KR20180001309A - 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 dc-dc 컨버터 - Google Patents

인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 dc-dc 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 일정한 전원 전압을 갖는 직류 전원으로부터 출력되는 전력을 부하에 전달하기 위한, 인터리브드(interleaved) 방식의 위상천이(phase-shift) 풀브리지(full-bridge) DC-DC 컨버터 회로로서, 각각의 입력 코일 및 출력 코일을 갖는 제 1 변압기 및 제 2 변압기를 포함하는 변압기부, 상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 전송받아 상기 부하에 전달하되, 상기 부하 양단에 인가되는 출력 전압이 일정하게 유지되도록 하는 부하측 회로 및 제 1 스위치 내지 제 6 스위치를 포함하며, 상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 상기 부하측 회로로 전송하는 전원측 회로를 포함하며, 상기 제 1 변압기의 입력 코일의 일단은 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 일단과 연결되고, 상기 제 3 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 4 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 더 연결되며, 상기 제 1 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 1 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 2 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결되고, 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 5 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 6 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결될 수 있다.

Description

인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터{INTERLEAVED PHASE-SHIFT FULL-BRIDGE DC-DC CONVERTER}
본 발명은 직류 전원으로부터 입력받은 전압의 크기를 변환하여 출력하기 위한 인터리브드 방식의 풀브리지 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터는 직류 전원으로부터 전달받은 전압의 값을 변환하여 출력하기 위한 회로 장치로서, 전력 공급원의 전압과 부하에서 필요로 하는 전압 간의 불일치를 해결하기 위한 역할을 한다. 이러한 DC-DC 컨버터는 휴대폰, 디스플레이 등의 각종 전자 기기에서도 이미 빈번히 사용되고 있지만, 최근에는 하이브리드 자동차, 전기자동차 등 차세대 교통 수단의 발달에 따라 더욱 그 중요성이 부각되고 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다. 도 1을 참조하면, 종래 기술에 의한 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)에는 제 1 변압기(TA)를 통해 전력이 전달되는 경로(제 1 회로, 11)와, 제 2 변압기(TB)를 통해 전력이 전달되는 경로(제 2 회로, 12)가 병렬적으로 존재한다. 이와 같이 동일한 기능을 수행하는 두 부분을 병렬적으로 배치한 것은, 우선 두 경로가 전력 전달에 따른 부담을 분담하게 하기 위함과 동시에, 제 1 변압기(TA)에 의한 출력 전압인 VfA의 파형과 이에 대응되는 제 2 변압기(TB)에 의한 출력 전압인 VfB의 파형이 서로 어긋나게 하여 제 1 및 제 2 출력 인덕터(LOA, LOB) 쪽에서 출력 커패시터(C) 방향으로 한 번에 과도한 전류가 흐르는 현상을 방지함으로써 리플(ripple) 개선 효과를 얻기 위함이다.
도 2는 종래 기술에 의한 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 개략적으로 도시한 도면이다. 우선 도 2의 (가)를 참조하여, 제 1 회로(11)를 통해 직류 전원(20)으로부터 부하(30)로 전력이 전달되는 과정을 설명하도록 하며, 이는 병렬적으로 존재하는 제 2 회로(12)에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다. 제 1 스위치(MA) 및 제 2 스위치(MB)는 서로 교번(交番)하여 온(ON) 상태가 되며, 제 3 스위치(MC) 및 제 4 스위치(MD) 역시 마찬가지로 서로 교번하여 ON 상태가 된다. 다만, 제 1 스위치(MA) 및 제 2 스위치(MB)의 교번 타이밍과 제 3 스위치(MC) 및 제 4 스위치(MD)의 교번 타이밍을 다소 엇갈리게 한다. 또한, 제 1 스위치(MA)의 턴온 시점과 제 4 스위치(MD)의 턴온 시점 간의 차이는, 제 5 스위치(ME)의 턴온 시점과 제 8 스위치(MH)의 턴온 시점 간의 차이와 동일한 값(Φ)으로 설정될 수 있다. 이러한 경우, VfA의 파형과 VfB의 파형의 온(ON)-듀티(duty) 비가 서로 일치하게 된다.
교번의 한 주기인 T의 시간 동안, 제 1 스위치(MA)와 제 4 스위치(MD)가 ON인 경우 혹은 제 2 스위치(MB)와 제 3 스위치(MC)가 ON인 경우에 있어서는, 직류 전원(20)의 고전압단으로부터 저전압단으로 전류가 흐를 수 있는 경로가 존재하므로 제 1 변압기(TA)를 통한 전력 전달이 이루어지게 된다. 반면 제 2 스위치(MB)와 제 4 스위치(MD)가 ON인 경우 혹은 제 1 스위치(MA)와 제 3 스위치(MC)가 ON인 경우에 있어서는 직류 전원(20)의 고전압단으로부터 저전압단으로 전류가 흐를 수 있는 경로가 존재하지 않으므로 전력 전달은 발생하지 않게 된다.
