KR20170070925A - 유기발광 표시장치 및 그의 구동방법 - Google Patents

유기발광 표시장치 및 그의 구동방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 구동 트랜지스터를 가지는 픽셀, 오프셋 값이 포함된 기준전압에 기초하여, 구동 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하기 위한 전류 적분기 및 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 출력하는 데이터 구동회로를 포함하고, 구동트랜지스터의 게이트-소스간 전압을 초기화하기 위한 초기화 기간 동안, 구동 트랜지스터의 게이트 전극에는 오프셋 값이 반영된 데이터 전압이 인가되고, 구동 트랜지스터의 소스 전극에는 기준전압이 인가되는 것을 포함한다.

Description

유기발광 표시장치 및 그의 구동방법{Organic light emitting diode display and driving method of the same}
본 발명은 유기발광 표시장치 및 그의 구동방법에 관한 것이다.
액티브 매트릭스 타입의 유기발광 표시장치는 스스로 발광하는 유기발광다이오드(Organic Light Emitting Diode: 이하, "OLED"라 함)를 포함하며, 응답속도가 빠르고 발광효율, 휘도 및 시야각이 큰 장점이 있다.
자발광 소자인 OLED는 애노드전극 및 캐소드전극과, 이들 사이에 형성된 유기 화합물층(HIL, HTL, EML, ETL, EIL)을 포함한다. 유기 화합물층은 정공주입층(Hole Injection layer, HIL), 정공수송층(Hole transport layer, HTL), 발광층(Emission layer, EML), 전자수송층(Electron transport layer, ETL) 및 전자주입층(Electron Injection layer, EIL)으로 이루어진다. 애노드전극과 캐소드전극에 구동전압이 인가되면 정공수송층(HTL)을 통과한 정공과 전자수송층(ETL)을 통과한 전자가 발광층(EML)으로 이동되어 여기자를 형성하고, 그 결과 발광층(EML)이 가시광을 발생한다.
유기발광 표시장치는 OLED를 각각 포함한 픽셀들을 매트릭스 형태로 배열하고 비디오 데이터의 계조에 따라 픽셀들의 휘도를 조절한다. 픽셀들 각각은 자신의 게이트 전극과 소스 전극 사이에 걸리는 전압(Vgs)에 따라 OLED에 흐르는 구동전류를 제어하는 구동 소자 즉, 구동 TFT(Thin Film Transistor)를 포함한다. 문턱 전압, 이동도 등과 같은 구동 TFT의 전기적 특성은 구동 시간 경과에 따라 열화되어 픽셀들마다 편차가 생길 수 있다. 구동 TFT의 전기적 특성이 픽셀들마다 달라지면 동일 비디오 데이터에 대해 픽셀들 간 휘도가 달라지므로 원하는 화상 구현이 어렵다.
구동 TFT의 전기적 특성 편차를 보상하기 위해 내부 보상 방식과 외부 보상 방식이 알려져 있다. 내부 보상 방식은 구동 TFT들 간의 문턱 전압 편차를 화소 회로 내부에서 자동으로 보상한다. 내부 보상을 위해서는 OLED에 흐르는 구동전류가 구동 TFT의 문턱 전압에 상관없이 결정되도록 해야 하기 때문에, 화소 회로의 구성이 매우 복잡하다. 더욱이, 내부 보상 방식은 구동 TFT들 간의 이동도 편차를 보상하기에는 부적합하다.
외부 보상 방식은 구동 TFT들의 전기적 특성(문턱전압, 이동도)에 대응되는 센싱 전압 및 전류를 측정하고, 이 센싱 전압을 기반으로 표시패널에 연결된 외부 회로에서 비디오 데이터를 변조함으로써 전기적 특성 편차를 보상한다. 최근에는 이러한 외부 보상 방식에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다.
종래의 외부 보상 방식에서, 데이터 구동회로는 센싱라인을 통해 각 픽셀로부터 센싱 전압을 직접 입력받고, 이 센싱 전압을 디지털 센싱값으로 변환한 후 타이밍 컨트롤러에 전송한다. 타이밍 컨트롤러는 디지털 센싱값을 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하여 구동 TFT의 전기적 특성 편차를 보상한다. 구동 TFT는 전류 소자이므로 그의 전기적 특성은, 일정 게이트-소스 간 전압(Vgs)에 따라 드레인-소스 사이에 흐르는 전류(Ids)의 크기로 대변된다.
도 1에 도시된 바와 같이, 외부 보상 방식의 데이터 구동회로는, 구동 TFT의 전기적 특성을 센싱하는 센싱 블럭을 포함한다. 센싱 블럭은 증폭기(Amplifier, AMP), 적분 커패시터(Cfb) 및 스위치(SW)로 구성되는 적분기(CI)를 포함한다. 적분기는 구동 TFT의 소스-드레인 간 전류(Ids)를 입력받는 반전 입력단자(-), 기준전압(Vref)을 입력받는 비 반전 입력단자(+), 적분값을 출력하는 출력 단자를 포함한 증폭기(AMP)와, 증폭기(AMP)의 반전 입력단자(-)와 출력 단자 사이에 접속된 적분 커패시터(Cfb)와, 적분 커패시터(Cfb)의 양단에 접속된 스위치(SW)를 포함한다. 초기화 기간에서 스위치(SW)의 턴 온으로 인해 증폭기(AMP)는 이득이 1인 유닛 게인 버퍼로 동작한다. 초기화 기간(Tinit)에서 증폭기(AMP)의 비반전 입력 단자(+), 반전 입력단자(-) 및 출력 단자는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 초기화된다. 이러한 오프셋(Offset) 값(Vos)은 일정하기 않다.
