KR20180018453A - 디지털 인코더 및 인코딩 방법 - Google Patents

디지털 인코더 및 인코딩 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20180018453A
KR20180018453A KR1020170102598A KR20170102598A KR20180018453A KR 20180018453 A KR20180018453 A KR 20180018453A KR 1020170102598 A KR1020170102598 A KR 1020170102598A KR 20170102598 A KR20170102598 A KR 20170102598A KR 20180018453 A KR20180018453 A KR 20180018453A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
samples
filter
baseband signal
coefficients
ofdm
Prior art date
Application number
KR1020170102598A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102024428B1 (ko
Inventor
제레미 나달
누흐 샤흐벨 압델
아메르 바그다디
Original Assignee
앵스띠뛰 미네 뗄레콩 - 이엠떼 아틀란티끄 - 브르타뉴 - 뻬이 드 라 루와르
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 앵스띠뛰 미네 뗄레콩 - 이엠떼 아틀란티끄 - 브르타뉴 - 뻬이 드 라 루와르 filed Critical 앵스띠뛰 미네 뗄레콩 - 이엠떼 아틀란티끄 - 브르타뉴 - 뻬이 드 라 루와르
Publication of KR20180018453A publication Critical patent/KR20180018453A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102024428B1 publication Critical patent/KR102024428B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/264—Pulse-shaped multi-carrier, i.e. not using rectangular window
    • H04L27/26414—Filtering per subband or per resource block, e.g. universal filtered multicarrier [UFMC] or generalized frequency division multiplexing [GFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H04L1/0042—Encoding specially adapted to other signal generation operation, e.g. in order to reduce transmit distortions, jitter, or to improve signal shape
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0606—Space-frequency coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0637—Properties of the code
    • H04L1/0668—Orthogonal systems, e.g. using Alamouti codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
    • H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/26265—Arrangements for sidelobes suppression specially adapted to multicarrier systems, e.g. spectral precoding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2643—Modulators using symbol repetition, e.g. time domain realization of distributed FDMA
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

UF-OFDM을 위한 인코더 아키텍처가 제공되며, 여기서 샘플은 우선 부대역 단위로 처리되고, 이어서 부반송파-형 프로세싱을 위해 사용된다. 부반송파 프로세싱은 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들에 대한 별도의 프로세싱을 포함할 수 있고, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분 UF-OFDM 데이터 스트림을 수신하고, 이어서 UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 연결된다. 특정 실시예에서, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 제1 말단 부분은 직접 계산되고, 나머지 말단 부분은 코어 부분 및 제1 말단 부분으로부터 추론된다. 코어 및 말단 부분 프로세서는 각각의 샘플에 각각의 필터 계수를 곱하는 필터로 구현될 수 있다. 이들 계수를 수정하는 것은 주파수 시프트를 도입하거나 OFDM 인코딩을 위해 인코더를 변환할 수 있다.

