KR20190011742A - 적응형 오디오 코덱 시스템, 방법, 장치 및 매체 - Google Patents

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KR20190011742A
KR20190011742A KR1020187035261A KR20187035261A KR20190011742A KR 20190011742 A KR20190011742 A KR 20190011742A KR 1020187035261 A KR1020187035261 A KR 1020187035261A KR 20187035261 A KR20187035261 A KR 20187035261A KR 20190011742 A KR20190011742 A KR 20190011742A
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KR
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signal
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step size
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quantized signal
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제임스 존스톤
스테판 와이트
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이멀젼 서비시즈 엘엘씨
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Abstract

엔코더는 입력 오디오 신호들을 필터링하기 위해 저역 통과 필터를 포함한다. 상기 저역 통과 필터는 고정된 필터 계수들을 가진다. 상기 엔코더는 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시킨다. 상기 엔코더는 피드백 신호들을 발생시키기 위해 적응 양자화기 및 디코더를 포함한다. 상기 디코더는 역 양자화기 및 예측자를 구비한다. 상기 예측자는 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 고정된 컨트롤 파라미터들를 가진다. 상기 예측자는 고정된 필터 계수들을 가지는 유한 임펄스 응답 필터를 포함할 수 있다. 상기 디코더는 상기 저역 통과 필터 및 상기 엔코더 사이에 연결되는 적응형 노이즈 성형 필터를 포함할 수 있다. 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화한다.

Description

적응형 오디오 코덱 시스템, 방법, 장치 및 매체
본 발명의 설명은 오디오 신호들을 인코드하고 디코드하기 위한 시스템들, 방법들 및 물품들에 관한 것이다.
본 출원은 여기에 참조로 포함되며, 발명의 명칭이 모두 "적응형 오디오 코덱 시스템, 방법 및 물품 (Adaptive Audio Codec System, Method and Article)"으로 미국 특허청에 출원된 미국 특허 출원 제15/151,109호, 미국 특허 출원 제15/151,200호, 미국 특허 출원 제15/151,211호 및 미국 특허 출원 제15/151,220호를 우선권들로 수반하는 출원이다.
차분 펄스 부호 변조(DPCM)는 오디오 신호의 노이즈 레벨 또는 비트 레이트를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 입력 오디오 신호 및 예측 신호 사이의 차이는 감소된 에너지의 출력 인코딩된 데이터 스트림을 생성하기 위해 양자화될 수 있다. 엔코더의 예측 신호는 역 양자화기(inverse quantizer) 및 예측 회로를 포함하는 디코더를 사용하여 발생될 수 있다. 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)는 입력 신호의 변화되는 다이내믹 레인지를 고려하여 효율을 증가시키도록 상기 양자화기(및 역 양자화기)의 양자화 스텝의 사이즈를 변화시킨다.
본 발명은 오디오 신호들을 인코드하고 디코드하기 위한 시스템들, 방법들 및 물품들을 제공한다.
일 실시예에서, 장치는 결정된 필터 계수들을 가지고, 입력 신호를 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터를 포함하며; 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키도록 구성되는 엔코더(encoder)를 포함하고, 상기 엔코더는 적응 양자화기(adaptive quantizer); 그리고 피드백 신호를 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기(inverse quantizer) 및 예측자 회로(predictor circuit)를 가지는 디코더(decoder)를 구비하며, 상기 예측자 회로는 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가진다. 일 실시예에서, 상기 저역 통과 필터의 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(finite impulse response: FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 장치는 상기 저역 통과 필터 및 상기 엔코더 사이에 연결되는 적응형 노이즈 성형 필터(adaptive noise shaping filter)를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄하게 하도록 구성된다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 에지 주파수 이상의 주파수들을 평탄하게 하지 않도록 구성된다. 일 실시예에서, 상기 에지 주파수는 25㎑이다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 상기 신호는 상기 엔코더에 의해 출력되는 비트 스트림(bit stream) 내에 포함된다. 일 실시예에서, 상기 엔코더는 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드(code word)들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 코딩 회로부는 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드; 인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및 상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드(escape code)를 발생시키도록 구성된다. 일 실시예에서, 상기 코딩 회로부는 상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩(Huffman coding)을 사용하도록 구성된다. 일 실시예에서, 상기 적응 양자화기는 가변 레이트 양자화기이다. 일 실시예에서, 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 상기 양자화된 신호들의 스텝 사이즈(step size) 및 비트 레이트(bit rate)는 변화될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 적응 양자화기는 다음 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
d n ＋1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인(log domain) 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터(loading factor)이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어(log multiplier)이며, β는 누설 계수(leakage coefficient)이고, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응된다. 일 실시예에서, 상기 적응 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
여기서, cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응된다.
일 실시예에서, 방법은 입력 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 필터링하는 단계는 결정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 사용하는 단계를 포함하며; 피드백 루프(feedback loop)를 사용하여 상기 필터링된 입력 신호를 인코딩하는 단계를 포함하며, 상기 인코딩하는 단계는 적응 양자화기를 사용하여 차이 신호를 기초로 하는 양자화된 신호를 발생시키는 단계; 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 역 양자화기 및 예측자 회로를 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하는 피드백 신호를 발생시키는 단계; 그리고 상기 피드백 신호 및 상기 필터링된 입력 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 필터링하는 단계는 상기 저역 통과 필터에 의해 출력되는 신호를 필터링하기 위해 적응형 노이즈 성형 필터를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내고, 인코딩된 비트 스트림 내의 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 포함하는 신호를 발생시키는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하는 코드 워드들을 발생시키는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드; 인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 그리고 상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 다음 식에 따라 상기 적응 양자화기의 스텝 사이즈를 컨트롤 하는 단계를 포함하며,
d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응된다.
일 실시예에서, 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 구성들이 제공되며, 상기 방법은 입력 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 필터링하는 단계는 결정된 필터 계수들을 사용하여 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하며; 피드백을 사용하여 상기 필터링된 입력 신호를 인코딩하는 단계를 포함하며, 상기 인코딩하는 단계는 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키는 단계; 상기 저역 통과 필터링의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하는 예측 신호를 발생시키는 단계; 그리고 상기 예측 신호 및 상기 입력 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 저역 통과 필터링하는 단계의 상기 결정된 필터 계수들은 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 신호를 발생시키는 단계는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 필터링하는 단계는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화하기 위해 적응형 노이즈 성형하는 단계를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 방법은 다음 식에 따라 상기 양자화된 신호의 발생의 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응된다.
일 실시예에서, 시스템은 엔코더를 포함하며, 상기 엔코더는 결정된 필터 계수들을 가지고, 입력 신호를 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터; 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키도록 구성되는 적응 양자화기; 역 양자화기; 그리고 예측자 회로를 구비하는 엔코더를 포함하며, 상기 역 양자화기는 상기 적응 양자화기 및 상기 예측자 회로 사이에서 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 상기 예측자 회로와 연결되며; 상기 엔코더에 의해 인코딩되는 신호들을 디코딩하도록 구성되는 디코더를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 시스템은 상기 저역 통과 필터 및 상기 적응 양자화기 사이에 연결되는 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화하도록 구성된다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 상기 신호는 상기 엔코더에 의해 상기 디코더로 출력되는 비트 스트림 내에 포함된다. 일 실시예에서, 상기 엔코더는 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함하며, 상기 디코더는 상기 코딩 회로부에 의해 발생되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 코딩 회로부 및 상기 디코딩 회로부는 확장 코딩을 사용하도록 구성된다.
일 실시예에서, 시스템은 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지고, 입력 신호의 대역폭을 상기 입력 신호의 샘플링 주파수를 기초로 하여 사용 가능한 대역폭의 칠십오 퍼센트 이하로 제한하도록 구성되는 입력 필터를 포함하며; 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키도록 구성되는 엔코더를 포함하고, 상기 엔코더는 적응 양자화기; 및 피드백 신호들을 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기 및 예측자 회로를 가지는 피드백 회로부를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 입력 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가진다. 일 실시예에서, 상기 시스템은 상기 엔코더에 의해 인코딩되는 신호들을 디코딩하도록 구성되는 디코더를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 입력 필터는 저역 통과 필터이고, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 입력 필터는 대역 통과 필터이고, 상기 대역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 대역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함한다.
일 실시예에서, 시스템은 결정된 필터링 파라미터들을 사용하여 입력 신호를 저역 통과 필터링하기 위한 수단; 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키기 위한 수단; 상기 저역 통과 필터링하기 위한 수단의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단; 그리고 상기 차이 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 시스템은 코딩된 신호들을 디코딩하기 위한 수단을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 저역 통과 필터링하기 위한 수단은 고정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 포함하며, 상기 예측하기 위한 수단은 상기 저역 통과 필터의 필터 계수들을 기초로 하는 고정된 필터 계수들을 가지는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함한다.
도 1은 ADPCM 엔코더의 실시예의 기능 블록도이다.
도 2는 ADPCM 디코더의 실시예의 기능 블록도이다.
도 3은 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로의 실시예의 기능 블록도이다.
도 4는 ADPCM 엔코더의 실시예의 기능 블록도이다.
도 5는 저역 통과 필터의 일 실시예의 예시적인 주파수 응답을 나타낸다.
도 6은 적응 양자화기 스텝 사이즈들 내의 변화들을 컨트롤하는 방법의 실시예를 예시한다.
도 7은 ADPCM 디코더의 실시예의 기능 블록도이다.
도 8은 양자화기 스텝 사이즈 및 비트 레이트 컨트롤 회로의 실시예의 기능 블록도이다.
도 9는 코드 워드들을 발생시키고 적응 양자화기 스텝 사이즈들 내의 변화들을 컨트롤하는 방법의 실시예를 예시한다.
도 10은 코드 워드로부터 양자화된 신호 값을 발생시키는 방법의 실시예를 예시한다.
다음의 설명에 있어서, 장치들, 시스템들, 방법들 및 물품들의 다양한 실시예들의 완전한 이해를 제공하기 위해 특정한 세부 사항들이 설시된다. 그러나 해당 기술 분야의 숙련자라면 다른 실시예들이 이러한 세부 사항들 없이 수행될 수 있는 점을 이해할 것이다. 다른 예들에서, 트랜지스터들, 멀티플라이어(multiplier)들, 집적 회로들 등과 같이, 예를 들면, 유한 임펄스 응답 필터(finite impulse response filter)들, 엔코더(encoder)들, 디코더(decoder)들, 오디오 및 디지털 신호 처리 회로부 등과 연관된 잘 알려진 구조들과 방법들은 실시예들의 설명을 불필요하게 모호하게 하지 않도록 일부 도면들에서 도시되지 않거나 설명되지 않는다.
본 문에서 달리 요구되지 않는 한, 다음의 명세서 및 특허청구범위 전체를 통해 "포함하다"라는 단어와 "포함하여" 및 "포함하는"과 같은 그 변형들은 배타적인 것이 아니라 개방적인, 즉 "이에 한정되는 것은 아니지만, 포함하는"의 의미로 간주된다.
본 명세서 전체에 걸쳐 "하나의 실시예" 또는 "일 실시예"에 대한 언급은 이러한 실시예와 함께 설명되는 특정한 특징, 구조 또는 특성이 적어도 하나의 실시예에 포함되는 것을 의미한다. 따라서 본 명세서 전체에 걸쳐 다양한 곳들에서 나타나는 "하나의 실시예에서" 또는 "일 실시예에서"라는 표현이 반드시 동일한 실시예에 대해서나, 모든 실시예들에 대해 언급되는 것은 아니다. 또한, 특정한 특징들, 구조들 또는 특성들은 다른 실시예들을 구현하기 위해 하나 또는 그 이상의 실시예들에서 임의의 적합한 방식으로 결합될 수 있다.