이와 같은 동작에 따라, VfA 및 VfB는 도 2의 (나) 및 (다)에서 보는 바와 같은 파형을 각각 갖게 된다. 한편, VfA의 시간에 따른 변화에도 불구하고, 부하(30)의 양단에 인가되는 전압은 일정한 값을 갖는다. 이는 양단의 전위차가 실질적으로 일정하게 유지될 수 있을 정도로 커패시턴스 값이 충분히 큰 출력 커패시터(C)가 부하(30)에 연결되어 있기 때문이다. 여기서 스위치들의 교번 타이밍 사이의 차이를 적절히 설정하여 VfA 및 VfB 파형의 온(ON) 듀티(duty)비를 조절함으로써 부하(30) 양단에 인가되는 전압의 값을 결정할 수 있다.
하지만, 이와 같은 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)는 몇 가지 문제점을 내포하고 있다. 우선 제 1 및 제 2 회로(11, 12)의 병렬적 존재로 인해 회로의 소형화 및 경량화에 불리하고, 이에 따라 개별 소자의 수가 늘어나기 때문에 소자를 구동시킴에 따라 발생하는 전력 손실 역시 증가하게 된다.
한편, 스위칭 시, 보다 구체적으로는 오프(OFF) 상태에서 ON 상태로 전환하는 동작인 턴온(turn-on) 시 손실되는 전력을 최소화하기 위한 동작 방법으로 이른바 영전압 스위칭(zero voltage switching, ZVS)이라는 것이 있다. 도 3은 스위칭 소자를 켜고 끌 때의 스위칭 손실에 대해 도시한 도면이다. 도 3을 참조하면, 스위치 양단의 전압이 완전히 0이 되지 않은 상태에서 스위치가 턴온되어 전류가 흐르기 시작한 바, 전압과 전류의 곱이 0이 되지 않아 손실 전력이 발생하게 된다. 따라서, 이러한 전력 손실을 방지하기 위해서는 턴온 전에 스위치의 전압을 0으로 한 후 스위치를 턴온하는 영전압 스위칭이 이루어지게 할 필요가 있다.
도 1에 도시된 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)는 누설 인덕터(LLA, LLB)와 스위치 내 기생 커패시터 사이의 공진에 의한 전력 교환을 이용함으로써 별도의 추가 회로 없이 영전압 스위칭을 달성할 수 있다는 장점을 갖고 있다. 도 2의 (가)를 보면, 서로 교번하여 ON 상태가 되는 두 개의 스위치 중 하나를, ON 상태에서 OFF 상태로 전환하는 동작인 턴오프(turn off)를 하는 시점과 나머지 하나를 턴온하는 시점 사이에 약간의 시간 지연이 있는 것을 볼 수 있다. 바로 이 지연 시간이 영전압 스위칭에 필요한 시간, 즉 턴온할 스위치의 전압을 0으로 만드는 데 걸리는 시간이며, 구체적으로는 각 스위치에 병렬로 연결된 기생 커패시터를 충전 혹은 방전하여 영전압 스위칭 조건을 달성하기 위한 시간이 된다.
도 1의 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)의 스위치는 진상 레그(leading leg, 제 1 혹은 제 2 변압기(TA, TB) 왼편)의 스위치인 제 1, 제 2, 제 5 및 제 6 스위치(MA, MB, ME, MF)와 지상 레그(lagging leg, 제 1 혹은 제 2 변압기(TA, TB) 오른편)의 스위치인 제 3, 제 4, 제 7 및 제 8 스위치(MC, MD, MG, MH)로 나뉠 수 있다. 이 중 진상 레그의 스위치들을 스위칭할 때에는 인덕턴스가 충분히 큰 제 1 및 제 2 출력 인덕터(LOA, LOB)가 기생 커패시터의 충/방전에 이용되므로, 영전압 스위칭에 필요한 전력, 즉 기생 커패시터의 충/방전에 필요한 전력을 쉽게 얻을 수 있다. 반면, 진상 레그의 스위치들을 스위칭할 때에는 인덕턴스가 비교적 작은 제 1 및 제 2 누설 인덕터(LLA, LLB)만이 기생 커피새터의 충/방전에 이용되기 때문에 영전압 스위칭 조건이 쉽게 달성되기 어렵다.
요컨대, 도 1의 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)에서는 전체 스위치 중 절반에 해당하는 지상 레그(lagging leg, 제 1 혹은 제 2 변압기(TA, TB) 오른편)의 스위치에서 영전압 스위칭 불가에 따른 전력 손실이 발생할 수 있으며, 이는 풀브리지 DC-DC 컨버터(10) 자체의 효율 저감의 한 원인이 된다.
대한민국 공개특허 제 10-2016-0007867호 (2016.01.21. 공개)
본 발명의 해결하고자 하는 과제는 회로의 소형화 및 경량화를 달성할 수 있으면서도 보다 개선된 영전압 스위칭 특성을 갖는 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.
다만, 본 발명의 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급한 것으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 해결하고자 하는 과제는 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 일정한 전원 전압을 갖는 직류 전원으로부터 출력되는 전력을 부하에 전달하기 위한, 인터리브드(interleaved) 방식의 위상천이(phase-shift) 풀브리지(full-bridge) DC-DC 컨버터 회로로서, 각각의 입력 코일 및 출력 코일을 갖는 제 1 변압기 및 제 2 변압기를 포함하는 변압기부, 상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 전송받아 상기 부하에 전달하되, 상기 부하 양단에 인가되는 출력 전압이 일정하게 유지되도록 하는 부하측 회로 및 제 1 스위치 내지 제 6 스위치를 포함하며, 상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 상기 부하측 회로로 전송하는 전원측 회로를 포함하며, 상기 제 1 변압기의 입력 코일의 일단은 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 일단과 연결되고, 상기 제 3 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 4 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 더 연결되며, 상기 제 1 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 1 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 2 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결되고, 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 5 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 6 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결될 수 있다.
