KR20180065695A - 프리앰블 기반 상향 rf 신호 검출 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치는 RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터부; 상기 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 다운 컨버터부; 상기 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 이용한 연산을 수행하여 패킷 검출을 수행하는 패킷 검출부 및 상기 기저대역의 디지털 신호와 상기 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보에 기반하여 단말 장치의 타이밍 정보를 생성하는 타이밍 계산부를 포함한다.

Description

프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING UPSTREAM RF SIGNALS BASED ON PREAMBLE}
본 발명은 RF 신호 검출 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 디지털 케이블 시스템에서 상향 RF 신호를 검출하는 디지털 신호 변환 기술에 관한 것이다.
디지털 케이블 기술은 융합화, 지능화, 개인화 형태로 발전하는 미래 방송통신 서비스의 수요를 충족하기 위하여 광 IP 네트워크 기반 방송 및 통신 융합형 서비스로 진화하고 있다. 이에 따라, 디지털 케이블 기술 개발은 광 기반의 케이블 방송망에서 헤드엔드 및 STB 등 기존 디지털 케이블 방송의 전송 방식 변경 및 장비 교체 없이 양방향 스마트 미디어 서비스를 제공할 수 있는 기술 개발이 필요하다.
현재 광케이블 망에서 RFoG(RF over Glass) 기술을 사용하면 기존 RF 기반 장비를 그대로 사용할 수 있다. 그러나, RF 신호를 AM(Amplitude Modulation) 광 신호로 변환하는 과정에서 광 송신 모듈의 가격이 너무 높아 상용화에 어려움이 있다.
RFoG 기술은 기존 HFC망의 광케이블 구간을 확장하여 광케이블을 댁내단자함까지 포설하고 광케이블을 통해 RF 신호를 전송하는 FTTH 구조의 가입자망 기술이다.
RF 신호는 주파수대역 에 채널을 할당하는 기존방식과 동일하고 양방향 데이터 통신은 DOCSIS 규격을 사용한다. 이 때, RF 신호는 단말에서 전송하는 DOCSIS 기반의 상향 RF 기반 신호를 디지털 신호로 변환되고, IP 패킷 형태로 CMTS까지 전달하는 형태의 기술이 개발되고 있다.
한편, 한국공개특허 제 10-2016-0068323 호"케이블 방송망에서 아이피 기반으로 상향 알에프 신호를 전송하는 장치 및 방법"는 케이블 방송망에서 광 네트워크 기반으로 아날로그의 상향 알에프 신호를 디지털 신호로 변환하여 IP 패킷으로 전송하는 기술적 사상에 관한 것으로서, 상향 RF 신호를 광변조하는 대신 PON을 사용하여 RF 신호를 IP 기반으로 전송하는 장치 및 방법에 관하여 개시하고 있다.
그러나, 한국공개특허 제 10-2016-0068323 호는 RF 신호를 감지하는 시점에서 추정 오차가 발생하는 한계가 있다.
본 발명은 디지털 케이블 방송의 전송 방식 변경 및 장비 교체 없이 상향 RF 신호를 검출하여 양방향 스마트 미디어 서비스를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 신호의 크기에 상관없이 패킷을 검출하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소시키는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 프리앰블에 기반하여 감지되는 RF 신호의 추정 오차를 최소화하는 것을 목적으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치는 RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터부; 상기 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 다운 컨버터부; 상기 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 이용한 연산을 수행하여 패킷 검출을 수행하는 패킷 검출부 및 상기 기저대역의 디지털 신호와 상기 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보에 기반하여 단말 장치의 타이밍 정보를 생성하는 타이밍 계산부를 포함한다.
이 때, 상기 다운 컨버터부는 상기 RF 디지털 신호를 클럭 주파수의 N배(N은 2이상의 자연수)로 오버 샘플링 할 수 있다.
이 때, 상기 타이밍 계산부는 상기 시간 정보를 매체 접근 제어(Media Access Control, MAC) 계층에서 처리하는 시간 최소 단위로 변환할 수 있다.
이 때, 상기 패킷 검출부는 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화하는 역다중화부; 상기 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 비교부 및 상기 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택하는 선택부를 포함할 수 있다.