앞서의 설명은 단지 편의를 위한 것이며, 본 발명의 범주나 의미를 설명하기 위한 것은 아니다.
도면들에서 요소들의 크기들과 상대적인 위치들은 반드시 일정한 비율로 도시되지는 않는다. 예를 들면, 다양한 요소들의 형상들과 각도들은 일정한 비율로 도시되지 않으며, 이들 요소들의 일부는 도면의 판독성을 증진시키도록 확대되어 배치된다. 또한, 도시된 바와 같은 요소들의 특정한 형상들은 반드시 특정 요소들의 실제 형태들에 관한 임의의 정보를 전달하도록 의도되지는 않으며, 다만 도면들에서의 인지를 용이하게 하도록 선택된다.
도 1은 적응 차분 펄스 부호 변조(adaptive differential pulse-code modulation: ADPCM)를 채용할 수 있는 오디오 신호 엔코더(100)의 기능 블록도이다. 도 1에 예시한 바와 같이, 상기 엔코더(100)는 가산기(adder) 회로(110), 적응 양자화기(adaptive quantizer) 회로(120), 역 양자화기(inverse quantizer) 회로(134) 및 예측자 회로(138)를 포함하는 디코더 회로(130), 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤(quantizer step size control) 회로(140), 그리고 선택적인 코더(coder) 회로(150)를 구비한다.
일 실시예의 동작에서, 인코딩되는 아날로그 입력 오디오 신호는 상기 엔코더(100)의 가산기(110)의 양의 입력(112)에서 수신된다. 상기 가산기(110)의 음의 입력(114)은 피드백 신호로서 상기 디코더(130)에 의해 발생되는 예측 신호를 수신한다. 상기 가산기(110)는 상기 적응 양자화기 회로(120)에 제공되는 차이 신호를 발생시킨다. 상기 적응 양자화기 회로(120)는 상기 수신된 차이 신호를 샘플링하고, 다른 차이 신호 레벨들을 나타내는 일련의 양자화된 신호들로서 상기 차이 신호를 나타내는 출력 신호를 발생시키는 아날로그-디지털 컨버터가 될 수 있다. 예를 들면, 8-비트 워드들은 256의 차이 신호 레벨들(예를 들어, 균일한 스텝 사이즈를 가지는 256의 다른 스텝들)을 나타내도록 사용될 수 있고, 4-비트 워드들은 16의 차이 신호 레벨들을 나타내도록 사용될 수 있는 등이 될 수 있다. 선택적으로, 허프만 코딩(Huffman coding) 및/또는 산술 코딩과 같은 코딩이 일 실시예에서 코딩 회로(150)에 의해 상기 양자화된 신호에 적용될 수 있고, 코딩된(coded) 신호 출력을 발생시킨다. 상기 적응 양자화기 회로(120)(또는 코더가 채용될 때에 상기 선택적인 코더(150)의)에 의한 상기 양자화된 신호 출력은 상기 엔코더(100)의 출력 양자화된 신호 또는 코드 워드(code word)들이다. 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(140)는 상기 양자화기(120)(및 상기 역 양자화기(134))에 의해 채용되는 상기 양자화 스텝들의 사이즈를 컨트롤하기 위해 컨트롤 신호들을 발생시키며, 이는 변화되는 다이내믹 레인지(dynamic range)를 갖는 입력 오디오 신호를 고려하여 효율적인 전송, 저장 등을 가능하게 하도록 변화될 수 있다.
상기 디코더(130)의 역 양자화기(134)는 상기 적응 25 양자화기에 의해 출력된 상기 양자화된 신호 및 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(140)에 의해 설정된 상기 현재의 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 기초로 하여 아날로그 신호와 같은 신호를 발생시킨다. 상기 예측자 회로(138)는 상기 역 양자화기(134)의 출력 신호와 최근의 양자화된 신호 값들 및 최근의 예측 신호 값들과 같은 이력 데이터를 기초로 하여 상기 예측 신호를 발생시킬 수 있다. 하나 또는 그 이상의 필터들 및 하나 또는 그 이상의 피드백 루프(feedback loop)들이 상기 예측자 회로(138)에 의해 채용될 수 있다.
예시한 바와 같이, 도 1의 엔코더(100)는 상기 엔코더(100)의 기능을 구현하기 위해 단독으로 또는 다양한 결합들로 사용될 수 있는 하나 또는 그 이상의 프로세서들 또는 프로세서 코어들(P), 하나 또는 그 이상의 메모리들(M), 그리고 분리 회로부(discrete circuitry)(DC)를 포함한다. 동작에서, 상기 엔코더(100)의 일 실시예는 입력 아날로그 오디오 신호로부터 양자화되고 선택적으로 코딩된 데이터를 발생시킨다. 일 실시예의 동작에서, 인코딩되는(예를 들어, 감소된 비트 스트림(bit stream)으로) 디지털 오디오 신호가 아날로그 신호 대신에 상기 양의 입력(112)에서 수신될 수 있다(예를 들어, 8-비트 디지털 오디오 신호가 4-비트 디지털 오디오 신호로서 인코딩될 수 있다).
비록 도 1의 엔코더(100)의 구성 요소들이 별도의 구성 요소들로 예시되지만, 다양한 구성 요소들은 결합될 수 있거나(예를 들어, 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(140)는 일부 실시예들에서 상기 적응 양자화기(120) 내로 통합될 수 있다), 추가적인 구성 요소들(예를 들면, 상기 예측자 회로(138)는 다중 예측자 회로들로 분할될 수 있거나, 필터들, 가산기들, 버퍼들, 룩업 테이블(look-up table)들 등과 같은 별도의 구성 요소들로 나누어질 수 있다) 및 이들의 다양한 결합들로 나누어질 수 있다.
도 2는 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)를 채용할 수 있는 오디오 신호 디코더(200)의 실시예의 기능 블록도이다. 상기 디코더(200)는 수신된 인코딩된 신호 등을 디코드하기 위해 별도의 디코더로서, 예를 들면, 도 1의 디코더(130)로서 채용될 수 있다. 도 2에 예시한 바와 같이, 상기 디코더(200)는 선택적인 디코딩 코딩 회로부(250), 역 양자화기 회로(234), 예측자 회로(238), 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240), 그리고 가산기(270)를 구비한다.
일 실시예의 동작에서, 코딩된 신호는 상기 코딩된 신호를 양자화된 신호로 변환하는 상기 디코딩 회로부(250)에 의해 수신된다. 상기 디코딩되는 양자화된 신호는 상기 역 양자화기(234)로 제공되고, 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240)로 제공된다. 상기 디코더(200)가 도 1의 엔코더(100)와 같은 엔코더 내에 채용될 때, 상기 디코딩 회로부(250)는 통상적으로 생략될 수 있고, 동일한 스텝 사이즈 컨트롤 회로가 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 상기 양자화기에 제공하고, 상기 역 양자화기에 제공하기 위해 사용될 수 있다(도 1 참조). 상기 역 양자화기(234)는 상기 디코딩 회로부(250)에 의해 출력된(또는 양자화기(도 1의 양자화기(120) 참조)로부터 수신된) 상기 양자화된 신호 및 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240)에 의해 설정된 상기 현재의 스텝 사이즈를 기초로 하여 아날로그 신호와 같은 신호를 발생시킨다. 상기 역 양자화기(234)의 출력은 상기 가산기(270)의 제1의 양의 입력으로 제공된다. 상기 가산기의 출력은 상기 예측자(238)로 제공되며, 이는 예시한 바와 같이 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response: FIR) 필터를 포함한다. 상기 FIR 필터의 출력은 상기 가산기(270)의 제2의 양의 입력으로 제공된다.
상기 디코더(200)가 출력으로서 디코딩된 신호를 제공하기 위해 디코더로 채용될 때, 상기 디코더(200)의 출력은 상기 가산기(270)의 출력이다. 상기 디코더(200)가 도 1의 엔코더(100) 내에 사용되는 상기 디코더(130)와 같이 피드백 루프의 일부로서 엔코더 내에 채용될 때, 상기 예측자 회로(238)의 출력은 상기 예측 신호를 상기 엔코더로 제공한다(도 1의 가산기(110)의 음의 입력(114)에 제공되는 상기 예측 신호 참조).
상기 역 양자화기(234), 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240) 및 상기 예측자 회로(238)는 통상적으로 도 1의 엔코더(100)와 같은 상기 엔코더의 대응하는 구성 요소들과 유사한 방식으로 동작할 수 있다. 예를 들어, 도 1 및 도 2를 참조하면, 상기 엔코더(100) 및 상기 디코더(200)와 유사한 방식으로 동작하는 상기 대응하는 구성 요소들을 구비하는 것은 상기 엔코더(100) 및 상기 디코더(200) 사이에서 추가적인 컨트롤 신호들의 교환할 필요 없이, 상기 예측 신호를 발생시키고 상기 엔코더(100) 및 상기 디코더(200) 모두 내의 상기 스텝 사이즈를 컨트롤하기 위해 상기 양자화된 신호를 사용하는 것을 가능하게 한다.
예시한 바와 같이, 도 2의 디코더(200)는 상기 디코더(200)의 기능을 구현하기 위해 단독으로 또는 다양한 결합들로 사용될 수 있는 하나 또는 그 이상의 프로세서들 또는 프로세서 코어들(P), 하나 또는 그 이상의 메모리들(M), 그리고 분리 회로부(DC)를 포함한다. 비록 도 2의 디코더(200)의 구성 요소들이 별도의 구성 요소들로 예시되지만, 다양한 구성 요소들이 결합될 수 있거나(예를 들어, 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240)는 일부 실시예들에서 상기 역 양자화기(234) 내로 통합될 수 있다), 추가적인 구성 요소들(예를 들어, 상기 예측자 회로(238)는 필터들, 가산기들, 버퍼들 룩업 테이블들 등과 같은 별도의 구성 요소들로 나누어질 수 있다) 및 이들의 다양한 결합들로 나누어질 수 있다.
도 3은, 예를 들면, 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(140)로서 도 1의 엔코더(100)의 실시예, 또는 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(240)로서 도 2의 디코더(200)에 채용될 수 있는 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)의 실시예의 기능 블록도이다. 예시한 바와 같이, 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)는 현재의 양자화된 신호 워드, 예시한 바와 같이, 적응 양자화기(320)에 의해 출력된 워드를 기초로 하여 로그 멀티플라이어(log multiplier)를 선택하는 로그 멀티플라이어 셀렉터(selector)(342)를 포함한다. 일부 실시예들에서, 상기 현재의 양자화된 신호 워드는 디코더(도 2 참조)에 의해 디코딩되는 비트 스트림 내에 포함될 수 있다. 상기 로그 멀티플라이어 셀렉터(342)는 이전의 양자화된 신호 워드들과 같은 이력 데이터를 기초로 하여 로그 멀티플라이어를 선택할 수 있고, 예를 들면, 업데이트 다운로드 등으로 이력 데이터를 기초로 하여 업데이트될 수 있는 룩업 테이블(LUT)을 포함할 수 있다. 상기 로그 멀티플라이어 셀렉터(342)는 현재 및 이전의 양자화된 신호 워드들에 기초한 통계적 확률들을 기초로 하여 로그 멀티플라이어를 선택할 수 있다. 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)는 상기 선택된 로그 멀티플라이어의 제1의 양의 입력을 수신하고, 지연 회로(346)에 출력을 제공하는 가산기(344)를 포함한다. 상기 지연 회로(346)의 출력은 멀티플라이어(348)로 제공되고, 지수 회로(exponential circuit)(350)로 제공된다. 상기 멀티플라이어(348)는 상기 지연 회로(346)의 출력과 통상적으로 1에 가깝거나 이하가 될 수 있는 스케일링(scaling) 또는 누설 팩터(leakage factor) β를 곱하며, 그 결과를 상기 가산기(344)의 제2의 양의 입력에 제공한다. 상기 누설 팩터는 통상적으로 상수가 될 수 있지만, 일부 실시예들에서, 예를 들면, 상기 이전의 스텝 사이즈 컨트롤 신호 또는 다른 이력 데이터를 기초로 하여 변화될 수 있다. 1에 가깝거나 이하로의 스케일링 팩터 β의 선택은, 예를 들면 도입되는 에러가 감쇄될 것임에 따라 전송 에러로 인해 부정확한 스텝 사이즈의 선택의 영향을 감소시키게 할 수 있다.