또한, 상기 제 1 스위치는 상기 제 2 스위치와, 상기 제 3 스위치는 상기 제 4 스위치와, 상기 제 5 스위치는 상기 제 6 스위치와 각각 교번(交番)하여 온(ON) 상태가 될 수 있다.
또한, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각은, 트랜지스터(transistor)를 이용하여 구현되며, 상기 풀브리지 DC-DC 컨버터는 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각에 전기 신호를 인가함으로써 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각의 ON 여부를 제어하는 제어 회로를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 부하측 회로는, 상기 부하에 병렬로 연결되어 상기 출력 전압을 일정하게 유지하는 출력 커패시터를 포함하는 풀브리지 정류 회로일 수 있다.
또한, 상기 출력 전압은, 상기 제 1 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율 및 상기 제 2 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율에 기초하여 결정될 수 있다.
또한, 상기 제 1 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율 및 상기 제 2 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율은, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치의 각각의 턴온(turn-on) 시점 및 턴오프(turn-off) 시점을 기초로 결정될 수 있다.
또한, 상기 교번의 주기는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치에 대하여 모두 동일하되, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각의 턴온(turn-on) 시점 및 턴오프(turn-off) 시점은 모두 상이할 수 있다.
또한, 상기 전원측 회로는, 제 1 커패시터 내지 제 6 커패시터 및 제 1 다이오드 내지 제 6 다이오드를 더 포함하고, 상기 제 1 커패시터 내지 제 6 커패시터는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치와 각각 병렬로 연결되며, 상기 제 1 다이오드 내지 제 6 다이오드는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치와 각각 병렬로 연결되되, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 다이오드는 캐소드(cathode)가 상기 직류 전원의 고전압단에 연결되고, 상기 제 2, 제 4 및 제 6 다이오드는 애노드(anode)가 상기 직류 전원의 저전압단에 연결될 수 있다.
또한, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 중 어느 하나에 대한 턴온은, 상기 턴온의 대상이 되는 스위치에 병렬로 연결된 커패시터의 방전이 완료된 후 수행될 수 있다.
또한, 상기 제 2 변압기는, 상기 제 2 변압기의 입력 코일과 직렬로 연결된 누설 인덕터 성분을 더 포함하며, 상기 누설 인덕터 성분의 인덕턴스는, 상기 제 5 스위치 또는 상기 제 6 스위치가 턴온될 시에, 상기 턴온되는 스위치 양단의 전압이 0인 상태에서 턴온하는 것이 가능하도록 정해질 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 기존의 풀브리지 DC-DC 컨버터에 비해 스위치의 개수를 줄이는 한편, 영전압 스위칭이 가능한 스위치의 비율을 늘린 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 구현할 수 있다. 이에 따라, 회로의 소형화 및 경량화를 달성할 수 있으며, 스위칭 손실로 인한 전력 소모를 줄여 보다 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 2는 종래 기술에 의한 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 3은 스위칭 소자를 켜고 끌 때의 스위칭 손실에 대해 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 상세하게 도시한 도면이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.
본 발명의 실시예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명의 실시예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다. 도 1을 참조하면, 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 직류 전원(200)에 연결된 전원측 회로(110), 부하(300)에 연결된 부하측 회로(120) 및 변압기부(130)를 포함할 수 있다. 전원측 회로(110)는 VS의 전압을 갖는 직류 전원(200)으로부터 전력을 전달받아 변압기부(130)를 통해 부하측 회로(120)에 전달하며, 부하측 회로(120)는 전달받은 전력을 부하(300)를 통해 출력할 수 있다.
이와 같은 기능의 달성을 위해, 전원측 회로(110)는 제 1 내지 제 6 스위치(M1, M2, M3, M4, M5, M6)를 포함할 수 있다. 이러한 제 1 내지 제 6 스위치(M1, M2, M3, M4, M5, M6) 각각은 스위치 외부로부터의 제어에 의해 ON 혹은 OFF 상태가 될 수 있는 소자라면 어떤 것이든 상관없으며, 다양한 방법을 통해 구현될 수 있다. 다만 바람직하게는 전계효과 트랜지스터(field-effect transistor, FET), 바이폴라 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor, BJT) 혹은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor, IGBT) 등의 트랜지스터를 이용하여 구현될 수 있다. 이 경우, 각 스위치를 구성하는 트랜지스터는 소스(source)-드레인(drain) 사이의 채널과 병렬로 연결된 기생 커패시터와 내부 다이오드를 포함할 수 있다. 이러한 제 1 내지 제 6 스위치(M1, M2, M3, M4, M5, M6)의 조작을 위해, 전원측 회로(110)는 각 스위치에 구동 신호를 인가하여 각 스위치를 제어하기 위한 제어 회로(미도시)를 더 포함할 수 있다.
