 상기 보조캐패시터의 양단에 상기 입력전압과 상기 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 상기 제2시구간에서 상기 보조캐패시터가 상기 제2전력경로에 위치하면서 상기 제2전압을 승압시키는 DC/DC 컨버터.
제7항에 있어서,
상기 제2전력경로에서 상기 제4스위치 및 상기 인덕터의 일측 사이에 보조캐패시터가 위치하고,
상기 제1시구간에서 상기 보조캐패시터의 일측으로 상기 입력전압이 공급되고 상기 보조캐패시터의 타측으로 상기 제1전압이 공급되면서 상기 보조캐패시터의 양단에 상기 입력전압과 상기 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고, 상기 제2시구간에서 상기 보조캐패시터가 상기 제2전력경로에 위치하면서 상기 제2전압을 승압시키는 DC/DC 컨버터.
제9항에 있어서,
상기 보조캐패시터의 타측과 상기 제1전압을 연결시키는 제6스위치를 더 포함하고,
상기 제6스위치는 상기 제1시구간에서 턴온되고 상기 제2시구간에서 턴오프되는 DC/DC 컨버터.
입력노드의 전압(입력전압)을 출력노드의 전압(출력전압)으로 변환하는 DC/DC 컨버터에 있어서,
상기 출력노드, 제1스위치, 중간캐패시터의 일측, 상기 중간캐패시터의 타측, 제2스위치 및 상기 입력노드를 순차적으로 연결하는 제1전력경로;
상기 출력노드, 제3스위치, 보조캐패시터의 일측, 상기 보조캐패시터의 타측, 상기 중간캐패시터의 타측, 상기 중간캐패시터의 일측, 제4스위치, 인덕터의 일측, 상기 인덕터의 타측 및 상기 입력노드를 순차적으로 연결하는 제2전력경로;
상기 입력노드, 상기 인덕터의 타측, 상기 인덕터의 일측, 제5스위치 및 저전압노드를 순차적으로 연결하는 제3전력경로; 및
상기 입력노드, 상기 제2스위치, 상기 보조캐패시터의 타측, 상기 보조캐패시터의 일측, 제6스위치 및 상기 저전압노드를 순차적으로 연결하는 제4전력경로를 포함하고,
스위칭주기의 제1시구간에서, 상기 제1스위치, 상기 제2스위치, 상기 제5스위치 및 상기 제6스위치를 턴온하고 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치를 턴오프하여 상기 제1전력경로, 상기 제3전력경로 및 상기 제4전력경로로 전류가 흐르게 하고 상기 제2전력경로를 차단하며,
상기 스위칭주기의 제2시구간에서, 상기 제1스위치, 상기 제2스위치, 상기 제5스위치 및 상기 제6스위치를 턴오프하고 상기 제3스위치 및 상기 제4스위치를 턴온하여 상기 제1전력경로, 상기 제3전력경로 및 상기 제4전력경로를 차단하고 상기 제2전력경로로 전류가 흐르게 하고,
상기 저전압노드에서는 상기 입력전압보다 낮은 제1전압이 형성되는 DC/DC 컨버터.
제11항에 있어서,
상기 제2시구간에서 상기 제2전력경로에 의해 상기 인덕터의 일측에는 상기 출력전압의 2배의 크기를 가지는 제2전압이 형성되는 DC/DC 컨버터.
제11항에 있어서,
상기 입력전압 대비 상기 출력전압의 비율(M)은 M=1/(2(1-D))의 관계를 가지는 DC/DC 컨버터-상기 D는 상기 스위칭주기에서 상기 제1시구간의 비율임.
제11항에 있어서,
상기 제1시구간에서, 상기 중간캐패시터의 양단에는 상기 출력전압과 상기 입력전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되고 상기 보조캐패시터의 양단에는 상기 입력전압과 상기 제1전압의 차이에 해당되는 전압이 형성되는 DC/DC 컨버터.
제11항에 있어서,
상기 출력노드에는 출력캐패시터가 연결되고,
상기 제1시구간에서는 상기 중간캐패시터와 상기 출력캐패시터의 전하공유(charge-sharing)에 의해 상기 출력노드로 전류가 공급되고,
상기 제2시구간에서는 상기 인덕터의 전류에 의해 상기 출력노드로 전류가 공급되는 DC/DC 컨버터.