초기화 기간에는 구동 TFT의 소스 전극에 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)이 인가되고, 구동 TFT의 게이트 전극에 데이터 구동회로를 통해 데이터 전압이 인가된다. 이에 따라, 구동 TFT는 게이트 전극과 소스 전극의 전위차(Vgs)에 상응하는 소스 드레인 간 전류(Ids)가 흐른다. 도 2에 도시된 바와 같이, 픽셀들마다 구동 TFT의 게이트 전극에는 동일한 데이터 전압이 인가되나, 구동 TFT의 소스 노드(Source node)에는 서로 다른 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)이 인가됨으로써, 게이트 전극과 소스 전극 간의 전위차(Vgs)에 편차가 발생되어 소스 전극과 드레인 전극 간에 흐르는 전류에도 서로 다른 오프셋(Offset) 값만큼의 편차가 발생된다. 이에 따라, 픽셀들마다 서로 다른 오프셋(Offset) 값만큼의 편차가 발생한다. 편차가 있는 전류를 보상하더라도 보상된 데이터에서도 서로 다른 오프셋(Offset) 값만큼의 편차가 계속해서 발생된다. 따라서, 센싱기간 동안 전류의 편차에 의해 세로방향으로 배치되는 라인들 간에 라인성 노이즈가 발생된다.
본 발명의 목적은 구동 TFT의 소스 전극에 인가되는 오프셋(Offset) 값이 포함되는 기준전압에 따라 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가하여 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)을 일정하게 유지시킴으로써, 센싱의 정확성을 확보하여 보상 성능을 개선할 수 있는 유기발광 표시장치 및 그의 구동방법을 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 구동 트랜지스터를 가지는 픽셀, 오프셋 값이 포함된 기준전압에 기초하여, 구동 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하기 위한 전류 적분기 및 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 출력하는 데이터 구동회로를 포함하고, 구동트랜지스터의 게이트-소스간 전압을 초기화하기 위한 초기화 기간 동안, 구동 트랜지스터의 게이트 전극에는 오프셋 값이 반영된 데이터 전압이 인가되고, 구동 트랜지스터의 소스 전극에는 기준전압이 인가되는 것을 포함한다.
데이터 구동회로는 데이터라인과 연결되는 디지털-아날로그 컨버터와, 디지털-아날로그 컨버터로부터 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 전류 적분기로부터 인가된 기준전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 가산부를 포함한다.
오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 미리 설정된 센싱용 데이터 전압보다 낮은 전압인 것을 포함한다.
가산부와 전류 적분기 사이에 접속되어 오프셋 값을 추출하는 추출부를 더 구비하고, 가산부는 추출부에서 인가된 오프셋 값과, 디지털-아날로그 컨버터에서 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가한다.
오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 미리 설정된 센싱용 데이터 전압과 동일한 전압인 것을 포함한다.
초기화 기간 동안, 오프셋 값을 저장하는 메모리를 더 포함한다.
데이터 구동회로는 데이터라인과 연결되는 디지털-아날로그 컨버터를 포함하고, 메모리에 저장된 오프셋 값과 디지털 센싱값을 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 생성하는 타이밍 컨트롤러를 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 구동방법은 구동 트랜지스터를 가지는 픽셀, 오프셋 값이 포함된 기준전압에 기초하여, 상기 구동 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하기 위한 전류 적분기, 및 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 출력하는 데이터 구동회로를 포함하고, 구동트랜지스터의 게이트-소스간 전압을 초기화하기 위한 초기화 기간 동안, 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 인가하고, 구동 트랜지스터의 소스 전극에 기준전압을 인가하는 것을 포함한다.
데이터라인에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터로부터 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 인가받고, 전류 적분기로부터 기준전압을 인가받는 단계, 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 기준전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하는 단계 및 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 단계를 포함한다.
오프셋 값이 포함된 기준전압에서 오프셋 값을 추출하는 단계, 추출된 오프셋 값을 인가받고, 데이터라인에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터로부터 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 인가받는 단계, 오프셋 값과 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하는 단계 및 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 단계를 포함한다.
초기화 기간 동안, 오프셋 값을 저장하는 단계와 저장된 오프셋 값과 디지털 센싱값을 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명은 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가하여 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)을 일정하게 유지함으로써 보다 정확한 센싱값을 센싱하고, 정확한 센싱 값들로 패널을 보상할 수 있어 센싱 및 보상의 신뢰성을 크게 높일 수 있다.
도 1은 종래의 전류 적분기가 초기화 기간 동안 오프셋 값이 포함된 기준전압을 픽셀에 인가하는 것을 보여주는 도면.
도 2는 동일한 데이터전압이 인가되어 게이트-소스 간 전압(Vgs)의 편차가 발생되는 것을 보여주는 도면.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광 표시장치를 보여주는 도면.
도 4는 도 1의 표시패널에 형성된 픽셀 어레이를 보여주는 도면.
도 5 및 도 6은 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀 센싱 블록의 접속 구조, 및 센싱 원리를 보여주는 도면.
도 7은 오프셋 값이 반영된 데이터 전압이 오프셋 값이 포함된 기준전압에 따라 변화되는 것을 보여주는 도면.
도 8 및 도 9는 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀 센싱 블록의 다른 접속 구조, 및 센싱 원리를 보여주는 도면.
도 10은 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀 센싱 블록의 또 다른 접속 구조를 보여주는 도면.
도 11은 본 발명에 따라 구동 TFT의 게이트 전극과 소스 전극 간의 전위차를 보여주는 도면.
도 12는 도 11에 적용되는 보상 데이터를 보여주는 도면.
도 13은 본 발명에 따라 세로방향으로 배치되는 라인들 간에 라인성 노이즈가 제거되는 것을 보여주는 도면.
이하, 도 3 내지 도 12를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광 표시장치를 보여주고, 도 4는 도 1의 표시패널에 형성된 픽셀 어레이를 보여준다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광 표시장치는 표시패널(10), 타이밍 컨트롤러(11), 데이터 구동회로(12), 게이트 구동회로(13), 및 메모리(16)를 구비한다.
표시패널(10)에는 다수의 데이터라인 및 센싱라인들(14A,14B)과, 다수의 게이트라인들(15)이 교차되고, 이 교차영역마다 픽셀들(Pixel)이 매트릭스 형태로 배치된다.