부하측 회로(120)는 부하(300)와 병렬로 연결된 출력 커패시터(CO)와, 제 1 출력 회로(121) 및 제 2 출력 회로(122)를 포함할 수 있다. 제 1 출력 회로(121)는 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)와 제 1 출력 인덕터(LO1)를, 제 2 출력 회로(122)는 제 3 및 제 4 다이오드(D3, D4)와 제 2 출력 인덕터(LO2)를 각각 포함할 수 있다. 변압기부(130)는 제 1 변압기(T1) 및 제 2 변압기(T2)를 포함할 수 있으며, 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2)는 각각의 입력 코일과 직렬로 연결된 제 1 및 제 2 누설 인덕터(LL1, LL2)를 각각 포함할 수 있다. 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)과 출력 코일(T1O1, T1O2) 간의 권선비는 “NP1:NS1”로, 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)과 출력 코일(T2O1, T2O2) 간의 권선비는 “NP2:NS2”로 각각 설정할 수 있다.
이하에서는 전술한 소자들의 상세한 연결 관계를 설명하도록 한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 전원측 회로(120)의 노드(node)로 제 1 내지 제 5 노드(a, b, c, d, e)가 존재할 수 있다. 직류 전원(200)의 고전압단은 제 4 노드(d)에, 저전압단은 제 5 노드(e)에 각각 연결될 수 있다. 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 및 제 1 누설 인덕터(LL1)는 제 1 노드(a)와 제 2 노드(b) 사이에, 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I) 및 제 2 누설 인덕터(LL2)는 제 3 노드(c)와 제 2 노드(b) 사이에 각각 위치할 수 있다. 이 때, 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)와 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)는 각각의 일단이 제 2 노드(b)를 공유하게 된다. 제 1, 제 3 및 제 5 스위치(M1, M3, M5)는 각각의 일단이 제 4 노드(d)에, 각각의 타단이 제 1, 제 2 및 제 3 노드(a, b, c)에 각각 연결될 수 있으며, 제 2, 제 4 및 제 6 스위치(M2, M4, M6)는 각각의 일단이 제 5 노드(e)에, 각각의 타단이 제 1, 제 2 및 제 3 노드(a, b, c)에 각각 연결될 수 있다. 각 스위치는, 각 스위치가 n형 전계효과 트랜지스터임을 가정할 경우, 도 4를 기준으로 하여 채널의 소스 및 내부 다이오드의 캐소드(cathode)가 위쪽 방향을, 채널의 드레인 및 내부 다이오드의 애노드(anode)가 아래쪽 방향을 취하도록 장착될 수 있다. 부하측 회로(120)의 경우 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2)의 각 출력 코일에 제 1 및 제 2 출력 회로(121, 122)가 각각 연결되도록 할 수 있다. 기타 설명되지 않은 바에 대해서는, 도 4 및 이하의 동작 과정에 관한 설명을 참조할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 개략적으로 도시한 도면이다. 도 5의 (가)를 참조하면, 전원측 회로(110)의 제 1 레그(leg)에 존재하는 제 1 스위치(M1)와 제 2 스위치(M2)는 서로 교번하여 ON 상태가 되고, 제 2 레그의 제 3 스위치(M3)와 제 4 스위치(M4), 제 3 레그의 제 5 스위치(M5)와 제 6 스위치(M6) 역시 마찬가지로 각각 서로 교번하여 ON 상태가 된다. 즉, 동일한 레그에 존재하는 두 스위치는 각각 교번하여 ON 상태가 되는 것이다. 이러한 교번의 주기는 세 개의 레그 모두에 있어 동일하게 설정될 수 있으나, 다만 교번하는 타이밍을 서로 어긋나게 할 수 있다. 또한, 제 1 스위치(M1)의 턴온 시점과 제 4 스위치(M4)의 턴온 시점 간의 차이는, 제 4 스위치(M4)의 턴온 시점과 제 5 스위치(M5)의 턴온 시점 간의 차이와 동일한 값(Φ)으로 설정될 수 있다. 이러한 경우, 제 1 변압기(T1)에 의한 출력 전압(Vf1)의 파형의 온-듀티 비(DT1)와 제 2 변압기(T2)에 의한 출력 전압(Vf2)의 파형의 온-듀티 비(DT2)가 서로 일치하게 된다.
도 5의 (가)를 참조하면, 전원측 회로(110)는 한 주기 T 동안 다음과 같은 각 사이클을 표 1과 같이 순차적으로 수행할 수 있다. 한편, 도 5를 참조한 설명에 있어서는 제 1 및 제 2 누설 인덕터(LL1, LL2)는 무시하도록 하며, 동일 레그 내의 한 스위치의 턴오프와 다른 스위치의 턴온 사이의 시간 간격 및 해당 시간 간격에 발생하는 누설 인덕터와 각 스위치의 기생 커패시터 간의 공진에 의한 전하의 충/방전에 대해서도 역시 언급하지 않도록 한다.
