KR20170023292A - 전류 센싱형 보상장치와 그를 포함한 유기발광 표시장치 - Google Patents

전류 센싱형 보상장치와 그를 포함한 유기발광 표시장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 노이즈 유입을 최소화하여 센싱 성능과 보상 성능을 높일 수 있도록 한 전류 센싱형 보상장치에 관한 것이다.
본 발명은 각 센싱 채널에 연결된 다수의 센싱 유닛들을 갖는 전류 센싱형 보상장치로서, 각 센싱 유닛은, 일정 기울기로 증가하는 램프 전류를 생성하는 전류 구동형 DAC와, 센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류와 상기 전류 구동형 DAC로부터 입력되는 램프 전류를 비교하여 비교기 출력신호를 출력하는 전류 비교기와, n 비트(n은 양의 정수)의 카운트 정보를 출력하는 카운터와, 상기 비교기 출력신호의 논리 반전 타이밍에 동기되는 카운트 정보를 상기 패널 전류에 대응되는 디지털 센싱값으로 출력하는 n개의 에지 트리거 데이터 플립플롭을 포함한다.

Description

전류 센싱형 보상장치와 그를 포함한 유기발광 표시장치{Current Sensing Type Compensation Device And Organic Light Emitting Display Device Including The Same}
본 발명은 유기발광 표시장치에 관한 것으로, 특히 전류 센싱형 보상장치와 그를 포함한 유기발광 표시장치에 관한 것이다.
액티브 매트릭스 타입의 유기발광 표시장치는 스스로 발광하는 유기발광다이오드(Organic Light Emitting Diode: 이하, "OLED"라 함)를 포함하며, 응답속도가 빠르고 발광효율, 휘도 및 시야각이 큰 장점이 있다.
자발광 소자인 OLED는 애노드전극 및 캐소드전극과, 이들 사이에 형성된 유기 화합물층(HIL, HTL, EML, ETL, EIL)을 포함한다. 유기 화합물층은 정공주입층(Hole Injection layer, HIL), 정공수송층(Hole transport layer, HTL), 발광층(Emission layer, EML), 전자수송층(Electron transport layer, ETL) 및 전자주입층(Electron Injection layer, EIL)으로 이루어진다. 애노드전극과 캐소드전극에 구동전압이 인가되면 정공수송층(HTL)을 통과한 정공과 전자수송층(ETL)을 통과한 전자가 발광층(EML)으로 이동되어 여기자를 형성하고, 그 결과 발광층(EML)이 가시광을 발생하게 된다.
유기발광 표시장치는 OLED를 각각 포함한 픽셀들을 매트릭스 형태로 배열하고 비디오 데이터의 계조에 따라 픽셀들의 휘도를 조절한다. 픽셀들 각각은 게이트전극과 소스전극 사이에 걸리는 전압에 따라 OLED에 흐르는 구동전류를 제어하는 구동 소자 즉, 구동 TFT(Thin Film Transistor)를 포함한다. OLED와 구동 TFT는 온도나 열화에 의해 그 전기적 특성이 변한다. OLED 및/또는 구동 TFT의 전기적 특성이 픽셀들마다 달라지면 동일 비디오 데이터에 대해 픽셀들 간 휘도가 달라지므로 원하는 화상 구현이 어렵다.
OLED 또는 구동 TFT에 대한 전기적 특성 변화를 보상하기 위해 외부 보상 기술이 알려져 있다. 외부 보상 기술은 OLED나 구동 TFT의 전기적 특성 변화를 센싱하고, 그 센싱 결과를 기초로 디지털 비디오 데이터를 변조하는 것이다. 외부 보상 기술에는 전압 센싱 방식과 전류 센싱 방식이 알려져 있다. 이 중 전류 적분기를 이용한 전류 센싱 방식은 저전류 및 고속 센싱이 가능하여 상대적으로 센싱 시간을 줄이는 데 유리하다.
도 1에는 종래 전류 센싱 방식에 사용되는 전류 적분기와 ADC(아날로그-디지털 컨버터)가 도시되어 있다. 도 1에서 전류 적분기와 ADC 사이에는 샘플 앤 홀드 회로부(SH)와 상관 더블 샘플링부(Correlation Double Sampling,CDS)가 연결된다.
통상 ADC는 전압 정보를 디지털 신호로 변환하는 것으로서, 입력되는 전류 정보를 직접 디지털 신호로 변환할 수 있는 ADC는 아직까지 개발되어 있지 않다. 따라서, 패널 전류가 입력되는 센싱 채널(CH)과 ADC 사이에는 반드시 전류 정보를 전압 정보로 변환할 수 있는 전류-전압 변환회로(I-V 컨버터)가 필요하다. 전류-전압 변환회로는 오피 앰프, 스위치(SW), 및 피드백 커패시터(CFB)를 포함한 전류 적분기로 구현될 수 있다. 전류 적분기는 센싱 채널(CH)을 통해 표시패널의 센싱 라인에 접속되며, 센싱 라인을 통해 입력되는 패널 전류를 피드백 커패시터(CFB)에 누적하여 센싱 전압(Vout)을 생성한다. 전류 적분기에서 출력된 센싱 전압(Vout)은 샘플 앤 홀드 회로부(SH)에서 샘플링 및 홀딩된 후, 상관 더블 샘플링부(CDS)를 통해 편차가 보정된 다음, ADC에 입력된다. ADC는 전압값인 아날로그 적분값(Vout)을 디지털 센싱값으로 변환하여 외부로 출력한다.