Description

디지털 인코더 및 인코딩 방법{DIGITAL ENCODER AND METHOD OF ENCODING}
본 발명은 디지털 인코더 및 인코딩 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 이하에 정의되는 범용 필터링된 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(UF-OFDM) 인코딩과 같은 다중 반송파 파형 기반 인코딩 방식용 인코더에 관한 것이다.
인터넷 어플리케이션이 확산됨에 따라 미래 통신 네트워크에서 지원되는 모바일 통신량은 2020년까지 현재의 500배에 달할 것으로 예상된다. 높은 수준의 사용자 경험을 유지해야 하는 제약에 효율적으로 대처하기 위해서는, 미래 5세대(5G) 이동통신 시스템의 용량과 사용자 공정성을 대폭 개선해야 한다.
UF-OFDM(Universal Filtered Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 때로는 Universal Filtered Multi Carrier라고도 함)은 문헌[V. Vakilian, T. Wild, F. Schaich, S. ten Brink and J. F. Frigon, in "Universal-filtered multi-carrier technique for wireless systems beyond LTE,"　2013 IEEE Globecom Workshops (GC Wkshps), Atlanta, GA, 2013, pp. 223-228]에 제안한 주요 5G 후보 파형 중 하나이다. 이 파형의 표준 구현은 부반송파를 시간 영역에서 독립적으로 필터링되는 부대역으로 분할하는 것으로 구성된다. UF-OFDM은 낮은 대기 시간의 통신에 대한 이점을 보여주며 문헌[F. Schaich and T. Wild, in "Relaxed synchronization support of universal filtered multi-carrier including autonomous timing advance,"　2014 11th International Symposium on Wireless Communications Systems ( ISWCS ), Barcelona, 2014, pp. 203-208]에서 대역폭 및 에너지를 절약하기 위한 편안한 동기화의 사용을 가능하게 한다.
OFDM에서 사용되는 대부분의 기술은 예를 들어 다중 입력 다중 출력(MIMO) Alamouti 체계와 같이 큰 수정없이 재사용될 수 있다. 그러나, UF-OFDM 변조의 주요 쟁점은 송신기의 계산 복잡도이다.
UF-OFDM 또는 UFMC는 다중 반송파 변조이다. 다중 반송파 변조의 원리는 부반송파(sub-carrier)라고 불리는 주파수 도메인의 다중 채널을 통해 데이터를 전송하는 것이다. N이 부반송파의 총수이고 fsamp가 샘플링 주파수인 경우, 각 채널(부반송파) 간의 주파수 간격은 fsamp / N과 동일하다.
UF-OFDM 변조의 원리는 입력 심볼을 Q개의 부반송파로 구성된 여러 개의 부대역(subband)으로 그룹화하는 것이다. 각각이 Q개의 부반송파를 운반하는 부대역 K=N/Q의 최대치가 사용될 수 있다. 각 부대역의 부대역 외부의 잔여 전력을 나타내는 2차 사이드 로브는 길이 L 샘플의 대응하는 필터에 의해 독립적으로 각각의 부대역을 필터링함으로써 감쇄된다. 그런 다음, 필터링된 부대역들이 함께 합산된다. 이것은 N+L-1 샘플로 구성되고 fsamp에서 샘플링된 기저대역 샘플을 형성한다.
도 1은 표준 UF-OFDM 인코더를 보여준다. 도시된 바와 같이, 인코더는 QAM 심볼을 부대역 매퍼(120)로 출력하는 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 매퍼(110)를 포함한다. 부대역 매퍼는 입력 스트림을 세그먼트화된 심볼
Figure pat00001
로 분쇄하고 N개의 심볼들의 K개의 세그먼트들을 획득하기 위해 제로 패딩(zero padding)되고, 대응하는 부반송파 인덱스에서 부대역을 위치시키도록 원형으로 시프팅된다.
따라서, 각각의 부대역 k에 대해, 부대역 매퍼의 출력 심벌들은 N개의 부반송파들을 정의하는 N개의 심벌들을 갖는다. 부대역 인덱스 k를 정의하는 Q개의 부반송파 만이 전송할 데이터를 운반한다. 나머지 부반송파는 사용되지 않는다(제로 패딩). 따라서, 각 부대역은 다른 대역과 분리되어 독립적으로 처리된다.
요약하면, 부대역 매퍼는 다음의 동작을 이용하여 구현된다:
- 세그먼트화(segmentation),
- 제로 패딩,
- 원형 시프트(circular shift)
부대역 매핑기의 출력은 K개의 부대역의 수인 각각의 K개의 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블록(131, 132, 133)에 의해 수신되며, 각각의 IFFT는 크기 N이다. IFFT 블록은 상기 변환된 심볼들을, 각각 L개의 샘플로 구성되고 선형 컨벌루션을 구현하는 각각의 필터(141, 142, 143)에 제공한다. 그 후, 필터(141, 142, 143)의 출력은 최종 UF-OFDM 신호를 얻기 위해 합산 유닛(150)에 의해 합산된다.
따라서, UF-OFDM 인코더의 동작은 다음과 같이 설명될 수 있다.
Figure pat00002
Figure pat00003
K는 부대역의 수이다.
N은 모든 부대역에 걸친 부반송파의 전체 개수이므로, 부대역당 N=K부대역×Q부반송파로 된다. Q는 부대역폭(부대역당 부반송파의 수)이다. L은 필터 길이이다.
RN 은 길이 N의 직사각형 함수이다. RN(n)=1,n∈[0,N-1], 나머지는 0이다.
sk(q) 는 k 번째 부대역의 q 번째 부반송파에서 전송할 입력 심벌을 나타낸다.
Figure pat00004
여기서, c (i)는 QAM 매퍼로부터의 N=K×Q 입력 심볼들의 스트림이다. 송신할 QAM 심볼들의 수가 N보다 열등하다면, 나머지 입력 심볼들은 0값 계수로 채워져야 한다.
함수 fQ(l)는 하기와 같이 부대역 크기의 절반만큼 시프트된 UF-OFDM 필터 f(l)주파수로 이하 언급되는 부대역 프로토타입의 임펄스 응답이다:
Figure pat00005
여기서
Figure pat00006
은 선형 위상 회전 항이다.
UF-OFDM 필터 f (l)의 선택은 설계 파라미터이다. 예를 들어 문헌[H. D. Helms in "Digital filters with equiripple or minimax responses," IEEE Transactions on Audio and Electro acoustics, vol. 19, pp.87-94, Mar]에 설명된 대로 Chebyshev 윈도우의 계수를 사용하는 것으로 알려져 있다. 그러나, 많은 다른 필터 설계가 UF-OFDM 인코딩과 호환 가능하며, 그러한 필터의 설계 및 선택은 본 개시의 범위를 벗어난다.
이를 기초로, 하나의 UF-OFDM 심볼을 계산하기 위해 요구되는 곱셈의 수에 대응하는 인코더의 계산 복잡도는 다음과 같이 평가될 수 있다. 복소수 곱셈기가 4개의 실수 곱셈기에 해당하는 UF-OFDM 심볼당 실수 곱셈기(RM)의 수는 다음과 같다.
CRM(UF_OFDM)=B(CRM(FFTN)+4L(L+N))
CRM(FFTN)= 4Nlog2(N)-6N+8(분할 기수 FFT 복잡도; Split radix FFT Complexity)로서, 여기서 B는 할당되지 않은 부대역의 수이며, 0이 아닌 값의 입력 심볼로 구성된 부대역의 수에 해당한다.
예를 들어 N이 2048로 설정되고 L이 144로 설정된 경우, 이는 아래 표 1에 설명된 복잡성 값을 제공한다. 아래의 표에 제시된 결과에 대해, 할당된 부대역의 수는 최악의 경우 K=N/Q와 동일하다. 다른 값들은 할당된 부대역들의 다른 수에 대해 얻을 수 있다. 이들을 표 1에 설정된 오버헤드 값을 제공하여 OFDM 솔루션에 의해 암시된 복잡성의 증가를 나타내는 표준 OFDM 구현에 대한 값과 비교할 수 있다.
부대역크기 CRM for OFDM 표준 UF-OFDM 실행을 위한 CRM 오버헤드 값
4 77832 402127200 x5167
8 77832 201063600 x2583
16 77832 100531800 x1292
32 77832 50265900 x646
64 77832 25132950 x323
이 접근법과 비교하여 복잡성을 줄이는 것으로 알려진 제안은 문헌[T. Wild and F. Schaich, in "A Reduced Complexity Transmitter for UF-OFDM,"　2015 IEEE 81st Vehicular Technology Conference ( VTC Spring), Glasgow, 2015, pp. 1-6]에 개시되어 있다. 그러나 이 솔루션은 대역외 누출을 증가시키고 신호 대 간섭비를 감소시키지만 매우 복잡하다.
이 제안에서, 필터링 단계 및 모든 부대역의 합산은 시간 도메인 대신에 주파수 도메인(IFFT 이전의)에서 계산된다. UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태를 효율적으로 생성하기 위해 IFFT 크기가 2N(N 대신)으로 증가하고 UF-OFDM 심볼에 해당하는 N+L-1 샘플만 유지된다. 또한, 주파수 영역에서의 필터링 스테이지의 계산은 N0 ≥ Q가 설계 파라미터인 각 부대역에 대해 크기 N0의 IFFT 및 크기 2N0의 FFT를 필요로 한다. N0의 값이 높을수록 복잡성은 커지지만 대역외 누출 및 신호 대 간섭비에 미치는 영향은 위에 제시된 표준 솔루션에 비해 줄어든다. 따라서, 파라미터 N0의 선택은 복잡성과 성능 사이의 타협을 부과한다.
도 2는 종래의 주파수 도메인 UF-OFDM 인코더의 구조를 도시한다.
QAM 매퍼(미도시)에 의해 출력된 송신할 입력 심볼들 c(i)는 부대역 매퍼(220)에 의해 sk(q)개의 샘플을 제공하는 Q개의 부반송파의 K개의 부대역으로 분할된다.
각각의 부대역 k에 대해, sk(q)는 요소(231, 241, 251)에 의해 말단에서 (No-Q)/2개의 제로로 패딩된다. 제로 패딩된 샘플들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure pat00007
그 다음에, 각각의 부대역 k에 대하여, IFFT(232, 242, 252)가 적용된다:
Figure pat00008
다음으로, Ak(p) 샘플은 요소(233, 243, 253)에 의해 각 부대역에 대해 N0개의 제로로 패딩된다.
Figure pat00009
그 다음, 각 부대역 k에 대해, 크기 2N0의 FFT(234, 244, 254)가 계산된다:
Figure pat00010
FFT(234, 244, 254)의 출력에서 샘플 a'k (q)는 각각의 곱셈기(235, 245, 255)에서 UF-OFDM 필터 Fcut의 주파수 응답의 근사치에 의해 곱해진다.
Figure pat00011
이 단계는 주파수 도메인에서의 부대역별 필터링 작업에 해당한다. Fcut 계수의 계산은 문헌[T. Wild and F. Schaich, in "A Reduced Complexity Transmitter for UF-OFDM,"　2015 IEEE 81st Vehicular Technology Conference (VTC Spring), Glasgow, 2015, pp. 1-6]에 의해 설명된다
그 다음에, 부대역의 중첩 합이 다음과 같이 표현된다:
Figure pat00012
여기서 b'k 는 2(n-N0) 샘플만큼 제로 패딩된 bk 샘플이다.
Figure pat00013
연산자는 modulus x 연산에 해당한다. 이 중첩 합은 제로 패딩 연산을 사용하고, 요소(261, 262, 263)에 의해 구현된 바와 같이 부대역 k에 대응하는 이들 제로 패딩된 샘플 b'k의 순환 시프트를 적용함으로써, 그리고 나서 요소(264)에서 각각의 부대역에 대하여 시프트되고 제로 패딩된 샘플들을 합산한다.
마지막으로, 기저대역 샘플들 y(n)은 2N 크기의 IFFT(270)를 사용하고, 요소(280)에서 첫 번째 N+L-1 샘플들을 제외한 모든 것을 폐기함으로써 생성된다:
Figure pat00014
여기서 N(부반송파의 수)=2048, 사용된 모든 부대역(B=K) 및 144의 필터 길이 L로, 비교의 기초로서 이 구현을 위해 다음 표 2의 계산 복잡도 값이 결정될 수 있다:
부대역 크기 N0 값 OFDM에 대한 CRM 주파수 도메인 UF-OFDM 실행을
위한 CRM 		오버헤드값
4 32 77832 1130504 X14.52
8 32 77832 651272 X8.37
16 64 77832 747528 X9.60
32 64 77832 459784 X5.91
64 128 77832 508424 X6.53
위에서 설명한 것처럼 표준 구현은 OFDM보다 최대 100배 복잡하기 때문에 실제로 구현하기가 거의 불가능하다. 위에서 제시된 최상의 선행기술의 해법은 여전히 OFDM에 비해 UF-OFDM의 장점 중 일부를 희생하면서 OFDM과 비교할 때 무시할 수 있는 오버 헤드를 나타낸다.
표준 해법에 대해 초래되는 신호 대 간섭비와 대역외 누출에 미치는 영향을 최소화하면서, OFDM에 대한 UF-OFDM의 고유한 이점을 유지하면서 낮은 계산 복잡성 비용으로 UF-OFDM 송신기 기저대역 신호를 효율적으로 생성하는 것이 바람직하다. 대역외 누출은 UF-OFDM에 특히 중요한데, 이것은 불완전한 동기화의 경우 수신기의 성능을 향상시키고 동일한 대역폭에서 서로 다른 유형의 인코더의 계수와 파라미터 세트의 공존을 가능하게 하기 때문이다. 또한 도플러 시프트 및 도플러 확산에 대한 수신기의 견고성을 향상시킨다. 신호 대 간섭비는 전송의 "품질"에 직접 관련되고 비트 오류율에 영향을 주기 때문에 특히 중요하다.
본 발명에 따르면, 제1 양상에서, 일련의 입력 심볼에 대해 멀티 캐리어 파형 기반 인코딩을 수행하기 위한 인코더가 제공되며, 상기 인코더는,
제1 복수의 심볼을 포함하는 각 세그먼트의 시퀀스로 상기 입력 심볼을 출력하도록 적응된 세그먼트화기(segmentor)(여기서 상기 제1 복수의 심볼은 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각 부대역에 할당되는 상기 입력 심볼의 수에 대응함);
제1 복수의 샘플을 획득하기 위해 각각의 제1 복수의 심볼을 처리하도록 적응된 부대역 프로세서로서, 상기 부대역 프로세서는 각각의 처리된 세그먼트의 미리 결정된 시퀀스에서 상기 제1 복수의 샘플을 출력하도록 추가적으로 적응되며, 주어진 부대역 인덱스에 대해 각 부반송파에 할당되는 입력 심볼들의 수에 대응하는 제2 복수의 샘플을 포함하는, 상기 부대역 프로세서; 및
인코딩된 출력 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 두번째 복수의 샘플을 처리하도록 적응된 부반송파 프로세서를 포함한다.
제1 양상의 전개에 따라, 세그먼트는 각각의 세그먼트의 시퀀스로 입력 심볼을 출력하도록 적응되며, 각각의 세그먼트는 각각의 부대역에 할당되는 입력 심볼의 수에 대응하는 제1 복수의 심볼을 포함한다. 주어진 부반송파 인덱스, 및 입력 심볼들이 모든 세그먼트들을 완전히 채우기에 불충분한 경우에, 세그먼트들을 완전히 정의하기 위해 제로를 추가한다.
제1 양상의 다른 전개에 따라, 부대역 프로세서는 제1 복수의 샘플을 제공하기 위해 세그먼트화기에 의한 각각의 세그먼트 출력에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행하도록 구성된다.
제1 양상의 다른 실시예에 따르면, 인코딩된 데이터 스트림은 UF-OFDM 데이터 스트림이고, 부반송파 프로세서는 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들에 대해, 그리고 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 상응하는 기저대역 신호의 코어 부분에 대해 프로세싱을 수행하도록 적응되는 것을 특징으로 하며, 그리고
상기 UF-OFDM 데이터 스트림의 상기 과도 상태에 대응하는 상기 기저대역 신호의 2개의 처리된 말단 부분들을, 상기 UF-OFDM데이터를 얻기 위해 UF-OFDM데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 상기 기저대역 신호의 상기 처리된 코어 부분에 연결하도록 된 연결기(concatenator)를 더 포함한다.
제1 양상의 또 다른 전개에 따라, 상기 인코더는 상기 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들을 처리하도록 구성된 부반송파 코어 프로세서 및 상기 기저대역 신호의 제1 말단 부분을 처리하도록 구성된 과도 상태 프로세서를 포함하며, 상기 인코더는,
상기 기저대역 신호의 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 획득하기 위해,
기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플로부터 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플을 감하거나, 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플을 기저대역의 코어 부분에 대응하는 샘플에 가산하도록 구성된 연산 유닛을 포함하며,