각 픽셀(P)은 데이터라인들(14A) 중 어느 하나에, 센싱라인들(14B) 중 어느 하나에, 그리고 게이트라인들(15) 중 어느 하나에 접속된다. 각 픽셀(P)은 게이트라인(15)을 통해 입력되는 게이트펄스에 응답하여, 데이터라인(14A)과 전기적으로 연결되어 데이터라인(14A)으로부터 데이터전압을 입력받고, 센싱라인(14B)을 통해 센싱신호를 출력한다.
픽셀(P) 각각은 도시하지 않은 전원생성부로부터 고전위 구동전압(EVDD)과 저전위 구동전압(EVSS)을 공급받는다. 본 발명의 픽셀(P)은 외부 보상을 위해 OLED, 구동 TFT(Thin Film Transistor), 제1 및 제2 스위치 TFT(Thin Film Transistor), 및 스토리지 커패시터(Capacitor)를 포함할 수 있다. 픽셀(P)을 구성하는 TFT(Thin Film Transistor)들은 p 타입으로 구현되거나 또는, n 타입으로 구현될 수 있다. 또한, 픽셀(P)을 구성하는 TFT(Thin Film Transistor)들의 반도체층은, 아몰포스 실리콘 또는, 폴리 실리콘 또는, 산화물을 포함할 수 있다.
픽셀(P) 각각은 화상 구현을 위한 노멀(normal) 구동시와, 센싱값 획득을 위한 센싱(sensing) 구동시에 서로 다르게 동작할 수 있다. 센싱 구동은 노멀 구동에 앞서 소정 시간 동안 수행되거나 또는, 노멀 구동 중의 수직 블랭크(verticality blank) 기간들에서 수행될 수 있다.
노멀 구동은 타이밍 컨트롤러(11)의 제어 하에 데이터 구동회로(12)와 게이트 구동회로(13)의 노멀 동작으로 이루어질 수 있다. 센싱 구동은 타이밍 컨트롤러(11)의 제어 하에 데이터 구동회로(12)와 게이트 구동회로(13)의 센싱 동작으로 이루어질 수 있다. 그리고, 센싱 결과를 기반으로 편차 보상을 위한 보상 데이터를 도출하는 동작과, 보상 데이터를 이용하여 디지털 비디오 데이터를 변조하는 동작은 타이밍 컨트롤러(11)에서 수행된다.
데이터 구동회로(12)는 적어도 하나 이상의 데이터 드라이버 IC(Intergrated Circuit)(SDIC)를 포함한다. 데이터 드라이버 IC(SDIC)에는 각 데이터라인(14A)에 연결된 다수의 디지털-아날로그 컨버터(이하, DAC)들과, 각 센싱라인(14B)에 연결된 다수의 센싱 블록들과, 센싱 블록들의 출력단들에 공통으로 연결된 아날로그- 디지털 컨버터(이하, ADC) 및 DAC에서 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 전류 적분기(Amp)에서 인가된 기준전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가하는 가산부(17)를 포함한다.
데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC는 노멀 구동시 타이밍 컨트롤러(11)로부터 인가되는 데이터타이밍 제어신호(DDC)에 따라 디지털 비디오 데이터(RGB)를 화상 구현용 데이터전압으로 변환하여 데이터라인들(14A)에 공급한다. 한편, 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC는 센싱 구동시 타이밍 컨트롤러(11)로부터 인가되는 데이터타이밍 제어신호(DDC)에 따라 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 생성하여 가산부(17)에 공급한다. 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 미리 설정된 센싱용 데이터전압보다 낮은 전압이거나 동일한 전압일 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 후술하기로 한다.
가산부(17)는 데이터라인들(14A)을 통해 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가한다. 가산부(17)는 DAC에서 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압인 센싱용 데이터전압과 전류 적분기(Amp)에서 인가된 기준전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가한다.
데이터 드라이버 IC(SDIC)의 각 센싱 블록은 센싱라인(14B)을 통해 입력되는 픽셀(P)의 센싱 신호 즉, 구동 TFT의 소스-드레인 간 전류를 적분하는 전류 적분기(CI)와, 전류 적분기(CI)의 출력을 샘플링 및 홀딩하는 샘플링부(SH)를 포함한다. 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 ADC는 샘플링부(SH)들의 출력을 순차적으로 디지털 처리하여 타이밍 컨트롤러(11)에 전송한다.
게이트 구동회로(13)는 노멀 구동시 게이트 제어신호(GDC)를 기반으로 화상 표시용 게이트펄스를 생성한 후, 행 순차 방식(L#1,L#2,...)으로 게이트라인들(15)에 순차 공급한다. 게이트 구동회로(13)는 센싱 구동시 게이트 제어신호(GDC)를 기반으로 센싱용 게이트펄스를 생성한 후, 행 순차 방식(L#1,L#2,...)으로 게이트라인들(15)에 순차 공급한다. 센싱용 게이트펄스는 화상 표시용 게이트펄스에 비해 온 펄스 구간이 넓을 수 있다. 센싱용 게이트펄스의 온 펄스 구간은 1 라인 센싱 온 타임 내에, 한 개 또는 다수 개 포함될 수 있다. 여기서, 1 라인 센싱 온 타임이란 1 행 픽셀라인((L#1,L#2,...)의 픽셀들을 동시에 센싱하는데 할애되는 스캔 시간을 의미한다.