종래 전류 적분기를 이용한 전류 센싱 방식은 기존의 전압 센싱 방식에 비해 센싱 시간 단축에 유리하나, 노이즈에 취약한 단점이 있다. 노이즈는 도 2와 같이 전류 적분기의 비 반전 입력단자(+)에 인가되는 기준전압(VREF)의 변동과, 전류 적분기의 반전 입력단자(-)에 연결되는 센싱 라인들 간 노이즈 소스 차이 등으로 인해 생긴다. 센싱 라인에 생긴 기생 커패시터(Cload)로 인해 센싱 라인에는 임피던스가 발생한다. 기준전압(VREF)의 입력단에서 바라볼 때, 상기 임피던스는 전류 적분기 내의 피드백 커패시터와 함께 증폭기를 형성한다. 이때, 증폭 게인은 "1- (Cload용량÷CFB용량)"이다. 기생 커패시터(Cload) 용량이 피드백 커패시터(CFB) 용량에 비해 훨씬 크기 때문에, 증폭 게인은 노이즈를 증폭시킬 수 있을 정도로 커진다.
이러한 노이즈들은 전류 적분기 내에서 증폭되어 적분값(Vout)에 반영되기 때문에, 도 3과 같이 센싱 결과를 왜곡시킬 수 있다. 센싱 성능이 저하되면, OLED나 구동소자의 전기적 특성을 원하는 만큼 보상할 수 없어 보상 성능도 저하된다.
따라서, 본 발명의 목적은 노이즈 유입을 최소화하여 센싱 성능과 보상 성능을 높일 수 있도록 한 전류 센싱형 보상장치와 그를 포함한 유기발광 표시장치를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 각 센싱 채널에 연결된 다수의 센싱 유닛들을 갖는 전류 센싱형 보상장치로서, 각 센싱 유닛은, 일정 기울기로 증가하는 램프 전류를 생성하는 전류 구동형 DAC와, 센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류와 상기 전류 구동형 DAC로부터 입력되는 램프 전류를 비교하여 비교기 출력신호를 출력하는 전류 비교기와, n 비트(n은 양의 정수)의 카운트 정보를 출력하는 카운터와, 상기 비교기 출력신호의 논리 반전 타이밍에 동기되는 카운트 정보를 상기 패널 전류에 대응되는 디지털 센싱값으로 출력하는 n개의 에지 트리거 데이터 플립플롭을 포함한다.
상기 전류 비교기는, 상기 패널 전류를 제1 전압값으로 변환하는 제1 전류 컨베이어와, 상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환하는 제2 전류 컨베이어와, 상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값을 비교하여 상기 비교기 출력신호를 생성하되, 상기 제2 전압값이 상기 제1 전압값보다 커지는 순간에 상기 비교기 출력신호의 논리 레벨을 제1 로직 레벨에서 제2 로직 레벨로 반전시키는 비교부를 포함한다.
상기 제1 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 패널 전류를 상기 제1 전압값으로 변환하고, 상기 제2 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환한다.
상기 제1 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제1 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결되고, 상기 제2 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제2 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결된다.
상기 센싱 유닛들은, 상기 전류 구동형 DAC와, 제2 전류 컨베이어와, 상기 카운터를 공유한다.
본 발명에 따른 유기발광 표시장치는 다수의 픽셀들과 상기 픽셀들에 연결된 센싱 라인들이 구비된 표시패널과, 각 센싱 채널을 통해 상기 센싱 라인들에 연결된 다수의 센싱 유닛들과, 상기 센싱 유닛들로부터 입력되는 디지털 센싱값을 기초로 상기 표시패널에 표시될 디지털 비디오 데이터를 보상하는 타이밍 콘트롤러를 구비한다. 여기서, 각 센싱 유닛은, 일정 기울기로 증가하는 램프 전류를 생성하는 전류 구동형 DAC와 센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류와 상기 전류 구동형 DAC로부터 입력되는 램프 전류를 비교하여 비교기 출력신호를 출력하는 전류 비교기와, n 비트(n은 양의 정수)의 카운트 정보를 출력하는 카운터와, 상기 비교기 출력신호의 논리 반전 타이밍에 동기되는 카운트 정보를 상기 패널 전류에 대응되는 디지털 센싱값으로 출력하는 n개의 에지 트리거 데이터 플립플롭을 포함한다.
본 발명은 센싱 유닛에 패드백 커패시터를 갖는 전류 적분기를 채용하지 않고 전류 컨베이어 채용하기 때문에, 센싱 유닛이 노이즈 증폭기로 동작되는 문제를 미연에 방지한다. 이를 통해 본 발명은 노이즈 유입을 최소화하여 센싱 성능과 보상 성능을 크게 높일 수 있다.
도 1은 종래 전류 센싱 방식에 사용되는 전류 적분기와 ADC를 보여주는 도면.
도 2는 종래 전류 적분기를 이용한 I-V 컨버터가 노이즈를 증폭시키는 현상을 보여주는 도면.
도 3은 종래 전류 센싱 방식에서 노이즈의 혼입으로 인해 센싱 결과가 왜곡되는 것을 보여주는 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 유기발광 표시장치를 보여주는 도면.
도 5는 전류 센싱형 보상장치가 포함된 소스 드라이버 IC와 픽셀 어레이의 구성 예를 보여주는 도면.
도 6은 픽셀 어레이를 구성하는 픽셀들의 구성 예를 보여주는 도면.
도 7은 전류 센싱형 보상장치를 구현하기 위한 일 센싱 유닛의 구성을 보여주는 블록도.
도 8은 도 7에 포함된 전류 구동형 DAC의 구성 예를 보여주는 도면.
도 9는 전류 구동형 DAC에서 출력되는 램프 전류를 보여주는 도면.
도 10은 도 7에 포함된 전류 비교기의 구성 예를 보여주는 도면.
도 11은 전류 비교기에 포함된 제1 및 제2 전류 컨베이어의 출력단에 전류 패쓰가 차단된 것을 보여주는 도면.
도 12는 도 10의 제1 및 제2 전류 컨베이어의 회로 구성을 보여주는 도면.