상기 연결기는 과도 상태 프로세서, 부반송파 코어 프로세서, 및 감산기 또는 가산기의 출력을 연결하여 UF-OFDM 데이터 스트림을 얻도록 적응된다.
제1 양상의 또 다른 전개에 따라, 부반송파 코어 프로세서는 제1 필터 계수 세트로부터의 각각의 필터 계수에 의해 각각의 샘플을 승산하는 제1 필터를 포함하고, 상기 제1 필터 계수 세트는 상기 UF-OFDM 필터의 임펄스 응답에서 수행되고 선형 위상 회전을 받는 부대역들에 걸친 부반송파들의 전체 개수에 대응하는 크기의 FFT에 의해 정의되며, 상기 제1 필터의 출력에서 역 고속 푸리에 변환을 하는 역 고속 푸리에 변환 블록을 포함하고,
상기 부반송파 코어 프로세서는 결정된 시퀀스에서 상기 역 푸리에 변환 블록에 의해 결정된 값들을 출력하기 위해 상기 고속 푸리에 변환 블록의 출력을 분류하도록 추가로 적응되며,
상기 과도 상태 프로세서는 제2 세트의 필터 계수들로부터의 각각의 필터 계수에 의해 각각의 샘플을 승산하도록 적응된 제2 함수를 구현하는 제2 필터와, 각각의 처리된 세그먼트에 대해 상기 제2 필터에 의해 출력된 각각의 값을 합산하는 합산 유닛을 포함한다.
제1 양상의 다른 발전에 따라, 필터 계수들의 제1 세트는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터상에서 수행된 FFT의 제1 출력으로부터 추출된 제1 복수의 계수들에 대응하고, 제1 복수의 계수들은 주어진 부대역 인덱스에 대해 각 부반송파에 할당되는 입력 심볼의 수에 대응하는 수를 가지며, 상기 FFT는 상기 부대역들에 걸친 총 부반송파의 수에 대응하는 크기를 가지며, 상기 추출된 계수들은, 상기 부대역들에 걸친 총 부반송파 수와 동일한 수의 제2 계수를 얻기 위해, 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각 부대역에 할당되는 입력 심볼의 수와 동일한 횟수로 반복되고, 상기 제2 복수의 계수는 상기 각각의 부반송파의 인덱스 값에 비례하는 각도를 갖는 선형 위상 회전 항에 의한다.
제1 양상의 다른 실시예에 따르면, 제1 말단 부분은 기저대역 신호의 접두사 부분이고,
상기 제2 세트의 필터 계수들은 각 부반송파에 대해 제3 복수의 계수들을 계산함으로써 획득된 값들에 대응하며, 상기 제3 복수의 계수들은 이전에 계산된 필터 계수 수에 각각의 부반송파의 인덱스 값에 비례하는 각도를 갖는 선형 위상 회전 항을 곱함으로써, 그리고 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터의 임펄스 응답의 연속적인 샘플 수만큼 이들 곱해진 계수를 감산함으로써 반복적으로 계산되며,
상기 제2 부분은 상기 기저대역 신호의 접미사 부분이고, 상기 연산 유닛(arithmetic unit)은 상기 제2 기저대역 신호의 극단 부분에 대응하는 샘플들을 얻기 위해, 상기 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플을 감산하도록 적응된다.
제1 양상의 또 다른 전개에 따르면, 제1 말단 부분은 기저대역 신호의 접미사 부분이고;
상기 제2 세트의 필터 계수들은 각 부반송파에 대해 제3 복수의 계수들을 계산함으로써 획득된 값들에 대응하며, 상기 제3 복수의 계수들은 이전에 계산된 필터 계수 수에 각도를 갖는 선형 위상 회전 항을 곱함으로써, 그리고 각각의 부반송파의 인덱스 값에 비례하여, 주파수가 시프트된 UF-OFDM 필터의 연속적인 계수 값에 의해 이들 승산된 계수를 감산함으로써 반복적으로 계산되며;
상기 제2 부분은 상기 기저대역 신호의 접두사 부분이고, 상기 연산 유닛은, 제2 부분 기저대역 신호의 극단 부분에 대응하는 샘플을 얻기 위해, 상기 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 가산하도록 적응된다.
제1 양상의 추가의 전개에 따르면, 합산 유닛은 합산 유닛의 출력을 누적하도록 구성된 저장 장치를 포함하고, 합산 유닛은, 상기 저장장치의 값이 각각의 처리된 세그먼트에 대해 상기 제2 필터에 의해 출력된 각각의 값의 합을 통합할 때까지, 제2 필터의 각각의 연속 출력의 값을 저장된 값에 가산하고, 상기 저장 장치에 그 결과를 저장하도록 구성된다.
제1 양상의 다른 실시예에 따르면, 계수들의 제1 세트 및 계수들의 제2 세트는 UF-OFDM 데이터 스트림에 주파수 시프트를 도입하기 위해 선형 위상 회전을 더 반영하고, 부반송파 코어 프로세서의 IFFT 유닛 이전에 원형 시프트 유닛이 제공된다.
본 발명의 제2 양상에 따르면, 다음의 단계를 포함하는 방법이 제공된다:
각각의 세그먼트의 시퀀스에서 일련의 입력 심볼을, 제1 복수의 심볼을 포함하는 세그먼트로 분할하는 단계(여기서, 상기 제1 복수의 심볼은 각 부대역에 할당된 입력 심볼의 수에 대응함);
대응하는 제1 복수의 샘플을 획득하기 위해 각각의 제1 복수의 심볼을 처리하는 단계;
각 처리된 세그먼트의 미리 결정된 시퀀스에서 제1 복수의 샘플을 분류하는 단계(여기서 각 처리된 세그먼트들은 주어진 부대역 인덱스에 대해 각각의 부반송파에 할당되는 입력 심볼들의 수에 대응하는 제2 복수의 샘플을 포함함); 및
UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계를 포함한다.
제2 양상의 전개에 따라, UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계는;
UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분을 처리하는 단계;
상기 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 상기 기저대역 신호의 코어 부분을 개별적으로 처리하는 단계; 및,
UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위하여, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 처리된 말단 부분 및 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 처리된 코어 부분을 연결하는 단계를 포함한다.
제2 양상의 전개에 따라, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분에 대한 처리단계는 기저대역 신호의 제1 말단 부분을 처리하는 단계를 포함하고,
UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해, 각각의 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계는 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 감산하는 추가 단계를 포함하거나, 상기 기저대역 신호의 상기 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 획득하기 위해 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들에 추가하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 제3 양상에 따르면, 제1 또는 제2 양태의 제1 필터 계수 세트로서 사용하기 위한 필터 계수 세트를 정의하는 방법이 제공되며, 상기 방법은,
제1 복수의 코어 필터 계수들을 획득하기 위해 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터를 샘플링하는 단계:
패딩된 코어 필터 계수들의 세트를 획득하기 위해 상기 제1 복수의 코어 필터 계수들을 제로 패딩하는 단계(여기서, 상기 패딩된 코어 필터 계수들의 세트는 상기 부대역들에 걸친 부반송파들의 전체 개수와 동일한 계수들의 개수를 포함함);
상기 부대역들에 걸친 전체 부반송파들의 수와 동일한 수의 제2 복수개의 코어 필터 계수들을 획득하기 위해, 상기 부대역들에 걸친 총 부반송파들의 수와 동일한 크기의 FFT를 수행하는 단계;
상기 이전 단계에서 수행된 상기 FFT의 상기 제1 출력으로부터 제3 복수의 코어 필터 계수들을 추출하는 단계(여기서, 상기 제3 복수의 코어 필터 계수들은 주어진 서브-프레임 인덱스에 대해 각 부반송파에 할당되는 상기 입력 심볼들의 개수와 동일한 개수임);
상기 추출된 코어 필터 계수를 상기 부대역에 걸친 전체 부반송파 수와 동일한 수의 제4 복수 코어 필터 계수가 얻어질 때까지 반복하는 단계; 및
상기 제4 복수의 코어 필터 계수들을 선형 위상 회전시키는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면, 제4 양상에서, 제2 양상의 필터 계수의 제2 세트로서 사용하기 위한 필터 계수들의 세트를 정의하는 방법이 제공되는데, 상기 방법은,
제1 복수의 필터 꼬리 계수를 획득하기 위해 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터를 샘플링하는 단계;
이전의 반복에서 이용 가능한 값이 없는 경우, 반복된 계수 값을 0으로 설정하거나, 그렇지 않으면
이전 반복에 대한 값이 이용 가능한 경우에, 상기 누적 반복 계수 값을 선형 위상 회전 항과 곱하는 단계;
누적된 반복 계수 값을 획득하기 위해, 상기 제1 복수의 필터 꼬리 계수로부터의 각각의 계수를 상기 이전 반복에서 결정된 반복 계수 수에 더하는 단계;
제2 복수의 필터 꼬리 계수가 결정될 때까지 각각의 연속적인 반복 계수에 대해 반복하는 단계(여기서, 상기 제2 복수의 필터 꼬리 계수는 상기 UF-OFDM 필터를 정의하는 계수의 수와 동일한 수임); 및
모든 값이 결정될 때까지 각 부반송파에 대해 반복하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면, 제5 양상에서, 제2 양상, 제3 양상 또는 제4 양상들의 단계들을 수행하도록 구성된 컴퓨터 프로그램이 제공된다.
대역외 누출은 UF-OFDM에 특히 중요한데, 이것은 불완전한 동기화의 경우 수신기의 성능을 향상시키고 동일한 대역폭에서 서로 다른 유형의 인코더의 계수와 파라미터 세트의 공존을 가능하게 하기 때문이다. 또한 도플러 시프트 및 도플러 확산에 대한 수신기의 견고성을 향상시킨다. 신호 대 간섭비는 전송의 "품질"에 직접 관련되고 비트 오류율에 영향을 주기 때문에 특히 중요하다.
본 발명의 상기 및 다른 이점은 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다.
도 1은 표준 UF-OFDM 인코더를 도시한다.
도 2는 종래 기술의 주파수 도메인 UF-OFDM 인코더의 구조를 도시한다.
도 3은 제 1 실시예에 따른 인코더를 도시한다.
도 4는 미리 결정된 시퀀스로 샘플들을 출력하기 위한 부대역 프로세서의 동작을 도시한다.
도 5는 제 2 실시예에 따른 인코더를 도시한다.
도 6은 제 3 실시예에 따른 인코더를 도시한다.
도 7은 특정 실시예에 따른 합산 유닛의 상세도이다.
도 8은 일 실시예에 따른 방법을 도시한다.
도 9는 특정 실시예에 따른 도 8의 방법의 추가 세부 사항을 도시한다.
도 10은 특정 실시예에 따른 도 9의 방법의 추가 세부 사항을 도시한다.
도 11은 특정 실시예에 따라 제1 필터 계수 세트로서 사용하기 위한 필터 계수 세트를 정의하는 방법의 단계를 도시한다.
도 12는 특정 실시예에 따라 필터 계수의 제2 세트로서 사용하기 위한 필터 계수의 세트를 정의하는 방법의 단계들을 도시한다.
도 13은 본 발명의 실시예들의 구현에 적합한 일반적인 컴퓨팅 시스템을 도시한다.
도 14는 일 실시예를 구성할 수 있는 스마트 폰 장치를 도시한다.
도 15는 실시예를 구성하도록 적응 가능한 셀룰러 네트워크 기지국을 도시한다
본 발명의 문맥에서, UF-OFDM이라는 용어는 다음과 같은 모든 인코딩 방식을 포함하는 것으로 의도된다:
- 전송할 입력 심볼은 부대역이라고 불리는 부반송파 그룹으로 세분화된다.
- 각 부대역은 별도로 필터링된다.
보다 상세하게는, 각각의 개별 필터의 주파수 응답은 대응하는 부대역의 중심 주파수에 집중될 수 있어, 각 부대역의 2차측 로브의 전력이 감쇄될 수 있다.
이러한 방식에 있어서, N이 Q로 나눌 수 있다고 가정하면, K=N/Q이고, 여기서 K는 양의 정수이고, 식 1은
Figure pat00015
에 정의된
Figure pat00016
xq(n)은 K개의 부대역들의 각각의 부반송파 번호 q의 크기 K의 역 고속 푸리에 변환에 대응한다.
이 관찰에 기초하여, 크기 K의 IFFT가 K샘플의 주기 함수라는 사실은 기저대역 신호의 N개의 제1 샘플(y(n))을 K샘플의 Q세그먼트로 분해함으로써 이용될 수 있다(N=Q×K).
이러한 통찰력을 토대로 인코더 아키텍처가 제안될 수 있다.
도 3은 제1 실시예에 따른 인코더를 도시한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 일련의 입력 심볼들에 대해 UF-OFDM 인코딩을 수행하기 위한 인코더가 제공된다.
도 3의 인코더는 각 세그먼트의 시퀀스에서 입력 심볼을 출력하도록 적응된 세그먼트화기(310)를 포함하며, 각 세그먼트는 제1 복수의 심볼을 포함한다. 이 제1 복수개는 주어진 부반송파 인덱스 K에 대해 상기 정의된 바와 같이 각 부대역에 할당되는 입력 심볼의 수에 대응한다. 여기서 입력 심볼은 QAM, QPSK 또는 다른 복소 심볼일 수 있다
인코더는 제1 복수의 샘플을 획득하기 위해 각각의 제1 복수의 심볼을 처리하도록 적응된 부대역 프로세서(320)를 더 포함한다. 식 5에 기초하여, 부대역 프로세서에 의해 수행된 연산은 주어진 부반송파에 대해 각 부대역에 할당된 K개의 심볼들의 각 세트에 대해 수행될 크기 K의 IFFT를 포함하는데, 즉 부대역 프로세서는 세그먼트 또는 제1 복수의 샘플을 제공하기 위해 세그먼트화기에 의해 출력된 각각의 세그먼트에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행하도록 적응된다.
또한, 부대역 프로세서는 각각의 처리된 세그먼트의 미리 결정된 시퀀스로 제1 복수의 샘플을 출력하도록 적응되며, 각각의 처리된 세그먼트는, 상기에서 정의된 바와 같이, 주어진 부대역에 대해 각각의 부반송파에 할당되는 입력 심볼의 수에 대응하는 제2 복수의 샘플을 포함한다.
인코더는 UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 부대역 프로세서(320)에 의한 출력으로서 각각의 처리된 세그먼트를 처리하도록 적응된 부반송파 프로세서(330)를 더 포함한다.
이 구조는 적절한 사전 결정된 시퀀스로 샘플들을 출력하기 위한 부대역 프로세서의 적응에 기초하여 부대역으로부터 부반송파로의 샘플들의 적절한 매핑에 의존한다는 것을 이해할 것이다.
도 4는 미리 결정된 시퀀스로 샘플을 출력하기 위한 부대역 프로세서의 동작을 도시한다.
도시된 바와 같이, K×Q 샘플(401)의 세트가 도착하고, 세그먼트들로 분할된다. 각각의 세그먼트는 Q개의 정의된 부대역들(410,411,412,413,414) 중 각각의 부대역에 대응한다. 주어진 부반송파 인덱스에 대한 각각의 부대역에 대응하는 하나의 세그먼트의 처리는, K개의 출력들로서, 모든 부대역들을 처리하는 것으로부터의 총 출력은 다시 한번 K×Q이다. 송신할 QAM 심볼이 UF-OFDM 인코더의 Q×K 입력 심볼을 정의하기에 불충분한 경우에, QAM 심볼의 시퀀스는 충분한 입력 심볼이 존재할 때까지 0 값 심볼로 첨부되어야 한다.
특정 실시예에 따라, 부대역 프로세서는 미리 결정된 시퀀스로 샘플을 출력하도록 요구될 수 있다. 이 시퀀스는 부대역 프로세서(320)의 각 출력을, 적절한 시퀀스에서 부반송파 프로세서(330)에 의해 수행되는 부반송파 처리에 주입하도록 요구되는 시퀀스에 대응하여 동일한 부반송파에 할당된 샘플들의 시퀀스에서 처리되도록 요구되는 시퀀스에 대응할 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, 부반송파 프로세싱(420, 421, 422 및 423)에 걸친 샘플들의 분포는 부대역들에 걸친 샘플들의 분포에 대해 횡단으로 되며, 각 부대역으로부터의 하나의 샘플이 각 부대역에 할당되며 각각의 부대역 대응하는 각각의 부반송파는 각 부대역으로부터 하나의 입력을 수신한다. 이것은 각 부대역에 대한 처리된 출력이 상이한 부반송파에 걸쳐서 분산되는 인터리빙 동작을 의미한다.
도 4는 별개의 엘리먼트로서 부대역 프로세싱(410, 411, 412, 413, 414)을 도시하고, 병렬 시스템 아키텍처에서 각각의 부대역의 병렬 프로세싱을 의미할 수 있지만, 하나의 프로세싱 파이프 라인에서 직렬 방식으로 이 별도의 프로세싱을 수행할 수 있다. 유사하게, 도 4는 별개의 요소로서 부반송파 프로세싱(420, 421, 422, 423)을 나타내며, 병렬 시스템 아키텍처에서 각각의 부반송파의 병렬 프로세싱을 의미할 수 있지만, 이하의 실시예들 중 일부에 제시된 바와 같이, 단일 처리 파이프 라인에서 직렬 방식으로 수행될 수도 있다.
이것은 부대역 프로세싱 스테이지의 K×Q 출력을 버퍼링하여 성취될 수도 있고, 이 인터리빙을 반영하는 원하는 순서로 값을 판독하거나, 병렬 부반송파 처리를 제공함으로써 부대역 프로세싱 스테이지로부터의 각 출력 값이 적절한 부반송파 프로세싱 계산으로 직접적으로 공급되거나 또는 후술되는 바와 같이 유닛들에 걸쳐 처리를 동기화함으로써 공급될 수 있다.