타이밍 컨트롤러(11)는 수직 동기신호(Vsync), 수평 동기신호(Hsync), 도트클럭신호(DCLK) 및 데이터 인에이블신호(DE) 등의 타이밍 신호들에 기초하여 데이터 구동회로(12)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 데이터 제어신호(DDC)와, 게이트 구동회로(13)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 게이트 제어신호(GDC)를 생성한다. 타이밍 컨트롤러(11)는 소정의 참조 신호(구동전원 인에이블 신호, 수직 동기신호, 데이터 인에이블 신호등)를 기반으로 노멀 구동과 센싱 구동을 구분하고, 각 구동에 맞게 데이터 제어신호(DDC)와 게이트 제어신호(GDC)를 생성한다. 아울러, 타이밍 컨트롤러(11)는 센싱 구동에 필요한 추가 제어신호(도 5의 RST,SAM,HOLD 등)를 생성할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(11)는 센싱 구동시 센싱용 데이터전압에 대응되는 디지털 데이터를 데이터 구동회로(12)에 전송할 수 있다. 타이밍 컨트롤러(11)는 센싱 구동시 데이터 구동회로(12)로부터 전송되는 디지털 센싱값(SD)을 미리 저장된 보상 알고리즘에 적용하여, 문턱전압 편차(ㅿVth)와 이동도 편차(ㅿK)를 도출한 후 그 편차들을 보상할 수 있는 보상 데이터를 메모리(16)에 저장한다. 또한, 타이밍 컨트롤러(11)는 픽셀에 접속된 데이터라인들 각각에 인가되는 서로 다른 오프셋(offset) 값을 메모리(16)에 저장한다. 이때 메모리(16)는 보상 데이터를 저장하는 저장공간과 오프셋(offset) 값을 저장하는 저장공간을 분리하여 하나로 배치될 수도 있다. 또는 메모리(16)는 보상 데이터를 저장하는 메모리(16)와 오프셋(offset) 값을 저장하는 메모리(16)로 분리되어 배치될 수도 있다.
타이밍 컨트롤러(11)는 가산부(17)에 인가되는 전압에 따라 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 미리 설정된 센싱용 데이터전압보다 낮은 전압 또는 동일한 전압이 인가되도록 제어한다. 타이밍 컨트롤러(11)는 가산부에 오프셋 값이 포함된 기준전압이 인가되면, 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압이 미리 설정된 센싱용 데이터전압보다 낮은 전압으로 DAC에 인가되도록 제어한다. 이와 달리, 타이밍 컨트롤러(11)는 가산부에 오프셋 값이 인가되면, 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압이 미리 설정된 센싱용 데이터전압과 동일한 전압으로 DAC에 인가되도록 제어한다.
타이밍 컨트롤러(11)는 노멀 구동시 메모리(16)에 저장된 보상 데이터와 오프셋 값을 참조로 화상 구현을 위한 디지털 비디오 데이터(RGB)를 변조한 후 데이터 구동회로(12)에 전송한다.
도 5 및 도 6은 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀(P)과 센싱 블록의 접속 구조, 및 센싱 원리를 보여주고, 도 7은 오프셋 값이 반영된 데이터 전압이 오프셋 값이 포함된 기준전압에 따라 변화되는 것을 보여준다.
도 5 및 도 6은 전류 센싱 방식의 구동 이해를 돕기 위한 일 예시에 불과하다. 본 발명의 전류 센싱이 적용되는 픽셀 구조 및 그 구동 타이밍은 다양한 변형이 가능하므로, 본 발명의 기술적 사상은 이 실시 예에 한정되지 않는다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 픽셀(PIX)은 OLED, 구동 TFT(Thin Film Transistor)(DT), 스토리지 커패시터(Cst), 제1 스위치 TFT(ST1), 및 제2 스위치 TFT(ST2)를 구비할 수 있다.
OLED는 제2 노드(N2)에 접속된 애노드 전극과, 저전위 구동전압(EVSS)의 입력단에 접속된 캐소드 전극과, 애노드 전극과 캐소드 전극 사이에 위치하는 유기화합물층을 포함한다. 구동 TFT(DT)는 게이트-소스 간 전압(Vgs)에 따라 OLED에 입력되는 전류량을 제어한다. 구동 TFT(DT)는 제1 노드(N1)에 접속된 게이트 전극, 고전위 구동전압(EVDD)의 입력단에 접속된 드레인 전극, 및 제2 노드(N2)에 접속된 소스 전극을 구비한다. 스토리지 커패시터(Cst)는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2) 사이에 접속된다. 제1 스위치 TFT(ST1)는 게이트펄스(SCAN)에 응답하여 데이터라인(14A)상의 오프셋 값이 반영된 데이터전압(Vdata+Vos)을 제1 노드(N1)에 인가한다. 제1 스위치 TFT(ST1)는 게이트라인(15)에 접속된 게이트 전극, 데이터라인(14A)에 접속된 드레인 전극, 및 제1 노드(N1)에 접속된 소스 전극을 구비한다. 제2 스위치 TFT(ST2)는 게이트펄스(SCAN)에 응답하여 제2 노드(N2)와 센싱 라인(14B) 간의 전류 흐름을 스위칭한다. 또는 제2 스위치 TFT(ST2)는 게이트펄스(SCAN)에 응답하여 제2 노드(N2)에 오프셋 값이 포함된 기준전압이 인가되도록 스위칭한다. 제2 스위치 TFT(ST2)는 제2 게이트라인(15)에 접속된 게이트 전극, 센싱 라인(14B)에 접속된 드레인 전극, 및 제2 노드(N2)에 접속된 소스 전극을 구비한다.
본 발명의 센싱 블록에 속하는 전류 적분기(CI)는 센싱 라인(14B)에 연결되어 센싱 라인(14B)으로부터 구동 TFT의 소스-드레인 간 전류(Ids)를 입력받는 반전 입력단자(-), 오프셋 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)을 입력받는 비 반전 입력단자(+), 적분값(Vsen)을 출력하는 출력단자(Vout)를 포함한 증폭기(AMP)와, 증폭기(AMP)의 반전 입력단자(-)와 출력단자 사이에 접속된 적분 커패시터(Cfb)와, 적분 커패시터(Cfb)의 양단에 접속된 제1 스위치(SW1)를 포함한다.