이 때, 상기 역다중화부는 상기 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
이 때, 상기 비교부는 상기 N배에 상응하는 개수만큼 N개의 차분 비교부를 포함할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
상기 차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
상기 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우에만 상기 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 복수개의 패킷 값들 중 상기 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 패킷 값들에 대해서만 상기 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 상기 차분 비교부는 상기 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
이 때, 상기 선택부는 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택할 수 있다.
이 때, 상기 선택부는 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 상기 타이밍 계산부에 전달할 수 있다.
또한, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법은 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치를 이용하는 방법에 있어서, RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환하는 단계; 상기 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 단계; 상기 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 단계 및 상기 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보에 기반하여 단말 장치의 타이밍 정보를 생성하는 단계를 포함한다.
이 때, 상기 패킷 검출을 수행하는 단계는 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화하는 단계; 상기 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 단계 및 상기 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명은 디지털 케이블 방송의 전송 방식 변경 및 장비 교체 없이 상향 RF 신호를 검출하여 양방향 스마트 미디어 서비스를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명은 신호의 크기에 상관없이 패킷을 검출하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명은 프리앰블에 기반하여 감지되는 RF 신호의 추정 오차를 최소할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 광 기반 케이블 방송망 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치를 나타낸 블록도이다.
도 3는 도 2에 도시된 패킷 검출부의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 4은 도 3에 도시된 차분 비교부의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치를 나타낸 동작흐름도이다.
도 6는 도 5에 도시된 패킷 검출 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 7은 도 6에 도시된 패킷 검출 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 컴퓨터 시스템을 나타낸 블록도이다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 여기서, 반복되는 설명, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능, 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 실시형태는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공되는 것이다. 따라서, 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 광 기반 케이블 방송망 시스템을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 광 기반 케이블 방송망 시스템은 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치와 헤드엔드 장비를 추가하여 CM(단말) 및 CMTS(헤드엔드) 등의 기존 케이블 장비의 교체 없이 양방향 스마트 미디어 서비스를 제공할 수 있다.
단말 장비는 CM에서 송신하는 RF 신호를 감지하고 디지털 신호로 변환하여 전송할 수 있다. 즉, 디지털 신호는 IP 패킷의 형태로 광 기반 케이블 방송망을 통하여 헤드엔드 장비까지 전송될 수 있다. 전송된 디지털 신호는 기존의 아날로그 RF 신호 형태로 복원하여 CMTS로 송신될 수 있다. 이 때, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치는 상향 RF 신호를 전송하는 과정에서 획득한 RF 신호를 감지한 시간 정보를 이용하여 상향 RF 신호를 전송할 수 있다. 즉, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치는 기존 케이블 시스템에서 발생하는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 상향 RF 신호를 감지하고, 기저 대역의 디지털 신호로 변환하여 출력하는 방법에 대해서 설명한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치는 아날로그-디지털 컨버터부(110), 다운 컨버터부(120), 패킷 검출부(130) 및 타이밍 계산부(140)를 포함한다.
아날로그-디지털 컨버터부(110)는 RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환할 수 있다.
다운 컨버터부(120)는 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환할 수 있다.
이 때, 다운 컨버터부(120)는 RF 디지털 신호를 클럭 주파수의 N배(N은 2이상의 자연수)로 오버 샘플링 할 수 있다.
패킷 검출부(130)는 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 이용한 연산을 수행하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 패킷 검출부(130)는 역다중화부(131), 비교부(132) 및 선택부(133)을 포함할 수 있다.
역다중화부(131)는 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
이 때, 역다중화부(131)는 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
비교부(132)는 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 비교부(132)는 N배에 상응하는 개수만큼 N개의 차분 비교부(132a, 132b 내지 132n)를 포함할 수 있다.
이 때, 비교부(132)는 복수개의 차분 비교부를 이용하여 병렬로 패킷 검출을 수행할 수 있다.
차분 비교부(132n)는 실수-허수 역다중화부(13200, 차분 복조부(1321), 차분 프리앰블 신호 저장부(1322), 쓰레쉬홀드 비교부(1323) 및 정보 생성부(1324)를 포함할 수 있다.
실수-허수 역다중화부(1320)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 실수-허수 역다중화부(1320)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
차분 복조부(1321)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 하나 이상의 차분 프리앰블 신호를 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 프리앰블의 종류별로 생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들을 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
차분 비교부(132)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우에만 상기 패킷 검출을 수행할 수 있다.
또한, 차분 비교부(132)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 패킷 값들에 대해서만 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
이 때, 정보 생성부(1324)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
선택부(133)는 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택할 수 있다.
이 때, 선택부(133)는 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택할 수 있다.
이 때, 선택부(133)는 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부(132)에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 상기 타이밍 계산부(140)에 전달할 수 있다.
즉, 선택부(133)는 복수개의 차분 비교부들(132a, 132b, 132n) 중 가장 큰 패킷 값을 출력한 차분 비교부를 선택할 수 있다.
타이밍 계산부(140)는 기저대역의 디지털 신호와 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보를 출력할 수 있다.
이 때, 타이밍 계산부(140)는 시간 정보를 매체 접근 제어(Media Access Control, MAC) 계층에서 처리하는 시간 최소 단위로 변환할 수 있다.
이 때, 타이밍 계산부(140)는 변환된 시간 정보에 상응하는 신호는 타이밍 및 동기화 관련 블록으로 전달할 수 있다.
또한, 타이밍 계산부(140)는 기저대역의 디지털 신호를 IP 패킷 형태의 신호로 전달하기 위한 블록으로 전달할 수 있다.
도 3은 도 2에 도시된 패킷 검출부의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 패킷 검출부(130)는 역다중화부(131), 비교부(132) 및 선택부(133)을 포함할 수 있다.
역다중화부(131)는 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
이 때, 역다중화부(131)는 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
비교부(132)는 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 비교부(132)는 N배에 상응하는 개수만큼 N개의 차분 비교부(132a, 132b 내지 132n)를 포함할 수 있다.
이 때, 비교부(132)는 복수개의 차분 비교부를 이용하여 병렬로 패킷 검출을 수행할 수 있다.
차분 비교부(132n)는 실수-허수 역다중화부(13200, 차분 복조부(1321), 차분 프리앰블 신호 저장부(1322), 쓰레쉬홀드 비교부(1323) 및 정보 생성부(1324)를 포함할 수 있다.
실수-허수 역다중화부(1320)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 실수-허수 역다중화부(1320)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
차분 복조부(1321)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 하나 이상의 차분 프리앰블 신호를 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 프리앰블의 종류별로 생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들을 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
차분 비교부(132)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우에만 상기 패킷 검출을 수행할 수 있다.
또한, 차분 비교부(132)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 패킷 값들에 대해서만 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
이 때, 정보 생성부(1324)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
선택부(133)는 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택할 수 있다.
이 때, 선택부(133)는 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택할 수 있다.
이 때, 선택부(133)는 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부(132)에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 상기 타이밍 계산부(140)에 전달할 수 있다.
즉, 선택부(133)는 복수개의 차분 비교부들(132a, 132b, 132n) 중 가장 큰 패킷 값을 출력한 차분 비교부를 선택할 수 있다.
도 4는 도 3에 도시된 차분 비교부의 일 예를 세부적으로 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 차분 비교부(132n)는 실수-허수 역다중화부(13200, 차분 복조부(1321), 차분 프리앰블 신호 저장부(1322), 쓰레쉬홀드 비교부(1323) 및 정보 생성부(1324)를 포함할 수 있다.
실수-허수 역다중화부(1320)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 실수-허수 역다중화부(1320)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
차분 복조부(1321)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 하나 이상의 차분 프리앰블 신호를 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)는 프리앰블의 종류별로 생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들을 저장할 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
차분 비교부(132)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우에만 상기 패킷 검출을 수행할 수 있다.
또한, 차분 비교부(132)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 패킷 값들에 대해서만 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
이 때, 정보 생성부(1324)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법을 나타낸 동작흐름도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법은 먼저 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다(S210).
즉, 단계(S210)는 아날로그-디지털 컨버터부(110)는 RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법은 기저대역의 디지털 신호로 변환할 수 있다(S220).
즉, 단계(S220)는 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환할 수 있다.