상기 지수 회로(350)는 동작 시에 상기 지연 회로(346)의 출력을 기초로 하여 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 발생시킨다. 예시한 바와 같이, 상기 스텝 사이즈 컨트롤 신호는 상기 적응 양자화기(320)로 제공되고, 역 양자화기(334)로 제공된다. 예시한 바와 같이, 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)는 대수 방식으로 동작할 수 있으며, 이는 계산들을 간단하게 할 수 있다. 일부 실시예들은 선형 방식으로 동작할 수 있으며, 예를 들면, 상기 가산기(244) 대신에 멀티플라이어를 채용할 수 있고, 상기 멀티플라이어(246) 대신에 지수 회로를 채용할 수 있다. 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)는 예시한 바와 같이 대수 방식으로 동작하며, 상기 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 기초로 하는 상기 스텝 사이즈는 지수 방식으로 변화된다.
일 실시예에서, 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)는 다음 식 1에 따라 동작할 수 있다.
[식 1]
d n ＋1＝βd n＋m(cn)
여기서, d n은 로그 도메인(log domain) 내의 상기 스텝 사이즈이고, m(cn)은 상기 현재의 양자화된 신호를 기초로 하여 선택된 상기 로그 멀티플라이어이며, β는 상기 스케일링 팩터 또는 누설 계수(leakage coefficient)이다. 예시한 바와 같이, 도 3은 상기 양자화기 스텝 사이즈 컨트롤 회로(340)의 기능을 구현하기 위해 단독으로 또는 다양한 결합들로 사용될 수 있는 하나 또는 그 이상의 프로세서들(P), 하나 또는 그 이상의 메모리들(M), 그리고 분리 회로부(DC)를 포함한다.
비록 도 3의 구성 요소들이 별도의 구성 요소들로 예시되지만, 다양한 구성 요소들이 결합될 수 있거나(예를 들어, 상기 가산기(344) 및 상기 멀티플라이어(348)가 일부 실시예들에서 산술 프로세서 내로 통합될 수 있다), 추가적인 구성 요소들 및 이들의 다양한 결합들로 나누어질 수 있다.
도 4는 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)를 채용할 수 있는 오디오 신호 엔코더(400)의 기능 블록도이다. 일 실시예의 오디오 신호 엔코더(400)는 추가된 대역폭 컨트롤을 제공하고, 양자화기 오버로드(overload)의 회피를 가능하게 하며, 적응형 노이즈 성형(adaptive noise shaping)을 구비한다. 도 4에 예시한 바와 같이, 상기 엔코더(400)는 저역 통과 필터(475), 적응형 노이즈 성형 필터(480), 가산기 회로(410), 가변 레이트 적응 양자화기 회로(420), 역 양자화기 회로(434) 및 예측자 회로(438)를 포함하는 디코더 회로(430), 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(440), 코더(450), 그리고 비트 스트림 어셈블러(assembler)(485)를 구비한다.
일 실시예의 동작에서, 인코딩되는 아날로그 입력 오디오 신호는 상기 저역 통과 필터(475)로 예시한 바와 같은 입력 필터의 입력에서 수신된다. 상기 저역 통과 필터(475)는 신호 대 잡음비의 향상을 가능하게 할 수 있다. 상기 저역 통과 필터(475)는, 예를 들면, 25㎑의 에지 및 30㎑의 저지 대역을 가지는 FIR 필터가 될 수 있으며, 이는 88.2㎑ 또는 96㎑에서 샘플링된 데이터에 대한 우수한 결과들을 제공하는 것으로 발견되었다. 도 5는 96㎑의 샘플링 레이트에 적용되는 상기 저역 통과 필터(475)의 일 실시예의 예시적인 주파수 응답을 예시한다. 저역 통과 필터 및 상기 입력 필터의 컨트롤 파라미터들을 기초로 하는 컨트롤 파라미터들을 채용하는 대응하는 고정된 예측자 회로(예를 들어, 상기 입력 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 필터 계수들을 가지는 예측자)를 사용하는 것은 충분히 높은 샘플링 레이트가 채용될 때에 입력 신호에 대한 실질적인 예측 이득의 수득을 가능하게 하며, 이는 결국 원하는 최소 신호 대 잡음비의 수득을 가능하게 한다. 시험에서, 48㎑(예를 들어, 44.1㎑ 및 48㎑) 아래의 샘플링 레이트는 대체로 상기 이득의 충분한 향상을 제공하지 못하였다.
상기 저역 통과 필터(475)의 출력은 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)로 제공된다. 일부 실시예들에서, 상기 저역 통과 필터(475)가 생략될 수 있고, 상기 인코딩되는 신호는 상기 저역 통과 필터(475) 대신에 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)로 입력될 수 있다. 일부 실시예들에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)가 생략될 수 있거나, 선택적으로는 우회될 수 있다. 예를 들면, 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는 높은 비트 레이트 신호 인코딩이 채용될 때에 생략될 수 있거나 우회될 수 있다. 일부 실시예들에서, 대역 통과 필터가 상기 예측자 필터의 대응되는 조정과 함께 저역 통과 필터 대신에 채용될 수 있다. 예를 들면, 고정된 컨트롤 파라미터들을 가지며, 샘플링 주파수를 기초로 하여 입력 신호의 대역폭을 사용 가능한 대역폭의 칠십오 퍼센트 이하로 제한하도록 구성되는 입력 필터(예를 들어, 대역 통과 필터)가 일 실시예에서 채용될 수 있고, 상기 대응하는 디코더는 상기 필터의 주파수 응답에 기초하는 고정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 예측자 회로를 포함할 수 있다. 상기 입력 필터를 사용하고, 상기 입력 필터의 주파수 응답을 기초로 하여 상기 예측자 회로의 컨트롤 파라미터들을 설정하여 상기 입력 신호의 대역폭을 제한하는 것은 충분히 높은 샘플링 레이트가 채용될 때에 입력 신호에 대한 실질적인 예측 이득의 수득을 가능하게 하며, 이는 결국 원하는 최소 신호 대 잡음비의 수득을 가능하게 한다.
상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는, 예를 들면, 저차의 올-제로(all-zero) 선형 예측 필터가 될 수 있다. 실수(복소수가 아닌) 계수들이 채용될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는 트랜스페어런트 코덱(transparent codec)(예를 들어, 압축 가공물들이 대체로 감지될 수 없는)을 유지하도록 전체적인 스펙트럼 슬로프와 충분한 마스킹을 유지하면서, 상기 저역 통과 필터(475)로부터 수신되는 신호의 스펙트럼을 평탄하게 하는 올-제로 적응형 노이즈 성형 필터이다. 대응하는 디코더(도 7의 디코더(700) 참조)에서, 동일한 계수들을 사용하는 올-폴 필터(all-pole filter)가 최초의 스펙트럼 형상을 복구하는 데 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는 상기 예측자 회로(438)를 위한 백색도 기준을 보존한다. 예를 들면, 상기 저차의 노이즈 성형 필터(480)는 저역 통과 필터의 에지 주파수(예를 들어, 저역 통과 필터(475)에 의해 필터링된 신호 내에 존재하지 않을 수 있는, 25㎑) 이상의 신호들을 평탄화하지 않도록 조정될 수 있다. 전술한 바와 같이, 높은 주파수들에서의 손실 에너지는 보다 높은 예측 이득을 가능하게 한다. 선형 예측 필터들 이외의 필터들이 상기 노이즈 성형 필터들로 채용될 수 있다.
상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는 필터링된 출력 신호를 상기 가산기(410)의 양의 입력(412)으로 제공한다. 일 실시예에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)는 또한 적응형 노이즈 필터 설정 정보 및/또는 동기화 정보를 포함하는 신호를 제공하며, 이는 대응하는 역 노이즈 성형 필터(780)를 포함하는 도 7의 디코더(700)와 같은 디코더에 적응형 노이즈 필터 설정 및 동기화 정보를 전송하는 데 사용될 수 있다. 상기 설정 및 동기화 정보는 매 512의 샘플 블록에 대해 한 번과 같이 주기적으로 전송될 수 있다. 일부 실시예들에서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터 컨트롤 정보는 상기 비트 스트림의 코드 워드들 내에 내포될 수 있다. 예를 들면, 임계 평균 비트 레이트 이상의 평균 비트 레이트를 나타내는 상기 비트 스트림의 코드 워드들이 채용될 때, 이는 또한 적응형 노이즈 성형이 우회되는 것을 나타낼 수 있다.
상기 가산기(410)의 음의 입력(414)은 피드백 신호로서 상기 디코더(430)에 의해 발생되는 예측 신호를 수신한다. 상기 가산기(410)는 상기 가변 레이트 적응 양자화기 회로(420)에 제공되는 차이 신호를 발생시킨다.
상기 가변 레이트 적응 양자화기 회로(420)는 일련의 양자화 신호들 또는 워드들로서 상기 차이 신호를 나타내는 출력 신호를 발생시킨다. 상기 양자화 신호들의 사이즈는 고정되지 않으며, 상기 평균 길이는 다음에 보다 상세하게 논의되는 바와 같이 스텝 사이즈 및 비트 레이트 컨트롤러(440)의 멀티플라이어 테이블의 출력을 사용하여 조정될 수 있다. 상기 가변 레이트 적응 양자화기 회로(420)의 출력은 상기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤러(440), 상기 역 양자화기(434) 그리고 상기 코더(450)로 제공된다.
상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(440)는 상기 양자화 스텝들의 사이즈를 컨트롤하기 위해 하나 또는 그 이상의 컨트롤 신호들을 발생시킨다. 이러한 함축은 상기 양자화기(420)(및 상기 역 양자화기(434))에 의해 채용되는 상기 양자화된 신호의 평균 길이를 결정하며, 이는 변화되는 다이내믹 레인지를 갖는 입력 오디오 신호를 고려하여 효율적인 코딩을 가능하게 하도록 상기 멀티플라이어 테이블의 조정에 의해 변화될 수 있다.
도 6은 코드 워드들을 발생시키고, 예를 들면 도 4의 엔코더(400)에 의해 채용될 수 있는 스텝 사이즈들 및 평균 비트 레이트의 변화들을 컨트롤하는 방법(600)의 실시예를 예시한다. 편의 상, 상기 방법(600)은 도 4의 엔코더(400)를 참조하여 설명될 것이다. 상기 방법은 602에서 시작되며, 604로 진행된다. 604에서, 상기 가변 레이트 적응 양자화기(420)는 상기 차이 신호 및 상기 현재의 양자화 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 기초로 하여 현재의 양자화 신호 또는 워드를 발생시킨다. 이는, 예를 들면, 다음 식 2에 따라 이루어질 수 있다.
[식 2]
cn＝
Figure pct00001
여기서, cn은 상기 현재의 양자화된 신호이고, en은 에러 또는 차이 신호이며, dn은 상기 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응된다.