도 13a 내지 도 13c는 제1 및 제2 전류 컨베이어의 동작을 설명하기 위한 도면들.
도 14는 센싱 유닛들이 일부 구성을 공유하는 것을 보여주는 도면.
도 15는 입력 전류에 따른 전압 변화와 그에 따른 비교기 출력신호를 보여주는 시뮬레이션 결과 도면.
도 16은 카운트 출력신호, 비교기 출력신호, 및 최종 출력인 디지털 센싱값을 보여주는 시뮬레이션 결과 도면.
도 17은 4개 센싱 유닛들의 서로 다른 입력 전류에 따른 전압 변화와 그에 따른 비교기 출력신호들을 보여주는 시뮬레이션 결과 도면.
이하, 도 4 내지 도 17을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 구체적으로 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 유기발광 표시장치를 보여준다. 도 5는 전류 센싱형 보상장치가 포함된 소스 드라이버 IC와 픽셀 어레이의 구성 예를 보여준다. 그리고, 도 6은 픽셀 어레이를 구성하는 픽셀들의 구성 예를 보여준다.
도 4 내지 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 유기발광 표시장치는 표시패널(10), 타이밍 콘트롤러(11), 데이터 구동회로(12), 게이트 구동회로(13)를 포함할 수 있다.
표시패널(10)에는 다수의 데이터라인들 및 센싱라인들(14A,14B)과, 다수의 게이트라인들(15)이 교차되고, 이 교차영역마다 외부 보상용 픽셀들(P)이 매트릭스 형태로 배치되어 픽셀 어레이를 구성한다. 게이트라인들(15)은, 도 5에서와 같이 스캔 제어신호(SCAN)가 공급되는 다수의 제1 게이트라인들(15A)과, 센싱 제어신호(SEN)가 공급되는 다수의 제2 게이트라인들(15B)을 포함할 수 있다. 다만, 도면에 도시되어 있지 않지만 스캔 제어신호(SCAN)와 센싱 제어신호(SEN)가 동위상을 가질 때, 제1 및 제2 게이트라인(15A,15B)은 하나로 단일화될 수 있다.
각 픽셀(P)은 데이터라인들(14A) 중 어느 하나에, 센싱라인들(14B) 중 어느 하나에, 제1 게이트라인들(15A) 중 어느 하나에, 그리고 제2 게이트라인들(15B) 중 어느 하나에 접속될 수 있다. 픽셀 어레이를 구성하는 픽셀들(P)은 적색을 표시하기 위한 적색 픽셀, 녹색을 표시하기 위한 녹색 픽셀, 청색을 표시하기 위한 청색 픽셀, 및 백색을 표시하기 위한 백색 픽셀을 포함한다. 적색 픽셀, 녹색 픽셀, 청색 픽셀, 및 백색 픽셀을 포함한 4개의 픽셀들이 하나의 픽셀 유닛(UPXL)을 구성할 수 있다. 다만 픽셀 유닛(UPXL)의 구성은 이에 한정되지 않는다. 동일한 픽셀 유닛(UPXL)을 구성하는 픽셀들(P)은 하나의 센싱라인(14B)을 공유할 수 있다. 다만, 도시되어 있지 않지만 동일한 픽셀 유닛(UPXL)을 구성하는 픽셀들(P)이 서로 다른 센싱라인들에 독립적으로 연결될 수도 있다. 픽셀(P) 각각은 도시하지 않은 전원생성부로부터 고전위 구동전압(EVDD)과 저전위 구동전압(EVSS)을 공급받는다.
본 발명의 픽셀(P)은 OLED, 구동 TFT(DT), 스토리지 커패시터(Cst), 제1 스위치 TFT(ST1), 및 제2 스위치 TFT(ST2)를 구비할 수 있다. TFT들은 P 타입으로 구현되거나 또는, N 타입으로 구현되거나 또는, P 타입과 N 타입이 혼용된 하이브리드 타입으로 구현될 수 있다. 또한, TFT의 반도체층은, 아몰포스 실리콘 또는, 폴리 실리콘 또는, 산화물을 포함할 수 있다.
OLED는 소스노드(Ns)에 접속된 애노드전극과, 저전위 구동전압(EVSS)의 입력단에 접속된 캐소드전극과, 애노드전극과 캐소드전극 사이에 위치하는 유기화합물층을 포함한다. 유기 화합물층은 정공주입층(Hole Injection layer, HIL), 정공수송층(Hole transport layer, HTL), 발광층(Emission layer, EML), 전자수송층(Electron transport layer, ETL) 및 전자주입층(Electron Injection layer, EIL)을 포함할 수 있다.
구동 TFT(DT)는 게이트-소스 간 전압(이하, Vgs라 함)에 따라 OLED에 입력되는 구동 TFT(DT)의 소스-드레인 간 전류(이하, Ids라 함)의 크기를 제어한다. 구동 TFT(DT)는 게이트노드(Ng)에 접속된 게이트전극, 고전위 구동전압(EVDD)의 입력단에 접속된 드레인전극, 및 소스노드(Ns)에 접속된 소스전극을 구비한다. 스토리지 커패시터(Cst)는 게이트노드(Ng)와 소스노드(Ns) 사이에 접속되어 구동 TFT(DT)의 Vgs를 일정 기간 동안 유지시킨다. 제1 스위치 TFT(ST1)는 스캔 제어신호(SCAN)에 따라 데이터라인(14A)과 게이트노드(Ng) 간의 전기적 접속을 스위칭한다. 제1 스위치 TFT(ST1)는 제1 게이트라인(15A)에 접속된 게이트전극, 데이터라인(14A)에 접속된 드레인전극, 및 게이트노드(Ng)에 접속된 소스전극을 구비한다. 제2 스위치 TFT(ST2)는 센싱 제어신호(SEN)에 따라 소스노드(Ns)와 센싱 라인(14B) 간의 전기적 접속을 스위칭한다. 제2 스위치 TFT(ST2)는 제2 게이트라인(15B)에 접속된 게이트전극, 센싱 라인(14B)에 접속된 드레인전극, 및 소스노드(Ns)에 접속된 소스전극을 구비한다.