M1 M2 M3 M4 M5 M6
제 1 사이클 o x x o x o
제 2 사이클 o x x o o x
제 3 사이클 x o x o o x
제 4 사이클 x o o x o x
제 5 사이클 x o o x x o
제 6 사이클 o x o x x o
(o는 ON 상태를, x는 OFF 상태를 나타냄)
제 1 사이클에서는, 제 1 및 제 4 스위치(M1, M4)가 ON 상태이므로, 직류 전원(200)의 직류 전압(VS)은 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 양단에 인가된다. 이에 따라 제 1 변압기(T1)의 각 출력 코일(T1O1, T1O2)에는 VS·(NS1/NP1)의 전압이 걸리게 되며, 제 6 노드(f)와 제 7 노드(g) 사이의 전압(Vf1), 즉 제 1 출력 회로(121)의 출력 전압 역시 VS·(NS1/NP1)이 된다. 이와 달리, 제 4 및 제 6 스위치(M4, M6)가 ON 상태인 것에 의해 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)의 양단은 모두 직류 전원(200)의 저전압단에 연결되고, 제 3 및 제 5 스위치(M3, M5)의 턴오프에 의해 직류 전원(200)의 고전압단과는 전기적으로 절연된다. 따라서 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I) 양단에는 전위차가 발생하지 않게 되고, 이에 따라 제 2 변압기(T2)의 각 출력 코일(T2O1, T2O2)에 걸리는 전압과 제 8 노드(h)와 제 9 노드(i) 사이의 전압(Vf2), 즉 제 2 출력 회로(122)의 출력 전압은 모두 0이 된다.
제 2 사이클에서는, 제 1 및 제 4 스위치(M1, M4)가 여전히 ON 상태이므로, Vf1은 제 1 사이클과 마찬가지로 VS·(NS1/NP1)의 값을 유지한다. 한편, 제 4 및 제 5 스위치(M4, M5)가 ON 상태인 것에 의해 직류 전원(200)의 직류 전압(VS)은 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I) 양단에 인가된다. 이에 따라 제 2 변압기(T2)의 각 출력 코일(T2O1, T2O2)에는 VS·(NS2/NP2)의 전압이 걸리게 되며, Vf2 역시 VS·(NS2/NP2)이 된다. 참고로, Vf1은 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)의 정류 작용에 의해 제 1 변압기(T1)의 각 출력 코일(T2O1, T2O2)에 걸리는 전압의 방향에 관계없이 항상 양의 값을 가지며, Vf2 역시 같은 원리로 제 3 및 제 4 다이오드(D3, D4)의 정류 작용에 의해 항상 양의 값을 갖는다.
제 3 사이클에서는, 제 2 및 제 4 스위치(M2, M4)가 ON 상태인 것에 의해 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)의 양단은 모두 직류 전원(200)의 저전압단에 연결되고, 제 1 및 제 3 스위치(M1, M3)의 턴오프에 의해 직류 전원(200)의 고전압단과는 전기적으로 절연된다. 따라서 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 양단에는 전위차가 발생하지 않게 되고, 이에 따라 제 1 변압기(T1)의 각 출력 코일(T1O1, T1O2)에도 전압이 걸리지 않아 최종적으로 Vf1이 0이 된다. 한편, 제 4 및 제 5 스위치(M4, M5)가 여전히 ON 상태이므로, Vf2는 제 2 사이클과 같이 VS·(NS2/NP2)의 값을 유지한다.
제 4 사이클에서는, 제 2 및 제 3 스위치(M2, M3)가 ON 상태이므로 직류 전원(200)의 직류 전압(VS)은 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 양단에 인가된다. 다만, 제 1 및 제 4 스위치(M1, M4)가 ON 상태였던 제 1 및 제 2 사이클과는 달리 방향이 바뀌어 -VS가 인가된다. 이에 따라 제 1 변압기(T1)의 각 출력 코일(T1O1, T1O2)에는 -VS·(NS1/NP1)의 전압이 걸리게 되며, Vf1은 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)의 정류 작용에 의해 VS·(NS1/NP1)이 된다. 한편, 제 3 및 제 5 스위치(M3, M5)가 ON 상태인 것에 의해 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)의 양단은 모두 직류 전원(200)의 고전압단에 연결되고, 제 4 및 제 6 스위치(M4, M6)의 턴오프에 의해 직류 전원(200)의 저전압단과는 전기적으로 절연된다. 따라서 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I) 양단에는 전위차가 발생하지 않게 되고, 이에 따라 제 2 변압기(T2)를 통한 전력 전달이 이루어지지 않아 Vf2의 값은 0이 된다.
제 5 사이클에서는, 제 2 및 제 3 스위치(M2, M3)가 여전히 ON 상태이므로, Vf1은 제 4 사이클과 마찬가지로 VS·(NS1/NP1)의 값을 유지한다. 한편, 제 3 및 제 6 스위치(M3, M6)가 ON 상태인 것에 의해 직류 전원(200)의 직류 전압(VS)은 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I) 양단에 인가된다. 다만, 제 4 및 제 5 스위치(M4, M5)가 ON 상태였던 제 2 및 제 3 사이클과는 달리 방향이 바뀌어 -VS가 인가된다. 이에 따라 제 2 변압기(T2)의 각 출력 코일(T2O1, T2O2)에는 -VS·(NS2/NP2)의 전압이 걸리게 되며, Vf2는 제 3 및 제 4 다이오드(D3, D4)의 정류 작용에 의해 VS·(NS2/NP2)이 된다.
제 6 사이클에서는, 제 1 및 제 3 스위치(M1, M3)가 ON 상태이므로 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)의 양단은 모두 직류 전원(200)의 고전압단에 연결되고, 제 2 및 제 4 스위치(M2, M4)의 턴오프에 의해 직류 전원(200)의 저전압단과는 전기적으로 절연된다. 따라서 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 양단에는 전위차가 발생하지 않게 되고, 이에 따라 제 1 변압기(T1)의 각 출력 코일(T1O1, T1O2)에도 전압이 걸리지 않아 최종적으로 Vf1이 0이 된다. 한편, 제 3 및 제 6 스위치(M3, M6)가 여전히 ON 상태이므로, Vf2는 제 5 사이클과 마찬가지로 VS·(NS2/NP2)의 값을 유지한다.