상기 방법은 604로부터 606으로 진행된다. 606에서, 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(440)는 다음의 양자화 신호 워드에 대한 상기 스텝 사이즈를 설정하도록 하나 또는 그 이상의 컨트롤 신호들을 발생시킨다. 이는, 예를 들면, 상기 식 1에 따르거나, 다음의 식 3 또는 식 4에 따라 이루어질 수 있다.
[식 3]
d n ＋1＝βd n＋m(cn/Lfactor)
여기서, cn은 상기 현재의 양자화 신호이고, d n은 상기 현재의 스텝 사이즈 및 응답하는 비트 길이에 대응되며, Lfactor은 상기 평균 비트 길이(및 이에 따른 상기 평균 비트 레이트)를 컨트롤하는 데 사용되는 로딩 팩터(loading factor)이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 및 상기 로딩 팩터를 기초로 하여 선택된 상기 로그 멀티플라이어이며, β는 상기 누설 계수이다. 일부 실시예들에서, 상기 로그 도메인 내의 최소 스텝 사이즈 d min은 다음과 같이 설정될 수 있다.
[식 4]
d n ＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min)
상기 로딩 팩터 Lfactor은 원하는 평균 비트 레이트를 유지하도록 선택될 수 있다. 상기 로딩 팩터는 통상적으로 0.5 내지 16이 될 수 있다. 일부 실시예들에서, 최대 스텝 사이즈가 채용될 수 있다. 상기 로그 멀티플라이어 m(cn/Lfactor)를 변화시키는 것은 상기 비트 레이트 및 스텝 사이즈를 변화시키며, 상기 로그 멀티플라이어 셀렉터(도 9 참조)의 룩업 테이블 내에 저장된 값들은 상기 적응 양자화기(420) 및 역 양자화기(434)가 상기 스텝 사이즈 및 비트 레이트의 원하는 변화들을 구현하게 하기 위해 선택될 수 있다. 예를 들면, 보다 높은 로그 멀티플라이어들은 상기 양자화기(420) 및 역 양자화기(434)에 대한 증가된 스텝 사이즈 및 보다 낮은 비트 레이트를 나타낼 수 있다. 상기 룩업 테이블은 상기 로딩 팩터 Lfactor로 나누어진 상기 현재의 양자화 값 cn의 결과를 기초로 하여 색인으로 될 수 있다. 다른 룩업 테이블들은 Lfactor 대신에 또는 추가적으로 다른 로딩 팩터들을 채용할 수 있다. 일 실시예에서, 룩업 테이블 내의 값들은 상기 로그 멀티플라이어가 상기 현재의 양자화 값 cn이 증가함에 따라 단조 증가하도록 선택될 수 있으며, 상기 멀티플라이어들의 테이블은 작은 cn에 대한 음의 값으로부터 큰 cn에 대한 양의 값까지 진행될 수 있다.
상기 방법(600)은 606으로부터 608로 진행된다. 608에서, 상기 엔코더(400)는 수신된 신호의 인코딩을 계속하는 지를 결정한다. 608에서 수신된 신호의 인코딩을 계속하는 것으로 결정될 때, 상기 방법은 상기 다음의 양자화된 신호 워드를 처리하기 위해 604로 돌아간다. 608에서 수신된 신호의 인코딩을 계속하는 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법은 610로 진행되며, 여기서 상기 수신된 신호가 종료되었는지 등을 나타내기 위해 확장 코드(escape code)를 발생시키는 것과 같은 다른 처리가 일어날 수 있다. 상기 방법은 610으로부터 612까지 진행되며, 여기서 상기 방법(600)이 종료된다.
엔코더(400)의 일부 실시예들은 도 6에 도시되지 않은 다른 동작들을 수행할 수 있으며, 도 6에 도시된 동작들 모두를 수행하지 않을 수 있거나, 도 6의 동작들을 다른 순서로 수행할 수 있다.
도 4를 참조하면, 상기 디코더(430)의 역 양자화기(434)는 상기 가변 레이트 적응 양자화기(420)에 의한 상기 양자화된 신호 출력 cn 및 상기 현재의 스텝 사이즈 d n을 기초로 하여 아날로그 신호와 같은 신호를 발생시킨다. 상기 예측자 회로(438)는 상기 역 양자화기(434)의 출력 신호 및 도 7을 참조하여 다음에 보다 상세하게 논의되는 바와 같이 최근의 코딩된 데이터 및 최근의 예측 값들과 같은 이력 데이터를 기초로 하여 상기 예측 신호를 발생시킬 수 있다. 상기 예측자 회로(438)는 도 7을 참조하여 다음에 보다 상세하게 논의되는 바와 같이 상기 저역 통과 필터(475)의 주파수 응답에 기초하여 선택된 계수들을 갖는 FIR 필터를 채용할 수 있다. 이들 계수들은 고정될 수 있고, 예상되는 입력 신호 특성들에 대해 충분한 신호 대 잡음비의 유지를 가능하게 하기 위해 선택될 수 있다. 시험은 상기 저역 통과 필터(475)의 주파수 응답을 기초로 하는 상기 예측자 회로(438) 내의 상기 FIR 필터에 대해 고정된 계수들을 사용하는 것이 64㎑ 및 그 이상에서의 신호들에 대한 상기 신호 대 잡음비의 충분한 향상을 가져왔던 점을 보여주었다. 예를 들면, 상기 저역 통과 필터(475) 내에서 25㎑ 이상의 에너지를 감쇄시키는 것과 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답에 기초하여 상기 FIR 필터의 고정된 계수들을 선택하는 것은 일 실시예에서 45dB의 예측 이득을 가져올 수 있다. 8비트 양자화기(8비트 양자화기, 4비트 양자화기 등이 될 수 있는 도 1의 적응 양자화기(120) 참조)를 사용하는 것은 25㎑ 이상의 주파수들을 포함하지 않고, 적응형 노이즈 성형 필터(도 1 참조)를 사용하지 않는 인코딩과 비교될 수 있는 신호 대 잡음비를 가져올 수 있다.
일 실시예에서, 상기 기변 레이트 적응 양자화기 회로(420)(또는 코더가 채용될 때에 상기 선택적인 코더(450)의)에 의한 상기 양자화된 신호 출력은 상기 엔코더(400)의 출력 양자화된 신호이다. 선택적으로, 허프만 코딩 및/또는 산술 코딩과 같은 코딩이 일 실시예에서 코딩 회로(450)에 의해 상기 양자화된 신호에 채용될 수 있고, 상기 엔코더(400)의 코딩된 신호 출력을 발생시킬 수 있다. 상기 코더(450)는, 예를 들면, 하나 또는 그 이상의 룩업 테이블들을 사용하여 양자화된 신호 워드들을 코드 워드들로 변환시킨다. 덜 자주 사용되는 양자화된 신호 워드들이 보다 큰 코드 워드들에 할당될 수 있고, 보다 자주 사용되는 양자화된 신호 워드들이 상기 코더(400)의 효율을 증가시키도록 보다 큰 코드 워드들에 할당될 수 있다.
상기 코더(450)는 일 실시예에서 선택적으로 확장 코딩을 제공할 수 있다. 예를 들면, 채용되는 코드 북(예를 들어, 허프만 코드 북) 내에 포함되지 않는 양자화된 값에 대하여, 확장 코드가 상기 양자화된 신호 값 또는 정보가 어떻게 전송될 것인지(예를 들어, 실제 양자화된 신호가 전송되는 것, 상기 다음의 코드 워드가 코드 워드 대신 상기 양자화된 신호 값인 것, 최대/최소 레벨 사이의 차이가 전송되는 것 등)를 나타내는 상기 확장 코딩과 함께 코드 워드 대신에 상기 코드 북으로부터 전송될 수 있다. 다른 예에서, 확장 코드는 코딩된 신호의 채널이 중단되거나 존재하지 않는 것(예를 들어, 스테레오 신호의 하나의 채널만이 인코딩되는 것)을 나타낼 수 있다. 다른 예에서, 확장 코드는 인코딩 완료 신호를 나타낼 수 있다.
상기 비트 스트림 어셈블러(485)는 상기 코더(450)에 의한 상기 코드 워드들 출력 및 상기 적응형 노이즈 성형 필터(480)에 의한 상기 적응형 노이즈 성형 필터 컨트롤/동기화 정보 출력을 수신하며, 디코더에 대한 전송 및/또는 저장을 위한 비트 스트림을 어셈블링한다. 일부 실시예들에서, 512의 샘플 블록 및 상기 샘플 블록에 대한 적응형 노이즈 성형 필터 컨트롤/동기화 정보를 포함하는 패킷들과 같은 데이터 패킷들이 상기 비트 스트림 어셈블러(485)에 의해 어셈블링될 수 있다.
도 7은 적응 차분 펄스 부호 변조(ADPCM)를 채용할 수 있는 오디오 신호 디코더(700)의 실시예의 기능 블록도이다. 상기 디코더(700)로는 수신된 인코딩된 신호 등을 디코딩하기 위해 별도의 디코더로서, 예를 들면 도 4의 디코더(430)가 채용될 수 있다. 도 7에 예시한 바와 같이, 상기 디코더(700)는 비트 스트림 역어셈블러(disassembler)(785), 선택적인 코드 워드 디코딩 회로부(750), 역 양자화기 회로(734), 예측자 회로(738), 역 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(740), 가산기(770), 역 적응형 노이즈 성형 필터(780), 그리고 저역 통과 필터(775)를 구비한다.
일 실시예의 동작에서, 어셈블링된 신호는 상기 비트 스트림 역어셈블러(785)에 의해 수신되고, 코딩된 신호 성분 및 적응형 노이즈 성형 필터 컨트롤 및 동기화 신호 성분으로 나누어진다. 상기 코딩된 신호 성분은 상기 코딩된 신호를 양자화된 신호 cn으로 전환하는 상기 디코딩 회로부(750)로 제공된다. 확장 코딩이 도 4의 코더(450)를 참조하여 앞서 논의된 바와 같이 일 실시예에서 사용될 수 있다. 디코딩되는 상기 양자화된 신호는 상기 역 양자화기(734)로 제공되고, 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(740)로 제공된다. 상기 디코더(700)가 도 4의 엔코더(400)와 같은 엔코더 내에 채용될 때, 상기 디코딩 회로부(750)가 통상적으로 생략될 수 있고, 동일한 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로가 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 상기 양자화기 및 상기 역 양자화기(도 4 참조)로 제공하기 위해 사용될 수 있다.
상기 역 양자화기(734)는 상기 디코딩 회로부(750)에 의해 출력된(도 4의 양자화기(420) 참조)로부터 수신된) 상기 양자화된 신호 및 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(740)에 의해 설정된 상기 현재의 스텝 사이즈를 기초로 하여 아날로그 신호와 같은 신호를 발생시킨다. 상기 역 양자화기(734)의 출력은 상기 가산기(770)의 제1의 양의 입력으로 제공된다. 상기 가산기(770)의 출력은 예시한 바와 같이 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 상기 예측자(738)로 제공된다. 상기 FIR 필터의 출력은 상기 가산기(770)의 제2의 양의 입력으로 제공된다.
상기 디코더(700)가 출력으로 디코딩된 신호를 제공하기 위한 디코더로서 채용될 때, 상기 디코더(700)의 출력은 역 필터, 예시한 바와 같이, 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)로 제공된다. 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)는, 예를 들면, 저차의 올-폴 선형 예측 필터가 될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)는 상기 올-폴 필터의 계수들로서 대응하는 엔코더의 대응되는 적응형 노이즈 성형 필터(예를 들어, 도 4의 적응형 노이즈 성형 필터(480))에 의해 사용되는 동일한 계수들을 사용하여 상기 신호의 스펙트럼을 회복시키는 올-폴 적응형 노이즈 성형 필터이다. 이러한 정보는 상기 비트 스트림 내에 전달될 수 있고, 상기 역어셈블러(785)에 의해 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)로 제공될 수 있다. 상기 설정과 동기화 정보는 매 512의 샘플 블록에 대해 한 번과 같이 주기적으로 제공될 수 있다. 일부 실시예들에서, 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터 컨트롤 정보는, 예를 들면, 도 4를 참조하여 앞서 논의된 바와 같이 상기 비트 스트림의 코드 워드들에 내포될 수 있다.