따라서, 본 실시예는 UF-OFDM 기능을 부대역 처리부와 부반송파 처리부로 분리한다. 부대역 프로세서(320)에서 부대역 인덱스들과 관련된 샘플들을 먼저 처리하고, 부반송파 프로세서 내의 부반송파 인덱스들에 관련된 샘플들을 처리하는 이점은, 계산하기 위한 잉여 동작의 횟수를 극히 감소시킬 수 있는 것이다. 실제로, 부대역 프로세서는 오직 K개의 샘플의 Q개의 세그먼트를 개별적으로 계산하고, 부반송파 프로세서는 오직 Q개의 샘플의 K개의 세그먼트를 개별적으로 계산한다. 따라서 세그먼트에서 처리할 샘플 수가 줄어들고 UF-OFDM 송신기의 전체적인 복잡성이 감소된다.
상기 설명에 따라, 제1 및 제3 복수개 K로 나눌 수 있는 샘플의 수 N: 주어진 부반송파 인덱스 및 Q에 대한 각 부대역에 할당된 입력 심볼 및, 주어진 부대역 색인에 대해 각 부반송파에 할당된 입력 수로 할 때, 부반송파 프로세서(330)의 동작과 관련하여, 단편화된 신호 yp(n')=y(n'+pK), n'∈　[0,K-1], p∈[0,Q-1]에서
Figure pat00017
식 (6)의 필터 계수 fq(n)는 n∈[L,N-1]일 때 단순화될 수 있다. 실제, 식 (2)는 다음과 같이 된다.
Figure pat00018
또한,
Figure pat00019
일 때
Figure pat00020
Figure pat00021
및
Figure pat00022
이에 기초하여, 한편으로는 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분에 대한 처리 및, 반면에 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분에 대한 처리를 개별적으로 수행하는 것이 가능하게 된다.
코어 필터 Fq(n')의 계수는 제로 패딩이 적용되는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터 fQ(l)에 크기 N의 FFT를 먼저 적용함으로써 얻어진다. 그런 다음이 FFT의 결과에서 첫 번째 Q계수만 유지되고(q ∈[0.Q-1]이므로) 이들 추출된 샘플은 N계수를 얻기 위해 K회 만큼 반복된다. 마지막으로, 선형 위상 회전이 항
Figure pat00023
으로 표시되는 것처럼 반복 계수에 적용된다. 선형 위상 회전 항의 각도는 부반송파 수에 의존한다. 총 Q×K=N개의 계수가 생성된다.
(n'+pK)∈[L,N-1]에 대해, 식 (6)은 다음과 같이 된다.
Figure pat00024
여기서, zq(n')=Fq(n')xq(n')
식 (10)에서 표현된 바와 같이, xq(n ') 샘플과 코어 필터 계수 Fq(n')의 곱 후에 zq(n ') 샘플이 얻어진다. 각 Q개의 세그먼트의 샘플 수 n은 Q개의 부반송파에 걸친 필터링된 신호 zq(n ')의 크기 Q의 IFFT를 사용하여 계산된다.
식 (11)은 신호의 과도 상태가 제거되도록 필터의 선형 컨벌루션이 원형 컨벌루션과 등가인 신호의 부분을 처리한다. n∈[L,N-1]에 대해 정의된 기저대역 신호의 핵심 부분은 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00025
코어 부분(n∈[L,N-1])의 계산 후에, 접두사(
Figure pat00026
∈[0,L-1]))와 접미사(
Figure pat00027
부분을 계산해야 한다.
　
Figure pat00028
∈[0,L-1](접두사 부분)일 때, 필터 계수의 식 (2)가 다음이 된다.
Figure pat00029
Figure pat00030
샘플은 접두사 필터 꼬리 계수에 대응한다. 이러한 계수를 계산하는 효율적인 방법은 다음과 같다.
Figure pat00031
여기서,
Figure pat00032
따라서, 부반송파 수 q의 접두사 필터 꼬리 계수 n+1은 이전에 계산된 접두사 필터 꼬리 계수에 선형 위상 회전을 곱하고 이 곱셈 결과에 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터 샘플의 번호
Figure pat00033
+1을 가산함으로써 계산될 수 있다.
Figure pat00034
∈[N,N+L-2](접미사 부분)일 때, 필터 계수의 식 2는 다음과 같다.
Figure pat00035
이 방정식은 다음과 같이 분해할 수 있다.
Figure pat00036
따라서 Sq(
Figure pat00037
)=Fq(
Figure pat00038
)-Pq(
Figure pat00039
-N), 그러므로 접미사 필터 꼬리 계수는 접두사 필터 꼬리 계수에서 코어 필터의 계수를 빼서 추론할 수 있다.
유사하게, 접미사 필터 꼬리 계수는 접미사 필터 꼬리 계수에 코어 필터의 계수를 더함으로써 추론될 수 있다. 접두사 및 접미사 필터 꼬리 계수의 방정식으로부터, 기저대역 신호의 접두사 및 접미사 부분은 방정식 (2)로부터 유도될 수 있다.
Figure pat00040
∈[0,L-1] 에 대해,
Figure pat00041
기저대역 신호의 접두사 부분에 대응하는 샘플들은 접두사 필터 꼬리 계수 Pq(
Figure pat00042
)에 xq(
Figure pat00043
)샘플을 곱한 다음, 각 샘플 n에 대해 모든 Q개의 필터링된 샘플(Pq(
Figure pat00044
)xq(
Figure pat00045
))을 합산하여 얻어진다. 접미사 부분을 결정하기 위해 접미사 꼬리 계수를 사용하여 동등한 연산이 결정될 수 있다. 마지막으로, 0≤n≤N + L-2에 대해, 기저대역 신호는 기저대역 샘플의 접두사, 코어 및 접미사 부분을 연결한 후에 얻어진다.
Figure pat00046
및
Figure pat00047
Figure pat00048
Figure pat00049
Figure pat00050
도 5는 제2 실시예에 따른 인코더를 나타낸다. 도 5에 도시되어, 전술한 바와 같이 세그먼트화기(310) 및 부대역 프로세서(320) 및 부반송파 프로세서(430)를 포함하는 도 3에 도시된 구조에 대응하는 인코더가 제공된다. 이 실시예에서, 부반송파 프로세서(430)는 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들 및 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분에 대한 처리를 제1 과도 상태 프로세서(531), 제2 과도 상태 프로세서(533) 및 부반송파 코어 프로세서(532)에서 개별적으로 처리하도록 적응되고, 제1 과도 상태 프로세서(531) 및 제2 과도 상태 프로세서(533)에 의해 출력된 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들과, UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해 부반송파 코어 프로세서(532)에 의해 출력되는 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태를 결합시키는 결합기(535)를 더 포함한다.
상기 식 12를 구현하면, 부반송파 코어 프로세서(532)는 식 10에 표현된 바와 같이 메모리(5322)에 저장된 코어 필터 계수 Fq(n')에 의해 곱셈기(5321)에서 xq(n) 샘플을 곱한다. 이어서, Q개의 세그먼트 각각의 샘플 번호 n은 Q개의 부반송파들에 걸친 필터링된 신호 zq(n')의 크기 Q의 IFFT(5323)를 사용하여 계산된다.
이와 같이, 부반송파 코어 프로세서(532)는 제1 세트의 필터 계수들로부터 각각의 필터 계수에 의해 각각의 샘플을 승산하는 제1 필터를 포함할 수 있으며, 필터 계수들의 제1 세트는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터 상에서 수행되고 선형 위상 회전을 받는 FFT(모든 부대역에 걸친 부반송파의 총 수와 동일한 크기)에서 추출되고 반복된 제1 출력에 대응하는 계수의 수에 의해 한정된다.
부반송파 코어 프로세서(532)는 제1 필터의 출력에 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 역 고속 푸리에 변환 블록을 더 포함할 수 있다. 전술한 설명에 기초하여, 제1 과도 상태 프로세서(531)는 곱셈기(5311)에서의 xq(n') 샘플에 메모리 (5312)에 저장된 접두사 필터 꼬리 계수 Pq(
Figure pat00051
)를 곱한 다음, 기저대역 신호의 접두사 부분에 대응하는 합산 유닛(5313)에서 각각의 샘플 n에 대해 Q개의 필터링된 샘플(Pq(
Figure pat00052
)xq(
Figure pat00053
))을 합산(q에 걸쳐)함으로써 위의 식 18을 구현하도록 처리한다.
유사하게, 제2 과도 상태 프로세서(533)는 메모리(5332)에 저장된 접미사 필터 꼬리 계수 Sq(
Figure pat00054
)에 곱셈기(5331)의 xq(
Figure pat00055
) 샘플을 곱하여 기저대역 신호의 접미사 부분에 대응하는 샘플을 처리하고, (q에 걸쳐) 합산 유닛(5333)의 각 샘플 n에 대한 모든 Q개의 필터링된 샘플들(Sq(
Figure pat00056
)xq(
Figure pat00057
))을 합산하여 처리한다. 이와 같이, 과도 상태 프로세서는 제2 세트의 필터 계수로부터의 각각의 필터 계수에 의해 각각의 샘플을 승산하는 것에 대응하는 제2 함수를 구현하는 제2 필터를 포함할 수 있으며, 필터 계수의 제2 세트는 각 서브 샘플에 대해, 이전에 계산된 필터 꼬리 계수 수에 선형 위상 회전 항을 곱하고 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터의 연속 샘플 수에 이들 곱해진 계수를 가산함으로써 각각의 계수를 계산하는 단계를 포함한다.
그 후, 결합기(535)는 최종 UF-OFDM 신호를 획득하기 위해 유닛(531, 532, 533)의 접두사 값, 코어, 접미사 값 출력을 연결한다. 유닛(531, 532, 533)에 의해 생성된 값들의 적절한 연결은 출력에서의 값들의 버퍼링을 의미할 수 있다.
또한, 기저대역 샘플의 과도 상태를 분리하는 것은 기저대역 샘플의 과도 상태(높은 계산 복잡성이지만 소수의 샘플 수에 대한)와, 기저대역 샘플의 코어 부분(많은 수의 샘플에서 낮은 계산 복잡성)의 계산을 분리함으로써 부반송파 프로세서에서 중복 연산의 수를 감소시킨다.
간략화를 위해, 부대역 프로세서 및 부반송파 프로세서의 동작은 부반송파 값들이 공급되기 전에 수행되는 부대역 계산들의 완전한 세트로 실질적으로 연속적인 일괄 처리로 설명되었다. 부반송파에 의해 부반송파 프로세서로 전송될 때, 전술한 바와 같이, 상이한 동작 유닛들 사이의 주의깊은 동기화로 연속 모드에서 동일한 동작이 수행될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
한편,
Figure pat00058
∈[N,N+L-2] 에 대해:
Figure pat00059
xq(
Figure pat00060
) 과 Fq(
Figure pat00061
)의 주기성으로 인해 위의 방정식은 다음과 같다.
Figure pat00062
따라서 신호의 접미사 부분은 n∈[0.L-2]에 대해 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure pat00063
Figure pat00064
식 12를 참조하여 정의된 바와 같이, ycore(n)의 정의는 n∈[L,N-1] 대신 n∈[0,N-1]로 확장된다. 구간 [0, L-1]에서의 샘플은 기저대역 신호의 접미사 부분을 계산하기 위해서만 생성된다. 구간 ([L, N-1])의 샘플은 기저대역 샘플의 핵심 부분에 해당한다.
따라서, 0≤n≤N + L-2에 대하여, 기저대역 신호는 기저대역 샘플의 접두사, 코어 및 접미사 부분의 연결 후에 얻어질 수 있다.
Figure pat00065
및
Figure pat00066
Figure pat00067
Figure pat00068
Figure pat00069
도 6은 제3 실시예에 따른 인코더를 나타낸다. 도 6에 도시된 바와 같이, 인코더는 세그먼트화기화기(310)와 도 3의 부반송파 프로세서(630)를 포함한다. 또한 도 6에 도시된 바와 같이, 부반송파 프로세서(630)는 전술한 바와 같이 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들을 처리하도록 구성된 코어 프로세서(632)와, 기저대역 신호의 제1 말단 부분(접미사 또는 접두사 부분일 수도 있음)을 처리하도록 구성된 과도 상태 프로세서(631) 및 기저대역 신호의 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 처리하도록(어느 말단 부분이 첫 번째 말단 부분이 아닌지) 구성된 연산 유닛(634)을 포함한다.
도 5의 실시예와 유사하게, 부반송파 프로세서(630)는 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 두 말단 부분과, 과도상태 프로세서(631) 및 부반송파 코어 프로세서(632)에서 UF-OFDM 동작의 비과도 상태에 상응하는 기저대역 신호의 코어 부분을 처리하도록 적응되며, UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해, 제1 과도 상태 프로세서(631)에 의해 출력된 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 2개의 처리된 말단 부분과, 부반송파 코어 프로세서(632)의 출력인 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 처리된 코어 부분을 연결시키도록 구성된 연결기(635)를 더 포함한다. 상기 식 12를 구현하면, 부반송파 코어 프로세서(632)는 식 10에 표현된 바와 같이 메모리(6322)에 저장된 코어 필터 계수 Fq(n)에 곱셈기(6321)의 xq(n) 샘플을 곱한다. 이어서, Q개의 각 세그먼트의 샘플 갯수 n은 Q개의 부반송파들에 걸쳐 필터링된 신호 zq(n)의 크기 Q의 IFFT(6323)를 사용하여 계산된다. 이와 같이, 부반송파 코어 프로세서(632)는 각각의 샘플에 필터 계수들의 제1 세트로부터의 각각의 필터 계수를 곱하도록 적응된 제1 필터를 포함할 수 있으며, 필터 계수들의 제1 세트는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터상에서 수행되고 선형 위상 회전을 받는 모든 부대역들에 걸친 부반송파들의 총 개수와 동일한 크기의 추출되고 반복된 FFT의 제1 출력에 상응하는 계수에 의해 정의된다. 부반송파 코어 프로세서(632)는 제1 필터의 출력에 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 역 고속 푸리에 변환 블록(6323)을 더 포함할 수 있다.
도 6의 실시예에 따르면, 부반송파 프로세서는 상기 식 22에 기초하여 접두사 값들로부터 접미사 값들을 계산하거나 또는 기초 원리의 역 적용에 기초하여 미리 계산된 접미사 값들로부터 접두사 값들을 계산하도록 구성된 연산 유닛(634)을 더 포함한다. 구체적으로, 연산부(634)가 상기 식 22에 기초하여 접두사 값으로부터 접미사 값을 계산하도록 구성되는 경우, 기저대역 신호 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 감산하도록 구성된다. 대안적으로, 연산 유닛(634)이 상기 식 22에 기초하여 접두사 값들로부터 접미사 값들을 계산하도록 구성되는 경우, 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들로부터 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들을 가산하도록 구성된다.
전술한 설명에 기초하여, 제1 과도 상태 프로세서(631)는 곱셈기(6311)에서 xq(
Figure pat00070
) 샘플을 메모리 (6312)에 저장된 접두사 필터 꼬리 계수 sq(n) 에 곱한 다음, 합산 유닛(6313)에서 각 샘플 n에 대해 모든 Q개의 필터링된 샘플 (Pq(
Figure pat00071
)xq(
Figure pat00072
))을 가산함으로써, 식 18을 구현하도록 처리한다.
이와 같이, 과도 상태 프로세서는 제2 세트의 필터 계수로부터의 각각의 필터 계수에 의해 각각의 샘플을 승산하는 것에 대응하는 제2 함수를 구현하는 제2 필터를 포함할 수 있으며, 상기 필터 계수의 제2 세트는 각 서브 샘플에 대해, 이전에 계산된 필터 꼬리 계수 수에 선형 위상 회전 항을 곱하고 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터의 연속 샘플 수에 이들 곱해진 계수를 가산함으로써 각각의 계수가 정의된다. 다음, 연결기(635)는 과도 상태 프로세서, 부반송파 코어 프로세서 및 감산기 또는 가산기의 출력을 연결하여 UF-OFDM 데이터 스트림을 얻도록 적응된다.
이와 같이, 이 실시예는 도 5의 실시예와 동일한 결과를 달성할 수 있게 하지만, 단일 과도 상태 프로세서로 하는 것이며, 생략된 과도 프로세서의 출력은 부반송파 코어 프로세서 및 (단일) 과도 상태 프로세서의 값 출력으로부터 추론된다. 이는 시스템 복잡성, 반도체 풋프린트(footprint) 등을 추가로 상당히 절감시킨다.
도 7은 특정 실시예에 따른 합산 유닛의 세부 사항을 도시한다.