전술한 바와 같은 동작에 따라, Vf1 및 Vf2는 도 5의 (나) 및 (다)에서 보는 바와 같은 파형을 갖게 된다. 한편, Vf1 및 Vf2의 시간에 따른 변화에도 불구하고, 부하(300)의 양단에 인가되는 전압은 일정한 값(VO)을 갖는다. 이는 양단의 전위차가 실질적으로 일정하게 유지될 수 있을 정도로 커패시턴스 값이 충분히 큰 출력 커패시터(C0)가 부하(300)에 연결되어 있기 때문이다. VO의 값은 Vf1 및 Vf2 파형의 온-듀티 비에 따라 결정되며, 상기 듀티 비가 높을수록(즉, 도 5의 (나) 및 (다)의 DT1 및 DT2의 폭이 넓을수록) VO는 증가하며, 낮을수록 감소한다. 이와 같이 스위치들의 턴온 및 턴오프 타이밍을 적절히 배치하여 Vf1 및 Vf2 파형의 듀티 비를 조절함으로써, 원하는 VO의 값을 얻어낼 수 있다. 물론 T의 시간 동안 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2)를 통해 전달된 전력의 총합은 이론적으로 T의 시간 동안 부하(300)에서 소모된 전력의 총량과 일치하게 된다.
전술한 바와 같은 내용 및 도 5의 (나), (다)에 나타난 Vf1 및 Vf2의 파형을 통해 볼 때, 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)와 기본적으로 같은 목적(전력 전달 경로 분산 및 부하측 회로에서의 리플 개선)을 달성할 수 있으면서도, 사용되는 스위치의 개수를 절감할 수 있고 회로의 구조 역시 단순화할 수 있다. 이에 따라 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 장치의 소형화 및 경량화에 유리하고 스위칭 손실 저감에 따른 효율 향상이 가능하다는 장점을 갖게 된다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 인터리브드 방식의 위상천이 풀브리지 DC-DC 컨버터의 시간별 동작을 상세하게 도시한 도면이다. 도 5와 관련된 설명에서는 변압기의 누설 인덕턴스를 무시하였지만, 여기에서는 제 1 및 제 2 누설 인덕터(LL1, LL2)를 고려하는 한편, 이와 관련된 회로의 영전압 스위칭 특성에 대해 중점적으로 설명하도록 한다. 참고로, 도 6에서 VM1 내지 VM6은 제 1 내지 제 6 스위치(M1, M2, M3, M4, M5, M6) 양단에 걸리는 전압을 각각 가리키는 것이다. 따라서, VM1, VM2, VM3, VM4, VM5, VM6은 각각 Vda, Vae, Vdb, Vbe, Vdc, Vce에 해당된다.
도 6을 참조하면, t0~t8의 시간대에서의 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)의 동작 과정에 대해 살펴볼 수 있다. 우선, t0~t1에서는 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2)의 입력 코일(T1I, T2I)에 직류 전원(200)으로부터 VS의 전압이 인가되면서 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2)의 출력 코일(T1O1, T1O2, T2O1, T2O2)로의 전력 전달(파워링, powering)이 이루어진다. 다음으로 t1~t2에서는 제 1 스위치(M1)가 턴오프되면서, t1 이전에 제 1 스위치(M1)를 거쳐 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)을 통해 흐르던 전류(Ipri1)에 의해, 제 1 스위치(M1)의 기생 커패시터에 전하가 충전되고, 키르히호프의 법칙(Kirchhoff’s law)을 만족시키기 위해 제 2 스위치(M2)의 기생 커패시터에 축적되어 있던 전하가 방전된다. 위에서 설명한 바와 같이, 본 시간대에서는 제 1 출력 인덕터(LO1)로부터 제 1 변압기(T1)을 통해 공급되는 전력이 기생 커패시터의 충/방전에 이용되므로, t2에서 턴온될 제 2 스위치(M2)의 영전압 스위칭 조건이 쉽게 달성될 수 있다.
t2에서 제 2 스위치(M2)가 기생 커패시터의 완전 방전에 의해 양단의 전압이 0인 상태로 턴온되고 나면, t2~t3에서는 Ipri1이 제 2 스위치(M2) - 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) - 제 4 스위치(M4)에 의해 구성되는 폐회로를 통해 흐르게 된다. 즉, 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I) 양단에 전압이 인가되지 않은 상태임에도 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)을 통해 계속해서 전류가 흐르는 환류(環流, free-wheeling) 현상이 나타나게 되는 것이다.
계속해서 t3이 되면, 제 3 스위치(M3)가 꺼진다. 그러면 t1~t2에서 제 1 및 제 2 스위치(M1, M2)가 그랬던 것처럼, t3~t4에서는 제 3 스위치(M3)의 기생 커패시터에 전하가 충전되고, 제 4 스위치(M4)의 기생 커패시터에 축적된 전하가 방전된다. 이 때 제 3 및 제 4 스위치(M3, M4)의 충/방전을 위해, 제 2 출력 인덕터(LO2)로부터 제 2 변압기(T2)을 통해 공급되는 전력이 이용되므로, t4에서 턴온될 제 4 스위치(M4)의 영전압 스위칭 조건이 쉽게 달성될 수 있다.