상기 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)의 출력은 선택적으로 저역 통과 필터(775)에 의해 필터링된다. 이는 상기 신호의 최초 스펙트럼이 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터(780)에 의해 회복될 때에 회복되는 고주파 에너지의 제거를 가능하게 한다. 일 실시예에서, 상기 디코더(700)의 저역 통과 필터(775)는 엔코더의 대응되는 저역 통과 필터(예를 들어, 도 4의 저역 통과 필터(475))에 의해 사용되는 동일한 계수들을 채용할 수 있다.
상기 디코더(700)가 도 4의 엔코더(400) 내에 사용되는 상기 디코더(430)와 같이 피드백 루프의 일부로서 엔코더 내에 채용될 때, 상기 예측자 회로(738)의 출력은 상기 예측 신호를 상기 엔코더로 제공한다(도 4의 가산기(410)의 응의 입력(414)으로 제공되는 상기 예측 신호 참조).
상기 역 양자화기(734), 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(740) 그리고 상기 예측자 회로(738)는 통상적으로 도 4의 엔코더(400)와 같은 상기 엔코더의 대응하는 구성 요소들과 유사한 방식으로 동작할 수 있다. 예를 들어, 도 4 및 도 7을 참조하면, 상기 엔코더(400) 및 상기 디코더(700)와 유사한 방식으로 동작하는 상기 대응하는 구성 요소들을 가지는 것은 상기 예측 신호를 발생시키고, 상기 엔코더(400) 및 상기 디코더(700) 사이에서 추가적인 컨트롤 신호들을 교환할 필요 없이 상기 엔코더(400) 및 상기 디코더(700) 모두 내에서 상기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트를 컨트롤하기 위해 상기 양자화된 신호를 사용하는 것을 가능하게 한다. 예를 들면, 상기 엔코더(400)의 실시예 및 상기 디코더(700)의 실시예를 포함하는 시스템은 상기 대응하는 구성 요소들에 대해 동일한 컨트롤 파라미터를 사용하여(예를 들어, 동일한 필터 계수들을 사용하여) 동작할 수 있다.
예시한 바와 같이, 도 7의 디코더(700)는 상기 디코더(700)의 기능을 구현하기 위해 단독으로 또는 다양한 결합들로 사용될 수 있는 하나 또는 그 이상의 프로세서들 또는 프로세서 코어들(P), 하나 또는 그 이상의 메모리들(M), 그리고 분리 회로부(DC)를 포함한다. 비록 도 7의 디코더(700)의 구성 요소들이 별도의 구성 요소들로 예시되지만, 다양한 구성 요소들이 결합될 수 있거나(예를 들어, 상기 역 양자화기 스텝 및 평균 레이트 컨트롤 회로(740)는 일부 실시예들에서 상기 역 양자화기(734) 내로 통합될 수 있다), 추가적인 구성 요소들(예를 들어, 상기 예측자 회로(738)는 필터들, 가산기들, 버퍼들, 룩업 테이블들 등과 같은 별도의 구성 요소들로 나누어질 수 있다) 및 이들의 다양한 결합들로 나누어질 수 있다.
도 8은, 예를 들면, 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(440)로서 도 4의 엔코더(400)의 실시예, 또는 상기 역 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(740)로서 도 7의 디코더(700)의 실시예에 채용될 수 있는 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)의 실시예의 기능 블록도이다. 예시한 바와 같이, 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)는 현재의 양자화된 신호 워드 cn 및 로딩 팩터 Lfactor의 역을 수신하는 멀티플라이어(852), 그리고 상기 현재의 양자화된 신호 워드 및 상기 로딩 팩터를 기초로 하여 로그 멀티플라이어를 선택하는 로그 멀티플라이어 셀렉터(842)를 포함한다. 예시한 바와 같이, 상기 현재의 양자화된 신호 워드는 가변 레이트 적응 양자화기(820)에 의해 출련된 워드이다. 일부 실시예들에서, 상기 현재의 양자화된 신호 워드는 디코더(도 7 참조)에 의해 디코딩되는 비트 스트림 내에 포함될 수 있다. 상기 멀티플라이어 셀렉터(842)는 이전의 양자화된 신호 워드들과 같은 이력 데이터를 기초로 하여 로그 멀티플라이어를 선택할 수 있고, 예를 들면 업데이트 다운로드 등으로 이력 데이터를 업데이트할 수 있는 룩업 테이블(LUT)을 포함할 수 있다. 상기 로그 멀티플라이어 셀렉터(842)는 현재 및 이전의 양자화된 신호 워드들을 기초로 하는 통계 가능성들에 기초하여 로그 멀티플라이어를 선택할 수 있다. 상기 양자화된 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)는 제1의 양의 입력에서 상기 선택된 로그 멀티플라이어를 수신하고, 지연 회로(846)에 출력을 제공하는 가산기(844)를 포함한다. 상기 지연 회로(846)의 출력은 멀티플라이어(848) 및 지수 회로(850)에 제공된다. 상기 멀티플라이어(848)는 상기 지연 회로(846)의 출력과 통상적으로 1에 가깝거나 이하가 될 수 있는 스케일링 또는 누설 팩터 β를 곱하며, 그 결과를 상기 가산기(844)의 제2의 양의 입력에 제공한다. 상기 누설 팩터는 통상적으로 상수가 될 수 있지만, 일부 실시예들에서 예를 들면, 상기 이전의 스텝 사이즈 컨트롤 신호 또는 다른 이력 데이터를 기초로 하여 변수가 될 수 있다. 1에 가깝거나 그 이하로의 스케일링 팩터 β의 선택은 도입된 에러가 감쇄될 것임에 따라, 예를 들면 전송 에러로 인한 부정확한 스텝 사이즈의 선택의 영향의 감소를 가능하게 한다.
상기 지수 회로(850)는 동작 시에 상기 지연 회로(846)의 출력을 기초로 하는 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 발생시킨다. 예시한 바와 같이, 상기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 신호는 가변 레이트 적응 양자화기(820) 및 역 양자화기(834)로 제공된다. 예시한 바와 같이, 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)는 대수 방식으로 동작하며, 이는 계산들을 간단하게 한다. 일부 실시예들은 선형 방식으로 동작할 수 있으며, 예를 들면, 상기 가산기(844) 대신에 멀티플라이어를 채용할 수 있고, 상기 멀티플라이어(846) 대신에 지수 회로를 채용하는 등이 될 수 있다. 상기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로는 예시한 바와 같이, 대수 방식으로 동작하며, 상기 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 기초로 하여 선택된 상기 스텝 사이즈들은 지수 방식으로 변화된다. 일 실시예에서, 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)는 상기 식 3 또는 식 4에 따라 동작할 수 있고, 도 4 및 도 6을 참조하여 앞서 보다 상세하게 논의된 바와 같이 상기 룩업 테이블들을 실장하도록 로그 멀티플라이어 값들을 선택할 수 있다.
예시한 바와 같이, 도 8은 상기 양자화기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(840)의 기능을 구현하기 위해 단독으로 또는 다양한 결합들로 사용될 수 있는 하나 또는 그 이상의 프로세서들(P), 하나 또는 그 이상의 메모리들(M), 그리고 분리 회로부(DC)를 포함한다. 가산기들, 멀티플라이어 등과 같은 예시한 구성 요소들은 분리 회로부를 사용하고, 메모리 내에 저장된 명령들을 실행하며, 룩업 테이블들을 사용하는 등 및 이들의 다양한 결합들로 다양한 방식들로 구현될 수 있다.
도 9는 오디오 신호로부터 코드 워드들을 발생시키며, 예를 들면 확산 코딩이 채용될 때에 도 4의 엔코더(400)에 의해 채용될 수 있는 양자화기 스텝 사이즈들 및 평균 비트 레이트의 변화들을 컨트롤하는 방법(900)의 실시예를 예시한다. 편의 상, 상기 방법(900)은 도 4의 엔코더(400)를 참조하여 설명될 것이다. 상기 방법은 902에서 시작되고, 904로 진행된다. 904에서, 상기 엔코더(400)는 오디오 샘플들의 블록을 수집하고, 906으로 진행된다. 906에서, 상기 엔코더(400)는 각 채널의 샘플을 처리한다. 상기 채널들의 샘플들의 병렬 처리가 채용될 수 있다.
906a에서, 상기 적응 양자화기(420)는 상기 채널이 처리되는 오디오 샘플을 가지는 지를 결정한다. 상기 채널이 오디오 샘플을 가질 경우, 상기 방법(900)은 906a로부터 908까지 진행된다. 908에서, 상기 코더(450)는 양자화된 샘플이 코드 북, 예시한 바와 같이 허프만 코드 북 내에 대응하는 심볼을 가지는 지를 결정한다. 상기 양자화된 샘플이 상기 코드 북 내에 대응하는 심볼을 가지는 것으로 결정될 때, 상기 방법은 908로부터 910까지 진행된다. 910에서, 상기 코더(450)는 상기 대응하는 심볼을 상기 비트 스트림 내로 기입한다. 상기 방법(900)은 910으로부터 914까지 진행된다.
908에서 상기 양자화된 샘플이 상기 코드 북 내에 대응하는 심볼를 가지는 것으로 결정될 때, 상기 방법(900)은 908로부터 912까지 진행된다. 912에서, 상기 코더는 임베드(embed) 확장 코드 및 양자화된 샘플 값을 상기 비트 스트림 내로 기입하며, 예시한 바와 같이 임베드 확장 코드는 16 비트의 양자화된 샘플 값을 수반한다. 상기 코드 북 내의 대응하는 코드 워드 없이 양자화된 샘플 값을 전송하는 다른 방법들이 앞서 보다 상세하게 논의된 바와 같이 채용될 수 있다. 상기 방법은 912로부터 914까지 진행된다.
914에서, 상기 스텝 사이즈 및 평균 비트 레이트 컨트롤 회로(440)는 앞서 상세하게 논의된 바와 같이, 상기 대응하는 채널에 대한 상기 스텝 사이즈 컨트롤 신호를 업데이트한다. 예를 들면, 상기 식 1, 식 3 및 식 4가 채용될 수 있다. 상기 방법(900)은 상기 채널에 대한 다음의 샘플을 처리하기 위해 914로부터 906까지 진행된다.
906b에서, 상기 적응 양자화기는 상기 채널이 오디오 데이터를 가졌지만, 상기 블록 내에 처리되는 더 이상의 샘플들을 가지지 않는 지를 결정한다. 예를 들면, 채널은 이르게 종료되었을 수 있다. 상기 채널이 상기 블록 내에 더 이상의 샘플들을 가지지 않는 것으로 결정될 때, 상기 방법(900)은 906b로부터 916까지 진행된다. 916에서, 상기 코더(450)는 채널 완료 확장 코드를 상기 비트 스트림 내로 기입하며, 상기 현재의 블록 내의 채널의 처리가 종료된다. 상기 방법(900)은 916으로부터 906까지 진행된다.