이러한 픽셀 어레이를 갖는 본 발명의 유기발광 표시장치는 외부 보상 기술을 채용한다. 외부 보상 기술은 픽셀들에 구비된 유기발광다이오드(Organic Light Emitting Diode: 이하, "OLED"라 함)와 구동 TFT(Thin Film Transistor)의 전기적 특성을 센싱하고 그 센싱값에 따라 입력 비디오 데이터를 보정하는 기술이다. OLED의 전기적 특성은 OLED의 동작점 전압을 의미한다. 구동 TFT의 전기적 특성은 구동 TFT의 문턱전압과 구동 TFT의 전자 이동도를 의미한다.
외부 보상용 픽셀 어레이를 포함한 유기발광 표시장치는 본원 출원인에 의해 기출원된 출원번호 제10-2013-0134256호(2013/11/06), 출원번호 제10-2013-0141334호(2013/11/20), 출원번호 제10-2013-0149395호(2013/12/03), 출원번호 제10-2014-0086901호(2014/07/10), 출원번호 제10-2014-0079255호(2014/06/26), 출원번호 제10-2014-0079587호(2014/06/27), 출원번호 제10-2014-0119357호(2014/09/05) 등에 나타나 있다.
본 발명의 유기발광 표시장치는 화상 표시 동작과 외부 보상 동작을 수행한다. 외부 보상 동작은 화상 표시 동작 중의 수직 블랭크 기간에서 수행되거나, 또는 화상 표시가 시작되기 전의 파워 온 시퀀스 기간에서 수행되거나, 또는 화상 표시가 끝난 후의 파워 오프 시퀀스 기간에서 수행될 수 있다. 수직 블랭크 기간은 화상 데이터가 기입되지 않는 기간으로서, 1 프레임분의 화상 데이터가 기입되는 수직 액티브 구간들 사이마다 배치된다. 파워 온 시퀀스 기간은 구동 전원이 온 된 후부터 화상이 표시될 때까지의 기간을 의미한다. 파워 오프 시퀀스 기간은 화상 표시가 끝난 후부터 구동 전원이 오프 될 때까지의 기간을 의미한다.
타이밍 콘트롤러(11)는 수직 동기신호(Vsync), 수평 동기신호(Hsync), 도트클럭신호(DCLK) 및 데이터 인에이블신호(DE) 등의 타이밍 신호들에 기초하여 데이터 구동회로(12)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 데이터 제어신호(DDC)와, 게이트 구동회로(13)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 게이트 제어신호(GDC)를 생성한다. 타이밍 콘트롤러(11)는 화상 표시가 수행되는 기간과 외부 보상이 수행되는 기간을 시간적으로 분리하고, 화상 표시를 위한 제어신호들(DDC,GDC)과 외부 보상을 위한 제어신호들(DDC,GDC)을 서로 다르게 생성할 수 있다.
게이트 제어신호(GDC)는 게이트 스타트 펄스(Gate Start Pulse, GSP), 게이트 쉬프트 클럭(Gate Shift Clock, GSC), 게이트 출력 인에이블신호(Gate Output Enable, GOE) 등을 포함한다. 게이트 스타트 펄스(GSP)는 첫 번째 스캔 신호를 발생하는 게이트 스테이지에 인가되어 첫 번째 스캔 신호가 발생되도록 그 게이트 스테이지를 제어한다. 게이트 쉬프트 클럭(GSC)은 게이트 스테이지들에 공통으로 입력되는 클럭신호로써 게이트 스타트 펄스(GSP)를 쉬프트시키기 위한 클럭신호이다. 게이트 출력 인에이블신호(GOE)는 게이트 스테이지들의 출력을 제어하는 마스킹 신호이다.
데이터 제어신호(DDC)는 소스 스타트 펄스(Source Start Pulse, SSP), 소스 샘플링 클럭(Source Sampling Clock, SSC), 및 소스 출력 인에이블신호(Source Output Enable, SOE) 등을 포함한다. 소스 스타트 펄스(SSP)는 데이터 구동회로(12)의 데이터 샘플링 시작 타이밍을 제어한다. 소스 샘플링 클럭(SSC)은 라이징 또는 폴링 에지에 기준하여 소스 드라이브 IC들 각각에서 데이터의 샘플링 타이밍을 제어하는 클럭신호이다. 소스 출력 인에이블신호(SOE)는 데이터 구동회로(12)의 출력 타이밍을 제어한다. 데이터 제어신호(DDC)는 데이터 구동회로(12)에 포함된 센싱 유닛(122)의 동작을 제어하기 위한 기준전압 제어신호(PRE)와 샘플링 제어신호(SAM)을 포함한다. 기준전압 제어신호(PRE)는 센싱 라인(14B)에 기준전압을 인가하기 위한 타이밍을 제어한다. 샘플링 제어신호(SAM)는 외부 보상 동작에 따른 아날로그 센싱값을 샘플링하기 위한 타이밍을 제어한다.
타이밍 콘트롤러(11)는 데이터 구동회로(12)로부터 외부 보상 동작에 따른 디지털 센싱값(SD)을 입력 받는다. 타이밍 콘트롤러(11)는 디지털 센싱값(SD)을 기초로 입력 디지털 비디오 데이터(RGB)를 보상하여 픽셀들 간 구동 TFT의 전기적 특성 편차를 보상하거나, 또는 픽셀들 간 OLED의 열화 편차를 보상할 수 있다. 타이밍 콘트롤러(11)는 화상 표시를 위한 동작 기간에서 상기 보상된 디지털 비디오 데이터(RGB)를 데이터 구동회로(12)에 전송한다.