본 발명의 센싱 블록에 속하는 샘플링부(SH)는 샘플링 신호(SAM)에 따라 스위칭되는 제2 스위치(SW2), 홀딩 신호(HOLD)에 따라 스위칭되는 제3 스위치(SW3), 및 제2 스위치(SW2)와 제3 스위치(SW3) 사이에 일단이 접속되고 타단이 기저전압원(GND)에 접속된 홀딩 커패시터(Ch)를 포함한다.
가산부(17)는 데이터라인들(14A)을 통해 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압(Vdata+Vos)을 제1 노드(N1)에 인가한다. 가산부(17)는 DAC에서 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 전류 적분기(Amp)에서 인가된 기준전압을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압을 제1 노드(N1)에 인가한다. 가산부(17)는 제1 입력단이 제2 스위치 TFT(ST2)에 접속되고, 제2 입력단이 DAC에 접속되고, 출력단이 제1 스위치 TFT(ST1)에 접속된다.
도 6 및 도 7에는 동일 행에 배치된 픽셀들을 센싱하기 위해 센싱용 게이트펄스(SCAN)의 온 펄스 구간으로 정의되는 1 라인 센싱 온 타임 내에서, 픽셀들 각각에 대한 1회 센싱 파형이 도시되어 있다. 도 6을 참조하면, 센싱 구동은 초기화 기간(Tinit), 센싱 기간(Tsen), 및 샘플링 기간(Tsam)을 포함하여 이루어진다.
초기화 기간(Tinit)에서 제1 스위치(SW1)의 턴 온으로 인해 증폭기(AMP)는 이득이 1인 유닛 게인 버퍼로 동작한다. 초기화 기간(Tinit)에서 증폭기(AMP)의 비반전 입력 단자(+), 반전 입력 단자(-), 출력 단자, 센싱 라인(14B), 및 제2 노드(N2)는 모두 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 초기화된다.
초기화 기간(Tinit) 중에 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC를 통해 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 제2 노드(N2)에 걸리는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)이 가산기(17)에 인가된다. 가산기(17)는 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)을 가산하여 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압을 산출한다. 산출된 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압이 제1 노드(N1)에 인가된다. 그에 따라 구동 TFT(DT)에는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)의 전위차(Vdata-Vref)에 상응하는 소스-드레인 간 전류(Ids)가 흘러 안정화된다. 하지만, 초기화 기간(Tinit) 중에 증폭기(AMP)는 계속해서 유닛 게인 버퍼로 동작하므로, 출력 단자는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 유지된다.
여기서 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 센싱용 데이터 전압보다 낮은 전압이다. 이와 같이, 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압이 센싱용 데이터 전압보다 낮은 전압으로 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC에 인가됨으로써, 낮아진 전압만큼 데이터 전압의 스윙 폭이 작아진다. 이에 따라, 소비전력이 낮아진다.
센싱 기간(Tsen)에서 제1 스위치(SW1)의 턴 오프로 인해 증폭기(AMP)는 전류 적분기(CI)로 동작하여 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids)를 적분한다. 센싱 기간(Tsen)에서 증폭기(AMP)의 반전 입력단자(-)에 유입되는 전류(Ids)에 의해 적분 커패시터(Cfb)의 양단 전위차는 센싱 시간이 경과할수록, 즉 축적되는 전류값(Ids)가 증가할수록 커진다. 그런데, 증폭기(AMP)의 특성상 반전 입력단자(-) 및 비 반전 입력단자(+)는 가상 접지(Virtual Ground)를 통해 쇼트되어 서로 간 전위차가 0이므로, 센싱 기간(Tsen)에서 반전 입력단자(-)의 전위는 적분 커패시터(Cfb)의 전위차 증가에 상관없이 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 유지된다. 그 대신, 적분 커패시터(Cfb)의 양단 전위차에 대응하여 증폭기(AMP)의 출력 단자 전위가 낮아진다. 이러한 원리로 센싱 기간(Tsen)에서 센싱 라인(14B)을 통해 유입되는 전류(Ids)는 적분 커패시터(Cfb)를 통해 전압값인 적분값(Vsen)으로 생성된다. 전류 적분기 출력값(Vout)의 하강 기울기는 센싱 라인(14B)을 통해 유입되는 전류량(Ids)이 클수록 증가하므로 적분값(Vsen)의 크기는 전류량(Ids)이 클수록 오히려 작아진다. 센싱 기간(Tsen)에서 적분값(Vsen)은 제2 스위치(SW2)를 경유하여 홀딩 커패시터(Ch)에 저장된다.
샘플링 기간(Tsam)에서 제3 스위치(SW3)가 턴 온 되면, 홀딩 커패시터(Ch)에 저장된 적분값(Vsen)이 제3 스위치(SW3)를 경유하여 ADC에 입력된다. 적분값(Vsen)은 ADC에서 디지털 센싱값(SD)으로 변환된 후 타이밍 컨트롤러(11)에 전송된다. 디지털 센싱값(SD)은 타이밍 컨트롤러(11)에서 구동 TFT의 문턱전압 편차(ㅿVth)와 이동도 편차(ㅿK)를 도출하는데 사용된다. 타이밍 컨트롤러(11)에는 적분 커패시터(Cfb)의 커패시턴스, 기준 전압값(Vref), 센싱 시간값(Tsen)이 미리 디지털 코드로 저장되어 있다. 따라서, 타이밍 컨트롤러(11)는 적분값(Vsen)에 대한 디지털 코드인 디지털 센싱값(SD)으로부터 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids=Cfb*ㅿV/ㅿt, 여기서, ㅿV=Vref-Vsen, ㅿt=Tsen)를 계산할 수 있다.