906c에서, 상기 엔코더(400)는 상기 채널들 모두를 위해 블록 내의 모든 오디오 데이터가 모두 처리되었는지를 결정한다. 906c에서 상기 블록 내의 모든 오디오 데이터가 처리되었던 것으로 결정될 때, 상기 방법(900)은 906c로부터 918까지 진행된다. 918에서, 상기 엔코더(400)는 새로운 블록을 시작하기 위해 더 많은 데이터가 존재하는 지를 결정한다. 918에서 새로운 블록을 시작하기 위한 더 많은 데이터가 존재하는 것으로 결정될 때, 상기 방법(900)은 918로부터 904까지 진행되며, 여기서 오디오 샘플들의 다음의 블록이 처리된다. 918에서 새로운 블록을 시작하기 위한 데이터가 존재하는 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법은 920까지 진행된다. 920에서, 상기 코더(450)는 스트림 완료 확장 코드를 상기 비트 스트림 내로 기입한다. 상기 방법은 920로부터 930까지 진행되며, 여기서 상기 오디오 신호의 처리가 종료된다.
엔코더(400)의 일부 실시예들은 도 9에 도시되지 않은 다른 동작들을 수행할 수 있거나, 도 9에 도시된 동작들 모두를 수행하지 않을 수 있거나, 다른 순서로 도 9의 동작들을 수행할 수 있다.
도 10은, 예를 들면, 확장 코딩이 채용될 때에 도 7의 디코더(700)에 의해 채용될 수 있는 코드 워드로부터 양자화된 신호 값을 발생시키는 방법(1000)의 실시예를 예시한다. 상기 방법(1000)은 병렬로 신호의 다중 채널들에 대한 코드 워드들을 처리할 수 있다. 편의 상, 상기 방법(1000)은 도 7의 디코더(700)을 참조하여 설명될 것이다. 상기 방법은 1002에서 시작되고, 1004로 진행된다. 1004에서, 상기 디코딩 회로부(750)는 코드 워드(또는 다중 채널들이 병렬로 처리될 때에 코드 워드들)를 수신하고, 1006으로 진행된다.
1006에서, 상기 디코딩 회로부(750)는 상기 코드 워드(심볼)이 허프만 코드 북과 같은 코드 북 내에 대응하는 양자화된 샘플 값을 가지는 지를 결정한다. 상기 코드 워드(심볼)이 코드 북 내에 대응하는 양자화된 샘플 값을 가지는 것으로 결정될 때, 상기 방법(1000)은 1006으로부터 1008까지 진행되며, 여기서 상기 대응하는 양자화된 샘플 값이 상기 현재의 양자화된 신호 값 cn으로서 상기 디코딩 회로부(750)에 의해 출력된다. 상기 방법(1000)은 상기 채널의 다음 코드 워드(및 상기 코딩된 신호의 다른 채널들의 코드 워드들)을 처리하기 위해 1008로부터 1004까지 진행된다. 1006에서 상기 코드 워드(심볼)이 코드 북 내에 대응하는 양자화된 샘플 값을 가지는 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법(1000)은 1006으로부터 1010까지 진행된다.
1010에서, 상기 디코딩 회로부(750)는 상기 코드 워드가 임베드 확장 코드인지를 결정한다. 1010에서 상기 코드 워드가 임베드 확장 코드인 것으로 결정될 때, 상기 방법(1000)은 1010으로부터1012까지 진행되며, 여기서 상기 채널의 다음의 코드 워드가 상기 현재의 양자화된 신호 값 cn으로서 상기 디코딩 회로부(750)에 의해 출력된다. 상기 방법(1000)은 상기 채널의 다음의 코드 워드(및 상기 코딩된 신호의 다른 채널들의 코드 워드들)을 처리하기 위해 1012로부터 1004까지 진행된다. 1010에서 상기 코드 워드가 임베드 확장 코드인 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법(1000)은 1010으로부터 1014까지 진행된다.
1014에서, 상기 디코딩 회로부(750)는 상기 코드 워드가 채널 완료 확장 코드인지를 결정한다. 1014에서 상기 코드 워드가 채널 완료 확장 코드인 것으로 결정될 때, 상기 방법(1000)은 1014로부터 1016까지 진행되며, 여기서 상기 신호 채널의 처리가 종료된다. 상기 방법(1000)은 상기 신호의 나머지 채널들의 다음의 코드 워드를 처리하기 위해 1016으로부터 1004까지 진행된다. 1014에서 상기 코드 워드가 채널 완료 확장 코드인 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법(1000)은 1014로부터 1018까지 진행된다.
1018에서, 상기 디코딩 회로부(750)는 상기 코드 워드가 신호 완료 확장 코드인지를 결정한다. 1018에서 상기 코드 워드가 신호 완료 확장 코드인 것으로 결정될 때, 상기 방법(1000)은 1018로부터 1020까지 진행되며, 여기서 상기 신호의 처리가 종료된다. 상기 방법(1000)은 1020으로부터 1022까지 진행되며, 여기서 상기 방법(1000)이 종료된다. 1018에서 상기 코드 워드가 신호 완료 확장 코드인 것으로 결정되지 않을 때, 상기 방법(1000)은 상기 채널의 다음의 코드 워드(또는 블록)(및 상기 코딩된 신호의 다른 채널들의 코드 워드들)를 처리하기 위해 1018로부터 1004까지 진행된다.
디코더(700)의 일부 실시예들은 도 10에 도시도지 않은 다른 동작들을 수행할 수 있거나, 도 10에 도시된 동작들 모두를 수행하지 않을 수 있거나, 다른 순서로 도 10의 동작들을 수행할 수 있다.
일부 실시예들은 컴퓨터 프로그램 제품들의 형태를 가질 수 있거나 포함할 수 있으며, 예를 들어, 하나의 실시예에 따르면, 앞서 설명한 방법들이나 기능들의 하나 또는 그 이상을 수행하기 위해 적용된 컴퓨터 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 매체가 제공된다. 상기 매체는 하나 또는 그 이상의 바코드들 혹은 하나 또는 그 이상의 이러한 컴퓨터 판독 가능 매체들에 저장되고 적절한 판독 장치에 의해 판독될 수 있는 관련된 다른 코드들 내에 인코딩되는 것들을 포함하여, 예를 들면 ROM(Read Only Memory) 칩, 또는 적절한 드라이브에 의하거나 적절한 연결을 통해 판독되는 디지털 다목적 디스크(DVD-ROM), 콤팩트디스크(CD-ROM), 하드 디스크, 메모리, 네트워크 혹은 휴대용 매체 물품과 같은 디스크와 같은 물리적 저장 매체가 될 수 있다.
또한, 일부 실시예들에서 상기 방법들 및/또는 기능의 일부 또는 모두는, 이에 한정되는 것은 아니지만, 하나 또는 그 이상의 응용 주문형 집적 회로(ASIC)들, 디지털 신호 프로세서들, 분리 회로부, 로직 게이트들, 표준 집적 회로들, 컨트롤러들(예를 들어, 적절한 명령들을 실행함에 의해서와 마이크로컨트롤러들 및/또는 임베드된 컨트롤러들을 포함하는), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)들, 복합 프로그램 가능 논리 소자(CPLD)들 등뿐만 아니라 RFID 기술을 채용하는 장치들, 그리고 이들의 다양한 결합들을 포함하여, 적어도 부분적으로 펌웨어 및/또는 하드웨어 내에 다른 방식들로 구현되거나 제공될 수 있다.
앞서 설명한 다양한 실시예들은 다른 실시예들을 제공하도록 결합될 수 있다. 실시예들의 측면들은 또 다른 실시예들을 제공하도록 다양한 특허들, 특허 출원들 및 공개 특허들의 개념들을 채용할 필요가 있을 경우에 변경될 수 있다.
이들과 다른 변화들이 상술한 설명의 관점에서 실시예들에 대해 이루어질 수 있다. 대체로, 다음의 특허청구범위에서, 사용되는 용어들은 본 명세서와 특허청구범위에 개시된 특정한 실시예들을 한정하는 것으로 간주되지 않아야 하며, 특허청구범위가 표방하는 균등물들의 전체적인 범주와 함께 모든 가능한 실시예들을 포함하는 것으로 간주되어야 한다. 이에 따라, 특허청구범위가 개시된 사항들에 의해 한정되지는 않는다.

Claims (166)

  1. 결정된 필터 계수들을 가지고, 입력 신호를 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터를 포함하며;
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키도록 구성되는 엔코더(encoder)를 포함하고, 상기 엔코더는,
    적응 양자화기(adaptive quantizer); 및
    피드백 신호를 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기(inverse quantizer) 및 예측자 회로(predictor circuit)를 가지는 디코더(decoder)를 구비하며, 상기 예측자 회로는 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측기 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터 및 상기 엔코더 사이에 연결되는 적응형 노이즈 성형 필터(adaptive noise shaping filter)를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄하게 하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 엔코더는 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드(code word)들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 에지 주파수 이상의 주파수들을 평탄하게 하지 않도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 에지 주파수는 25㎑인 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 3 항에 있어서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 상기 신호는 상기 엔코더에 의해 출력되는 비트 스트림(bit stream) 내에 포함되는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는,
    대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드;
    인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및
    상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드(escape code)를 발생시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는 상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩(Huffman coding)을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 가변 레이트 양자화기인 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 상기 양자화된 신호들의 스텝 사이즈 및 비트 레이트는 변화될 수 있는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 다음 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n＋1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인(log domain) 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터(loading factor)이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어(log multiplier)이며, β는 누설 계수(leakage coefficient)이고, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제 10 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서, cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 입력 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 필터링하는 단계는 결정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 사용하는 단계를 포함하며;
    피드백 루프(feedback loop)를 사용하여 상기 필터링된 입력 신호를 인코딩하는 단계를 포함하며, 상기 인코딩하는 단계는,
    적응 양자화기를 사용하여 차이 신호를 기초로 하는 양자화된 신호를 발생시키는 단계;
    상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 역 양자화기 및 예측자 회로를 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하는 피드백 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 피드백 신호 및 상기 필터링된 입력 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 상기 저역 통과 필터에 의해 출력되는 신호를 필터링하기 위해 적응형 노이즈 성형 필터를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내고, 인코딩된 비트 스트림 내의 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 포함하는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하는 코드 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드;
    인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및
    상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 14 항에 있어서,
    다음 식에 따라 상기 적응 양자화기의 스텝 사이즈를 컨트롤 하는 단계를 포함하며,
    d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 방법은,
    입력 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 필터링하는 단계는 결정된 필터 계수들을 사용하여 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하며;
    피드백을 사용하여 상기 필터링된 입력 신호를 인코딩하는 단계를 포함하며, 상기 인코딩하는 단계는,
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키는 단계;
    상기 저역 통과 필터링의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하는 예측 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 예측 신호 및 상기 입력 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터링하는 단계의 상기 결정된 필터 계수들은 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 신호를 발생시키는 단계는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하는 단계를 포함하며, 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화하기 위해 적응형 노이즈 성형하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  24. 제 14 항에 있어서, 상기 방법은,
    다음 식에 따라 상기 양자화된 신호의 발생의 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
    d n＋1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  25. 엔코더를 포함하며, 상기 엔코더는,
    결정된 필터 계수들을 가지고, 입력 신호를 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터;
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키도록 구성되는 적응 양자화기;
    역 양자화기; 및
    예측자 회로를 구비하는 엔코더를 포함하며, 상기 역 양자화기는 상기 적응 양자화기 및 상기 예측자 회로 사이에서 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 상기 예측자 회로와 연결되며;
    상기 엔코더에 의해 인코딩되는 신호들을 디코딩하도록 구성되는 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  27. 제 25 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터 및 상기 적응 양자화기 사이에 연결되는 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 저역 통과 필터의 주파수 스펙트럼에 대응하는 주파수 스펙트럼 내의 신호들을 평탄화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키며, 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 상기 신호는 상기 엔코더에 의해 상기 디코더로 출력되는 비트 스트림 내에 포함되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  29. 제 25 항에 있어서, 상기 엔코더는 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함하며, 상기 디코더는 상기 코딩 회로부에 의해 발생되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 코딩 회로부 및 상기 디코딩 회로부는 확장 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  31. 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지고, 입력 신호의 대역폭을 상기 입력 신호의 샘플링 주파수를 기초로 하여 사용 가능한 대역폭의 칠십오 퍼센트 이하로 제한하도록 구성되는 입력 필터를 포함하며;
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키도록 구성되는 엔코더를 포함하고, 상기 엔코더는,
    적응 양자화기; 및
    피드백 신호들을 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기 및 예측자 회로를 가지는 피드백 회로부를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 입력 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 시스템.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 엔코더에 의해 인코딩되는 신호들을 디코딩하도록 구성되는 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  33. 제 31 항에 있어서, 상기 입력 필터는 저역 통과 필터이고, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  34. 제 31 항에 있어서, 상기 입력 필터는 대역 통과 필터이고, 상기 대역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 대역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  35. 결정된 필터링 파라미터들을 사용하여 입력 신호를 저역 통과 필터링하기 위한 수단;
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호를 발생시키기 위한 수단;
    상기 저역 통과 필터링하기 위한 수단의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단; 및
    상기 차이 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  36. 제 35 항에 있어서,
    코딩된 신호들을 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  37. 제 35 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터링하기 위한 수단은 고정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 포함하며, 상기 예측하기 위한 수단은 상기 저역 통과 필터의 필터 계수들을 기초로 하는 고정된 필터 계수들을 가지는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  38. 양자화된 신호들을 기초로 하여 디코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 디코더를 포함하고, 상기 디코더는,
    역 양자화기; 및
    예측자 회로를 포함하며;
    결정된 필터 계수들을 가지고, 상기 디코더의 출력을 수신하도록 구성되는 저역 통과 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  39. 제 38 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 역 양자화기 및 상기 저역 통과 필터 사이에 연결되는 역 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  41. 제 40 항에 있어서, 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 디코더에 의해 수신되는 비트 스트림 내에 포함되고, 역 적응형 노이즈 성형 필터 계수들을 나타내는 신호를 수신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  42. 제 38 항에 있어서, 상기 디코더는 상기 디코더에 의해 수신되는 비트 스트림 내의 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  43. 제 42 항에 있어서, 상기 디코딩 회로부는,
    상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 확장 코드;
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 상기 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  44. 제 42 항에 있어서, 상기 디코딩 회로부는 상기 비트 스트림 내의 코드 워드들을 디코딩하기 위해 허프만 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  45. 제 38 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 가변 레이트 역 양자화기인 것을 특징으로 하는 장치.