예를 들어, 도 5 및 6의 실시예의 과도 상태 프로세서 유닛에서의 식 18의 구현은 합산 유닛을 필요로 한다. 일 실시예에 따르면, 합산은 누산기를 사용하여 계산될 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같이, 이는 하나의 샘플(702)의 지연 동작에 후속하는 가산기 스테이지(701)로 구성된다. 누산기의 입력 샘플(Pq(n)xq(n) 필터링된 샘플들)과 지연 샘플은 하나의 요소(레지스터)의 메모리로 구현될 수 있다.
따라서, 5313, 5333, 6313과 같은 임의의 합산 유닛은 합산 유닛의 출력을 누적하도록 구성된 저장 장치를 포함할 수 있고, 합산 유닛은 각각의 제2 필터(5311, 5331, 6311)의 각각의 연속적인 출력의 값을 저장 장치의 값에 가산하고 그 결과를 저장 장치에 저장하는데, 그 값이 각각의 처리된 세그먼트에 대한 각각의 제2 필터에 의해 출력된 제3 값의 각각의 합계를 통합할 때까지 저장 장치에 저장한다. 다른 가능한 구현으로는 다중 가산기 및 지연없이 완전 병렬 구현이 포함된다.
주파수 시프트
예를 들어 특정 중심 주파수에서 대역폭을 중심에 배치해야 하는 경우와 같이, 부반송파 레벨에서 주파수 시프트를 부과하는 것이 바람직할 수 있다. 본 발명의 실시예로 이를 달성하는 직접적인 방법은 기저대역 샘플들 y(n)에 선형 위상 회전을 적용하는 것이다.
Figure pat00073
여기서 c0는 주파수 시프트된 부반송파들의 수(c0
Figure pat00074
[-Q+1, Q-1])이다. 그러나 이 선형 위상 회전은 4(N+L-1)실수 곱셈을 추가하여 송신기의 복잡성을 증가시킬 수 있다. 그러나 이 항을 보다 효율적으로 계산할 수 있다. 기저대역 샘플의 접두사 부분(yprefix(
Figure pat00075
))에 대해 선형 위상 회전 항이 Pq(n) 계수에 포함될 수 있다.
Figure pat00076
기저대역 샘플(ycore(n))의 코어 부분에 대해, 조각 샘플 (yp(n))은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00077
항
Figure pat00078
은 코어 필터 계수들 Fq (n)에 포함될 수 있고,
Figure pat00079
는 크기 Q (zq(
Figure pat00080
)상에서)인 샘플의 IFFT의 입력에 적용되는 c0 샘플들의 원형 시프트와 등가이다.
Figure pat00081
이며 z'q(
Figure pat00082
)= Fq'(
Figure pat00083
) xq(
Figure pat00084
) 와
Figure pat00085
선형 시프트 회전 항은 주기적이므로(N 샘플의 주기), 사전 계산된 접두사 및 코어 값으로부터 접미사 값의 유도에 관한 데모는 변경되지 않으므로, 기저대역 샘플의 접미사 부분의 계산은 수정되지 않는다. 따라서, 선형 시프트 회전은 예를 들어 전술한 계산에 따라 저장 수단(5312, 5322, 5332 또는 6322 및 6332)에 저장된 계수의 값을 변경함으로써 간단히 구현될 수 있다.
실시예는 추가로 하나 이상의 단계를 포함하는 방법의 형태를 취할 수 있다.
설명된 구조는 그것이 처리되도록 설계된 UF-OFDM 신호의 부대역에 걸친 부반송파의 전체 개수에 대응하는 크기의 IFFT의 기능을 포함한다는 것을 이해할 것이다. 이 IFFT는 다른 기능을 지원하기 위해 사용될 수 있다.
특히, IFFT 기능은 예를 들어 OFDM 인코딩을 구현하는데 사용될 수 있다.
OFDM 신호와의 호환성
본 명세서에서 설명된 방식으로 부대역 및 부반송파 처리를 분리함으로써, OFDM 신호를 생성하기 위해 부반송파 부분만 처리하는 것을 조정하여 UF-OFDM 신호를 생성하도록 인코더를 스위칭하는 것이 가능해 진다. 특히, 필터 계수들에 의한 기저대역 신호의 부분들의 곱셈에 기초한 도 5 또는 6과 같은 실시예들에서, 필터(5311/5312, 5321/5322 및 5331/5332, 또는 6321/6322 및 6331/6332)에 의해 수행되는 바와 같이, 저장 수단(5312, 5322 및 5332, 또는 6322 및 6332)에 저장된 계수의 값을 변경하는 것만으로 부반송파 프로세서가 OFDM 동작으로 전환될 수 있다. 특히, OFDM 기저대역 샘플은 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure pat00086
여기서 L은 주기적 접두사의 길이이다. 이것은 UF-OFDM에서와 같이 하위 대역으로 분해될 수 있다.
Figure pat00087
n + pK∈[0, N-1]에 대해, 기저대역 샘플들은 다음과 같이 세그먼트화될 수 있다.
Figure pat00088
따라서, UF-OFDM 코어 부분의 식을 사용하고 코어 필터 계수
Figure pat00089
에 의해 변경함으로써 OFDM기저대역 신호(주기적 접두사 없음)가 생성될 수 있다.
한편, OFDM의 접두사 순환 부분은 코어 부분의 L개의 최종 샘플을 기저대역 신호의 시작으로 복사하거나 UF-OFDM 처리를 위해 접두사 부분에 대해 정의된 것과 유사한 접근법을 사용하여 생성할 수 있다.
Figure pat00090
Figure pat00091
UF-OFDM 접두사 필터 꼬리 계수는
Figure pat00092
로 대체되어야 한다.
또한 xq(
Figure pat00093
) 샘플은 역순으로 처리해야 한다.
UF-OFDM의 경우에, Q개의 부반송파의 합산은 샘플 xq(-L)=xq(K-L)(주기성)로부터 샘플 xq(-1) = xq(K-1)(주기성)까지 각 샘플 샘플 xq(
Figure pat00094
-L)에 대해 계산된다.
따라서 제안된 UF-OFDM 방식을 OFDM에 적용하기 위해 접미사 부분은 더 이상 접두사 부분에서 계산되지 않으며, 코어에 대한 대체 필터 계수와 접미사 부분이 위에 지정된 대로 적용되고 연결기가 접두사와 코어 부분만의 출력을 연결한다.
대안으로, 제안된 UF-OFDM 접근법은 코어 부분에 대한 대안적인 필터 계수를 적용하고, 코어 부분의 마지막 L 샘플을 복사하기 위해 과도 상태 프로세서(접두사 부분)를 적용함으로써 OFDM에 적용될 수 있다. 접미사 부분은 더 이상 접두사 부분에서 계산할 필요가 없으며 연결기는 접두사 및 코어 부분의 출력만 연결한다.
이와 같이, 예를 들어 도 3, 도 5 및 도 6과 관련하여 정의된 구조는 UF-OFDM 및 OFDM 신호 모두를 처리할 수 있다.
유사한 변형은 GFDM(Generalized Frequency Division Multiplexing), FBMC(Filter Bank Multi-Carrier) 등과 같은 다중 반송파 기반 인코딩에 대한 호환성을 확장시킬 수 있다. 전술한 실시예가 인코더 장치 구성 요소에 관하여 설명되었지만, 다른 실시예는 방법 단계의 형태를 취한다.
도 8은 일 실시예에 따른 방법을 도시한다.
도 8에 도시된 바와 같이, UF-OFDM 신호를 인코딩하는 방법이 제공된다. 도시된 바와 같이, 이 방법은 단계(810)로 진행하기 전에 일련의 입력 심볼이 각 세그먼트의 시퀀스로 분할되고, 주어진 부반송파 인덱스에 대한 부대역에 할당되는 입력 심볼의 수에 대응하는 심볼을 포함한다. 상기 방법은 다음으로 제1 복수의 처리된 대응하는 심볼 수를 얻는 단계(820)로 진행한다.
단계(825)에서, 대응하는 부반송파 세트를 처리하는데 필요한 모든 세그먼트가 처리되었는지 여부가 결정된다. 처리될 세그먼트들이 남아있는 경우, 이 방법은 다음 세그먼트에 대해 단계(820)로 되돌아가거나, 아니면 미리 결정된 시퀀스로 샘플들을 분류하는 단계(830)로 진행하며, 이때 샘플들의 수는 각각의 부반송파에 할당된 입력 심볼들의 수와 동일하다.
이러한 분류 단계는 상술한 인터레이싱을 포함할 수 있다. 그 다음, 방법은 단계(850)에서 종료하기 전에 샘플들을 처리하여 UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하는 단계(840)로 진행한다.
특히, 세그먼트화하는 단계(810)는:
　1. 입력 심볼들 c(i)를 Q개의 부반송파들의 K개의 부대역들로 세분하는 단계를 포함하며, 이 단계는 N개의 심볼로 구성된 입력 심볼을 다음과 같이 Q개의 부반송파의 K개의 부대역으로 분할한다:
Figure pat00095
Figure pat00096
)는 부대역 개수 k의 부반송파 개수 q에 영향을 받는 입력 심벌을 나타낸다. 입력 심볼들 c(i)는 송신을 위해 QAM 심볼들을 운반할 뿐만 아니라, 실제로, K개의 부대역 중 오직 하나의 부 집합 B만이 할당될 것이다(B≤K). 이 경우, 총 N개의 입력 심볼이 정의되도록 c(i) 심볼에는 0으로 채워진 샘플이 추가되어야 한다(QAM 심볼과 0으로 표시된 심볼로 구성됨). 따라서, 이들 0은 특정 부대역(송신을 위해 QAM 심볼을 운반하는 입력 심볼에 의해 영향을 받지 않는 부대역)과 함께 그룹화된다.
제안된 분할 규칙(segmentation rule)은 다음과 같이 설명할 수 있다.
- 제1 부대역(k=0)의 Q개의 부반송파들에 대해, 제1 Qc (i)(i=0 내지 Q-1)입력 샘플들을 취한다.
- 제2 부대역(k=1)의 Q개의 부반송파들에 대해, 다음 Qc (i) 입력 심볼들(i=Q 내지 2Q-1)을 취한다.
(...)
마지막 부대역에 도달할 때까지 반복한다(k=K-1).
각각의 제1 복수의 심볼을 처리하는 단계(820)는 다음을 포함한다.
2. 각 부반송파에 대한 Sk(q)의 크기 K의 IFFT를 계산하는 단계:
Figure pat00097
이 과정은 K*Q=N 샘플의 전체 집합이 계산될 때까지 각 반복의 결과를 유지하면서 반복적으로 수행될 수 있다.
* 제1 반복에서, (K의 크기의)IFFT는 K개의 부대역 각각의 제1 부반송파를 계산한다. IFFT의 결과는 저장되어야 하는 K 개의 샘플을 제공한다.
* 제2 반복에서, IFFT(크기 K의)는 K개의 부대역들의 각각의 제2 부반송파를 처리한다. IFFT의 결과는 저장되어야 하는 K개의 샘플을 제공한다.
* 이것은 Q차 횟수까지 반복된다. 총 N=K*Q 샘플이 저장된다.
대안적으로, 계산된 값의 저장에 대한 필요성을 없애고 프로세싱을 가속화하고 시스템 복잡성 및 크기 증가의 비용을 줄이는 전체적 또는 부분적 병렬 구현이 예상될 수 있다.
도 9는 특정 실시예에 따른 도 8의 방법의 추가 세부 사항을 도시한다.
도 9는 UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계(840)가 과도에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들에 대한 처리 단계(841)및, UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 개별적으로 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분을 처리하는 단계(842)를 포함할 수 있으며, UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 처리된 말단 부분과, UF-OFDM의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 처리된 코어 부분을 연결하는 단계(843)를 포함한다.
UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 코어 부분을 처리하는 단계(841)는 다음을 포함한다.
3. xq(n') 에 코어 필터 계수를 곱하는 단계:
Figure pat00098
Figure pat00099
이들 계수는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터
Figure pat00100
)의 크기 N의 FFT를 적용하는 것에 대응한다. 이 FFT의 결과로부터 첫 번째 Q 계수만 유용하다 (
Figure pat00101
이므로). 그런 다음 선형 위상 회전이 적용된다 (항
Figure pat00102
4. 각 샘플에 대한 y q (n')의 크기 Q의 IFFT를 계산하여 결과를 저장하는 단계;
Figure pat00103
이 단계는 기저대역 샘플의 핵심 부분을 계산한다. 이 단계의 결과는 K샘플의 Q세그먼트를 제공한다. y q (n') 는 세그먼트 수 p의 샘플 수 n이다.
5. 결과적인 세그먼트화 샘플 yp(n')을 결합하여 기저대역 샘플의 코어 부분을 형성하고 그 결과를 저장한다. 기저대역 샘플의 코어 부분(N개의 샘플로 구성됨)과 분할된 샘플 간의 관계는 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00104
이 단계는 상기 단계 4에서 IFFT에 의해 출력된 세그먼트화된 샘플들을 분류하여 미리 결정된 시퀀스의 다음 단계로 값들을 출력하도록 구성한다. 특정 실시예에서, 이 시퀀스는 각 부대역에 대응하는 값을 순차적으로 출력하고, 그 부대역에 대응하는 값은 다음 부대역에 대한 값을 출력하기 전에 순차 출력된다.
UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 부분들을 처리하는 단계(842)는;
6. 접두사 필터 꼬리 계수를 사용하여 접두사 샘플을 계산하고 결과를 저장하는 단계를 포함한다.
Figure pat00105
Figure pat00106
접두사 꼬리 계수의 수는 UF-OFDM 필터 길이 및 부대역 Q내의 부반송파 수에 의해 고정된다. 필터의 길이는 설계 파라미터이다. 접두사 꼬리 계수의 총 개수
Figure pat00107
는 L×Q와 같다. 누적기는 두 번째 방정식에서의 합계 연산 (0에서 Q-1까지)이다. 지연은 하나의 샘플로 고정된다.
도 10은 특정 실시예에 따른 도 9의 방법의 추가 세부 사항을 도시한다.
도 10은 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 두 말단 부분에 대한 처리의 단계(842)의 추가 세부 사항을 도시하며, 이 단계는 기저대역 신호의 제1 말단 부분을 처리하는 단계를 포함하고, UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해 각각의 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계는, 상기 기저대역 신호의 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 획득하기 위해, 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플로부터 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플을 감산하거나, 상기 기저대역 신호의 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 코어 부분에 대응하는 샘플들을 부가하는 추가 단계(8421)를 더 포함한다.
따라서, 제2 말단부를 획득하는 단계(8421)는;
7. 기저대역 신호의 접미사 샘플 계산하는 단계;
Figure pat00108
여기서 x는 floor 연산자 (x보다 작거나 같은 최대 정수)에 해당한다.
이 단계에서 선택할 수 있는 L개의 샘플이 있다. 이 방정식은 기저대역 신호의 접미사 부분(신호의 과도 상태)에 해당하기 때문이다.
접미사 부분으로부터의 신호의 접두사 부분을 계산하는 것도 동등하게 가능하다는 것을 알 수 있다. 유일한 차이점은 이전 단계에서 접미사 부분 대신 접미사 부분의 초기 계산에 다른 필터 꼬리 계수가 필요할 것이다.
8. 전체 기저대역 신호를 감산하기 위해 접미사, 코어 및 접두사 샘플을 접속하는 단계:
Figure pat00109
를 포함한다.
도 11은 특정 실시예에 따른 필터 계수의 제1 세트로 사용하기 위해 필터 계수의 셋트를 한정하는 방법의 단계를 도시한다. 전술한 바와 같이, 필터 계수의 제1 세트는 제1 필터(예를 들어 6311/6312)에서 사용되는 값들의 세트이며, 부반송파 코어 프로세서에서 제공되고, 과도 상태에 대응하지 않는, 예를 들어 도 9의 방법의 단계(421)에서 부대역 코어 값을 처리하는데 사용된다.
도 11에 도시된 바와 같이, 본 방법은 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터(즉, 전술한 바와 같이 어떤 함수 fQ(l)이 채택되더라도)가 샘플링되어, 복수의 코어 필터 계수를 획득하는 단계(1110)로 진행하기 전에 단계(1100)에서 시작한다. 많은 경우, 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터(fq (l))는 이미 Lcore 필터 계수로 샘플링된다.
상기 방법은 다음으로 단계(1120)로 진행하여 코어 필터 계수가 제로 패딩되어 패딩된 코어 필터 계수들의 세트를 획득하며, 상기 패딩된 코어 필터 계수들의 세트는 K와 동일한 계수들의 개수를 포함하며, 상기 입력 심볼들의 수는 Q에 의해 곱해진 주어진 부대역 인덱스에 대해 각각의 부반송파에 할당되고, 입력 심볼들의 수는 주어진 부반송파 인덱스 N에 대한 각각의 부대역에 할당된다.
이 방법은 패딩된 코어 필터 계수들의 세트상의 모든 부대역에 걸친 부반송파의 전체 개수와 동일한 크기의 FFT를 수행하여 K와 동일한 수의 샘플: Q로 곱한 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각각의 부대역에 할당되는 입력 심볼들, 주어진 부대역 인덱스에 대해 각각의 부반송파에 할당되는 입력 심볼들의 수를 얻는 단계(1130)로 진행한다.