또한, 본 발명은 도 7에 도시된 바와 같이, 제2 노드(N2)에 인가되는 서로 다른 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)에 따라 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압(Vdata+Vos)을 제1 노드(N1)에 인가함으로써, 오프셋(Offset) 값이 제거되어 구동 TFT의 게이트-소스 전압의 전위 차(Vdata -Vref)가 실질적으로 동일해진다. 이에 따라, 픽셀들마다 오프셋 값이 다르더라도 구동 TFT의 게이트-소스 전압의 전위 차(Vdata -Vref)는 동일해진다. 따라서, 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids=Cfb*ㅿV/ㅿt, 여기서, ㅿV=Vref-Vsen, ㅿt=Tsen)를 더욱 정확하게 계산할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(11)는 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids)를 보상 알고리즘에 적용하여 편차값들(문턱전압 편차(ㅿVth)와 이동도 편차(ㅿK))과 편차 보상을 위한 보상 데이터(Vth+ㅿVth,K+ㅿK)를 도출한다. 보상 알고리즘은 룩업 테이블 또는, 계산 로직으로 구현될 수 있다. 이러한 본 발명의 전류 적분기(CI)에 포함되는 적분 커패시터(Cfb)의 커패시턴스는 센싱 라인에 존재하는 기생 커패시턴스에 비해 수백 분의 1만큼 작아, 본 발명의 전류 센싱 방식은 센싱 가능한 적분값(Vsen) 수준까지 전류(Ids)를 인입하는데 소요되는 시간이 종래의 전압 센싱 방식에 비해 획기적으로 짧아진다. 더욱이, 기존의 전압 센싱 방식에서는 문턱전압 센싱시 구동 TFT의 소스전압이 세츄레이션된 이후에 그 전압을 센싱 전압으로 샘플링하였기 때문에 센싱 시간이 매우 길어졌지만, 본 발명의 전류 센싱 방식에서는 문턱전압 및 이동도 센싱시 전류 센싱을 통해 짧은 시간 내에 구동 TFT의 소스-드레인 전류를 적분하고, 그 적분값을 샘플링할 수 있어 센싱 시간을 크게 단축할 수 있다.
또한, 본 발명의 전류 적분기(CI)에 포함되는 적분 커패시터(Cfb)는 센싱 라인의 기생 커패시터와 달리, 표시 부하에 따라 저장값이 변동되지 않고, 캘리브레이션이 용이하여 정확한 센싱값 획득이 가능하다.
이와 같이, 본 발명의 전류 센싱 방식은 종래 전압 센싱 방식에 비해, 저전류 센싱이 가능하고 또한 고속 센싱이 가능한 잇점이 있다. 저전류 및 고속 센싱 가능하기 때문에, 본 발명의 전류 센싱 방식은 센싱 성능을 제고하기 위해 1 라인 센싱 온 타임 내에서, 픽셀들 각각에 대해 다수회 센싱하는 것도 가능하다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀(P)과 센싱 블록의 다른 접속 구조, 및 센싱 원리를 보여준다
도 8 및 도 9는 전류 센싱 방식의 구동 이해를 돕기 위한 일 예시에 불과하다. 본 발명의 전류 센싱이 적용되는 픽셀 구조 및 그 구동 타이밍은 다양한 변형이 가능하므로, 본 발명의 기술적 사상은 이 실시 예에 한정되지 않는다.
도 8 및 도 9에서는 도 5 및 도 6에서 설명한 내용과 중첩되는 내용은 생략하기로 한다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 픽셀(PIX)은 OLED, 구동 TFT(Thin Film Transistor)(DT), 스토리지 커패시터(Cst), 제1 스위치 TFT(ST1), 및 제2 스위치 TFT(ST2)를 구비할 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 도 5에서 이미 설명하였으므로 여기서는 생략하기로 한다.
가산부(17)는 데이터라인들(14A)을 통해 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압(Vdata+Vos)을 제1 노드(N1)에 인가한다. 가산부(17)는 DAC에서 인가된 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 추출부(18)에서 인가된 오프셋 값을 가산하여 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 오프셋(offset) 값이 반영된 데이터 전압을 제1 노드(N1)에 인가한다. 가산부(17)는 제1 입력단이 추출부(18)에 접속되고, 제2 입력단이 DAC에 접속되고, 출력단이 제1 스위치 TFT(ST1)에 접속된다.
추출부(18)는 제2 노드에 인가된 오프셋(offset) 값이 포함된 기준전압을 인가받아, 기준전압을 제거한 후 오프셋 값만을 가산부(17)에 인가한다. 추출부(18)는 가산부(17)와 전류 적분기(CI) 사이에 접속된다. 추출부(18)는 제4 스위치(SW4)와 기준전압 커패시터(Cref)를 구비한다. 제4 스위치(SW4)는 가산부(17)의 제1 입력단과 기준전압 커패시터(Cref)의 일단에 공통으로 접속되는 일단과, 제2 스위치(SW2)와 전류 적분기(CI)의 반전 단자에 공통으로 접속되는 타단을 구비한다. 기준전압 커패시터(Cref)는 제4 스위치(SW4)와 기준전압 입력단 사이에 접속된다.
도 8 및 도 9에는 동일 행에 배치된 픽셀들을 센싱하기 위해 센싱용 게이트펄스(SCAN)의 온 펄스 구간으로 정의되는 1 라인 센싱 온 타임 내에서, 픽셀들 각각에 대한 1회 센싱 파형이 도시되어 있다. 도 9를 참조하면, 센싱 구동은 초기화 기간(Tinit), 센싱 기간(Tsen), 및 샘플링 기간(Tsam)을 포함하여 이루어진다.
초기화 기간(Tinit)에서 제1 스위치(SW1)의 턴 온으로 인해 증폭기(AMP)는 이득이 1인 유닛 게인 버퍼로 동작한다. 초기화 기간(Tinit)에서 증폭기(AMP)의 비반전 입력 단자(+), 반전 입력 단자(-), 출력 단자, 센싱 라인(14B), 및 제2 노드(N2)는 모두 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 초기화된다. 또한, 제4 스위치(SW4)의 턴 온으로 인해 기준전압 커패시터(Cref)는 기준전압(Vref)이 저장된다.