  46. 제 38 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  47. 제 38 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor),d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  48. 피드백 루프를 사용하여 인코딩된 신호를 디코딩하는 단계를 포함하고, 상기 디코딩하는 단계는,
    역 양자화기를 사용하여 양자화된 신호를 역 양자화하는 단계; 및
    예측 회로를 사용하여 상기 양자화된 신호를 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    결정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 사용하여 상기 디코딩된 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 예측자 회로는 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  49. 제 48 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  50. 제 49 항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 상기 디코더의 출력 및 상기 저역 통과 필터의 입력 사이에 연결되는 역 적응형 노이즈 성형 필터를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  51. 제 50 항에 있어서,
    상기 인코딩된 신호의 비트 스트림 내에 포함되는 신호를 기초로 하여 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  52. 제 48 항에 있어서,
    상기 인코딩된 신호의 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  53. 제 52 항에 있어서, 상기 코드 워드들을 기초로 하여 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위해 확장 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  54. 제 52 항에 있어서, 상기 비트 스트림 내의 코드 워드들을 디코딩하기 위해 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  55. 제 48 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  56. 제 48 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤 하도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor),d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  57. 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 방법은,
    피드백을 사용하여 인코딩된 신호를 디코딩하는 단계를 포함하고, 상기 디코딩하는 단계는,
    양자화된 신호를 역 양자화하는 단계; 및
    상기 양자화된 신호를 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    상기 디코딩된 신호를 필터링하는 단계를 포함하고, 상기 필터링하는 단계는 결정된 필터 계수들을 사용하여 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하며, 상기 예측 신호를 발생시키는 단계는 상기 저역 통과 필터링의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  58. 제 57 항에 있어서, 상기 결정된 필터 계수들은 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측 신호는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하여 발생되며, 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  59. 제 57 항에 있어서, 상기 필터링하는 단계는 역 적응형 노이즈 성형 필터링을 상기 디코딩된 신호에 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  60. 제 57 항에 있어서, 상기 방법은,
    상기 인코딩된 신호의 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  61. 양자화된 신호들을 기초로 하여 디코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 디코더를 포함하고, 상기 디코더는,
    역 양자화기; 및
    예측자 회로를 포함하며;
    결정된 필터 계수들을 가지는 저역 통과 필터를 포함하고, 상기 엔코더에 의해 인코딩되는 신호를 필터링하도록 구성되는 엔코더를 포함하고, 상기 디코더의 상기 예측자 회로는 상기 엔코더의 상기 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 시스템.
  62. 제 61 항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 필터 계수들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이고, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  63. 제 61 항에 있어서,
    상기 디코더의 상기 역 양자화기의 출력에 연결되는 역 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  64. 제 63 항에 있어서, 상기 역 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 디코더에 의해 수신되는 비트 스트림 내에 포함되는 동기화 신호를 기초로 하여 필터 계수를 적용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  65. 제 61 항에 있어서, 상기 디코더는 상기 엔코더로부터 상기 디코더에 의해 수신되는 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  66. 양자화된 신호들을 기초로 하여 디코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 디코더를 포함하고, 상기 디코더는,
    역 양자화기; 및
    예측자 회로를 포함하며;
    상기 디코더에 연결되고, 상기 디코더의 출력의 대역폭을 상기 양자화된 신호들의 샘플링 주파수를 기초로 하는 사용 가능한 대역폭의 칠십오 퍼센트 이하로 제한하도록 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 출력 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 출력 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 시스템.
  67. 제 66 항에 있어서, 인코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  68. 제 66 항에 있어서, 상기 출력 필터는 저역 통과 필터이고, 상기 저역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 저역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  69. 제 66 항에 있어서, 상기 출력 필터는 대역 통과 필터이고, 상기 대역 통과 필터의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 대역 통과 필터의 고정된 필터 계수들이며, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  70. 양자화된 신호들을 기초로 하여 디코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 디코더를 포함하고, 상기 디코더는,
    역 양자화기; 및
    예측자 회로를 포함하며;
    상기 디코더의 출력을 필터링하도록 구성되는 출력 필터를 포함하고, 상기 예측자 회로는 엔코더 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 시스템.
  71. 제 70 항에 있어서, 상기 엔코더 저역 통과 필터를 구비하는 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  72. 제 70 항에 있어서, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 예측자 회로의 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  73. 제 70 항에 있어서,
    상기 디코더의 상기 역 양자화기의 출력에 연결되는 역 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  74. 양자화된 신호를 역 양자화하기 위한 수단을 포함하고;
    상기 양자화된 신호를 기초로 하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하며, 상기 예측 신호를 발생시키기 위한 수단은 엔코더 저역 통과 필터의 주파수 응답을 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하고;
    상기 양자화된 신호 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 디코딩된 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하며;
    상기 디코딩된 신호를 필터링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  75. 제 74 항에 있어서, 상기 엔코더 저역 통과 필터를 구비하는 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  76. 제 74 항에 있어서,
    상기 디코딩된 신호의 주파수 스펙트럼을 회복시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  77. 입력 신호들을 필터링하도록 구성되고, 상부-에지 주파수를 가지는 입력 필터;
    상기 상부-에지 주파수를 기초로 하여 임계 주파수 범위 아래의 필터링된 신호들을 평탄화하도록 구성되는 적응형 노이즈 성형 필터; 및
    상기 적응형 노이즈 성형 필터에 연결되는 엔코더를 포함하고, 상기 엔코더는 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키도록 구성되며, 상기 엔코더는,
    적응 양자화기; 및
    피드백 신호들을 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기 및 예측자 회로를 가지는 디코더를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 임계 주파수 범위를 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  78. 제 77 항에 있어서, 상기 예측자 회로는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며, 상기 결정된 컨트롤 파라미터들은 상기 FIR 필터의 고정된 필터 계수들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  79. 제 77 항에 있어서, 상기 적응형 노이즈 성형 필터는 상기 적응형 노이즈 성형 필터의 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  80. 제 77 항에 있어서, 상기 엔코더는 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  81. 제 80 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는,
    대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드;
    신호 완료 채널; 및
    인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  82. 제 80 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는 상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  83. 제 77 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 가변 레이트 양자화기인 것을 특징으로 하는 장치.
  84. 제 83 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 다음의 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  85. 제 83 항에 있어서, 상기 적응 양자화기는 다음의 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor),d min)
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  86. 제 77 항에 있어서, 상기 입력 필터는,
    저역 통과 필터; 및
    대역 통과 필터의 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  87. 컷오프(cut-off) 주파수 이상의 성분들을 제거하기 위해 입력 신호를 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 입력 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 상기 필터링된 입력 신호에 적응형 노이즈 성형을 적용하는 단계; 및
    상기 노이즈 성형된 신호를 인코딩하는 단계를 포함하고, 상기 인코딩하는 단계는,
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키는 단계; 및
    예측자 회로를 사용하여 피드백 신호를 발생시키는 단계를 포함하며, 상기 예측자 회로는 상기 임계 주파수 범위를 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  88. 제 87 항에 있어서,
    상기 적응형 노이즈 성형을 적용하기 위해 사용되는 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  89. 제 87 항에 있어서,
    양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  90. 제 89 항에 있어서,
    확장 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  91. 제 87 항에 있어서, 다음의 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  92. 제 87 항에 있어서, 다음의 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor),d min)
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  93. 제 87 항에 있어서, 상기 인코딩하는 단계는,
    상기 피드백 신호 및 상기 노이즈 성형 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  94. 제 87 항에 있어서, 상기 입력 신호를 필터링하는 단계는,
    저역 통과 필터링; 및
    대역 통과 필터의 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  95. 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 방법은,
    컷오프 주파수 이상의 성분들을 제거하기 위해 입력 신호를 필터링하는 단계;
    상기 입력 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 상기 필터링된 입력 신호에 적응형 노이즈 성형을 적용하는 단계; 및
    상기 노이즈 성형된 신호를 인코딩하는 단계를 포함하고, 상기 인코딩하는 단계는,
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키는 단계; 및
    상기 임계 주파수 범위를 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  96. 제 95 항에 있어서, 상기 방법은,
    상기 적응형 노이즈 성형을 적용하기 위해 사용되는 필터 계수들을 나타내는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  97. 제 95 항에 있어서, 상기 방법은,
    양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키는 단걔를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  98. 제 97 항에 있어서, 상기 방법은,
    확장 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  99. 제 98 항에 있어서, 상기 방법은 다음 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  100. 제 98 항에 있어서, 상기 방법은 다음의 식에 따라 양자화 스텝 사이즈를 컨트롤하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min)
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  101. 제 95 항에 있어서, 상기 입력 신호를 필터링하는 단계는,
    저역 통과 필터링하는 단계; 및
    대역 통과 필터링하는 단계의 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  102. 컷오프 주파수 이상의 입력 신호 내의 주파수 성분들을 제거하기 위한 수단;
    임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 상기 제거하기 위한 수단의 출력에 적응형 노이즈 성형을 적용하기 위한 수단;
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호들을 발생시키기 위한 수단; 및
    상기 임계 주파수 범위를 기초로 하는 결정된 컨트롤 파라미터들을 사용하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  103. 제 102 항에 있어서,
    상기 적응형 노이즈 성형을 적용하기 위한 수단의 필터 계수들을 나타내는 신호를 전송하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  104. 제 102 항에 있어서,
    양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  105. 제 104 항에 있어서, 상기 주파수 성분들을 제거하기 위한 수단은 저역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  106. 제 102 항에 있어서,
    인코딩된 신호들을 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  107. 코딩된 신호를 나타내는 양자화된 신호들을 기초로 하여 디코딩된 신호들을 발생시키도록 구성되는 디코더를 포함하고, 상기 디코더는,
    역 양자화기; 및
    유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하며;
    상기 코딩된 신호를 포함하는 비트 스트림 내에 포함되는 컨트롤 신호를 수신하도록 구성되는 역 적응형 노이즈 성형 필터를 포함하고, 상기 컨트롤 신호는 상기 코딩된 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 적용되는 적응형 노이즈 성형을 나타내며;
    역 노이즈 성형된 신호들을 필터링하도록 구성되고, 상부-에지 주파수를 가지는 출력 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  108. 제 107 항에 있어서, 상기 디코더는 상기 비트 스트림 내의 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  109. 제 108 항에 있어서, 상기 디코딩 회로부는,
    상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 확장 코드;
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  110. 제 108 항에 있어서, 상기 디코딩 회로부는 상기 비트 스트림 내의 코드 워드들을 디코딩하기 위해 허프만 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  111. 제 108 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 가변 레이트 역 양자화기인 것을 특징으로 하는 장치.