데이터 구동회로(12)는 적어도 하나 이상의 소스 드라이버 IC(Intergrated Circuit)(SDIC)를 포함한다. 이 소스 드라이버 IC(SDIC)는 래치 어레이(미도시)와, 각 데이터라인(14A)에 연결된 다수의 디지털-아날로그 컨버터들(121) (이하, DAC)과, 센싱 채널을 통해 각 센싱라인(14B)에 연결된 다수의 센싱 유닛들(122)을 구비한다.
래치 어레이는 데이터 제어신호(DDC)를 기반으로 타이밍 콘트롤러(11)로부터 입력되는 디지털 비디오 데이터를 래치하여 DAC에 공급한다. DAC는 화상 표시 동작시 타이밍 콘트롤러(11)로부터 입력되는 디지털 비디오 데이터(RGB)를 화상 표시용 데이터전압으로 변환하여 데이터라인들(14A)에 공급할 수 있다. DAC는 외부 보상 동작시 일정 레벨의 외부 보상용 데이터전압을 생성하여 데이터라인들(14A)에 공급할 수 있다.
센싱 유닛들(122) 각각은 전류 센싱형 보상장치를 구현하며, 센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류(픽셀 전류를 의미함)를 디지털 센싱값(SD)을 변환하는 역할을 한다. 각 센싱 유닛 (122)은 종래와 같은 전류 적분기를 채용하지 않고, 패널 전류를 감지하고 이를 램프 전류와 비교하여 디지털 신호로 변환하는 싱글-슬로프(Single-Slope) ADC를 채용함으로써, 전류를 전압으로 변환하는 과정에서 생기는 잡음과 비선형성을 최소화한다. 센싱 유닛 (122)으로 구현되는 전류 센싱형 보상장치에 대해서는 도 7 내지 도 17을 참조하여 상세히 후술한다.
게이트 구동회로(13)는 게이트 제어신호(GDC)를 기반으로 화상 표시 동작, 외부 보상 동작에 맞게 스캔 제어신호(SCAN)를 생성한 후, 제1 게이트라인들(15A)에 공급한다. 게이트 구동회로(13)는 게이트 제어신호(GDC)를 기반으로 화상 표시 동작, 외부 보상 동작에 맞게 센싱 제어신호(SEN)를 생성한 후, 제2 게이트라인들(15B)에 공급한다.
도 7은 전류 센싱형 보상장치를 구현하기 위한 일 센싱 유닛의 구성을 보여준다. 도 8은 도 7에 포함된 전류 구동형 DAC의 구성 예를 보여준다. 도 9는 전류 구동형 DAC에서 출력되는 램프 전류를 보여준다. 그리고, 도 10은 도 7에 포함된 전류 비교기의 구성 예를 보여주고, 도 11은 전류 비교기에 포함된 제1 및 제2 전류 컨베이어의 출력단에 전류 패쓰가 차단된 것을 보여준다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 전류 센싱형 보상장치를 구성하는 일 센싱 유닛(122)은 싱글-슬로프(Single-Slope) ADC를 구현하기 위해, 전류 구동형 DAC(Current Steering DAC)(220), 전류 비교기(Current Comparator)(210), 카운터(Counter)(230), 및 에지 트리거 데이터 플립플롭(Edge Triggered Data Flip Flop, ETDFF)(240)을 포함한다.
전류 구동형 DAC(220)는 일정 기울기로 증가하는 램프 전류(Idac)를 생성한다. 이를 위해 전류 구동형 DAC(220)는 써모미터 타입(Thermometer type) 또는 바이너리 타입(Binary type)으로 구현될 수 있다. 써모미터 타입은 로직 사이즈가 크나 글리치(Glitch)를 줄이는 데 용이하다. 이와 반대로 바이너리 타입은 로직 사이즈가 작으나 글리치(Glitch)가 큰 편이다. 글리치(Glitch)는 센싱 성능과 직결되어 있으므로, 써모미터 타입으로 전류 구동형 DAC(220)을 구성하는 것이 보다 바람직하다.
써모미터 타입의 전류 구동형 DAC(220)는 도 8과 같이 K(K는 양의 정수, 예를 들어 4)비트의 제1 디코더(DEC1)와 K비트의 제2 디코더(DEC2)의 논리 조합으로 구성되는 2K 비트의 로직회로부와, 이 로직회로부에서 출력되는 디지털 코드값에 대응하여 아날로그 램프 전류를 생성하는 전류셀들(CELL)을 포함한다. 전류셀들(CELL)은 다수의 모스 스위치들을 포함하여 구성될 수 있다. 로직회로부와 전류셀들(CELL) 사이에는 기가 래치(Giga-Latch)(G-LA)와 디지털 버퍼(BUF)가 접속될 수 있다. 기가 래치(G-LA)는 전류셀들(CELL)을 구성하는 모스 스위치들의 동작 안정성을 높여 글리치(Glitch)를 줄인다. 이를 위해, 기가 래치(G-LA)는 모스 스위치들의 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어신호의 폴링 타임 및 라이징 타임을 조정할 수 있다. 디지털 버퍼(BUF)는 폴링 타임 및 라이징 타임이 조정된 제어신호를 안정화하여 전류셀들(CELL)에 공급한다. 전류셀들(CELL)에서 생성되는 아날로그 램프 전류(Idac)는 도 9와 같이 일정 기울기로 증가하는 톱니파 형태를 가질 수 있다.
전류 비교기(210)는 센싱 채널(CH)을 통해 입력되는 패널 전류(Ipanel)와 전류 구동형 DAC(220)로부터 입력되는 램프 전류(Idac)를 비교하여 비교기 출력신호(CS)를 출력한다.