다음으로 t4에서 제 4 스위치(M4)가 영전압 상태에서 턴온되면, 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2) 사이에서 전류(轉流, commutation) 동작이 발생하게 된다. 즉, t4~t5에서 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)는 모두 도통된 상태이며, 이에 따라 제 1 변압기(T1)를 통해서는 전력 교환이 발생하지 않는다. 따라서 t4~t5에서는 직류 전원(200)의 전압 VS가 모두 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)이 아닌 제 1 누설 인덕터(LL1)에 인가된다. 이 때, 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)에 흐르는 전류(Ipri2)는 제 3 및 제 5 스위치(M3, M5)의 턴온에 따른 환류에 의한 전류이다.
이어서 t5~t6에서는, 제 1 및 제 2 다이오드(D1, D2)의 전류 동작이 완료됨에 따라 제 1 변압기(T1)의 입력 코일(T1I)에 다시 VS의 전압이 걸리게 되면서, 제 1 변압기(T1)를 통한 전력 전달(파워링)이 수행된다. 그리고 t6에서는 제 5 스위치(M5)가 턴오프되는데, t6의 시점에서 제 5 스위치(M5)와 연결된 제 2 변압기(T2)의 입력 코일(T2I)은 환류 동작을 보이는 중이기 때문에, t6~t7에서 수행되는 제 5 및 제 6 스위치(M5, M6)의 기생 커패시터의 충/방전에는 제 2 누설 인덕터(LL2)만이 이용된다. 전술한 바와 같이, 제 1 및 제 2 누설 인덕터(LL1, LL2)의 인덕턴스는 제 1 및 제 2 변압기(T1, T2) 혹은 제 1 및 제 2 출력 인덕터(LO1, LO2)에 비해 충분히 크지 않기 때문에 영전압 스위칭 조건을 충족하는 데 어려움이 있을 수 있다.
t7~t8에서는 제 3 및 제 4 다이오드(D3, D4) 사이에서 전류 동작이 발생하게 된다. 이러한 전류 동작이 t8에서 끝나면, 제 2 변압기(T2) 역시 환류 동작을 끝내고 파워링 동작으로 진입하게 된다.
전술한 동작 과정을 보면, 스위칭이 이루어지는 타이밍에 스위치에 인접한 변압기가 파워링에 의한 전력 전달을 수행하고 있는지, 혹은 전력 전달 없이 환류 동작만을 수행하고 있는지에 따라 영전압 스위칭의 난이도가 달라짐을 알 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)에 의하면, 제 1 레그에 위치하는 제 1 및 제 2 스위치(M1, M2) 및 제 2 레그에 위치하는 제 3 및 제 4 스위치(M3, M4)는 스위칭 시에 파워링 동작을 수행하는 인접 변압기가 존재하기 때문에, 출력 인덕터로부터의 전력을 전달받아 기생 커패시터의 충/방전에 필요한 전력을 쉽게 확보할 수 있다. 이에 따라 영전압 스위칭 조건을 제 3 레그에 위치하는 제 5 및 제 6 스위치(M5, M6)에 비해 쉽게 충족할 수 있다. 물론, 제 5 및 제 6 스위치(M5, M6)에 있어서도 제 2 누설 인덕터(LL2)의 인덕턴스, 제 5 및 제 6 스위치(M5, M6)의 기생 커패시터의 커패시턴스 등의 인자들을 고려하여 영전압 스위칭이 가능하도록 전원측 회로(110)를 구성하는 것도 가능하다. 결론적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 총 6개의 스위치 중 4개의 스위치(66.7%)에서 영전압 스위칭 조건을 쉽게 달성할 수 있으므로, 총 8개의 스위치 중 4개의 스위치(50.0%)에서 영전압 스위칭 조건을 쉽게 달성할 수 있는 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)에 비해 에너지 효율 측면에서 유리하다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 고효율이 요구되는 여러 어플리케이션에 적용될 수 있으며, 특히 대전류 어플리케이션에 해당하는 전기자동차 충전기 시스템, 서버용 파워 시스템 및 ESS(Energy Storage System) 등에 적용하기 적합할 것으로 생각된다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는, 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)의 제 1 회로(11)의 지상 레그의 스위치와 제 2 회로의 진상 레그의 스위치를 결합하여, 하나의 레그에 구현된 두 개의 스위치로 구현함으로써 안출된 것으로 볼 수 있다. 구체적으로 설명하면, 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)의 제 3 및 제 4 스위치(M3, M4)는 기능적 측면에서 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)의 제 3 내지 제 6 스위치(MC, MD, ME, MF)를 대체한 것으로 볼 수 있다.