  112. 제 111 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  113. 제 111 항에 있어서, 상기 역 양자화기는 다음의 식에 따라 스텝 사이즈를 컨트롤하도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor),d min)
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  114. 코딩된 신호를 나타내는 양자화된 신호들을 디코딩하는 단계를 포함하고, 상기 디코딩하는 단계는,
    역 양자화기를 사용하여 상기 양자화된 신호들을 역 양자화하는 단계; 및
    예측 회로를 사용하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    상기 코딩된 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 적용되는 적응형 노이즈 성형을 나타내는 컨트롤 신호를 기초로 하여 상기 디코딩된 양자화된 신호들에 역 적응형 노이즈 성형을 적용하는 단계를 포함하고;
    컷오프 주파수 이상의 성분들을 제거하기 위해 역 노이즈 성형된 신호들을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  115. 제 114 항에 있어서,
    상기 코딩된 신호를 나타내는 비트 스트림 내의 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  116. 제 115 항에 있어서,
    상기 코드 워드들을 디코딩하기 위해 확장 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  117. 제 115 항에 있어서, 상기 역 노이즈 성형된 신호들을 필터링하는 단계는 상기 역 노이즈 성형된 신호들을 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  118. 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 방법은,
    코딩된 신호를 나타내는 양자화된 신호들을 디코딩하는 단계를 포함하고, 상기 디코딩하는 단계는,
    상기 양자화된 신호들을 역 양자화하는 단계; 및
    예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    상기 코딩된 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 적용되는 적응형 노이즈 성형을 나타내는 컨트롤 신호를 기초로 하여 상기 디코딩된 양자화된 신호들에 역 적응형 노이즈 성형을 적용하는 단계를 포함하고;
    컷오프 주파수 이상의 성분들을 제거하기 위해 역 노이즈 성형된 신호들을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  119. 제 118 항에 있어서, 상기 방법은,
    상기 코딩된 신호를 나타내는 비트 스트림 내의 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  120. 제 119 항에 있어서, 상기 방법은,
    상기 코드 워드들을 디코딩하기 위해 확장 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  121. 제 119 항에 있어서, 상기 역 노이즈 성형된 신호들을 필터링하는 단계는,
    상기 역 노이즈 성형된 신호들을 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  122. 코딩된 신호를 나타내는 양자화된 신호를 역 양자화하기 위한 수단;
    예측 신호를 발생시키기 위한 수단;
    상기 역 양자화된 신호 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 디코딩된 신호를 발생시키기 위한 수단;
    상기 코딩된 신호 내의 임계 주파수 범위 아래의 신호 성분들을 평탄화하기 위해 적용되는 적응형 노이즈 성형을 나타내는 컨트롤 신호를 기초로 하여 상기 디코딩된 신호들에 역 적응형 노이즈 성형을 적용하기 위한 수단; 및
    역 노이즈 성형된 신호들 내의 컷오프 주파수 이상의 성분들을 제거하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  123. 제 122 항에 있어서,
    상기 코딩된 신호를 나타내는 비트 스트림 내의 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  124. 제 122 항에 있어서, 상기 제거하기 위한 수단은,
    저역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  125. 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 엔코더를 포함하고, 상기 엔코더는,
    적응 양자화기를 포함하며, 상기 적응 양자화기에 의해 적용되는 스텝 사이즈는 피드백 루프 내에서 발생되고, 로딩 팩터 및 상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하며;
    예측 신호를 발생시키도록 구성되고, 역 양자화기 및 예측자 회로를 가지는 디코더를 포함하며;
    상기 적응 양자화기에 의해 발생되는 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키도록 구성되는 코딩 회로부를 포함하고, 상기 코딩 회로부는 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드에 대응하여 확장 코드를 발생시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  126. 제 125 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는,
    신호 완료 채널; 및
    인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  127. 제 125 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는 상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  128. 제 125 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 발생시키도록 구성되며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  129. 제 125 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 발생시키도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  130. 신호를 인코딩하는 단계를 포함하고, 상기 인코딩하는 단계는,
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호 워드들를 발생시키는 단계를 포함하며, 양자화 스텝 사이즈는 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 피드백 루프 내에서 결정되고;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    상기 인코딩되는 신호 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함하고;
    상기 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키는 단계를 포함하며, 상기 코드 워드들을 발생시키는 단계는 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  131. 제 130 항에 있어서,
    상기 인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및
    상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  132. 제 130 항에 있어서,
    상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  133. 제 130 항에 있어서,
    다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  134. 제 130 항에 있어서,
    다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  135. 방법을 수행하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 방법은,
    차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하고, 양자화 스텝 사이즈는 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 피드백 루프 내에서 결정되며;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하고;
    상기 인코딩되는 신호 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키는 단계를 포함하며;
    상기 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 코드 워드들을 발생시키는 단계는 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  136. 제 135 항에 있어서, 상기 인코딩하는 단계는,
    상기 인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및
    상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  137. 제 135 항에 있어서, 상기 인코딩하는 단계는,
    상기 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  138. 제 135 항에 있어서, 상기 인코딩하는 단계는,
    다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  139. 제 135 항에 있어서, 상기 코딩하는 단계는,
    다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하는 단계를 포함하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  140. 차이 신호를 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위한 수단을 포함하고, 양자화 스텝 사이즈는 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 결정되며;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하고;
    상기 인코딩되는 신호 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 상기 차이 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하며;
    상기 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 코드 워드들을 발생시키기 위한 수단을 포함하고, 상기 코드 워드들을 발생시키는 단계는 대응하는 코딩 코드 워드와 연관되지 않은 양자화된 신호 워드에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  141. 제 140 항에 있어서, 상기 코드 워드들을 발생시키기 위한 수단은,
    상기 인코딩되는 신호의 신호 완료 채널; 및
    상기 인코딩되는 신호 완료의 적어도 하나에 대응하여 확장 코드를 발생시키는 것을 특징으로 하는 시스템.
  142. 제 140 항에 있어서, 상기 코드 워드들을 발생시키기 위한 수단은 코드 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  143. 제 140 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위한 수단은 다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  144. 제 140 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위한 수단은 다음의 식에 따라 상기 양자화 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  145. 제 140 항에 있어서,
    상기 코드 워드들을 발생시키기 위한 수단에 의해 발생되는 코드 워드들을 디코딩하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  146. 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키도록 구성되는 디코딩 회로부를 포함하고, 상기 디코딩 회로부는 상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 상기 비트 스트림 내의 확장 코드에 대응하도록 구성되며;
    역 양자화기를 포함하고, 상기 역 양자화기에 의해 적용되는 스텝 사이즈는 피드백 루프 내에서 발생되며, 상기 디코딩 회로부로부터 상기 역 양자화기에 의해 수신되는 로딩 팩터 및 양자화된 신호 워드들을 기초로 하고;
    상기 역 양자화기에 연결되는 상기 예측자 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  147. 제 146 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는,
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  148. 제 24 항에 있어서, 상기 코딩 회로부는 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위해 허프만 코딩을 사용하도록 구성되는 것을 징으로 하는 장치.
  149. 제 146 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 발생시키도록 구성되며,
    d n+1＝dn＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  150. 제 146 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 발생시키도록 구성되며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 장치.
  151. 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는 상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 상기 비트 스트림 내의 확장 코드에 대응하는 단계를 포함하며;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 역 양자화하는 단계를 포함하고, 상기 역 양자화하는 단계에서 적용되는 스텝 사이즈는 피드백 루프 내에서 결정되며, 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하고;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  152. 제 151 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는,
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  153. 제 151 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  154. 제 151 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  155. 제 151 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음의 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 방법.
  156. 신호를 디코딩하기 위해 신호 처리 회로부를 구성하는 구성들을 가지는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 있어서, 상기 디코딩은,
    비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계를 포함하고, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는 상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 상기 비트 스트림 내의 확장 코드에 대응하는 단계를 포함하며;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 역 양자화하는 단계를 포함하고, 상기 역 양자화하는 단계에서 적용되는 스텝 사이즈는 피드백 루프 내에서 결정되며, 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하고;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  157. 제 156 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는,
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  158. 제 156 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  159. 제 156 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  160. 제 156 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 비일시성의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
  161. 비트 스트림 내에 포함되는 코드 워드들을 기초로 하여 양자화된 신호 워드들을 발생시키기 위한 수단을 포함하고, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 것은 상기 비트 스트림 내에 포함되는 양자화된 신호 워드를 나타내는 상기 비트 스트림 내의 확장 코드에 대응하는 것을 포함하며;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 역 양자화하기 위한 수단을 포함하고, 상기 역 양자화하는 것에서 적용되는 스텝 사이즈는 피드백 루프 내에서 결정되며, 로딩 팩터 및 상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하고;
    상기 발생된 양자화된 신호 워드들을 기초로 하여 예측 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  162. 제 161 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 것은,
    신호 완료 채널을 나타내는 확장 코드; 및
    인코딩되는 신호 완료를 나타내는 확장 코드의 적어도 하나에 대응하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  163. 제 161 항에 있어서, 상기 양자화된 신호 워드들을 발생시키는 단계는 허프만 코딩을 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  164. 제 161 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝βd n＋m(cn/Lfactor),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d n+1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn+1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  165. 제 161 항에 있어서, 상기 피드백 루프는 다음 식에 따라 상기 스텝 사이즈를 결정하며,
    d n+1＝max(βd n＋m(cn/Lfactor), d min),
    여기서 cn은 현재의 양자화된 신호 워드이고, d n은 로그 도메인 내의 현재의 스텝 사이즈에 대응되며, Lfactor은 로딩 팩터이고, m(cn/Lfactor)은 상기 현재의 양자화된 신호 cn 및 상기 로딩 팩터 Lfactor을 기초로 하여 선택되는 로그 멀티플라이어이며, β는 누설 계수이고, d min은 상기 로그 도메인 내의 임계 스텝 사이즈이며, d n＋1은 다음의 양자화된 신호 워드 cn＋1에 적용되는 상기 로그 도메인 내의 스텝 사이즈에 대응되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  166. 제 161 항에 있어서,
    역 양자화된 신호 워드들 및 상기 예측 신호를 기초로 하여 디코딩된 신호를 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
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