이를 위해, 전류 비교기(210)는 도 10과 같이 패널 전류(Ipanel)를 제1 전압값(Vc1)으로 변환하는 제1 전류 컨베이어(CONV1, 210A)와, 램프 전류(Idac)를 제2 전압값(Vc2)으로 변환하는 제2 전류 컨베이어(CONV2, 210B)와, 비교부(COMP, 210C)를 포함한다.
전류 컨베이어는 입력단의 전류 변화를 미러링(Mirroring)하여 출력단으로 전달하는 로직 회로이다. 전류 컨베이어의 출력단에 전류 패쓰(Current Path)가 있는 경우에는 입력단 전류에 대응되는 전류가 출력단을 통해 출력된다. 하지만, 본 발명에서는 전류 컨베이어의 출력단에 전류 패쓰를 차단함으로써 입력단 전류 변화에 대응되는 출력단 전압 변화를 유발하고, 이 출력단 전압을 비교부의 입력단에 인가한다. 이렇게 전류 컨베이어의 출력 정보를 전압으로 가공하는 이유는 비교부에서의 비교 동작을 용이하게 하기 위함이다.
구체적으로, 제1 전류 컨베이어(CONV1, 210A)는 전류 패쓰가 차단된 출력단(No)을 구비하여 패널 전류(Ipanel)를 제1 전압값(Vc1)으로 변환한다. 이를 위해, 제1 전류 컨베이어(CONV1, 210A)의 출력단(No)은 비교부(COMP, 210C)의 제1 입력단(-)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 연결된다. 패널 전류(Ipanel)에 대응되는 제1 전압값(Vc1)은 비교부(COMP, 210C)의 제1 입력단(-)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 인가된다.
제2 전류 컨베이어(CONV2, 210B)는 전류 패쓰가 차단된 출력단(No)을 구비하여 램프 전류(Idac)를 제2 전압값(Vc2)으로 변환한다. 이를 위해, 제2 전류 컨베이어(CONV2, 210B)의 출력단(No)은 비교부(COMP, 210C)의 제2 입력단(+)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 연결된다. 램프 전류(Idac)에 대응되는 제2 전압값(Vc2)은 비교부(COMP, 210C)의 제2 입력단(+)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 인가된다.
비교부(COMP, 210C)는 제1 입력단(-)에 연결된 모스 스위치(MF)와 제2 입력단(+)에 연결된 모스 스위치(MF)를 포함하여 공지의 OP-AMP 오픈 로프(Open Loop) 구조를 가질 수 있다. 비교부(COMP, 210C)는 제1 입력단(-)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 인가되는 제1 전압값(Vc1)과, 제2 입력단(+)에 연결된 모스 스위치(MF)의 게이트단자에 인가되는 제2 전압값(Vc2)을 비교하여 비교기 출력신호(CS)를 생성한다. 이때, 비교기 출력신호(CS)는 도 15의 시뮬레이션 결과에서 명확히 알 수 있듯이, 제2 전압값(Vc2)이 제1 전압값(Vc1)보다 커지는 타이밍(즉, 램프 전류(Idac)가 패널 전류(Ipanel)보다 커지는 순간)에서, 논리 레벨이 제1 로직 레벨(예컨대, 로우 레벨)에서 제2 로직 레벨(예컨대, 하이 레벨)로 반전된다. 도 15에서, (A)는 패널 전류(Ipanel)와 램프 전류(Idac)의 변화를 나타내고, (B)는 제1 전압값(Vc1)과 제2 전압값(Vc2)의 변화를 나타내며, (C)는 제2 전압값(Vc2)이 제1 전압값(Vc1)보다 커지는 순간에 논리 레벨이 반전되는 비교기 출력신호(CS)를 나타낸다.
카운터(Counter)(230)는 도 16의 (A)와 같은 n 비트(n은 양의 정수, 예컨대 8)의 카운트 정보를 연속적으로 생성하여 에지 트리거 데이터 플립플롭(Edge Triggered Data Flip Flop)(240)에 공급한다.
에지 트리거 데이터 플립플롭(Edge Triggered Data Flip Flop)(240)은, 카운터(230)로부터 n 비트 카운트 정보를 입력받음과 아울러 전류 비교기(210)로부터 비교기 출력신호(CS)를 입력받는다. 에지 트리거 데이터 플립플롭(240)은 비교기 출력신호(CS)의 논리 반전 타이밍(즉, 로우 레벨에서 하이 레벨로 반전되는 타이밍)에 동기되는 카운트 정보를 패널 전류(Ipanel)에 대응되는 디지털 센싱값(SD)으로 출력한다. 도 16에서, (A)는 카운트 정보를, (B)는 비교기 출력신호(CS)를 , 그리고, (C)는 에지 트리거 데이터 플립플롭(240)에서 출력되는 디지털 센싱값(SD)을 각각 나타낸다.
도 16과 같이 비교기 출력신호(CS)의 논리 반전 타이밍(즉, 램프 전류(Idac)가 패널 전류(Ipanel)보다 커지는 순간)에 동기되는 카운트 정보가 '01110001'인 경우, 이 카운트 정보('01110001')가 패널 전류(Ipanel)의 크기에 대응되는 최종 디지털 센싱값(SD)으로 출력되게 된다. 최종 디지털 센싱값(SD)은 픽셀들에 포함된 OLED 또는 구동 TFT의 전기적 특성 변화를 포함한다.
도 12는 도 10의 제1 및 제2 전류 컨베이어(210A,210B)의 회로 구성을 보여준다. 그리고, 도 13a 내지 도 13c는 제1 및 제2 전류 컨베이어의 동작을 설명하기 위한 도면들이다.