상기 방법은 단계(1130)에서 획득된 FFT의 Q개의 제1 샘플을 추출하는 단계(1140)로 진행하고, 단계(1150)에서 N과 동일한 필요한 샘플 수가 얻어지는지를 결정한다. 필요한 수의 샘플이 아직 획득되지 않은 경우, 본 방법은 추출된 값이 다시 한번 반복되는 단계(1160)로 되돌아가거나 그렇지 않으면 단계(1170)로 진행한다.
따라서, 추출된 샘플을 추출하고, 모든 부대역 N개의 코어 필터 계수에 걸쳐서 부반송파의 총수를 얻기 위해 필요한 만큼 반복/복제한다.
최종적으로 샘플 세트는 단계(1180)에서 방법이 종료하기 전에 단계(1170)에서 선형 위상 회전을 받는다. 전술한 바와 같이, 필터 계수의 제2 세트는 제2 필터(예를 들어 6311/6312)에서 사용되는 값들의 세트이며, 부반송파 과도 상태 프로세서(631)에서 제공되고, 과도 상태, 예를 들어 도 9의 방법의 단계(422)에 대응하는 부대역 말단 값을 처리하는데 사용된다.
도 12는 특정 실시예에 따라 필터 계수의 제2 세트로서 사용하기 위한 필터 계수의 세트를 정의하는 방법의 단계들을 도시한다.
도 12에 도시된 바와 같이, 상기 방법은 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터(즉, 전술한 바와 같이 함수 fQ(l)이 채택된)가 샘플링되어 제1 복수의 필터 꼬리계수를 얻는 단계(1210)로 진행하기 전에 단계(1200)에서 시작한다. 상기 방법은 다음으로 필터 꼬리 계수가 이전 반복으로부터 이용 가능한지를(즉, 이것이 제1 반복인지 여부를 결정하는) 결정하는 단계(1220)로 진행한다. 어떠한 값도 이용 가능하지 않은 경우, 방법은 단계(1230)로 진행하여 단계(1250)로 진행하기 전에 필터 꼬리 계수 값이 0으로 설정된다. 단계(1220)에서 이전의 필터 꼬리 계수 값이 이용 가능한 것으로 결정되면, 방법은 이전 반복에서 결정된 필터 꼬리 계수가 선형 위상 회전 항
Figure pat00110
을 곱하는 단계(1240)로 진행한다. 단계(1240)로부터 단계(1250)로 진행하여, 단계(1240)로 진행하기 전에 단계(1240)에서 생성된 계수가 이전 필터 꼬리 계수 값에 가산되어 새로운 필터 꼬리 계수를 얻는다. 각 반복의 끝에서, 계산된 값은 필터 꼬리 계수에 해당하며 계수로 설정해야 한다.
단계(1260)에서, 요구된 값 세트를 편집하는데 필요한 모든 값들이 계산되었는지가 결정되고, 프로세스가 완료되면, 방법은 단계(1270)로 진행하거나 그렇지 않으면 다음 반복을 위해 단계(1240)로 루프 백한다.
단계(1270)에서, 모든 값들이 계산되었는지 여부가 결정되고, 프로세스가 완료되면, 방법은 단계(1280)에서 종료되거나 그렇지 않으면 다음 반복을 위해 단계(1210)로 루프백된다.
도 6의 실시예에 기초한 구현예는 다음 표 3과 같이 기준 OFDM 구현과 비교하여 오버헤드에 대해 평가될 수 있다:
부대역 크기 OFDM에 대한 CRM 실시예에 대한 CRM 오버헤드값
4 77832 80168 x1.03
8 77832 80456 x1.03
16 77832 84104 x1.08
32 77832 92936 x1.19
64 77832 111368 x1.43
그 결과 계산상의 복잡성은 OFDM의 1.5 배 미만이다.
특정 실시예에 따르면, 샘플들이 먼저 부대역적으로 처리된 다음, 부반송파 프로세싱을 위해 재분류되는 UF-OFDM을 위한 인코더 아키텍처가 제공된다. 부반송파 프로세싱은 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분들에 대한 개별 프로세싱과, UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분에 대한 별도의 프로세싱을 포함할 수 있으며, UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해 연결된다. 특정 실시예에서, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 제1 말단 부분은 직접 계산되고, 나머지 말단 부분은 코어 부분 및 제1 말단 부분으로부터 추론된다. 코어 및 말단 부분 프로세서는 각각의 샘플에 각각의 필터 계수를 곱하는 필터로 구현될 수 있다. 이들 계수를 수정하는 것은 주파수 시프트를 도입하거나 OFDM 인코딩을 위해 인코더를 변환할 수 있다.
개시된 방법은 전체 하드웨어 실시예(예를 들어, FPGA, ASIC), (예를 들어, 본 발명에 따른 시스템을 제어하기 위한) 전체 소프트웨어 실시예 또는 하드웨어 및 소프트웨어 요소 모두를 포함하는 실시예 형태를 취할 수 있다. 소프트웨어 실시예는 펌웨어, 상주 소프트웨어, 마이크로 코드 등을 포함 하나 이에 한정되지는 않는다. 본 발명은 컴퓨터-사용 가능 또는 컴퓨터-판독 가능 매체로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램 제품의 형태를 취할 수 있으며, 컴퓨터 또는 명령 실행 시스템일 수 있다. 컴퓨터 사용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능은 명령 실행 시스템, 장치 또는 장치에 의해 또는 그와 관련하여 사용하기 위해 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전파 또는 전송할 수 있는 임의의 장치일 수 있다. 상기 매체는 전자, 자기, 광학, 전자기, 적외선, 음향, 전기 음향 또는 반도체 시스템(또는 장치 또는 장치) 또는 전파 매체일 수 있다.
이들 방법 및 프로세스는 컴퓨터 애플리케이션 프로그램 또는 서비스, 애플리케이션 프로그래밍 인터페이스(API), 라이브러리 및/또는 다른 컴퓨터 프로그램 제품, 또는 그러한 것의 임의의 조합에 의해 구현될 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시예를 구현하기에 적합한 일반적인 컴퓨팅 시스템을 도시한다.
시스템은 디스플레이 서브 시스템(1311), 입/출력 서브 시스템(1303), 통신 서브 시스템(1320), 및/또는 도시되지 않은 다른 컴포넌트를 선택적으로 포함할 수 있다.
논리 장치(1301)는 명령들을 실행하도록 구성된 하나 이상의 물리적 장치들을 포함한다. 예를 들어, 논리 장치(1301)는 하나 이상의 애플리케이션, 서비스, 프로그램, 루틴, 라이브러리, 객체, 컴포넌트, 데이터 구조, 또는 다른 논리 구조의 일부인 명령을 실행하도록 구성될 수 있다. 이러한 명령들은 태스크를 수행하거나, 데이터 유형을 구현하거나, 하나 이상의 컴포넌트의 상태를 변환하거나, 기술적 효과를 달성하거나, 그렇지 않으면 원하는 결과에 도달하도록 구현될 수 있다.
논리 장치(1301)는 소프트웨어 명령들을 실행하도록 구성된 하나 이상의 프로세서들을 포함할 수 있다. 부가적으로 또는 대안으로, 논리 장치는 하드웨어 또는 펌웨어 명령을 실행하도록 구성된 하나 이상의 하드웨어 또는 펌웨어 논리 장치를 포함할 수 있다. 논리 장치의 프로세서는 단일 코어 또는 다중 코어일 수 있고, 그 위에서 실행되는 명령은 순차, 병렬 및/또는 분산 처리를 위해 구성될 수 있다. 논리 장치(1301)의 개별 구성 요소는 선택적으로 조정된 처리를 위해 원격으로 위치 및/또는 구성될 수 있는 2이상의 개별 장치들 사이에 분배될 수 있다. 논리 장치(1301)의 형태는 클라우드 컴퓨팅 구성으로 구성된 원격 액세스 가능한 네트워크 컴퓨팅 장치에 의해 가상화되고 실행될 수 있다.
저장 장치(1302)는 여기에 설명된 방법 및 처리를 구현하기 위해 논리장치에 의해 실행 가능한 명령을 보유하도록 구성된 하나 이상의 물리적 장치를 포함한다. 그러한 방법 및 프로세스가 구현될 때, 저장 장치(1302)의 상태는, 예를 들어, 상이한 데이터를 유지하기 위해 변형될 수 있다.
저장 장치(1302)는 제거가능 및/또는 내장 장치를 포함할 수 있다. 저장 장치(1302)는 광학 메모리(예를 들어, CD, DVD, HD-DVD, 블루레이 디스크 등), 반도체 메모리(예를 들어, 플래시, RAM, EPROM, EEPROM 등)를 포함하는 하나 이상의 유형의 저장 장치를 포함할 수 있다) 및/또는 마그네틱 메모리(예를 들어, 하드 디스크 드라이브, 플로피 디스크 드라이브, 테이프 드라이브, MRAM 등)를 포함할 수 있다. 저장 장치는 휘발성, 비 휘발성, 동적, 정적, 읽기/쓰기, 읽기전용, 임의 액세스, 순차 액세스, 위치주소 지정가능, 파일주소 지정가능 및/또는 내용주소 지정가능 장치를 포함할 수 있다.
특정 장치에서, 시스템은 논리 장치(1301)와 다른 시스템 구성 요소 간의 통신을 지원하도록 구성된 I/O 인터페이스(1303)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 추가 시스템 구성 요소는 착탈식 및/또는 내장형 확장 저장장치를 포함할 수 있다. 확장된 저장 장치는 광 메모리(1332)(예를 들어, CD, DVD, HD-DVD, 블루레이 디스크 등), 반도체 메모리(1333)(예를 들어, FLASH RAM, EPROM, EEPROM, FLASH 등) 및/또는 자성 메모리(1331)(예를 들어, 하드 디스크 드라이브, 플로피 디스크 드라이브, 테이프 드라이브, MRAM 등)를 포함할 수 있다. 이러한 확장 저장 장치는 휘발성, 비휘발성, 동적, 정적, 읽기/쓰기, 읽기 전용, 랜덤 액세스, 순차 액세스, 위치 어드레서블, 파일 어드레서블 및/또는 콘텐트 어드레서블 장치를 포함할 수 있다
저장 장치는 하나 이상의 물리적 장치를 포함하고, 전파 신호 그 자체를 배제한다는 것이 이해될 것이다. 그러나, 여기에서 설명된 명령은 대안적으로 저장 장치에 저장되는 것과는 반대로 통신 매체(예를 들어, 전자기 신호, 광 신호 등)에 의해 전파될 수 있다.
논리장치(1301) 및 저장장치(1302)의 양상들은 하나 이상의 하드웨어-논리 구성요소들에 함께 통합될 수 있다. 이러한 하드웨어 로직 구성요소로는 FPGA(Field-Programmable Gate Array), PASIC/ASIC(Application Specific Integrated Circuit), PSSP/ASSP(Application-Specific Standard Product) 칩(SOC) 및 복잡한 프로그래머블 로직 장치(CPLD)를 포함한다.
"프로그램"이라는 용어는 특정 기능을 수행하도록 구현된 컴퓨팅 시스템의 측면을 설명하는 데 사용될 수 있다. 일부 경우에, 프로그램은 저장 장치에 의해 보유된 기계 판독 가능 명령어를 실행하는 논리 장치를 통해 예시될 수 있다. 마찬가지로, 상이한 프로그램, 서비스, 코드 블록, 객체, 라이브러리, 루틴, API, 함수 등으로부터 상이한 모듈이 인스턴스화될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 마찬가지로, 동일한 프로그램은 상이한 애플리케이션, 서비스, 코드 블록, 객체, 루틴, API, 함수 등을 의미한다. "프로그램"이라는 용어는 실행 파일, 데이터 파일, 라이브러리, 드라이버, 스크립트, 데이터베이스 레코드 등의 개별 또는 그룹을 포함할 수 있다.
특히, 도 13의 시스템은 본 발명의 실시예를 구현하는데 사용될 수 있다.
예를 들어, 도 8, 9, 10, 11 또는 12와 관련하여 기술된 단계들을 구현하는 프로그램은 저장 장치(1302)에 저장되고 논리 장치(1301)에 의해 실행될 수 있다. 제1 또는 제2 필터들에서 사용되는 계수들은 유사하게, IFFT(521)에 의해 출력된 샘플들은 저장 장치(902)에 저장될 수 있고, 단계(830)의 정렬 동작이 수행된다. 합산 유닛(6313)의 누적 기능 또는 다른 방식은, 부반송파 코어 프로세서의 출력 및 연산 유닛(634)에서의 처리에 앞서 과도 상태 프로세서의 출력의 저장과 같이, 이 저장 수단에 의해 구현될 수 있다. 논리 장치(901)는 적절한 프로그램, 특히 필터링 동작, FFT, 또는 IFFT 동작, 전술한 가산 또는 차감 또는 결합 연산의 제어하에서 전술한 바와 같은 단계들을 구현할 수 있거나, 또는 내부 또는 외부 전용 시스템들과 인터페이스할 수 있다. 하드웨어 가속 인코더/디코더 등과 같은 이들 프로세스의 일부 또는 전부를 수행할 수 있다. 또한, 프로그램은 예를 들어 상술한 바와 같은 실시예에 따라 인코딩을 구현하는 인코더를 구현할 수 있다. 이러한 작업은 예를 들어 도 9를 참조하여 기술된 바와 같이 다수의 컴퓨팅 장치 간에 공유될 수 있다. 인코딩된 신호는 통신 인터페이스(920)를 통해 수신될 수 있다.
따라서, 본 발명은 컴퓨터 프로그램의 형태로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 "서비스"는 다수의 사용자 세션들에 걸쳐 실행 가능한 애플리케이션 프로그램이다. 하나 이상의 시스템 구성 요소, 프로그램 및/또는 기타 서비스에서 서비스를 사용할 수 있다. 일부 예에서, 서비스는 하나 이상의 서버 컴퓨팅 장치에서 실행될 수 있다.
포함한다면, 디스플레이 서브 시스템(1311)은 시스템의 상이한 지점들에서 샘플들의 시각적 표현을 제공하는데 사용될 수 있거나 그렇지 않으면 착수된 프로세스에 관한 통계 정보를 제공할 수 있다. 본 명세서에서 설명된 방법 및 프로세스가 저장 장치(1302)에 의해 보유된 데이터를 변경하고 저장 장치(1302)의 상태를 변환하기 때문에, 디스플레이 하부 조직(1311)의 상태는 마찬가지로 기초 데이터의 변화를 시각적으로 나타내도록 변형될 수 있다. 디스플레이 서브 시스템(1311)은 사실상 모든 유형의 기술을 이용하는 하나 이상의 디스플레이 장치를 포함할 수 있다. 이러한 디스플레이 장치는 공유 엔클로저 내의 로직 장치 및/또는 저장 장치와 결합될 수 있거나, 그러한 디스플레이 장치는 주변 디스플레이 장치일 수 있다.
포함한다면, 입력 서브 시스템은 키보드(1312), 마우스(1313), 터치 스크린(1311), 프린터(1317), 카메라(1316) 또는 게임제어기(도시 생략)와 같은 하나 이상의 사용자 입력 장치를 포함할 수 있다. 일 실시예들에서, 입력 서브 시스템은 선택된 자연 사용자 입력(NUI) 컴포넌트를 포함하거나 그 컴포넌트와 인터페이스할 수 있다. 이러한 구성 요소는 통합되거나 주변 장치일 수 있으며, 입력 동작의 변환 및/또는 처리는 온보드 또는 오프 보드로 처리될 수 있다. 예시적인 NUI 컴포넌트는 음성 및/또는 음성 인식을 위한 마이크로폰; 머신 비전 및/또는 제스쳐 인식을 위한 적외선, 컬러, 입체 및/또는 깊이 카메라; 움직임 검출 및/또는 의도 인식을 위한 헤드 트래커, 아이 트래커, 가속도계, 및/또는 자이로스코프; 뇌 활동을 평가하기 위한 전계 감지 구성 요소를 제공한다.
포함한다면, 통신 서브 시스템(1320)은 컴퓨팅 시스템을 하나 이상의 다른 컴퓨팅 장치와 통신 가능하게 결합하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 통신 모듈은 예를 들어 퍼스널 영역 네트워크, 로컬 영역 네트워크, 광역 네트워크 또는 인터넷을 포함하는 임의의 크기의 네트워크를 통해 컴퓨팅 장치를 예를 들어 원격 서버(1376) 상에 호스팅된 원격 서비스에 통신 가능하게 결합시킬 수 있다. 통신 서브 시스템은 하나 이상의 상이한 통신 프로토콜과 호환 가능한 유선 및/또는 무선 통신 장치를 포함할 수 있다. 비제한적인 예로서, 통신 서브 시스템은 무선 전화 네트워크(1374) 또는 유선 또는 무선 로컬 또는 광역 네트워크를 통한 통신을 위해 구성될 수 있다. 일 실시예에서, 통신 서브 시스템은 컴퓨팅 시스템이 인터넷(1375)과 같은 네트워크를 통해 다른 장치로 및/또는 다른 장치로 메시지를 송신 및/또는 수신하는 것을 허용할 수 있다. 통신 서브 시스템은 패시브 장치(NFC, RFID 등)와 함께 단거리 유도통신(1321)을 부가적으로 지원할 수 있다.
도 14는 일 실시예를 구성하는 스마트폰 장치를 도시한다. 도 14에 도시된 바와 같이, 스마트 폰 장치는 전술한 바와 같이 요소(1301, 1302, 1303, 1320), 근거리 통신 인터페이스(1321), 플래시 메모리(1333), 요소(1314, 1315 및 1311)를 협력한다. 그것은 네트워크(1375)를 통해 전화 네트워크(1374) 및 서버(1376)와 통신한다. 전용 네트워크 유선 또는 무선(WiFi)과 같은 다른 통신 메커니즘이 또한 사용될 수 있다.
도 15는 실시예를 구성하도록 적응 가능한 셀룰러 네트워크 기지국을 도시한다. 도 15에 도시된 바와 같이, 셀룰러 네트워크 기지국은 전술한 바와 같이 요소들(1301, 1302, 1303 및 1320)을 협력한다. 그것은 네트워크(1375)를 통해 전화 네트워크(1374) 및 서버(1376)와 통신한다. 전용 네트워크 또는 WiFi와 같은 다른 통신 메커니즘이 또한 사용될 수 있다.
여기에 기술된 구성 및/또는 접근법은 본질적으로 예시적인 것이며, 이들 특정 실시예 또는 많은 변형이 가능하기 때문에 제한적인 의미로 고려되어서는 안됨을 이해할 것이다. 여기에 설명된 특정 루틴 또는 방법은 임의의 수의 처리 전략 중 하나 이상을 나타낼 수 있다. 이와 같이, 도시되고 설명된 시퀀스로, 다른 시퀀스로, 병렬로, 또는 생략되어 도시되고 설명된 다양한 동작이 수행될 수 있다. 마찬가지로, 상술된 프로세스의 순서는 변경될 수 있다.