이 때, 단계(S220)는 RF 디지털 신호를 클럭 주파수의 N배(N은 2이상의 자연수)로 오버 샘플링 할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법은 패킷 검출을 수행할 수 있다(S230).
즉, 단계(S230)는 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 이용한 연산을 수행하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 단계(S230)는 먼저 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다(S231).
즉, 단계(S231)는 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
또한, 단계(S230)는 패킷 검출을 수행할 수 있다(S232).
즉, 단계(S232)는 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 단계(S232)는 먼저 실수-허수 역다중화를 수행할 수 있다(S232a).
즉, 단계(S232a)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 단계(S232a)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
또한, 단계(S232)는 차분 복조를 수행할 수 있다(S232b).
즉, 단계(S232b)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 AND/SUM 연산을 수행할 수 있다(S232c)
즉, 단계(S232c)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 값을 쓰레쉬홀드 값과 비교할 수 있다(S232d).
즉, 단계(S232d)는 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
또한, 단계(S232c)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 단계(S232D)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 검출을 수행할 수 있다(S232e).
즉, 단계(S232e)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
또한, 단계(S230)는 시간 정보를 선택할 수 있다(S233).
즉, 단계(S233)는 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택할 수 있다.
이 때, 단계(S233)는 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택할 수 있다.
이 때, 단계(S233)는 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부(132)에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 전달할 수 있다.
즉, 단계(S233)는 복수개의 차분 비교부들(132a, 132b, 132n) 중 가장 큰 패킷 값을 출력한 차분 비교부를 선택할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법은 타이밍 계산을 수행할 수 있다(S240).
즉, 단계(S240)는 기저대역의 디지털 신호와 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보를 출력할 수 있다.
이 때, 단계(S240)는 시간 정보를 매체 접근 제어(Media Access Control, MAC) 계층에서 처리하는 시간 최소 단위로 변환할 수 있다.
이 때, 단계(S240)는 변환된 시간 정보에 상응하는 신호는 타이밍 및 동기화 관련 블록으로 전달할 수 있다.
또한, 단계(S240)는 기저대역의 디지털 신호를 IP 패킷 형태의 신호로 전달하기 위한 블록으로 전달할 수 있다.
도 6은 도 5에 도시된 패킷 검출 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 6을 참조하면, 단계(S230)는 먼저 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다(S231).
즉, 단계(S231)는 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화 할 수 있다.
또한, 단계(S230)는 패킷 검출을 수행할 수 있다(S232).
즉, 단계(S232)는 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행할 수 있다.
이 때, 단계(S232)는 먼저 실수-허수 역다중화를 수행할 수 있다(S232a).
즉, 단계(S232a)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 단계(S232a)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
또한, 단계(S232)는 차분 복조를 수행할 수 있다(S232b).
즉, 단계(S232b)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 AND/SUM 연산을 수행할 수 있다(S232c)
즉, 단계(S232c)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 값을 쓰레쉬홀드 값과 비교할 수 있다(S232d).
즉, 단계(S232d)는 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
또한, 단계(S232c)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 단계(S232D)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 검출을 수행할 수 있다(S232e).
즉, 단계(S232e)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
또한, 단계(S230)는 시간 정보를 선택할 수 있다(S233).
즉, 단계(S233)는 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택할 수 있다.
이 때, 단계(S233)는 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택할 수 있다.
이 때, 단계(S233)는 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부(132)에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 전달할 수 있다.
즉, 단계(S233)는 복수개의 차분 비교부들(132a, 132b, 132n) 중 가장 큰 패킷 값을 출력한 차분 비교부를 선택할 수 있다.
도 7은 도 6에 도시된 패킷 검출 단계의 일 예를 세부적으로 나타낸 동작흐름도이다.
도 7을 참조하면, 단계(S232)는 먼저 실수-허수 역다중화를 수행할 수 있다(S232a).
즉, 단계(S232a)는 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화 할 수 있다.
이 때, 단계(S232a)는 실수와 허수의 부호만을 이용하여 역다중화를 수행할 수 있다. 이를 통해, 본 발명은 입력신호의 크기에 관계없이 패킷 검출을 수행할 수 있고, bit 단위의 연산을 수행하여 하드웨어 연산량 및 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
또한, 단계(S232)는 차분 복조를 수행할 수 있다(S232b).