이와 관련하여, 본 명세서에서는 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)에 제 1 및 제 2 회로(11, 12)의 두 개의 전력 전달 경로만이 있는 것으로 가정하고 설명하였지만 이는 대표적인 예시일 뿐으로, 제 3 내지 제 n 회로(n은 임의의 자연수)가 더 추가되어 n개의 전력 전달 경로가 병렬적으로 존재하는 경우 역시 상정될 수 있다. 이 경우 n개의 전력 전달 경로를 갖는 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)의 제 k 회로(k는 1 이상 n 미만의 자연수)의 지상 레그의 스위치와 제 k+1 회로의 진상 레그의 스위치는, 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)에 의해 하나의 레그에 구현된 두 개의 스위치로 통합될 수 있다. 즉, 이 경우 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 n개의 변압기(T1, T2, T3… Tn)가 직렬로 결합된 상태에서, 각 변압기의 입력 코일의 양단 중 어느 한쪽 단에 의해 구성되는 각 노드를, 스위치를 통해 직류 전원(200)의 고전압단과 저전압단에 각각 연결함으로써 구현될 수 있다. 이렇듯 본 발명의 일 실시예에 따른 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 이와 같은 뛰어난 확장성에 의해 대전력이 필요할 경우에도 효과적으로 대처할 수 있다. 특히, 풀브리지 DC-DC 컨버터(100)는 변압기의 개수가 늘어날수록 종래 기술에 의한 풀브리지 DC-DC 컨버터(10)에 비해 스위치 개수의 감소 폭이 더욱 증가하게 되는 바, 장치의 소형화 및 경량화에 더욱 유리하다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 품질에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 균등한 범위 내에 있는 모든 기술사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
100: 풀브리지 DC-DC 컨버터
110: 전원측 회로
120: 부하측 회로
130: 변압기부
200: 직류 전원
300: 부하

Claims (10)

  1. 일정한 전원 전압을 갖는 직류 전원으로부터 출력되는 전력을 부하에 전달하기 위한, 인터리브드(interleaved) 방식의 위상천이(phase-shift) 풀브리지(full-bridge) DC-DC 컨버터 회로로서,
    각각의 입력 코일 및 출력 코일을 갖는 제 1 변압기 및 제 2 변압기를 포함하는 변압기부;
    상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 전송받아 상기 부하에 전달하되, 상기 부하 양단에 인가되는 출력 전압이 일정하게 유지되도록 하는 부하측 회로; 및
    제 1 스위치 내지 제 6 스위치를 포함하며, 상기 직류 전원으로부터의 전력을 상기 변압기부를 통해 상기 부하측 회로로 전송하는 전원측 회로를 포함하며,
    상기 제 1 변압기의 입력 코일의 일단은 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 일단과 연결되고, 상기 제 3 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 4 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 더 연결되며, 상기 제 1 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 1 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 2 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결되고, 상기 제 2 변압기의 입력 코일의 타단은 상기 제 5 스위치를 통해 상기 직류 전원의 고전압단과, 상기 제 6 스위치를 통해 상기 직류 전원의 저전압단과 연결되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치는 상기 제 2 스위치와, 상기 제 3 스위치는 상기 제 4 스위치와, 상기 제 5 스위치는 상기 제 6 스위치와 각각 교번(交番)하여 온(ON) 상태가 되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각은, 트랜지스터(transistor)를 이용하여 구현되며,
    상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각에 전기 신호를 인가함으로써 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각의 ON 여부를 제어하는 제어 회로를 더 포함하는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하측 회로는, 상기 부하에 병렬로 연결되어 상기 출력 전압을 일정하게 유지하는 출력 커패시터를 포함하는 풀브리지 정류 회로인
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 출력 전압은, 상기 제 1 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율 및 상기 제 2 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율에 기초하여 결정되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율 및 상기 제 2 변압기에 상기 전원 전압이 인가되는 시간과 인가되지 않는 시간 사이의 비율은, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치의 각각의 턴온(turn-on) 시점 및 턴오프(turn-off) 시점을 기초로 결정되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 교번의 주기는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치에 대하여 모두 동일하되, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 각각의 턴온(turn-on) 시점 및 턴오프(turn-off) 시점은 모두 상이한
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 전원측 회로는, 제 1 커패시터 내지 제 6 커패시터 및 제 1 다이오드 내지 제 6 다이오드를 더 포함하고,
    상기 제 1 커패시터 내지 제 6 커패시터는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치와 각각 병렬로 연결되며,
    상기 제 1 다이오드 내지 제 6 다이오드는, 상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치와 각각 병렬로 연결되되, 상기 제 1, 제 3 및 제 5 다이오드는 캐소드(cathode)가 상기 직류 전원의 고전압단에 연결되고, 상기 제 2, 제 4 및 제 6 다이오드는 애노드(anode)가 상기 직류 전원의 저전압단에 연결되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치 내지 제 6 스위치 중 어느 하나에 대한 턴온은, 상기 턴온의 대상이 되는 스위치에 병렬로 연결된 커패시터의 방전이 완료된 후 수행되는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 2 변압기는, 상기 제 2 변압기의 입력 코일과 직렬로 연결된 누설 인덕터 성분을 더 포함하며,
    상기 누설 인덕터 성분의 인덕턴스는, 상기 제 5 스위치 또는 상기 제 6 스위치가 턴온될 시에, 상기 턴온되는 스위치 양단의 전압이 0인 상태에서 턴온하는 것이 가능하도록 정해지는
    풀브리지 DC-DC 컨버터.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024096184A1 (ko) * 2022-10-31 2024-05-10 에스케이시그넷 주식회사 래깅 레그 제거 위상 천이 풀 브릿지 컨버터 회로

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