도 12를 참조하면, 제1 및 제2 전류 컨베이어(210A,210B) 각각은 고전위 전원(VDD)과 기저 전원(GND) 사이에 접속된 다수의 모스 스위치들(M1~M14)을 포함한다.
일부 모스 스위치들(M1~M7)은 OP-AMP 클로즈드 루프(Closed Loop) 구조(XY)를 갖는다. 따라서, M1의 게이트단자는 M6의 드레인단자와 연결되며, M6의 드레인단자의 전압(Vb)은 M2의 게이트단자에 인가되는 입력 전압(Vinp)으로 고정된다. 한편, 입력 전류(Iin)는 패널 전류(Ipanel) 또는 램프 전류(Idac)를 지시하는 것으로, M1의 게이트단자에 인가된다. M13은 고전위 전원(VDD)과 출력단(No) 사이에 접속되며, M12는 출력단(No)과 기저 전원(GND) 사이에 접속된다.
입력 전류(Iin)의 증가에 의해 출력단(No)의 전압(Vc1 또는 Vc2)가 증가되는 원리를 설명하면 다음과 같다.
도 13a를 참조하면, 입력 전류(Iin)의 입력단과 기저 전원(GND) 사이에 M6가 접속되고, 고전위 전원(VDD)과 입력 전류(Iin) 입력단 사이에 M7이 접속된다. OP-AMP 클로즈드 루프(Closed Loop) 구조(XY)에 의해 M6의 드레인단자의 전압(Vb)은 입력 전압(Vinp)으로 고정되기 때문에, M6에 흐르는 전류(I6)도 고정되며, 그 값은 입력 전류(Iin)와 M7에 흐르는 전류(I7)가 합해진 것과 동일하다. 이렇게 M6에 흐르는 전류(I6)는 고정이기 때문에, 입력 전류(Iin)가 증가될 경우 M7에 흐르는 전류(I7)가 감소한다.
M7에 흐르는 전류(I7)가 감소하기 위해서는 M7의 게이트단자에 인가되는 전압(Vx)이 증가되어야 한다. 증가된 전압(Vx)에 의해 M9와 M10에 흐르는 전류가 감소하게 되고, 그 결과 M12에 흐르는 전류(I12)가 감소한다.
도 13b를 참조하면, M13에 흐르는 전류(I13)는 M11로부터 미러링(Mirroring)되기 때문에, 입력 전류(Iin)의 증가와 무관하게 일정하다. 출력단(No)의 전류(Iout)는 M13에 흐르는 전류(I13)에서 M12에 흐르는 전류(I12)를 뺀 값과 동일하다. 이때, M13에 흐르는 전류(I13)가 일정한 데 반해 M12에 흐르는 전류(I12)가 감소하므로, 출력단(No)의 전류(Iout)는 증가한다.
이 상태에서 도 13c와 같이 출력단(No)의 전류 패쓰를 차단하여 전류(Iout) 흐름을 차단하면, 출력단(No)에서 전압 변화가 나타나게 된다. 이때 출력단(No) 전압(Vout)은 고전위 전원(VDD)에서 (I12*r13)을 뺀 값이 되며, 이 값은 증가하게 된다. 여기서, 'r13'은 M13의 채널 저항을 나타낸다.
이와 비슷한 원리에 의해 입력 전류(Iin)가 감소하는 경우에는 출력단(No)의 전압(Vc1 또는 Vc2)이 감소한다.
도 14는 센싱 유닛들(122)이 일부 구성을 공유하는 것을 보여준다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 전류 센싱형 보상장치는 다수의 센싱 유닛 독립부들(1~m)과, 이 센싱 유닛 독립부들(1~m)에 공통으로 연결된 하나의 센싱 유닛 공유부를 이용하여 센싱 유닛들(122)을 구성할 수 있다. 이렇게 함으로써 본 발명은 패널 전류(Ipanel)를 가공 및 처리하는 속도 및 로직 사이즈를 크게 줄일 수 있다.
센싱 유닛 독립부들(1~m) 각각은 제1 전류 컨베이어(CONV1, 210A)와, 비교부(COMP, 210C)와, 에지 트리거 데이터 플립플롭(240)을 포함할 수 있다. 그리고, 센싱 유닛 공유부는 전류 구동형 DAC(220)와, 제2 전류 컨베이어(CONV2, 210B)와, 카운터(230)를 포함할 수 있다. 전류 구동형 DAC(220)는 그 출력이 전류 신호(Idac)이기 때문에 병렬로 연결된 비교부들(COMP, 210C)의 제2 입력단(+)에 직접 연결될 수는 없다. 따라서, 전류 구동형 DAC(220)의 출력은 제2 전류 컨베이어(CONV2, 210B)와 아날로그 버퍼(ABUF)를 거쳐 병렬로 연결된 비교부들(COMP, 210C)의 제2 입력단(+)에 입력된다. 한편, 카운터(230)에서 생성된 카운트 정보는 디지털 버퍼(DBUF)를 거쳐 안정화된 후에 병렬로 연결된 에지 트리거 데이터 플립플롭들(240)에 입력된다.
이때 센싱 유닛 독립부들(1~m)의 비교기 출력신호들(CS)은 도 17의 시뮬레이션 결과에서 명확히 알 수 있듯이, 센싱 유닛 공유부의 제2 전압값(Vc2)이 센싱 유닛 독립부들(1~m)의 제1 전압값들(Vc1)보다 커지는 타이밍들(t1,t2,t3,t4)에서 각각 논리 레벨이 제1 로직 레벨(예컨대, 로우 레벨)에서 제2 로직 레벨(예컨대, 하이 레벨)로 반전된다.
센싱 유닛 독립부들(1~m)의 에지 트리거 데이터 플립플롭(240)은 각각 비교기 출력신호(CS)의 논리 반전 타이밍(즉, 로우 레벨에서 하이 레벨로 반전되는 타이밍)에 동기되는 카운트 정보를 해당 패널 전류(Ipanel(1)~(m) 중 어느 하나)에 대응되는 디지털 센싱값(SD1~SDm 중 어느 하나)으로 출력한다.
도 17에서, (A)는 서로 다른 센싱 채널들(CH1~CH4)을 통해 병렬로 입력되는 패널 전류들(Ipanel1~4)과 램프 전류(Idac)의 변화를 나타내고, (B)는 패널 전류들(Ipanel1~4)에 대응되는 제1 전압값들(Vc1)과 램프 전류(Idac)에 대응되는 제2 전압값(Vc2)의 변화를 나타내며, (C)는 제2 전압값(Vc2)이 제1 전압값들(Vc1)보다 커지는 순간들마다 논리 레벨이 반전되는 비교기 출력신호들(CS)을 나타낸다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 센싱 유닛에 패드백 커패시터를 갖는 전류 적분기를 채용하지 않고 전류 컨베이어 채용하기 때문에, 센싱 유닛이 노이즈 증폭기로 동작되는 문제를 미연에 방지한다. 이를 통해 본 발명은 노이즈 유입을 최소화하여 센싱 성능과 보상 성능을 크게 높일 수 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.
10 : 표시패널 11 : 타이밍 콘트롤러
12 : 데이터 구동회로 13 : 게이트 구동회로
14A : 데이터라인 14B : 센싱 라인
15 : 게이트라인 122 : 센싱 유닛
210 : 전류 비교기 220 : 전류 구동형 DAC
230 : 카운터 240 : 에지 트리거 데이터 플립플롭
210A : 제1 전류 컨베이어 210B :제2 전류 컨베이어
210C : 비교부

Claims (10)

  1. 각 센싱 채널에 연결된 다수의 센싱 유닛들을 갖는 전류 센싱형 보상장치로서,
    각 센싱 유닛은,
    일정 기울기로 증가하는 램프 전류를 생성하는 전류 구동형 DAC;
    센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류와 상기 전류 구동형 DAC로부터 입력되는 램프 전류를 비교하여 비교기 출력신호를 출력하는 전류 비교기;
    n 비트(n은 양의 정수)의 카운트 정보를 출력하는 카운터; 및
    상기 비교기 출력신호의 논리 반전 타이밍에 동기되는 카운트 정보를 상기 패널 전류에 대응되는 디지털 센싱값으로 출력하는 n개의 에지 트리거 데이터 플립플롭을 포함한 전류 센싱형 보상장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류 비교기는,
    상기 패널 전류를 제1 전압값으로 변환하는 제1 전류 컨베이어;
    상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환하는 제2 전류 컨베이어; 및
    상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값을 비교하여 상기 비교기 출력신호를 생성하되, 상기 제2 전압값이 상기 제1 전압값보다 커지는 순간에 상기 비교기 출력신호의 논리 레벨을 제1 로직 레벨에서 제2 로직 레벨로 반전시키는 비교부를 포함하는 전류 센싱형 보상장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 패널 전류를 상기 제1 전압값으로 변환하고,
    상기 제2 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환하는 전류 센싱형 보상장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제1 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제1 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결되고,
    상기 제2 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제2 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결되는 전류 센싱형 보상장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 센싱 유닛들은,
    상기 전류 구동형 DAC와, 제2 전류 컨베이어와, 상기 카운터를 공유하는 전류 센싱형 보상장치.
  6. 다수의 픽셀들과 상기 픽셀들에 연결된 센싱 라인들이 구비된 표시패널;
    각 센싱 채널을 통해 상기 센싱 라인들에 연결된 다수의 센싱 유닛들; 및
    상기 센싱 유닛들로부터 입력되는 디지털 센싱값을 기초로 상기 표시패널에 표시될 디지털 비디오 데이터를 보상하는 타이밍 콘트롤러를 구비하고,
    각 센싱 유닛은,
    일정 기울기로 증가하는 램프 전류를 생성하는 전류 구동형 DAC;
    센싱 채널을 통해 입력되는 패널 전류와 상기 전류 구동형 DAC로부터 입력되는 램프 전류를 비교하여 비교기 출력신호를 출력하는 전류 비교기;
    n 비트(n은 양의 정수)의 카운트 정보를 출력하는 카운터; 및
    상기 비교기 출력신호의 논리 반전 타이밍에 동기되는 카운트 정보를 상기 패널 전류에 대응되는 디지털 센싱값으로 출력하는 n개의 에지 트리거 데이터 플립플롭을 포함한 유기발광 표시장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 전류 비교기는,
    상기 패널 전류를 제1 전압값으로 변환하는 제1 전류 컨베이어;
    상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환하는 제2 전류 컨베이어; 및
    상기 제1 전압값과 상기 제2 전압값을 비교하여 상기 비교기 출력신호를 생성하되, 상기 제2 전압값이 상기 제1 전압값보다 커지는 순간에 상기 비교기 출력신호의 논리 레벨을 제1 로직 레벨에서 제2 로직 레벨로 반전시키는 비교부를 포함하는 유기발광 표시장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 패널 전류를 상기 제1 전압값으로 변환하고,
    상기 제2 전류 컨베이어는 전류 패쓰가 차단된 출력단을 구비하여 상기 램프 전류를 제2 전압값으로 변환하는 유기발광 표시장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제1 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결되고,
    상기 제2 전류 컨베이어의 출력단은 상기 비교부의 제2 입력단에 연결된 모스 스위치의 게이트단자에 연결되는 유기발광 표시장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 센싱 유닛들은,
    상기 전류 구동형 DAC와, 제2 전류 컨베이어와, 상기 카운터를 공유하는 유기발광 표시장치.
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