즉, 단계(S232b)는 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
차분 복조는 첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
이 때, 차분 복조는 두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 차분 복조는 입력 신호의 부호가 [1 0 0 1 1 0] 인 경우, 차분 복조된 신호는 첫 번째 신호 입력 값이 '1' 이므로, '1'로 매핑하여 첫 번째 차분 복조 신호값으로 매핑할 수 있다. 또한, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 첫 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 두 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 두 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 동일하므로 세 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 세 번째 신호 입력 값이 '0'이므로 두 입력 값이 상이하므로 네 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다. 또한, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이고, 네 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 동일하므로 다섯 번째 차분 복조 신호값은 '0'으로 매핑될 수 있다. 또한, 여섯 번째 신호 입력 값이 '0'이고, 다섯 번째 신호 입력 값이 '1'이므로 두 입력 값이 상이하므로 여섯 번째 차분 복조 신호값은 '1'로 매핑될 수 있다.
즉, 최종 생성되는 차분 복조 신호는 [1 1 0 1 0 1] 이 될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호는 닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성될 수 있다.
이 때, 차분 프리앰블 신호의 종류는 사전에 결정될 수 있고, 차분 프리앰블 신호들은 차분 프리앰블 신호 저장부(1322)에 기저장될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 AND/SUM 연산을 수행할 수 있다(S232c)
즉, 단계(S232c)는 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성할 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 값을 쓰레쉬홀드 값과 비교할 수 있다(S232d).
즉, 단계(S232d)는 쓰레쉬홀드 비교부(1323)는 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
또한, 단계(S232c)는 프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성할 수 있다.
이 때, 단계(S232D)는 복수개의 패킷 값들 중 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우 패킷 검출을 수행할 수 있고(S232e), 패킷 값이 쓰레쉬홀드 값 이하인 경우, 다른 종류의 차분 프리앰블 신호와 AND/SUM 연산 결과 수행된 패킷 값과 쓰레쉬홀드 값을 비교할 수 있다.
이 때, 논리곱 연산(AND operation)은 실수와 허수에 대해서 병렬로 각각 수행될 수 있고, 합산된 패킷 값은 최대 프리앰블 길이의 2배가 될 수 있다.
또한, 단계(S232)는 패킷 검출을 수행할 수 있다(S232e).
즉, 단계(S232e)는 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 컴퓨터 시스템을 나타낸 블록도이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 실시예는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체와 같은 컴퓨터 시스템(1100)에서 구현될 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, 컴퓨터 시스템(1100)은 버스(1120)를 통하여 서로 통신하는 하나 이상의 프로세서(1110), 메모리(1130), 사용자 인터페이스 입력 장치(1140), 사용자 인터페이스 출력 장치(1150) 및 스토리지(1160)를 포함할 수 있다. 또한, 컴퓨터 시스템(1100)은 네트워크(1180)에 연결되는 네트워크 인터페이스(1170)를 더 포함할 수 있다. 프로세서(1110)는 중앙 처리 장치 또는 메모리(1130)나 스토리지(1160)에 저장된 프로세싱 인스트럭션들을 실행하는 반도체 장치일 수 있다. 메모리(1130) 및 스토리지(1160)는 다양한 형태의 휘발성 또는 비휘발성 저장 매체일 수 있다. 예를 들어, 메모리는 ROM(1131)이나 RAM(1132)을 포함할 수 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치 및 방법은 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
110: 아날로그-디지털 컨버터부 120: 다운 컨버터부
130: 패킷 검출부 131: 역다중화부
132: 비교부
132a, 132b, 123n: 차분 비교부 133: 선택부
1320: 실수-허수 역다중화부 1321: 차분 복조부
1322: 차분 프리앰블 신호 저장부
1323: 쓰레쉬홀드 비교부 1324: 정보 생성부
140: 타이밍 계산부
1100: 컴퓨터 시스템 1110: 프로세서
1120: 버스 1130: 메모리
1131: 롬 1132: 램
1140: 사용자 인터페이스 입력 장치
1150: 사용자 인터페이스 출력 장치
1160: 스토리지 1170: 네트워크 인터페이스
1180: 네트워크

Claims (20)

  1. RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터부;
    상기 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 다운 컨버터부;
    상기 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 이용한 연산을 수행하여 패킷 검출을 수행하는 패킷 검출부; 및
    상기 기저대역의 디지털 신호와 상기 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보를 출력하는 타이밍 계산부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 다운 컨버터부는
    상기 RF 디지털 신호를 클럭 주파수의 N배(N은 2이상의 자연수)로 오버 샘플링 하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 타이밍 계산부는
    상기 시간 정보를 매체 접근 제어(Media Access Control, MAC) 계층에서 처리하는 시간 최소 단위로 변환하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 패킷 검출부는
    상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화하는 역다중화부;
    상기 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 비교부; 및
    상기 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택하는 선택부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 역다중화부는
    상기 클럭 주파수의 N배에 상응하는 개수만큼 상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 비교부는
    상기 N배에 상응하는 개수만큼 N개의 차분 비교부를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 기저대역의 디지털 신호를 실수부(real part)와 허수부(imag part)로 역다중화하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 실수부와 허수부로 역다중화 된 디지털 신호들에 각각 실수 부호와 허수 부호에 기반한 차분 복조(Differential demodulation)를 수행하여 상기 실수부의 차분 복조 신호와 상기 허수부의 차분 복조 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 차분 복조는
    첫 번째로 입력된 디지털 신호 값이 '0' 보다 크면 '1', '0' 이하이면 '0'으로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 차분 복조는
    두 번째 이후에 입력된 디지털 신호 값을 이전 번째에 입력된 디지털 신호 값과 비교하여 동일하면 '0', 상이하면 '1'로 매핑하여 차분 복조 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 실수부의 차분 복조 신호를 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과와, 상기 허수부의 차분 복조 신호를 상기 차분 프리앰블 신호와 논리곱(AND) 연산을 수행한 결과를 합산(SUM)하여 패킷 값을 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 패킷 값이 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 경우에만 상기 패킷 검출을 수행하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 차분 프리앰블 신호는
    닥시스(Data Over Cable Service Interface Specifications, DOCSIS) 기반 하향 신호를 이용하여 획득한 프리앰블 신호에 상기 차분 복조를 수행하여 생성되는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    프리앰블의 종류 별로 기생성된 복수개의 차분 프리앰블 신호들 별로 상기 실수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과와 상기 허수부의 차분 변조 신호와 논리곱 연산을 수행한 결과를 합산하여 복수개의 패킷 값들을 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 복수개의 패킷 값들 중 상기 기설정된 쓰레쉬홀드 값보다 큰 패킷 값들에 대해서만 상기 패킷 검출을 수행하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 차분 비교부는
    상기 패킷 값들을 검출한 감지 시점에 기반한 시간 정보를 생성하고, 상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 저장하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 선택부는
    상기 패킷 값들을 누적한 누적 횟수를 비교하여 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 선택하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 선택부는
    상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값을 생성한 차분 비교부에 입력된 기저대역의 디지털 신호와 상기 누적 횟수가 가장 큰 패킷 값에 상응하는 시간 정보를 선택하여 상기 타이밍 계산부에 전달하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치.
  19. 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 장치를 이용하는 방법에 있어서,
    RF 아날로그 신호를 입력 받아 RF 디지털 신호로 변환하는 단계;
    상기 RF 디지털 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 단계;
    상기 기저대역의 디지털 신호를 기설정된 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 단계; 및
    상기 패킷 검출을 통해 생성된 시간 정보에 기반하여 단말 장치의 타이밍 정보를 생성하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법.
  20. 청구항 19에 있어서,
    상기 패킷 검출을 수행하는 단계는
    상기 기저대역의 디지털 신호를 역다중화하는 단계;
    상기 역다중화된 기저대역의 디지털 신호들을 상기 차분 프리앰블 신호들과 연산하여 패킷 검출을 수행하는 단계; 및
    상기 패킷 검출을 수행한 횟수를 누적하여 생성한 시간 정보를 선택하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 기반 상향 RF 신호 검출 방법.
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