초기화 기간(Tinit) 중에 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC를 통해 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 제2 노드(N2)에 걸리는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)이 추출부(18)에 인가된다. 추출부(18)는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)에서 기준전압(Vref)을 제거하고, 오프셋(Offset) 값을 가산기(17)에 인가된다. 가산기(17)는 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 오프셋(Offset) 값을 가산하여 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압을 산출한다. 여기서 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 센싱용 데이터 전압과 동일한 전압이다. 산출된 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압이 제1 노드(N1)에 인가된다. 그에 따라 구동 TFT(DT)에는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)의 전위차(Vdata-Vref)에 상응하는 소스-드레인 간 전류(Ids)가 흘러 안정화된다. 하지만, 초기화 기간(Tinit) 중에 증폭기(AMP)는 계속해서 유닛 게인 버퍼로 동작하므로, 출력 단자는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 유지된다.
센싱 기간(Tsen)에서 제1 스위치(SW1)의 턴 오프로 인해 증폭기(AMP)는 전류 적분기(CI)로 동작하여 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids)를 적분한다. 센싱 기간(Tsen)에서 센싱 라인(14B)을 통해 유입되는 전류(Ids)는 적분 커패시터(Cfb)를 통해 전압값인 적분값(Vsen)으로 생성된다. 전류 적분기 출력값(Vout)의 하강 기울기는 센싱 라인(14B)을 통해 유입되는 전류량(Ids)이 클수록 증가하므로 적분값(Vsen)의 크기는 전류량(Ids)이 클수록 오히려 작아진다. 센싱 기간(Tsen)에서 적분값(Vsen)은 제2 스위치(SW2)를 경유하여 홀딩 커패시터(Ch)에 저장된다.
샘플링 기간(Tsam)에서 제3 스위치(SW3)가 턴 온 되면, 홀딩 커패시터(Ch)에 저장된 적분값(Vsen)이 제3 스위치(SW3)를 경유하여 ADC에 입력된다. 적분값(Vsen)은 ADC에서 디지털 센싱값(SD)으로 변환된 후 타이밍 컨트롤러(11)에 전송된다. 타이밍 컨트롤러(11)는 적분값(Vsen)에 대한 디지털 코드인 디지털 센싱값(SD)으로부터 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids=Cfb*ㅿV/ㅿt, 여기서, ㅿV=Vref-Vsen, ㅿt=Tsen)를 계산할 수 있다.
또한, 본 발명은 도 7에 도시된 바와 같이, 제2 노드(N2)에 인가되는 서로 다른 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)에 따라 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압(Vdata+Vos)을 제1 노드(N1)에 인가함으로써, 오프셋(Offset) 값이 제거되어 구동 TFT의 게이트-소스 전압의 전위 차(Vdata -Vref)가 실질적으로 동일해진다. 이에 따라, 픽셀들마다 오프셋 값이 다르더라도 구동 TFT의 게이트-소스 전압의 전위 차(Vdata -Vref)는 동일해진다. 따라서, 구동 TFT(DT)에 흐르는 소스-드레인 간 전류(Ids=Cfb*ㅿV/ㅿt, 여기서, ㅿV=Vref-Vsen, ㅿt=Tsen)를 더욱 정확하게 계산할 수 있다.
도 10은 본 발명의 전류 센싱 방식이 적용되는 픽셀(P)과 센싱 블록의 다른 접속 구조, 및 센싱 원리를 보여준다
도 10은 전류 센싱 방식의 구동 이해를 돕기 위한 일 예시에 불과하다. 본 발명의 전류 센싱이 적용되는 픽셀 구조 및 그 구동 타이밍은 다양한 변형이 가능하므로, 본 발명의 기술적 사상은 이 실시 예에 한정되지 않는다.
도 10에서는 도 5 및 도 6에서 설명한 내용과 중첩되는 내용은 생략하기로 한다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 픽셀(PIX)은 OLED, 구동 TFT(Thin Film Transistor)(DT), 스토리지 커패시터(Cst), 제1 스위치 TFT(ST1), 및 제2 스위치 TFT(ST2)를 구비할 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 도 5에서 이미 설명하였으므로 여기서는 생략하기로 한다.
메모리(16)는 픽셀에 접속된 데이터라인들 각각에 인가되는 서로 다른 오프셋(offset) 값을 저장한다. 메모리(16)는 전류 적분기의 출력단자에 접속되어 측정된 오프셋(offset) 값을 저장한다. 메모리(16)는 보상 데이터를 저장하는 저장공간과 오프셋(offset) 값을 저장하는 저장공간을 분리하여 하나로 배치될 수도 있다. 또는 메모리(16)는 보상 데이터를 저장하는 메모리(16)와 오프셋(offset) 값을 저장하는 메모리(16)로 분리되어 배치될 수도 있다.
타이밍 컨트롤러(11)는 노멀 구동시 메모리(16)에 저장된 보상 데이터와 오프셋 값을 참조로 화상 구현을 위한 디지털 비디오 데이터(RGB)를 변조한 후 데이터 구동회로(12)에 전송한다. 타이밍 컨트롤러(11)는 센싱 구동시 메모리(16)에 저장된 오프셋 값을 센싱용 데이터전압에 반영하여 이에 대응되는 디지털 데이터를 데이터 구동회로(12)에 전송할 수 있다.
도 9를 참조하면, 센싱 구동은 초기화 기간(Tinit), 센싱 기간(Tsen), 및 샘플링 기간(Tsam)을 포함하여 이루어진다.
초기화 기간(Tinit)에서 제1 스위치(SW1)의 턴 온으로 인해 증폭기(AMP)는 이득이 1인 유닛 게인 버퍼로 동작한다. 초기화 기간(Tinit)에서 증폭기(AMP)의 비반전 입력 단자(+), 반전 입력 단자(-), 출력 단자, 센싱 라인(14B), 및 제2 노드(N2)는 모두 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 초기화된다.
초기화 기간(Tinit) 중에 데이터 드라이버 IC(SDIC)의 DAC를 통해 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압이 제1 노드(N1)에 인가된다. 그에 따라 구동 TFT(DT)에는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)의 전위차(Vdata-Vref)에 상응하는 소스-드레인 간 전류(Ids)가 흘러 안정화된다. 하지만, 초기화 기간(Tinit) 중에 증폭기(AMP)는 계속해서 유닛 게인 버퍼로 동작하므로, 출력 단자는 오프셋(Offset) 값이 포함된 기준전압(Vref+Vos)으로 유지된다.
센싱 기간(Tsen), 및 샘플링 기간(Tsam) 중의 구동 설명은 도 5 내지 도 9를 통해 충분히 설명하였으므로, 여기서는 생략하기로 한다.
도 11 내지 도 13을 살펴보면, 본 발명의 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압을 구동 TFT의 게이트 전극에 인가하여 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)을 일정하게 유지할 수 있다. 도 11을 참조하면, 종래에는 오프셋(Offset) 값이 반영되지 않은 데이터 전압이 일정하게 구동 TFT의 게이트 전극에 인가되었을 때, 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)의 편차는 오프셋(Offset) 값만큼 발생되었다.
한편, 본 발명에서는 오프셋(Offset) 값이 반영된 데이터 전압이 구동 TFT의 게이트 전극에 인가되었을 때, 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)의 편차가 거의 발생되지 않았다. 오프셋(Offset) 값이 데이터 전압에 반영됨으로써, 오프셋(Offset) 값을 용이하게 제거할 수 있기 때문이다.
오프셋(Offset) 값을 용이하게 제거하여 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)을 실질적으로 일정하게 유지함으로써, 보다 정확하게 센싱값을 센싱할 수 있다. 정확한 센싱 값들로 패널을 보상함으로써, 센싱 및 보상의 신뢰성을 크게 높일 수 있다.
또한, 도 13에 도시된 바와 같이, 본 발명은 오프셋(Offset) 값을 용이하게 제거하여 구동 TFT의 게이트-소스 간 전압(Vgs)을 실질적으로 일정하게 유지함으로써, 센싱기간 동안 전류의 편차가 제거되어 세로방향으로 배치되는 라인들 간에 라인성 노이즈가 발생되는 것을 미연에 방지할 수 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.
10 : 표시패널 11 : 타이밍 컨트롤러
12 : 데이터 구동회로 13 : 게이트 구동회로
14A,14B : 데이터라인들 15 : 게이트라인들
16 : 메모리 17 : 가산부
18: 추출부

Claims (11)

  1. 구동 트랜지스터를 가지는 픽셀;
    오프셋 값이 포함된 기준전압에 기초하여, 상기 구동 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하기 위한 전류 적분기; 및
    상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 출력하는 데이터 구동회로;를 포함하고,
    상기 구동트랜지스터의 게이트-소스간 전압을 초기화하기 위한 초기화 기간 동안, 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에는 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압이 인가되고, 상기 구동 트랜지스터의 소스 전극에는 상기 기준전압이 인가되는 유기발광 표시장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 데이터 구동회로는,
    상기 데이터라인과 연결되는 디지털-아날로그 컨버터와,
    상기 디지털-아날로그 컨버터에서 인가된 상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 상기 전류 적분기에서 인가된 상기 기준전압을 가산하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 가산부;를 포함하는 유기발광 표시장치.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 미리 설정된 센싱용 데이터 전압보다 낮은 전압인 유기발광 표시장치.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 가산부와 상기 전류 적분기 사이에 접속되어 상기 오프셋 값을 추출하는 추출부를 더 구비하고,
    상기 가산부는 상기 추출부에서 인가된 상기 오프셋 값과 상기 디지털-아날로그 컨버터에서 인가된 상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 가산하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하고, 산출된 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 유기발광 표시장치.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압은 미리 설정된 센싱용 데이터 전압과 동일한 전압인 유기발광 표시장치.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 초기화 기간 동안, 상기 오프셋 값을 저장하는 메모리;를 더 포함하는 유기발광 표시장치.
  7. 제6 항에 있어서,
    상기 데이터 구동회로는 상기 데이터라인과 연결되는 디지털-아날로그 컨버터를 포함하고,
    상기 메모리에 저장된 상기 오프셋 값과 디지털 센싱값을 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 생성하는 타이밍 컨트롤러를 포함하는 유기발광 표시장치.
  8. 구동 트랜지스터를 가지는 픽셀, 오프셋 값이 포함된 기준전압에 기초하여, 상기 구동 트랜지스터에 흐르는 전류를 센싱하기 위한 전류 적분기, 및 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 출력하는 데이터 구동회로;를 포함하는 유기발광 표시장치를 구동하는 방법에 있어서,
    상기 구동트랜지스터의 게이트-소스간 전압을 초기화하기 위한 초기화 기간 동안, 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 인가하고, 상기 구동 트랜지스터의 소스 전극에 상기 기준전압을 인가하는 유기발광 표시장치의 구동방법.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 데이터라인에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터로부터 상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 인가받고, 상기 전류 적분기로부터 상기 기준전압을 인가받는 단계;
    상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압과 상기 기준전압을 가산하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하는 단계; 및
    상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 단계;를 포함하는 유기발광 표시장치의 구동방법.
  10. 제8 항에 있어서,
    상기 오프셋 값이 포함된 상기 기준전압에서 상기 오프셋 값을 추출하는 단계;
    추출된 상기 오프셋 값을 인가받고, 상기 데이터라인에 연결되는 디지털-아날로그 컨버터로부터 상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 인가받는 단계;
    상기 오프셋 값과 상기 오프셋 값이 반영되지 않은 데이터 전압을 가산하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 산출하는 단계; 및
    상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 상기 구동 트랜지스터의 게이트 전극에 인가하는 단계;를 포함하는 유기발광 표시장치의 구동방법.
  11. 제8 항에 있어서,
    상기 초기화 기간 동안, 상기 오프셋 값을 저장하는 단계;와
    저장된 상기 오프셋 값과 디지털 센싱값을 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하여 상기 오프셋 값이 반영된 데이터 전압을 생성하는 단계;를 포함하는 유기발광 표시장치의 구동방법.
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