Claims (17)

  1. 일련의 입력 심볼들에 대해 다중 반송파 파형 기반 인코딩을 수행하기 위한 인코더로서,
    제1 복수의 심볼을 포함하는 세그먼트들의 시퀀스에서 입력 심볼을 출력하도록 구성된 세그먼트화기(segmentor)로서, 상기 제1 복수의 심볼은 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각 부대역에 할당되도록 상기 입력 심볼의 수에 대응하는, 상기 세그먼트화기;
    제1 복수의 샘플을 얻기 위해 상기 각 복수의 심볼을 처리하도록 적응된 부대역 프로세서로서, 상기 부대역 프로세서는 각각의 처리된 세그먼트의 예정된 시퀀스에서 상기 제1 복수의 샘플을 출력하도록 구성되며, 각 처리된 세그먼트는 주어진 부대역 인덱스에 대해 각 부반송파에 할당된 상기 입력 심볼의 수에 대응하는 제2 복수의 샘플을 포함하는, 상기 부대역 프로세서; 및
    인코딩된 출력 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 상기 제2 복수의 샘플을 처리하도록 구성된 부반송파 프로세서를 포함하는, 인코더.
  2. 제1항에 있어서, 상기 세그먼트화기는 각 세그먼트의 시퀀스에서 상기 입력 심볼을 출력하도록 구성되고, 각 상기 세그먼트는 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각 부대역에 할당되는 상기 입력 심볼의 수에 대응하는 제1 복수의 심볼을 포함하며, 상기 입력 심볼들이 상기 모든 세그먼트들을 완전히 채우기에 불충분한 경우, 세그먼트들을 완전히 정의하기 위해 0을 가산하는, 인코더.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 부대역 프로세서는 상기 제1 복수의 샘플을 제공하기 위해 상기 세그먼트화기에 의해 출력된 각 상기 세그먼트에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행하도록 구성되는, 인코더.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 인코드된 데이터 스트림은 UF-OFDM 데이터 스트림이고, 상기 부반송파의 프로세서는 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도상태에 대응하는 기저대역 신호의 두 말단 부분과, 상기 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 코어 부분을 따로 처리하도록 구성되며,
    상기 UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 두 말단부분과, OFDM UF의 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 처리 코어부분을 연결하도록 구성된 연결기를 포함하는 것을 특징으로 하는, 인코더.
  5. 제4항에 있어서, 상기 인코더는 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들을 처리하도록 구성된 부반송파 코어 프로세서 및 상기 기저대역 신호의 제1 말단 부분을 처리하도록 구성된 과도 상태 프로세서를 포함하고, 상기 인코더는 연산 유닛을 포함하는데 이것은,
    상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 감하거나, 또는 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들에 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 가산하여;
    상기 기저대역 신호의 상기 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 획득하도록 구성되고;
    상기 연결기는 상기 과도 상태 프로세서, 상기 부반송파 코어 프로세서, 및 상기 감산기 또는 상기 가산기의 출력을 연결하여 상기 UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하도록 구성된, 인코더.
  6. 제5항에 있어서, 상기 부반송파 코어 프로세서는 각 상기 샘플에 필터 계수들의 제1 세트로부터 각 필터 계수를 곱하는 제1 필터를 포함하고, 상기 필터 계수들의 제1 세트는, 상기 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터의 임펄스 응답에 대해 수행되고 선형 위상 회전을 받는 부대역들에 걸친 부반송파들의 전체 개수에 상응하는 크기의 고속 푸리에 변환 블록에 의해 한정되고, 상기 제1 필터의 출력에서 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 역 고속 푸리에 변환을 포함하며,
    상기 부반송파 코어 프로세서는 예정된 시퀀스에서 상기 역 고속 푸리에 변환 블록에 의해 결정된 값을 출력하기 위해 상기 고속 푸리에 변환 블록의 출력을 분류하도록 추가로 구성되며,
    상기 과도 상태 프로세서는 필터 계수들의 제2 세트로부터의 각각의 필터 계수에 의해 각 상기 샘플을 승산하는 제2 함수를 구현하는 제2 필터 및, 각 처리된 세그먼트에 대하여 상기 제2 필터에 의해 출력된 각 값을 합산하도록 구성된 합산 유닛을 포함하는, 인코더.
  7. 제6항에 있어서, 상기 필터 계수들의 제1 세트는 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터상에서 수행된 고속 푸리에 변환의 제1 출력으로부터 추출된 제1 복수의 계수들에 대응하고, 상기 제1 복수의 계수들은 주어진 부대역 인덱스에 대해 각각의 부반송파에 할당되는 상기 입력 심볼들의 수에 동일하게 대응하며, 상기 고속 푸리에 변환은 상기 부대역들에 걸친 전체 부반송파들의 수에 대응하는 크기를 가지며, 상기 추출된 계수는 주어진 부반송파 인덱스에 대해 각 부대역에 할당되는 상기 입력 심볼의 수와 동일한 횟수만큼 반복되어, 상기 부대역에 걸쳐서 상기 부반송파 인덱스의 전체 수와 동일한 수의 제2 계수를 획득하고, 상기 제2 복수의 계수는 상기 각 부반송파의 인덱스 값에 비례하는 각도를 갖는 선형 위상 회전 항에 의하는, 인코더.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 제1 말단 부분은 기저대역 신호의 접두사 부분이고,
    상기 제2 세트의 필터 계수들은 각 부반송파에 대해 제3 복수의 계수들을 계산함으로써 획득된 값들에 대응하고, 상기 제3 복수의 계수들은 이전에 계산된 필터 계수 수에 각각의 부반송파의 인덱스 값에 비례하는 각도를 갖는 선형 위상 회전 항을 곱함으로써, 그리고, 이들 곱해진 계수에서 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터의 임펄스 응답의 연속적인 샘플 수만큼 감산함으로써 반복적으로 계산되고,
    상기 제2 부대역 부분은 상기 기저대역 신호의 접미사 부분이고, 상기 연산 유닛은, 상기 기저대역 신호의 상기 제2 말단 부분에 대응하는 샘플을 얻기 위해, 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 감산하도록 구성된, 인코더.
  9. 제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 제1 말단 부분은 기저대역 신호의 접미사 부분이고;
    상기 제2 세트의 필터 계수들은 각 부반송파에 대해 제3 복수의 계수들을 계산함으로써 획득된 값들에 대응하고,
    상기 제3 복수의 계수들은 이전에 계산된 필터 계수 수에 각각의 부반송파의 인덱스 값에 비례하는 각도를 갖는 선형 위상 회전 항을 곱함으로써, 그리고, 주파수가 시프트된 UF-OFDM 필터의 연속적인 계수 값에 의해 이들 승산된 계수를 감산함으로써 반복적으로 계산되며;
    　상기 제2 부대역 부분은 상기 기저대역 신호의 접두사 부분이고, 상기 연산 유닛은 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 가산하여, 상기 기저대역 신호의 상기 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 얻도록 구성된, 인코더.
  10. 제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 합산 유닛은 상기 합산 유닛의 출력을 누적하도록 구성된 저장 장치를 포함하고, 상기 합산 유닛은, 각각의 처리된 세그먼트에 대해 상기 제2 필터에 의해 출력된 각각의 값의 합을 통합할 때까지, 상기 제2 필터의 각각의 연속 출력의 값을 상기 저장 장치의 값에 가산하고, 상기 저장 장치에 결과를 저장하는, 인코더.
  11. 제6항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 계수들의 세트 및 상기 제2 계수들의 세트는 상기 UF-OFDM 데이터 스트림에 주파수 시프트를 도입하기 위해 선형 위상 회전을 추가로 반사하고, 원형 시프트 유닛은 상기 부반송파 코어 프로세서의 상기 역 고속 푸리에 변환 유닛 전에 제공되는, 인코더.
  12. UF-OFDM 신호를 부호화하는 방법으로서,
    상기 각각의 세그먼트가 제1 복수의 심볼을 포함하는 각각의 세그먼트의 시퀀스에서 일련의 입력 심볼을 세그먼트화하는 단계로서, 상기 제1 복수의 심볼은 각각의 부대역에 할당된 상기 입력 심볼의 수에 대응하여 대응하는, 상기 세그먼트화하는 단계;
    대응하는 제1 복수의 샘플을 획득하기 위해 상기 각 제1 복수의 심볼을 처리하는 단계;
    각 처리된 세그먼트의 예정된 시퀀스로 상기 제1 복수의 샘플을 분류하는 단계로서, 각 처리된 세그먼트는 각 부반송파에 할당되는 상기 입력 심볼의 수에 대응하는 제2 복수의 샘플을 포함하는, 상기 상기 제1 복수의 샘플을 분류하는 단계; 및
    UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 각 상기 제2 복수의 샘플을 처리하는 단계를 포함하는, UF-OFDM 신호를 부호화하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, UF-OFDM 데이터 스트림을 획득하기 위해 각각의 상기 제2 복수의 샘플을 처리하는 상기 단계는;
    UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 말단 부분을 처리하는 단계;
    상기 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 상기 기저대역 신호의 코어 부분을 개별적으로 처리하는 단계; 및
    UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해, UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 2개의 처리된 말단 부분 및 UF-OFDM 데이터 스트림의 비과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 처리된 코어 부분을 연결하는 단계를 포함하는, UF-OFDM 신호를 부호화하는 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 UF-OFDM 데이터 스트림의 과도 상태에 대응하는 기저대역 신호의 두 말단 부분에 대한 처리단계는 기저대역 신호의 제1 말단 부분을 처리하는 단계를 포함하며,
    상기 UF-OFDM 데이터 스트림을 얻기 위해 각각의 상기 제2 복수의 샘플을 처리하는 상기 단계는, 상기 기저대역 신호의 상기 제2 말단 부분에 대응하는 샘플들을 획득하기 위해, 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들로부터 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 감산하는 단계, 또는, 상기 기저대역 신호의 상기 제1 말단 부분에 대응하는 샘플들을 상기 기저대역 신호의 상기 코어 부분에 대응하는 샘플들에 추가하는 단계를 더 포함하는, UF-OFDM 신호를 부호화하는 방법.
  15. 제6항 내지 제14항 중 어느 한 항의 필터 계수들의 제1 세트로서 사용하기 위한 필터 계수들의 세트를 정의하는 방법으로서,
    제1 복수의 코어 필터 계수들을 획득하기 위해 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터를 샘플링하는 단계;
    패딩된 코어 필터 계수들의 세트를 획득하기 위해 상기 제1 복수의 코어 필터 계수들을 제로 패딩하는 단계로서, 상기 패딩된 코어 필터 계수들의 세트는 상기 부대역에 걸친 부반송파의 전체 개수와 동일한 계수들의 개수를 포함하는, 상기 제로 패딩하는 단계;
    부대역에 걸쳐있는 부반송파들의 총 수와 동일한 제2 복수의 코어 필터 계수를 얻기 위해, 부대역에 걸쳐있는 부반송파들의 총 수와 동일한 개수인 고속 푸리에 변환을 실행하는 단계;
    앞의 단계에서 수행되는 고속 푸리에 변환의 제1 출력으로부터 코어의 필터 계수의 제3 복수를 추출하는 단계로서, 상기 제3 복수의 코어 필터 계수는, 주어진 부대역 색인에 대해 각 부반송파에 할당되는 입력 심볼의 개수와 동일한, 상기 코어의 필터 계수의 제3 복수를 추출하는 단계;
    상기 부대역에 걸친 부반송파의 총 수와 동일한 수의 제4 복수의 코어 필터 계수가 얻어질 때까지 상기 추출된 코어 필터 계수들을 반복하는 단계; 및
    상기 제4 복수의 코어 필터 계수에 선형 위상 회전을 가하는 단계를 포함하는, 필터 계수들의 세트를 정의하는 방법.
  16. 제6항 내지 제14항 중 어느 한 항의 필터 계수들의 제2 세트로서 사용하기 위한 필터 계수들의 세트를 정의하는 방법으로서,
    제1 복수의 필터 꼬리 계수를 획득하기 위해 주파수 시프트된 UF-OFDM 필터를 샘플링하는 단계;
    이전의 반복에 유용한 값이 없는 경우, 반복된 계수 값을 0으로 설정하거나, 그렇지 않으면
    선행 반복에 유효한 값이 있는 경우에, 상기 누적 반복 계수 값을 선형 위상 회전 항과 곱하는 단계;
    누적 반복 계수 값을 획득하기 위해, 상기 제1 복수의 필터 꼬리 계수로부터의 각각의 계수를 상기 이전 반복에서 결정된 반복 계수 수에 더하는 단계로서, 제2 복수의 필터 꼬리 계수들이 결정될 때까지 각각의 연속적인 반복 계수에 대해 반복하는 단계; 상기 제2 복수의 필터 꼬리 계수는 상기 UF-OFDM 필터를 정의하는 계수들의 수와 동일한 수인, 상기 더하는 단계; 및
    모든 값들이 결정될 때까지 각 부반송파에 대해 반복하는 단계를 포함하는, 필터 계수들의 세트를 정의하는 방법.
  17. 제12항 내지 제16항 중 어느 한 항의 단계들을 수행하도록 구성된 컴퓨터 프로그램.
KR1020170102598A 2016-08-12 2017-08-11 디지털 인코더 및 인코딩 방법 KR102024428B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16306056.9 2016-08-12
EP16306056.9A EP3282662B1 (en) 2016-08-12 2016-08-12 Reduced complexity transmitter for universal filtered ofdm

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20180018453A true KR20180018453A (ko) 2018-02-21
KR102024428B1 KR102024428B1 (ko) 2019-11-04

Family

ID=56920670

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020170102598A KR102024428B1 (ko) 2016-08-12 2017-08-11 디지털 인코더 및 인코딩 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10855505B2 (ko)
EP (1) EP3282662B1 (ko)
KR (1) KR102024428B1 (ko)
CN (1) CN107733566B (ko)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10771297B2 (en) * 2016-03-11 2020-09-08 Orange Method and device for multi-service transmission with FC-OFDM modulation and corresponding receiver
EP3537678B1 (en) * 2018-03-08 2022-05-04 Institut Mines Telecom - IMT Atlantique - Bretagne - Pays de la Loire Pseudo-guard intervals insertion in an fbmc transmitter
CN113708911B (zh) * 2018-05-10 2023-04-07 中兴通讯股份有限公司 信号的发送方法及装置、存储介质、电子装置
JP7438500B2 (ja) 2020-07-24 2024-02-27 リンクシィ・テクノロジーズ・カンパニー，リミテッド 数値をパルスに変換する方法、装置、電子デバイス、記憶媒体
CN115622854A (zh) * 2021-07-12 2023-01-17 中兴通讯股份有限公司 数据传输、数据调制方法、装置、电子设备和存储介质
CN117082622A (zh) * 2022-05-05 2023-11-17 中兴通讯股份有限公司 数据传输方法、装置、存储介质及电子装置
CN117979424A (zh) * 2022-10-24 2024-05-03 中兴通讯股份有限公司 数据传输方法、数据处理方法、通信设备、介质及产品

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070206559A1 (en) * 2006-02-11 2007-09-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for allocating transmission resources and signaling the allocated transmission resources for frequency diversity
US20100074349A1 (en) * 2008-09-25 2010-03-25 Thord Hyllander Method and base station for orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) signal processing
EP3001629A1 (en) * 2014-09-25 2016-03-30 Alcatel Lucent Method and apparatus for providing a multi-carrier modulated signal

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100713528B1 (ko) * 2004-03-12 2007-05-02 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 통신시스템에서 서브 채널 신호 송신 장치 및 방법
TWI343200B (en) * 2006-05-26 2011-06-01 Lg Electronics Inc Method and apparatus for signal generation using phase-shift based pre-coding
TWI536778B (zh) * 2010-01-22 2016-06-01 新力股份有限公司 多載波資料傳輸系統中之正交分頻多工（ｏｆｄｍ）產生設備
RU2580794C2 (ru) * 2010-05-10 2016-04-10 Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл) Система и способ выделения ресурсов передачи
EP2835926B1 (en) * 2013-08-05 2019-06-12 Alcatel Lucent Transmitter apparatus for conditioning a multicarrier signal, network node, method for conditioning a multicarrier signal, and computer program thereof

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070206559A1 (en) * 2006-02-11 2007-09-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for allocating transmission resources and signaling the allocated transmission resources for frequency diversity
US20100074349A1 (en) * 2008-09-25 2010-03-25 Thord Hyllander Method and base station for orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) signal processing
EP3001629A1 (en) * 2014-09-25 2016-03-30 Alcatel Lucent Method and apparatus for providing a multi-carrier modulated signal

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Matthe, Maximilian, et al. "A reduced complexity time-domain transmitter for UF-OFDM." Vehicular Technology Conference (VTC Spring), 2016 IEEE 83rd. (2016.07.07.)* *

Also Published As

Publication number Publication date
EP3282662A1 (en) 2018-02-14
EP3282662B1 (en) 2021-05-12
CN107733566A (zh) 2018-02-23
KR102024428B1 (ko) 2019-11-04
US20180048510A1 (en) 2018-02-15
CN107733566B (zh) 2020-11-06
US10855505B2 (en) 2020-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102024428B1 (ko) 디지털 인코더 및 인코딩 방법
AU2014403687B2 (en) FBMC signal transmission method, receiving method, transmitter and receiver
CN101267421B (zh) 一种ofdm时变信道测计方法
ZA200505247B (en) Method and arrangement for filter bank based signal processing
Yli-Kaakinen et al. Generalized fast-convolution-based filtered-OFDM: Techniques and application to 5G new radio
KR102191627B1 (ko) 선형 변조 기반 통신 시스템을 위한 수신기 구조
Roy et al. Design of narrow transition band digital filter: An analytical approach
Saad et al. UFMC transceiver complexity reduction
KR101574191B1 (ko) 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
Danneberg et al. Universal waveforms processor
US10320599B2 (en) Method of and apparatus for providing a multi-carrier modulated signal
CN114363135A (zh) 一种otfs信号处理方法及装置
Nadal et al. Novel UF-OFDM transmitter: significant complexity reduction without signal approximation
CN103581065A (zh) 一种维纳滤波信道估计方法和装置
Loulou et al. Efficient fast-convolution based implementation of 5G waveform processing using circular convolution decomposition
CN105049128A (zh) 一种音频播放中嵌入多载波声波通信的方法
WO2010112754A1 (fr) Procede et dispositif d'emission avec mappage temps-frequence des symboles dans des sous-canaux
Morosi et al. Frame design for 5G multicarrier modulations
KR102195907B1 (ko) 특이값 분해 기반 필터 직교 주파수 분할 다중화 시스템 및 이의 송수신 방법
KR101478203B1 (ko) 이동통신 시스템의 채널 추정 장치 및 방법
Vishwakarma et al. Transmultiplexer filter bank systems: a research overview
CN116781461A (zh) 信道估计方法、数据传输方法、装置、系统及介质
Zhang et al. An Area-Efficient 4-Stream FIR Interpolation/Decimation for IEEE 802.11 n WLAN
Joseph et al. FPGA-Based Realisation of SDR with OFDM Tranceiver.
CN114172969A (zh) 一种基带数据处理方法、装置、基站系统及可读存储介质

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant