KR20160138454A - 다수의 서브-대역들을 사용한 고-대역 신호 코딩 - Google Patents

Abstract

방법이, 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 그 방법은 보코더의 저-대역 인코더에서, 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다. 그 방법은 보코더의 고-대역 인코더에서 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계를 더 포함한다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계는 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 단계를 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응한다. 그 방법은 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개이다.

Description

다수의 서브-대역들을 사용한 고-대역 신호 코딩{HIGH-BAND SIGNAL CODING USING MULTIPLE SUB-BANDS}

우선권 주장

본 출원은 2015년 3월 30일자로 출원된 미국 출원 제14/672,868호와 2014년 3월 31일자로 출원된 미국 임시 출원 제61/973,135호를 우선권 주장하는데, 그것들 둘 다는 "HIGH-BAND SIGNAL CODING USING MULTIPLE SUB-BANDS"라는 명칭이며, 그 내용은 그 전부가 참조로 포함된다.

분야

본 개시물은 대체로 신호 프로세싱에 관한 것이다.

관련 기술의 설명

기술에서의 진보가 컴퓨팅 디바이스들이 더 작고 더 강력해지게 하였다. 예를 들어, 작으며, 경량이고, 및 사용자들이 쉽게 운반하는 무선 컴퓨팅 디바이스들, 이를테면 휴대용 무선 전화기들, 개인 정보 단말기들 (personal digital assistants, PDA들), 및 페이징 디바이스들을 포함한 다양한 휴대용 개인 컴퓨팅 디바이스들이 현재 존재한다. 더 구체적으로는, 휴대용 무선 전화기들, 이를테면 셀룰러 전화기들 및 인터넷 프로토콜 (Internet Protocol, IP) 전화기들이 무선 네트워크들을 통해 음성 및 데이터 패킷들을 통신할 수 있다. 게다가, 많은 이러한 무선 전화기들은 그 속에 통합되는 다른 유형들의 디바이스들을 포함한다. 예를 들어, 무선 전화기는 디지털 스틸 카메라, 디지털 비디오 카메라, 디지털 레코더, 및 오디오 파일 플레이어를 또한 포함할 수 있다.

디지털 기법들에 의한 음성의 송신이, 특히 장 거리 및 디지털 라디오 전화기 애플리케이션들에서 널리 퍼져 있다. 복원된 스피치의 지각된 품질을 유지하면서 채널을 통해 전송될 수 있는 정보의 최소 양을 결정함에 있어서 관심이 있을 수도 있다. 스피치가 샘플링 및 디지털화하여 송신된다면, 초당 64 킬로비트 (kbps) 정도의 데이터 레이트가 아날로그 전화기의 통화품질을 성취하는데 사용될 수도 있다. 스피치 분석과, 뒤따르는 코딩, 송신, 및 수신기에서의 재-합성의 사용을 통해, 데이터 레이트에서의 상당한 감소가 성취될 수도 있다.

스피치를 압축하기 위한 디바이스들이 많은 원거리통신 분야들에서의 사용을 찾을 수도 있다. 예시적인 분야가 무선 통신들이다. 무선 통신들의 분야는, 예컨대, 코드리스 전화들, 페이징, 무선 로컬 루프들, 셀룰러 및 개인 통신 서비스 (PCS) 전화 시스템들, 모바일 IP 전화, 및 위성 통신 시스템들과 같은 무선 전화를 포함하는 많은 애플리케이션들을 갖는다. 특정 애플리케이션이 모바일 가입자들을 위한 무선 전화이다.

다양한 OTA (over-the-air) 인터페이스들이, 예컨대, 주파수 분할 다중 접속 (frequency division multiple access, FDMA), 시분할 다중 접속 (time division multiple access, TDMA), 코드 분할 다중 접속 (code division multiple access, CDMA), 및 시분할-동기 (time division-synchronous) CDMA (TD-SCDMA) 를 포함하는 무선 통신 시스템들에 대해 개발되었다. 그것들에 관련하여, 예컨대, AMPS (Advanced Mobile Phone Service), 이동 통신 세계화 시스템 (GSM), 및 잠정 표준 95 (IS-95) 를 포함하는 다양한 국내 및 국제 표준들이 확립되었다. 예시적인 무선 전화 통신 시스템이 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 시스템이다. IS-95 표준과 그것의 파생물들, 즉 IS-95A, ANSI J-STD-008, 및 IS-95B (본 명세서에서는 IS-95라고 지칭됨) 가, 셀룰러 또는 PCS 전화 통신 시스템들에 대한 CDMA OTA (over-the-air) 인터페이스의 사용을 특정하기 위해 통신 산업 협회 (Telecommunication Industry Association, TIA) 와 다른 널리 공지된 표준화 단체들에 의해 공포되어 있다.

나중에 "3G" 시스템들, 이를테면 cdma2000과 WCDMA로 진화되는 IS-95 표준은 더 많은 용량 및 고속 패킷 데이터 서비스들을 제공한다. cdma2000의 두 개의 변형예들이 TIA에 의해 발행된 문서들인 IS-2000 (cdma2000 1xRTT) 및 IS-856 (cdma2000 1xEV-DO) 에 의해 제시된다. cdma2000 1xRTT 통신 시스템은 153 kbps의 피크 데이터 레이트를 제공하는 반면 cdma2000 1xEV-DO 통신 시스템은 38.4 kbps부터 2.4 Mbps까지에 이르는 데이터 레이트들의 세트를 정의한다. WCDMA 표준은 3세대 파트너십 프로젝트 "3GPP", 문서 번호 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213, 및 3G TS 25.214에서 구체화된다. IMT-Advanced (International Mobile Telecommunications Advanced) 규격은 "4G" 표준들을 기술한다. IMT-Advanced 규격은 4G 서비스를 위한 피크 데이터 레이트를 (예컨대, 열차들 및 자동차들로부터의) 높은 이동도 통신에 대한 100의 초당 메가비트 (Mbit/s) 와 (예컨대, 보행자들 및 정지 사용자들로부터의) 낮은 이동도 통신에 대한 1의 초당 기가비트 (Gbit/s) 로 설정한다.

인간 스피치 생성의 모델에 관련한 파라미터들을 추출함으로써 스피치를 압축하는 기법들을 채용하는 디바이스들이 스피치 코더들이라 지칭된다. 스피치 코더들은 인코더와 디코더를 포함할 수도 있다. 인코더는 들어오는 스피치 신호를 시간의 블록들, 또는 분석 프레임들로 분할한다. 시간에서의 각각의 세그먼트의 지속기간 (duration) (또는 "프레임") 은 신호의 스펙트럼 엔벨로프가 상대적으로 정적으로 유지되는 것이 예상될 수도 있을 만큼 충분히 짧게 선택될 수도 있다. 예를 들어, 하나의 프레임 길이는 20 밀리초인데, 이는 8 킬로헤르츠 (kHz) 의 샘플링 레이트에서의 160 개 샘플들에 대응하지만, 특정 애플리케이션에 적합하다고 여겨지는 임의의 프레임 길이 또는 샘플링 레이트가 사용될 수도 있다.

인코더는 들어오는 스피치 프레임을 분석하여 특정한 관련 파라미터들을 추출한 다음, 그 파라미터들을 이진수 표현으로, 예컨대, 비트들의 세트 또는 이진수 데이터 패킷으로 양자화한다. 데이터 패킷들은 통신 채널 (즉, 유선 및/또는 무선 네트워크 접속) 을 통해 수신기와 디코더로 송신된다. 디코더는 그 데이터 패킷들을 프로세싱하며, 프로세싱된 데이터 패킷들을 역양자화하여 파라미터들을 생성하고, 역양자화된 파라미터들을 사용하여 스피치 프레임들을 재합성한다.

스피치 코더의 기능은 스피치에 내재하는 자연적인 리던던시들을 제거함으로써 디지털화된 스피치 신호를 저-비트-레이트 신호로 압축하는 것이다. 디지털 압축은 입력 스피치 프레임을 파라미터들의 세트로 표현하고 그 파라미터들을 비트들의 세트로 표현하는 양자화를 채용함으로써 성취될 수도 있다. 입력 스피치 프레임이 다수의 비트들 (N_i) 을 갖고 스피치 코더에 의해 생성된 데이터 패킷이 다수의 비트들 (N_o) 을 갖는다면, 스피치 코덱에 의해 성취되는 압축비 (compression factor) 는 C_r = N_i/N_o이다. 도전과제는 타겟 압축비를 성취하면서도 디코딩된 스피치의 높은 음성 품질을 유지하는 것이다. 스피치 코더의 성능은 (1) 스피치 모델, 또는 위에서 설명된 분석 및 합성 프로세스의 조합이 얼마나 잘 수행하는지와, (2) 파라미터 양자화 프로세스가 프레임당 N_o 개 비트들의 타겟 비트 레이트에서 얼마나 잘 수행되는지에 의존한다. 스피치 모델의 목표는 따라서 각각의 프레임에 대해 파라미터들의 작은 세트로 스피치 신호의 에센스, 또는 타겟 음성 품질을 캡처하는 것이다.

스피치 코더들은 스피치 신호를 설명하기 위해 파라미터들 (벡터들을 포함함) 의 세트를 일반적으로 이용한다. 양호한 파라미터들의 세트가 지각적으로 정확한 스피치 신호의 복원을 위해 낮은 시스템 대역폭을 제공하다. 피치, 신호 전력, 스펙트럼 엔벨로프 (또는 포먼트들), 진폭 및 위상 스펙트럼들이 스피치 코딩 파라미터들의 예들이다.

스피치 코더들은 높은 시간-분해능 프로세싱을 채용하여 스피치의 작은 세그먼트들 (예컨대, 5 밀리초 (ms) 서브-프레임들) 을 한꺼번에 인코딩함으로써 시간 도메인 스피치 파형을 캡처하는 것을 시도하는 시간 도메인 코더들로서 구현될 수도 있다. 각각의 서브-프레임에 대해, 코드북 공간을 대표하는 고-정밀도가 검색 알고리즘에 의해 찾아진다. 대안적으로, 스피치 코더들은, 입력 스피치 프레임의 단기 스피치 스펙트럼을 파라미터들의 세트로 캡처하고 (분석) 대응하는 합성 프로세스를 채용하여 스펙트럼 파라미터들로부터 스피치 파형을 재생성하는 것을 시도하는 주파수-도메인 코더들로서 구현될 수도 있다. 파라미터 양자화기는 파라미터들을 알려진 양자화 기법들에 따른 코드 벡터들의 저장된 표현들로 표현함으로써 그 파라미터들을 보존한다.

하나의 시간 도메인 스피치 코더는 코드 여기 선형 예측 (Code Excited Linear Predictive, CELP) 코더이다. CELP 코더에서는, 스피치 신호에서, 단기 상관들, 또는 리던던시들이 단기 포먼트 필터의 계수들을 찾는 선형 예측 (linear prediction, LP) 분석에 의해 제거된다. 단기 예측 필터를 들어오는 스피치 프레임에 적용하는 것은 LP 잔차 신호를 생성하는데, 이 LP 잔차 신호는 장기 예측 필터 파라미터들과 후속하는 추계학적 코드북으로 추가로 모델링 및 양자화된다. 따라서, CELP 코딩은 시간-도메인 스피치 파형을 인코딩하는 태스크를 별개의 태스크들, 즉 LP 단기 필터 계수들을 인코딩하는 태스크와 LP 잔차를 필터링하는 태스크로 분할한다. 시간 도메인 코딩은 고정된 레이트에서 (즉, 각각의 프레임에 대해 비트들의 동일한 수 (N_o) 를 사용하여) 또는 가변 레이트 (상이한 비트 레이트들이 상이한 유형들의 프레임 콘텐츠들에 대해 사용됨) 에서 수행될 수 있다. 가변-레이트 코더들은 타겟 품질을 획득하기에 적절한 레벨로 코덱 파라미터들을 인코딩하는데 필요한 비트들의 양을 사용하는 것을 시도한다.

CELP 코더와 같은 시간 도메인 코더들은 시간 도메인 스피치 파형의 정확도를 보존하기 위해 프레임당 비트들의 높은 수 (N₀) 에 의존할 수도 있다. 이러한 코더들은 프레임당 비트들의 수 (N_o) 가 비교적 크다 (예컨대, 8 kbps 이상) 면 탁월한 음성 품질을 제공할 수도 있다. 낮은 비트 레이트들 (예컨대, 4 kbps 이하) 에서, 시간 도메인 코더들은 이용가능 비트들의 제한된 수로 인해 고품질 및 강건한 성능을 유지하는데 실패할 수도 있다. 낮은 비트 레이트들에서, 제한된 코드북 공간은 더 높은-레이트의 상업적 애플리케이션들에서 전개되는 시간 도메인 코더들의 파형-매칭 능력을 클리핑한다. 그런고로, 시간의 경과에 따른 개선들에도 불구하고, 낮은 비트 레이트들에서 동작하는 많은 CELP 코딩 시스템들이 잡음으로서 특징화되는 지각적으로 중요한 왜곡을 겪고 있다.

낮은 비트 레이트들에서의 CELP 코더들에 대한 대안이 CELP 코더와 유사한 원리들 하에서 동작하는 "잡음 여기 선형 예측" (NELP) 코더이다. NELP 코더들은, 코드북보다는, 필터링된 의사-랜덤 잡음 신호를 사용하여 스피치를 필터링한다. NELP가 코딩된 스피치에 대해 더 간단한 모델을 사용하므로, NELP는 CELP보다 더 낮은 비트 레이트를 성취한다. NELP는 무성음 스피치 또는 침묵을 압축 또는 표현하기 위해 사용될 수도 있다.

2.4 kbps 정도의 레이트들에서 동작하는 코딩 시스템들이 사실상 일반적으로 파라미터적이다. 다시 말하면, 이러한 코딩 시스템들은 스피치 신호의 피치-기간 및 스펙트럼 엔벨로프 (또는 포먼트들) 를 일정한 간격들로 설명하는 파라미터들을 송신함으로써 동작한다. 이들 이른바 파라메트릭 코더들의 예시가 LP 보코더 시스템이다.

LP 보코더들은 유성음 스피치 신호를 피치 기간당 단일 펄스로 모델링한다. 이 기본적인 기법이, 무엇보다도, 스펙트럼 엔벨로프에 관한 송신 정보를 포함하도록 확장될 수도 있다. 비록 LP 보코더들이 합리적인 성능을 일반적으로 제공하지만, 그들 LP 보코더들은 버즈 (buzz) 로서 특징화되는 지각적으로 중요한 왜곡을 도입할 수도 있다.

근년에, 파형 코더들 및 파라메트릭 코더들 양쪽 모두의 하이브리드들인 코더들이 출현하였다. 이들 이른바 하이브리드 코더들의 예시가 프로토타입-파형 보간 (prototype-waveform interpolation, PWI) 스피치 코딩 시스템이다. PWI 코딩 시스템은 프로토타입 피치 기간 (prototype pitch period, PPP) 스피치 코더로서 또한 알려져 있을 수도 있다. PWI 코딩 시스템이 유성음 스피치를 코딩하기 위한 효율적인 방법을 제공한다. PWI의 기본 개념은 고정된 간격들에서 대표 피치 사이클 (프로토타입 파형) 을 추출하며, 그것의 디스크립션을 송신하고, 프로토타입 파형들 간을 보간함으로써 스피치 신호를 복원한다는 것이다. PWI 방법은 LP 잔차 신호 또는 스피치 신호 중 어느 하나로 동작할 수도 있다.

스피치 신호 (예컨대, 코딩된 스피치 신호, 복원된 스피치 신호, 또는 둘 다) 의 오디오 품질을 개선함에 있어서 연구적 관심과 상업적 관심이 있을 수도 있다. 예를 들어, 통신 디바이스가 최적보다는 더 낮은 음성 품질을 갖는 스피치 신호를 수신할 수도 있다. 예시하기 위해, 통신 디바이스는 음성 통화 동안 다른 통신 디바이스로부터 스피치 신호를 수신할 수도 있다. 음성 통화 품질은 다양한 이유들, 이를테면 환경 소음 (예컨대, 바람, 거리 소음), 통신 디바이스들의 인터페이스의 제한들, 통신 디바이스들에 의한 신호 프로세싱, 패킷 손실, 대역폭 제한들, 비트레이트 제한들 등으로 인해 악화될 수 있다.

전통적인 전화기 시스템들 (예컨대, 공중전화 교환망 (public switched telephone networks, PSTN들)) 에서, 신호 대역폭이 300 헤르츠 (Hz) 내지 3.4 kHz의 주파수 범위로 제한된다. 광대역 (wideband, WB) 애플리케이션들, 이를테면 셀룰러 전화 및 VoIP (voice over internet protocol) 에서, 신호 대역폭이 50 Hz부터 7 kHz까지의 주파수 범위에 걸쳐 있을 수도 있다. 초광대역 (super wideband, SWB) 코딩 기법들이 대략 16 kHz까지 연장하는 대역폭을 지원한다. 3.4 kHz의 협대역 전화로부터 16 kHz의 SWB 전화까지의 확장 신호 대역폭이 신호 복원의 품질, 명료도, 및 자연스러움을 개선할 수도 있다.

SWB 코딩 기법들은 신호의 더 낮은 주파수 부분 (예컨대, 0 Hz 내지 6.4 kHz, 또한 "저-대역 (low-band)"이라 지칭됨) 의 인코딩 및 송신을 통상 수반한다. 예를 들어, 저-대역은 필터 파라미터들 및/또는 저-대역 여기 신호를 사용하여 표현될 수도 있다. 그러나, 코딩 효율을 개선하기 위하여, 신호의 높은 주파수 부분 (예컨대, 6.4 kHz 내지 16 kHz, 또한 "고-대역 (high-band)"이라 지칭됨) 은 완전히 인코딩되고 송신되지 못할 수도 있다. 대신, 수신기가 고-대역을 예측하기 위해 신호 모델링을 이용할 수도 있다. 일부 구현예들에서, 고-대역에 연관된 데이터가 예측을 돕기 위해 수신기에 제공될 수도 있다. 이러한 데이터는 "사이드 정보"라고 지칭될 수도 있고 이득 정보, 라인 스펙트럼 주파수들 ((line spectral frequencies, LSF들) (라인 스펙트럼 쌍 (line spectral pair, LSP) 들이라고 지칭될 수도 있음) 등을 포함할 수도 있다.

신호 모델링을 사용하여 고-대역을 예측하는 것은 저-대역에 연관된 데이터 (예컨대, 저-대역 여기 신호) 에 기초하여 고-대역 여기 신호를 생성하는 것을 포함할 수도 있다. 그러나, 고-대역 여기 신호를 생성하는 것은 극점-영점 (pole-zero) 필터링 동작들과 다운-믹싱 동작들을 포함할 수도 있는데, 이들 동작들은 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비쌀 수도 있다. 덧붙여, 고-대역 여기 신호는 8 kHz의 대역폭으로 제한될 수도 있고, 따라서 고-대역 (예컨대, 6.4 kHz 내지 16 kHz) 의 9.6 kHz 대역폭을 정확히 예측하지 못할 수도 있다.

개선된 고-대역 예측을 위해 다중-대역의 고조적으로 확장된 신호들을 생성하기 위한 시스템들 및 방법들이 개시된다. 스피치 인코더 (예컨대, "보코더") 가 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 둘 이상의 서브-부분들을 모델링하기 위해 기저대역에서 둘 이상의 고-대역 여기 신호들을 생성할 수도 있다. 예를 들어, 입력 오디오 신호의 고-대역 부분은 대략 6.4 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. 스피치 인코더가 입력 오디오 신호의 저-대역 여기를 비선형적으로 연장함으로써 제 1 고-대역 여기 신호를 표현하는 제 1 기저대역 신호를 생성할 수도 있고, 입력 오디오 신호의 저-대역 여기를 비선형적으로 연장함으로써 제 2 고-대역 여기 신호를 표현하는 제 2 기저대역 신호를 또한 생성할 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역 (예컨대, 대략 6.4 kHz부터 12.8 kHz까지) 을 표현하는 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있고, 제 2 기저대역 신호는 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역 (예컨대, 대략 12.8 kHz부터 16 kHz까지) 을 표현하는 0 Hz부터 3.2 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. 제 1 기저대역 신호와 제 2 기저대역 신호는, 총괄하여, 입력 오디오 신호의 전체 고-대역 부분 (예컨대, 6.4 kHz부터 16 kHz까지) 에 대한 여기 신호들을 표현할 수도 있다.

특정 양태에서, 방법이, 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 그 방법은 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계와 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개일 수도 있다. 극점-영점 필터 동작들과 다운-믹싱 동작들이 제 1 서브-대역과 제 2 서브-대역의 코딩 동안 바이패스될 수도 있다.

다른 특정 양태에서, 장치가 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 보코더를 포함한다. 그 보코더는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호를 생성하도록 그리고 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하도록 또한 구성된다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개일 수도 있다.

다른 특정 양태에서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체가, 보코더 내에서 프로세서에 의해 실행되는 경우, 프로세서로 하여금 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하게 하는 명령들을 포함한다. 그 명령들은, 그 프로세서로 하여금, 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호를 생성하게 하고 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하게 하도록 또한 실행 가능하다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개일 수도 있다.

다른 특정 양태에서, 장치가 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 수단을 포함한다. 그 장치는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호를 생성하는 그리고 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단을 또한 포함한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개일 수도 있다.

다른 특정 양태에서, 방법이, 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 그 방법은 보코더의 저-대역 인코더에서, 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 그 방법은 보코더의 고-대역 인코더에서 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 단계를 더 포함한다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계는 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 (예컨대, 절대 (|.|) 또는 제곱 (.)² 함수를 사용하여) 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 단계를 포함한다. 업샘플링된 저-대역 여기 신호에 대해 이러한 비선형 변환을 수행하는 것은 낮은 주파수들 (예컨대, 6.4 kHz까지임) 을 더 높은 대역들 (예컨대, 6.4 kHz 이상) 로 고조적으로 확장시킬 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응한다. 그 방법은 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개이다.

다른 특정 양태에서, 장치가 보코더의 저-대역 인코더와 보코더의 고-대역 인코더를 구비한다. 저-대역 인코더는 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하도록 구성된다. 저-대역 인코더는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하도록 또한 구성된다. 고-대역 인코더는 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하도록 구성된다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응한다. 고-대역 인코더는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하도록 또한 구성된다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개이다.

다른 특정 양태에서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체가, 보코더 내의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 프로세서로 하여금 동작들을 수행하게 하는 명령들을 포함한다. 그 동작들은 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하게 하는 동작을 포함한다. 그 동작들은 보코더의 저-대역 인코더에서, 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 것을 또한 포함한다. 그 동작들은 보코더의 고-대역 인코더에서 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 것을 더 포함한다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응한다. 그 동작들은 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 것을 또한 포함한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개이다.

다른 특정 양태에서, 장치가 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 수단을 포함한다. 그 장치는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단을 또한 구비한다. 그 장치는 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 더 구비한다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 보코더의 고-대역 인코더에서 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응한다. 그 장치는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 또한 구비한다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개이다.

다른 특정 양태에서, 방법이, 보코더에서, 저-대역 부분과 고-대역 부분을 갖는 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 그 방법은 보코더의 저-대역 인코더에서, 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 그 방법은, 보코더의 고-대역 인코더에서, 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 단계를 더 포함한다. 그 방법은 제 1 기저대역 신호에 기초하여 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 단계를 또한 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하고, 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응한다.

다른 특정 양태에서, 장치가 저-대역 인코더와 고-대역 인코더를 갖는 보코더를 구비한다. 저-대역 인코더는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하도록 구성된다. 오디오 신호는 고-대역 부분을 또한 포함한다. 고-대역 인코더는 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하도록 구성된다. 고-대역 인코더는 또한, 제 1 기저대역 신호에 기초하여 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하도록 구성된다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하고, 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응한다.

다른 특정 양태에서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체가, 보코더 내의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 프로세서로 하여금 동작들을 수행하게 하는 명령들을 포함한다. 그 동작들은 저-대역 부분과 고-대역 부분을 갖는 오디오 신호를 수신하는 것을 포함한다. 그 동작들은 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 것을 또한 포함한다. 그 동작들은, 보코더의 고-대역 인코더에서, 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 것을 더 포함한다. 그 동작들은 제 1 기저대역 신호에 기초하여 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 것을 또한 포함한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하고, 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응한다.

다른 특정 양태에서, 장치가 저-대역 부분과 고-대역 부분을 갖는 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비한다. 그 장치는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단을 또한 구비한다. 그 장치는 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 더 구비한다. 그 장치는 제 1 기저대역 신호에 기초하여 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 또한 구비한다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하고, 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응한다.

다른 특정 양태에서, 방법이 디코더에서, 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함할 수도 있다. 그 방법은 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역을 복원하는 단계를 또한 포함한다. 그 방법은 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역을 복원하는 단계를 더 포함한다. 예를 들어, 제 2 서브-대역은 제 1 업-샘플링 비율에 따라 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 그리고 추가로는 제 2 업-샘플링 비율에 따라 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 복원될 수도 있다.

다른 특정 양태에서, 장치가 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 디코더를 구비한다. 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함할 수도 있다. 그 디코더는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역을 복원하도록 또한 구성된다. 그 디코더는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역을 복원하도록 더 구성된다.

다른 특정 양태에서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체가, 디코더 내의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 프로세서로 하여금 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하게 하는 명령들을 포함한다. 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함할 수도 있다. 그 명령들은 프로세서로 하여금 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역을 복원하게 하도록 또한 실행 가능하다. 그 명령들은 프로세서로 하여금 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역을 복원하게 하도록 더 실행 가능하다.

다른 특정 양태에서, 장치가 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비한다. 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함할 수도 있다. 그 장치는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역을 복원하는 수단을 또한 구비한다. 그 장치는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역을 복원하는 수단을 더 구비한다.

개시된 양태들 중 적어도 하나에 의해 제공되는 특정 장점들은 고-대역 여기 신호들 및 합성된 고-대역 신호들의 생성 동안 극점-영점 필터링 및 다운-믹싱에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시키는 것을 포함한다. 본 개시물의 다른 양태들, 장점들, 및 특징들은 다음의 구역들, 즉 도면의 간단한 설명, 상세한 설명 및 청구범위를 포함하는 전체 출원의 검토 후에 명확하게 될 것이다.

도 1은 다중-대역의 고조적으로 확장된 신호들을 생성하도록 동작 가능한 시스템의 특정 양태를 예시하는 도면이며;
도 2a는 도 1의 고-대역 여기 생성기의 특정 예들을 예시하는 도면이며;
도 2b는 도 1의 고-대역 여기 생성기의 다른 특정 예를 도시하는 도면이며;
도 3은 제 1 모드에 따라 단일-대역의 고조적으로 확장된 신호의 초 광대역 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 4a는 제 2 모드에 따라 다중-대역의 고조적으로 확장된 신호들의 초 광대역 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 4b는 제 2 모드에 따라 다중-대역의 고조적으로 확장된 신호들의 전대역 (full band) 생성을 예시하는 도면들이며;
도 5는 도 1의 고-대역 생성 회로의 특정 양태들을 예시하는 도면이며;
도 6은 제 1 모드에 따라 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 단일-대역 기저대역 버전의 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 7a는 제 2 모드에 따라 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다중-대역 기저대역 버전의 초 광대역 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 7b는 제 2 모드에 따라 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다중-대역 기저대역 버전의 전대역 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 8은 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다수의 서브-대역들을 복원하도록 동작 가능한 시스템의 특정 양태를 예시하는 도면이며;
도 9는 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다수의 서브-대역들을 생성하도록 구성되는 도 8의 듀얼 고-대역 합성 회로의 특정 양태를 예시하는 도면이며;
도 10은 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다수의 서브-대역들의 생성을 예시하는 도면들을 포함하며;
도 11은 기저대역 신호들을 생성하는 방법의 특정 양태를 예시하는 흐름도를 묘사하며;
도 12는 입력 오디오 신호의 고-대역 부분의 다수의 서브-대역들을 복원하는 방법의 특정 양태를 예시하는 흐름도를 묘사하며;
도 13은 기저대역 신호들을 생성하는 방법들의 다른 특정 양태를 예시하는 흐름도들을 묘사하며; 그리고
도 14는 도 1 내지 도 13의 시스템들, 도면들 및 방법들에 따라 신호 프로세싱 동작을 수행하도록 동작 가능한 무선 디바이스의 블록도이다.

도 1를 참조하면, 다중-대역의 고조적으로 확장된 신호들을 생성하도록 동작 가능한 시스템의 특정 양가 도시되어 있고 전체가 100으로 지정된다. 특정 양태에서, 그 시스템 (100) 은 인코딩 시스템 또는 장치 속에 (예컨대, 무선 전화기의 코더/디코더 (코덱) 에) 통합될 수도 있다. 다른 양태들에서, 시스템 (100) 은 실례가 되는 비제한적 예들로서 셋탑 박스, 음악 플레이어, 비디오 플레이어, 엔트테인먼트 유닛, 내비게이션 디바이스, 통신 디바이스, PDA, 고정 로케이션 데이터 유닛, 또는 컴퓨터에 통합될 수도 있다. 특정 양태에서, 시스템 (100) 은 보코더에 대응, 또는 그 보코더에 포함될 수도 있다.

다음의 설명에서, 도 1의 시스템 (100) 에 의해 수행되는 다양한 기능들이 특정한 컴포넌트들 또는 모듈들에 의해 수행되고 있는 것으로서 설명된다는 것에 주의해야 한다. 그러나, 컴포넌트들 및 모듈들의 이 구분은 예시만을 위한 것이다. 대체 양태에서, 특정 컴포넌트 또는 모듈에 의해 수행되는 기능이 대신에 다수의 컴포넌트들 또는 모듈들 중에서 분할될 수도 있다. 더구나, 대체 양태에서, 도 1의 둘 이상의 컴포넌트들 또는 모듈들이 단일 컴포넌트 또는 모듈 속에 통합될 수도 있다. 도 1에서 예시된 각각의 컴포넌트 또는 모듈이 하드웨어 (예컨대, 필드프로그램가능 게이트 어레이 (field-programmable gate array, FPGA) 디바이스, 주문형 집적회로 (application-specific integrated circuit, ASIC), 디지털 신호 프로세서 (digital signal processor, DSP), 제어기 등), 소프트웨어 (예컨대, 프로세서에 의해 실행가능한 명령들), 또는 그것들의 임의의 조합을 사용하여 구현될 수도 있다.

시스템 (100) 은 입력 오디오 신호 (102) 를 수신하도록 구성되는 분석 필터 뱅크 (110) 를 구비한다. 예를 들어, 입력 오디오 신호 (102) 는 마이크로폰 또는 다른 입력 디바이스에 의해 제공될 수도 있다. 특정 양태에서, 입력 오디오 신호 (102) 는 스피치를 포함할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 는 대략 0 Hz부터 대략 16 kHz까지의 주파수 범위에서의 스피치 콘텐츠를 포함할 수도 있다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, "대략 (approximately)"은 설명되는 주파수의 특정 범위 내의 주파수들을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 대략은 설명되는 주파수의 10 퍼센트, 설명되는 주파수의 5 퍼센트, 설명되는 주파수의 1 퍼센트 등의 내의 주파수들을 포함할 수도 있다. 실례가 되는 비제한적 예로서, "대략 16 kHz"는 15.2 kHz (예컨대, 16 kHz ~ 16 kHz * 0.05) 부터 16.8 kHz (예컨대, 16 kHz + 16 kHz * 0.05) 까지의 주파수들을 포함할 수도 있다. 분석 필터 뱅크 (110) 는 주파수에 기초하여 입력 오디오 신호 (102) 를 다수의 부분들로 필터링할 수도 있다. 예를 들어, 분석 필터 뱅크 (110) 는 저역 통과 필터 (low pass filter, LPF) (104) 와 고-대역 생성 회로 (106) 를 구비할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 는 저역 통과 필터 (104) 에 그리고 고-대역 생성 회로 (106) 에 제공될 수도 있다. 저역 통과 필터 (104) 는 저-대역 신호 (122) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호 (102) 의 고-주파수 성분들을 필터링 제거하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터 (104) 는 대략 0 Hz부터 대략 6.4 kHz까지 연장하는 대역폭을 갖는 저-대역 신호 (122) 를 생성하기 위해 대략 6.4 kHz의 차단 주파수를 가질 수도 있다.

고-대역 생성 회로 (106) 는 입력 오디오 신호 (102) 에 기초하여 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) (예컨대, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 과 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127)) 을 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역은 대략 6.4 kHz와 대략 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역은 제 1 고-대역 신호 (124) (예컨대, 제 1 서브-대역은 대략 6.4 kHz부터 내지 대략 12.8 kHz까지 걸침) 와 제 2 고-대역 신호 (125) (예컨대, 제 2 서브-대역은 대략 12.8 kHz부터 내지 대략 16 kHz까지에 걸침) 로 분할될 수도 있다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 6.4 kHz 대역폭 (예컨대, 0 Hz ~ 6.4 kHz) 을 가질 수도 있고 제 1 고-대역 신호 (124) 의 6.4 kHz 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 12.8 kHz의 주파수 범위) 을 나타낼 수도 있다. 유사한 방식으로, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 3.2 kHz 대역폭 (예컨대, 0 Hz ~ 3.2 kHz) 을 가질 수도 있고 제 2 고-대역 신호 (125) 의 3.2 kHz 대역폭 (예컨대, 12.8 kHz ~ 16 kHz의 주파수 범위) 을 가질 수도 있다. 위에서 설명된 주파수 범위들은 예시 목적을 위한 것이고 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다는 것에 주의해야 한다. 다른 양태들에서, 고-대역 생성 회로 (106) 는 두 개를 초과하는 기저대역 신호들을 생성할 수도 있다. 고-대역 생성 회로 (106) 의 동작의 예들은 도 5 내지 도 7b에 관해 더 상세히 설명된다. 다른 특정 양태에서, 고-대역 생성 회로 (106) 는 고-대역 분석 모듈 (150) 에 통합될 수도 있다.

위의 예는 SWB 코딩 (예컨대, 대략 0 Hz부터 16 kHz까지의 코딩) 에 대한 필터링을 예시한다. 다른 예들에서, 분석 필터 뱅크 (110) 는 전대역 (FB) 코딩 (예컨대, 대략 0 Hz부터 20 kHz까지의 코딩) 을 위해 입력 오디오 신호를 필터링할 수도 있다. 예시하기 위해, 입력 오디오 신호 (102) 는 대략 0 Hz부터 대략 20 kHz까지의 주파수 범위에서의 스피치 콘텐츠를 포함할 수도 있다. 저역 통과 필터 (104) 는 대략 0 Hz부터 대략 8 kHz까지 연장하는 대역폭을 갖는 저-대역 신호 (122) 를 생성하기 위해 대략 8 kHz의 차단 주파수를 가질 수도 있다. FB 코딩에 따르면, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역은 대략 8 kHz와 대략 20 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역은 제 1 고-대역 신호 (124) (예컨대, 제 1 서브-대역은 대략 8 kHz부터 내지 대략 16 kHz까지 걸침) 와 제 2 고-대역 신호 (125) (예컨대, 제 2 서브-대역은 대략 16 kHz부터 내지 대략 20 kHz까지에 걸침) 로 분할될 수도 있다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 8 kHz 대역폭 (예컨대, 0 Hz ~ 8 kHz) 을 가질 수도 있고 제 1 고-대역 신호 (124) 의 8 kHz 대역폭 (예컨대, 8 kHz ~ 16 kHz의 주파수 범위) 을 나타낼 수도 있다. 유사한 방식으로, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 4 kHz 대역폭 (예컨대, 0 Hz ~ 4 kHz) 을 가질 수도 있고 제 2 고-대역 신호 (125) 의 4 kHz 대역폭 (예컨대, 16 kHz ~ 20 kHz의 주파수 범위) 을 가질 수도 있다.

예시의 편의를 위해, 달리 언급되지 않는 한, 다음의 설명은 SWB 코딩에 관해 일반적으로 설명된다. 그러나, 유사한 기법들이 FB 코딩에 적용될 수도 있다. 예를 들어, SWB 코딩에 대한 도 1 내지 도 4a, 도 5 내지 도 7a, 및 도 8 내지 도 13에 관해 설명되는 각각의 신호의 대역폭과, 따라서 그 주파수 범위는 FB 코딩을 수행하기 위해 대략 1.25 배만큼 확장될 수도 있다. 비제한적인 예로서, 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸친 주파수 범위를 갖는 것으로서 SWB 코딩에 대해 설명되는 (기저대역에서의) 고-대역 여기 신호가 FB 코딩 구현예에서 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸친 주파수 범위를 가질 수도 있다. 이러한 기법들을 FB 코딩으로 확장하는 비제한적 예들이 도 4b와 도 7b에 관해 설명된다.

시스템 (100) 은 저-대역 신호 (122) 를 수신하도록 구성된 저-대역 분석 모듈 (130) 을 구비할 수도 있다. 특정 양태에서, 저-대역 분석 모듈 (130) 은 CELP 인코더를 나타낼 수도 있다. 저-대역 분석 모듈 (130) 은 LP 분석 및 코딩 모듈 (132), 선형 예측 계수 (linear prediction coefficient, LPC) 대 LSP 변환 모듈 (134), 및 양자화기 (136) 를 구비할 수도 있다. LSP들은 LSF들이라고 또한 지칭될 수도 있고 두 개의 용어들 (LSP 및 LSF) 은 본 명세서에서 교환적으로 사용될 수도 있다. LP 분석 및 코딩 모듈 (132) 은 저-대역 신호 (122) 의 스펙트럼 엔벨로프를 LPC들의 세트로서 인코딩할 수도 있다. LPC들은 오디오의 각각의 프레임 (예컨대, 20 ms의 오디오, 16 kHz의 샘플링 레이트에서의 320 개 샘플들에 해당함), 오디오의 각각의 서브프레임 (예컨대, 5 ms의 오디오), 또는 그것들의 임의의 조합에 대해 생성될 수도 있다. 각각의 프레임 또는 서브프레임에 대해 생성된 LPC들의 수는 수행되는 LP 분석의 "차수"에 의해 결정될 수도 있다. 특정 양태에서, LP 분석 및 코딩 모듈 (132) 은 10차 LP 분석에 대응하는 11 개 LPC들의 세트를 생성할 수도 있다.

LPC 대 LSP 변환 모듈 (134) 은 LP 분석 및 코딩 모듈 (132) 에 의해 생성된 LPC들의 세트를 대응하는 LSP들의 세트로 (예컨대, 일 대 일 변환을 사용하여) 변환할 수도 있다. 대안으로, LPC들의 세트는 대응하는 세트의 파코어 (parcor) 계수들, 로그-면적-비 (log-area-ratio) 값들, 이미턴스 스펙트럼 쌍들 (immittance spectral pair, ISP들), 또는 이미턴스 스펙트럼 주파수들 (immittance spectral frequencies, ISF들) 로 일 대 일 변환될 수도 있다. LPC들의 세트 및 LSP들의 세트 간의 변환은 에러 없이 가역적일 수도 있다.

양자화기 (136) 는 변환 모듈 (134) 에 의해 생성된 LSP들의 세트를 양자화할 수도 있다. 예를 들어, 양자화기 (136) 는 다수의 엔트리들 (예컨대, 벡터들) 을 포함하는 다수의 코드북들을 포함하거나 또는 상기 다수의 코드북들에 커플링될 수도 있다. LSP들의 세트를 양자화하기 위해, 양자화기 (136) 는 (예컨대, 최소 제곱 또는 평균 제곱 에러 (mean square error) 와 같은 왜곡 측정값에 기초하여) LSP들의 세트"에 가장 가까운" 코드북들의 엔트리들을 식별할 수도 있다. 양자화기 (136) 는 코드북에서의 식별된 엔트리들의 로케이션에 대응하는 인덱스 값 또는 일련의 인덱스 값들을 출력할 수도 있다. 양자화기 (136) 의 출력은 따라서 저-대역 비트 스트림 (142) 에 포함되는 저-대역 필터 파라미터들을 나타낼 수도 있다.

저-대역 분석 모듈 (130) 은 저-대역 여기 신호 (144) 를 또한 생성할 수도 있다. 예를 들어, 저-대역 여기 신호 (144) 는 저-대역 분석 모듈 (130) 에 의해 수행된 LP 프로세스 동안 생성되는 LP 잔차 신호를 양자화함으로써 생성되는 인코딩된 신호일 수도 있다. LP 잔차 신호는 저-대역 여기 신호 (144) 의 예측 에러를 나타낼 수도 있다.

시스템 (100) 은 분석 필터 뱅크 (110) 로부터의 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 수신하도록 그리고 저-대역 분석 모듈 (130) 로부터의 저-대역 여기 신호 (144) 를 수신하도록 구성된 고-대역 분석 모듈 (150) 을 더 포함할 수도 있다. 고-대역 분석 모듈 (150) 은 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 에 기초하여 그리고 저-대역 여기 신호 (144) 에 기초하여 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 고-대역 사이드 정보 (172) 는 고-대역 LSP들, 이득 정보, 및/또는 위상 정보를 포함할 수도 있다.

예시된 바와 같이, 고-대역 분석 모듈 (150) 은 LP 분석 및 코딩 모듈 (152), LPC 대 LSP 변환 모듈 (154), 및 양자화기 (156) 를 또한 구비할 수도 있다. LP 분석 및 코딩 모듈 (152), 변환 모듈 (154), 및 양자화기 (156) 의 각각은 저-대역 분석 모듈 (130) 의 대응 컴포넌트들을 참조하여 위에서 설명된 바와 같지만 비교적 감소된 분해능에서 (예컨대, 각각의 계수, LSP 등에 대해 더 적은 비트들을 사용하여) 기능을 할 수도 있다. LP 분석 및 코딩 모듈 (152) 은 변환 모듈 (154) 에 의해 LSP들의 제 1 세트로 변환되고 코드북 (163) 에 기초하여 양자화기 (156) 에 의해 양자화된 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 에 대해 LPC들의 제 1 세트를 생성할 수도 있다. 덧붙여, LP 분석 및 코딩 모듈 (152) 은 변환 모듈 (154) 에 의해 LSP들의 제 2 세트로 변환되고 코드북 (163) 에 기초하여 양자화기 (156) 에 의해 양자화된 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 에 대해 LPC들의 제 2 세트를 생성할 수도 있다. 제 2 서브-대역 (예컨대, 제 2 고-대역 신호 (125)) 이 제 1 서브-대역 (예컨대, 제 1 고-대역 신호 (124)) 과 비교하여 감소된 지각 값 (perceptual value) 을 갖는 주파수 스펙트럼에 대응하기 때문에, LPC들의 제 2 세트는 인코딩 효율에 대해 (예컨대, 더 낮은 차수의 필터를 사용하는) LPC들의 제 1 세트와 비교하여 감소될 수도 있다.

LP 분석 및 코딩 모듈 (152), 변환 모듈 (154), 및 양자화기 (156) 는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 사용하여 고-대역 사이드 정보 (172) 에 포함되는 고-대역 필터 정보 (예컨대, 고-대역 LSP들) 를 결정할 수도 있다. 예를 들어, LP 분석 및 코딩 모듈 (152), 변환 모듈 (154), 및 양자화기 (156) 는 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 과 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 사용하여 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 대역폭에 대해 고-대역 사이드 정보 (172) 의 제 1 세트를 결정할 수도 있다. 고-대역 사이드 정보 (172) 의 제 1 세트는 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 과 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 간의 위상 변이, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 및 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 에 연관된 이득 등에 해당할 수도 있다. 덧붙여서, LP 분석 및 코딩 모듈 (152), 변환 모듈 (154), 및 양자화기 (156) 는 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 과 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 사용하여 12.8 kHz와 16 kHz 사이의 대역폭에 대해 고-대역 사이드 정보 (172) 의 제 2 세트를 결정할 수도 있다. 고-대역 사이드 정보 (172) 의 제 2 세트는 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 과 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 간의 위상 변이, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 및 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 에 연관된 이득 등에 해당할 수도 있다.

양자화기 (156) 는 변환 모듈 (154) 에 의해 제공된 LSP들과 같은 스펙트럼 주파수 값들의 세트를 양자화하도록 구성될 수도 있다. 다른 양태들에서, 양자화기 (156) 는, LSF들 또는 LSP들에 더하여, 또는 그것들 대신, 스펙트럼 주파수 값들의 하나 이상의 다른 유형들의 세트들을 수신하고 양자화할 수도 있다. 예를 들어, 양자화기 (156) 는 LP 분석 및 코딩 모듈 (152) 에 의해 생성된 LPC들의 세트를 수신 및 양자화할 수도 있다. 다른 예들은 양자화기 (156) 에서 수신 및 양자화될 수도 있는 세트들의 파코어 계수들, 로그-영역-비율 값들, 및 ISF들을 포함한다. 양자화기 (156) 는 테이블 또는 코드북, 이를테면 코드북 (163) 에서 대응하는 엔트리에 대한 인덱스로서 입력 벡터 (예컨대, 벡터 포맷에서의 스펙트럼 주파수 값들의 세트) 를 인코딩하는 벡터 양자화기를 포함할 수도 있다. 다른 예로서, 양자화기 (156) 는, 스토리지로부터 취출된 것이 아니라, 희박 (sparse) 코드북 구현예에서처럼, 입력 벡터가 디코더에서 동적으로 생성될 수도 있게 하는 하나 이상의 파라미터들을 결정하도록 구성될 수도 있다. 예시를 위해, 희박 코드북 예들이 3GPP2 (Third Generation Partnership 2) EVRC (Enhanced Variable Rate Codec) 와 같은 업계 표준들에 따라 CELP 및 코덱들과 같은 코딩 스킴들에 적용될 수도 있다. 다른 양태에서, 고-대역 분석 모듈 (150) 은 양자화기 (156) 를 구비할 수도 있고, 합성된 신호들을 (예컨대, 필터 파라미터들의 세트에 따라) 생성하기 위해 그리고 지각적으로 가중된 (perceptually weighted) 도메인에서처럼 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 에 최상으로 매칭되는, 합성된 신호에 연관된 코드북 벡터들 중 하나를 선택하기 위해 다수의 코드북 벡터들을 사용하도록 구성될 수도 있다.

고-대역 분석 모듈 (150) 은 고-대역 여기 생성기 (160) (예컨대, 다중-대역 비선형 여기 생성기) 를 또한 구비할 수도 있다. 고-대역 여기 생성기 (160) 는 저-대역 분석 모듈 (130) 로부터의 저-대역 여기 신호 (144) 에 기초하여 상이한 대역폭들을 갖는 다수의 고-대역 여기 신호들 (162, 164) (예컨대, 고조적으로 확장된 신호들) 을 생성할 수도 있다. 예를 들어, 고-대역 여기 생성기 (160) 는 대략 6.4 kHz의 기저대역 대역폭 (대략 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들의 대역폭에 대응함) 을 차지하는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 와 대략 3.2 kHz의 기저대역 대역폭 (대략 12. 8 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들의 대역폭에 대응함) 을 차지하는 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성할 수도 있다.

고-대역 분석 모듈 (150) 은 LP 합성 모듈 (166) 을 또한 포함할 수도 있다. LP 합성 모듈 (166) 은 양자화기 (156) 에 의해 생성된 LPC 정보를 사용하여 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 의 합성된 버전들을 생성한다. 고-대역 여기 생성기 (160) 와 LP 합성 모듈 (166) 은 수신기에서 디코더 디바이스에서의 성능을 에뮬레이션하는 로컬 디코더에 포함될 수도 있다. LP 합성 모듈 (166) 의 출력이 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 에 대한 비교를 위해 사용될 수도 있고 파라미터들 (예컨대, 이득 파라미터들) 은 그 비교에 기초하여 조정될 수도 있다.

저-대역 비트 스트림 (142) 과 고-대역 사이드 정보 (172) 는 출력 비트 스트림 (199) 을 생성하기 위해 멀티플렉서 (170) 에 의해 다중화될 수도 있다. 출력 비트 스트림 (199) 은 입력 오디오 신호 (102) 에 대응하는 인코딩된 오디오 신호를 나타낼 수도 있다. 출력 비트 스트림 (199) 은 송신기 (198) 에 의해 (예컨대, 유선, 무선, 또는 광학적 채널을 통해) 송신되고 그리고/또는 저장될 수도 있다. 수신기에서, 오디오 신호 (예컨대, 스피커 또는 다른 출력 디바이스에 제공되는 입력 오디오 신호 (102) 의 복원된 버전) 를 생성하기 위해 디멀티플렉서 (DEMUX), 저-대역 디코더, 고-대역 디코더, 및 필터 뱅크에 의해 역 동작들이 수행될 수도 있다. 저-대역 비트 스트림 (142) 을 나타내는데 사용된 비트들의 수는 고-대역 사이드 정보 (172) 를 나타내는데 사용된 비트들의 수보다 실질적으로 더 많을 수도 있다. 따라서, 출력 비트 스트림 (199) 에서의 비트들의 대부분은 저-대역 데이터를 나타낼 수도 있다. 고대역 사이드 정보 (172) 는 신호 모델에 따라 저-대역 데이터로부터 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 재생성하기 위해 수신기에서 사용될 수도 있다. 예를 들어, 신호 모델은 저-대역 데이터 (예컨대, 저대역 신호 (122)) 및 고-대역 데이터 (예컨대, 고대역 신호들 (124, 125)) 간의 관계들 또는 상관들의 예상된 세트를 나타낼 수도 있다. 따라서, 상이한 신호 모델들이 오디오 데이터의 상이한 종류들 (예컨대, 스피치, 음악 등) 에 대해 사용될 수도 있고, 사용중인 특정 신호 모델은 인코딩된 오디오 데이터의 통신 전에 송신기 및 수신기에 의해 협상될 (또는 업계 표준에 의해 정의될) 수도 있다. 신호 모델을 사용하여, 송신기에서의 고-대역 분석 모듈 (150) 은, 수신기에서의 대응하는 고-대역 분석 모듈이 신호 모델을 사용하여 출력 비트 스트림 (199) 으로부터 고-대역 신호들 (124, 125) 을 복원할 수 있도록 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성할 수도 있다.

도 1의 시스템 (100) 은 도 2a, 도 2b, 및 도 4에 관하여 더 상세히 설명되는 멀티-대역 모드에 따라 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성할 수도 있고, 시스템 (100) 은 도 2a 내지 도 3에 관해 더 상세히 설명되는 단일-대역 모드에 따라 극점-영점 필터링 및 다운-믹싱 동작들에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다. 덧붙여, 고-대역 여기 생성기 (160) 는 단일-대역 모드에 따라 생성된 고-대역 여기 신호 (242) 에 의해 표현되는 입력 오디오 신호 (102) 의 주파수 범위 (예컨대, 6.4 kHz ~ 14.4 kHz) 보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 주파수 범위 (예컨대, 6.4 kHz ~ 16 kHz) 를 총괄하여 나타내는 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성할 수도 있다.

도 2a를 참조하면, 제 1 모드에 따라 도 1의 고-대역 여기 생성기 (160) 에서 사용되는 제 1 컴포넌트들 (160a) 과 제 2 모드에 따라 고-대역 여기 생성기 (160) 에서 사용되는 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 비-제한 구현예의 특정 양태가 도시되어 있다. 예를 들어, 제 1 컴포넌트들 (160a) 과 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는 도 1의 고-대역 여기 생성기 (160) 내에 통합될 수도 있다.

고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 1 컴포넌트들 (160a) 은 제 1 모드에 따라 동작하도록 구성될 수도 있고, 대략 0 Hz와 6.4 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 저-대역 여기 신호 (144) 에 기초하여 대략 0 Hz와 8 kHz 사이의 기저대역 주파수 범위를 차지하는 고-대역 여기 신호 (242) (대략 6.4 kHz와 14.4 kHz 사이의 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응함) 를 생성할 수도 있다. 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 1 컴포넌트들 (160a) 은 제 1 샘플화기 (202), 제 1 비선형 변환 생성기 (204), 극점-영점 필터 (206), 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208), 다운-믹서 (210), 및 제 2 샘플화기 (212) 를 구비한다.

저-대역 여기 신호 (144) 는 제 1 샘플화기 (202) 에 제공될 수도 있다. 저-대역 여기 신호 (144) 는 샘플들의 세트가 12.8 kHz의 샘플링 레이트 (예컨대, 6.4 kHz 저-대역 여기 신호 (144) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 에 대응하므로 제 1 샘플화기 (202) 에 의해 수신될 수도 있다. 예를 들어, 저-대역 여기 신호 (144) 는 저-대역 여기 신호 (144) 의 대역폭의 두 배의 레이트에서 샘플링될 수도 있다. 도 3을 참조하면, 저-대역 여기 신호 (144) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (a) 에 관해 도시되어 있다. 도 3에 예시된 도면들은 실례가 되는 것이고 일부 특징들은 명료함을 위해 강조될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다.

제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 2와 1/2 (예컨대, 2.5) 배만큼 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 5 배로 업-샘플링하고 결과적인 신호를 2 배로 다운-샘플링하여 업-샘플링된 신호 (232) 를 생성할 수도 있다. 저-대역 여기 신호 (144) 를 2와 1/2 배로 업-샘플링하는 것은 저-대역 여기 신호 (144) 의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 6.4 kHz * 2.5 = 16 kHz) 로 확장시킬 수도 있다. 도 3을 참조하면, 업-샘플링된 신호 (232) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (b) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (232) 는 32 kHz (예컨대, 16 kHz 업-샘플링된 신호 (232) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 업-샘플링된 신호 (232) 는 제 1 비선형 변환 필터 (204) 에 제공될 수도 있다.

제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232) 에 기초하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232) 에 대해 비선형 변환 동작 (예컨대, 절대-값 연산 또는 제곱 연산) 을 수행하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 를 생성할 수도 있다. 비선형 변환 동작은 원래 신호 (예컨대, 0 Hz부터 6.4 kHz까지의 저-대역 여기 신호 (144)) 의 고조파를 더 높은 대역 (예컨대, 0 Hz부터 16 kHz까지임) 으로 확장시킬 수도 있다. 도 3을 참조하면, 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (c) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 는 극점-영점 필터 (206) 에 제공될 수도 있다.

극점-영점 필터 (206) 는 대략 14.4 kHz의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터일 수도 있다. 예를 들어, 극점-영점 필터 (206) 는 차단 주파수에서 예리한 감소를 갖는 고차 필터일 수도 있고, 0 Hz와 14.4 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 를 생성하기 위해 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 14.4 kHz와 16 kHz 사이의 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 3을 참조하면, 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (d) 에 관해 도시되어 있다. 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 는 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 로 제공될 수도 있다.

제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 스펙트럼 거울 동작 (mirror operation) (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 콘텐츠들을 플리핑된 신호의 0 Hz부터 16 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 14.4 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 1.6 kHz에 있을 수도 있으며, 필터링된 고조적으로 확장된 신호 (236) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 16 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 은 대략 9.6 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 1.6 kHz와 9.6 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 결과적인 신호 (238) 를 생성하기 위해 "플리핑된" 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 9.6 kHz와 16 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 3을 참조하면, 결과적인 신호 (238) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (e) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (238) 는 다운-믹서 (210) 에 제공될 수도 있다.

다운-믹서 (210) 는 다운-믹스된 신호 (240) 를 생성하기 위해 1.6 kHz와 9.6 kHz 사이의 주파수 범위로부터의 결과적인 신호 (238) 를 기저대역 (예컨대, 0 Hz와 8 kHz 사이의 주파수 범위) 으로 다운-믹스하도록 구성될 수도 있다. 다운-믹서 (210) 는 2-스테이지 힐버트 (Hilbert) 변환들을 사용하여 구현될 수도 있다. 예를 들어, 다운-믹서 (210) 는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 초래할 수도 있는 허수 및 실수 성분들을 갖는 두 개의 5-차 무한 임펄스 응답 (infinite impulse response, IIR) 필터들을 사용하여 구현될 수도 있다. 도 3을 참조하면, 다운-믹스된 신호 (240) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (f) 에 관해 도시되어 있다. 다운-믹스된 신호 (240) 는 제 2 샘플화기 (212) 에 제공될 수도 있다.

제 2 샘플화기 (212) 는 고-대역 여기 신호 (242) 를 생성하기 위해 다운-믹스된 신호 (240) 를 2 배만큼 다운-샘플링 (예컨대, 다운-믹스된 신호 (240) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 다운-믹스된 신호 (240) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 다운-믹스된 신호 (240) 의 주파수 범위를 0 Hz ~ 8 kHz (예컨대, 16 kHz * 0.5 = 8 kHz) 로 감소시키고 샘플링 레이트를 16 kHz로 감소시킬 수도 있다. 도 3을 참조하면, 고-대역 여기 신호 (242) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (f) 에 관해 도시되어 있다. 고-대역 여기 신호 (242) (예컨대, 8 kHz 대역 신호) 는 16 kHz (예컨대, 8 kHz 고-대역 여기 신호 (242) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 도 3의 그래프 (c) 에서의 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 6.4 kHz와 14.4 kHz 사이의 주파수 범위에서의 기저대역 버전의 콘텐츠에 대응할 수도 있다. 제 2 샘플화기 (212) 에서의 다운-샘플링은 콘텐츠를 그것의 결과적인 신호의 스펙트럼 배향으로 복귀시키는 (예컨대, 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 에 의해 야기된 "플립"을 뒤집는) 스펙트럼 플립을 초래할 수도 있다. 본원에서 사용되는 바와 같이, 다운-샘플링은 콘텐츠의 스펙트럼 플립을 초래할 수도 있다는 것이 이해되어야 한다. 도 1의 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) (예컨대, 0 Hz ~ 6.4 kHz) 과 도 1의 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) (예컨대, 0 Hz ~ 3.2 kHz) 은 고-대역 사이드 정보 (172) (예컨대, 에너지 비율들에 기초한 이득 계수들) 를 생성하기 위해 고-대역 여기 신호 (242) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 1 동작 모드에 따라 극점-영점 필터 (206) 및 다운-믹서 (210) 에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 줄이기 위해, 도 1의 고-대역 분석 모듈 (150) 의 고-대역 여기 생성기 (160) 는 도 2a의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예를 통해 예시된 제 2 모드에 따라 동작하여, 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 와 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성할 수도 있다. 덧붙여, 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는 제 1 동작 모드에 따라 고-대역 여기 신호 (242) 에 의해 표현되는 대역폭 (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 6.4 kHz ~ 14.4 kHz 주파수 범위에 걸친 8 kHz 대역폭) 보다는 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 6.4 kHz ~ 16 kHz 주파수 범위에 걸친 9.6 kHz 대역폭) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성할 수도 있다.

고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 성성하도록 구성되는 제 1 경로와 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하도록 구성되는 제 2 경로를 포함할 수도 있다. 제 1 경로와 제 2 경로는 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성하는 것에 관련된 레이턴시를 감소시키도록 병렬로 동작할 수도 있다. 대안적으로, 또는 덧붙여서, 하나 이상의 컴포넌트들은 사이즈 및/또는 비용을 감소시키기 위해 직렬로 또는 파이프라인 구성으로 공유될 수도 있다.

제 1 경로는 제 3 샘플화기 (214), 제 2 비선형 변환 생성기 (218), 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220), 및 제 4 샘플화기 (222) 를 구비한다. 저-대역 여기 신호 (144) 는 제 3 샘플화기 (214) 에 제공될 수도 있다. 제 3 샘플화기 (214) 는 업-샘플링된 신호 (252) 를 생성하기 위해 저-대역 여기 신호 (144) 를 2 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 저-대역 여기 신호 (144) 를 2 배로 업-샘플링하는 것은 저-대역 여기 신호 (144) 의 대역을 0 Hz ~ 12.8 kHz (예컨대, 6.4 kHz * 2 = 12.8 kHz) 로 확장시킬 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 업-샘플링된 신호 (252) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (g) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (252) 는 25.6 kHz (예컨대, 12.8 kHz 업-샘플링된 신호 (252) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 도 4a에 예시된 도면들은 실례가 되는 것이고 일부 특징들은 명료함을 위해 강조될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다. 업-샘플링된 신호 (252) 는 제 2 비선형 변환 필터 (218) 에 제공될 수도 있다.

제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 업-샘플링된 신호 (252) 에 기초하여 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 업-샘플링된 신호 (252) 에 대해 비선형 변환 동작 (예컨대, 절대-값 연산 또는 제곱 연산) 을 수행하여 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 를 생성할 수도 있다. 비선형 변환 동작은 원래 신호 (예컨대, 0 Hz부터 6.4 kHz까지의 저-대역 여기 신호 (144)) 의 고조파를 더 높은 대역 (예컨대, 0 Hz부터 12.8 kHz까지임) 으로 확장시킬 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (h) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 는 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220) 로 제공될 수도 있다.

제 2 플리핑 모듈 (220) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 에 대해 스펙트럼 거울 동작 (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 의 콘텐츠들을 플리핑된 신호의 0 Hz부터 12.8 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 의 12.8 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 0 Hz에 있을 수도 있으며, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 12.8 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 은 대략 6.4 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 6.4 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (256) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 결과적인 신호 (256) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (i) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (256) 는 제 4 샘플화기 (222) 에 제공될 수도 있다.

제 4 샘플화기 (222) 는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 생성하기 위해 결과적인 신호 (256) 를 2 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (256) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (256) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (256) 의 대역을 0 Hz ~ 6.4 kHz (예컨대, 12.8 kHz * 0.5 = 6.4 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (j) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (162) (예컨대, 6.4 kHz 대역 신호) 는 12.8 kHz (예컨대, 6.4 kHz 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 도 1의 제 1 고-대역 신호 (124) (예컨대, 6.4 kHz ~ 12.8 kHz를 차지하는 고-대역 스피치 신호) 의 필터링된 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 2 경로는 제 1 샘플화기 (202), 제 1 비선형 변환 생성기 (204), 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224), 및 제 5 샘플화기 (226) 를 구비한다. 저-대역 여기 신호 (144) 는 제 1 샘플화기 (202) 에 제공될 수도 있다. 제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 2와 1/2 (예컨대, 2.5) 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 5 배로 업-샘플링하고 결과적인 신호를 2 배로 다운-샘플링하여 업-샘플링된 신호 (232) 를 생성할 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 업-샘플링된 신호 (232) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (k) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (232) 는 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 에 제공될 수도 있다.

제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232) 에 기초하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232) 에 대해 비선형 변환 동작을 수행하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 를 생성할 수도 있다. 비선형 변환 동작은 원래 신호 (예컨대, 0 Hz부터 6.4 kHz까지의 저-대역 여기 신호 (144)) 의 고조파를 더 높은 대역 (예컨대, 0 Hz부터 16 kHz까지임) 으로 확장시킬 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (l) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 는 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 로 제공될 수도 있다.

제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 은 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234) 의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 구성될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 은 대략 3.2 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 3.2 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (258) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 3.2 kHz와 16 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 결과적인 신호 (258) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (m) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (258) 는 제 5 샘플화기 (226) 에 제공될 수도 있다.

제 5 샘플화기 (226) 는 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하기 위해 결과적인 신호 (258) 를 5 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (258) 를 1/5 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (258) 를 (예컨대, 32 kHz의 샘플 레이트로) 5 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (258) 의 대역을 0 Hz ~ 3.2 kHz (예컨대, 16 kHz * 0.2 = 3.2 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 4a를 참조하면, 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (n) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고-대역 여기 신호 (164) (예컨대, 3.2 kHz 대역 신호) 는 6.4 kHz (예컨대, 3.2 kHz 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 도 1의 제 2 고-대역 신호 (125) (예컨대, 12.8 kHz ~ 16 kHz를 차지하는 고-대역 스피치 신호) 의 필터링된 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 2 모드 (예컨대, 멀티-대역 모드) 에 따라 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성하도록 구성되는 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는 극점-영점 필터 (206) 와 다운-믹서 (210) 를 바이패스하고 극점-영점 필터 (206) 및 다운-믹서 (210) 에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다는 것이 이해될 것이다. 덧붙여, 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는, 제 1 동작 모드에 따라 생성되는 고-대역 여기 신호 (242) 에 의해 표현되는 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 14.4 kHz) 보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 16 kHz) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성할 수도 있다.

도 2b를 참조하면, 제 2 모드에 따라 고-대역 여기 생성기 (160) 에서 사용되는 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 2 비-제한 구현예가 도시되어 있다. 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 2 구현예는 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 와 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 를 구비할 수도 있다.

저-대역 여기 신호 (144) 는 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 에 제공될 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 는 저-대역 여기 신호 (144) 의 업-샘플링에 기초하여 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호 (162)) 를 생성할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 는 도 2a의 제 3 샘플화기 (214), 도 2a의 제 2 비선형 변환 생성기 (218), 도 2a의 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220), 및 도 2a의 제 4 샘플화기 (222) 를 구비할 수도 있다. 따라서, 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 는 도 2a의 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예의 제 1 경로와 실질적으로 유사한 방식으로 동작할 수도 있다.

제 1 고-대역 여기 신호 (162) 는 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 에 제공될 수도 있다. 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 는 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하기 위해 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 사용하여 백색 잡음을 변조하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 스펙트럼 엔벨로프를 백색 잡음 생성기 (예컨대, 랜덤 또는 의사-랜덤 신호를 생성하는 회로) 의 출력에 적용함으로써 생성될 수도 있다. 따라서, 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 2 비-제한 구현예에 따르면, 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 비-제한 구현예의 제 2 경로는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 및 백색 잡음에 기초하여 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하는 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 로 "대체"될 수도 있다.

비록 도 2a 내지 도 2b가 고-대역 여기 생성기 (160) 의 별개의 동작 모드들에 연관되어 있는 것으로서 제 1 컴포넌트들 (160a) 및 제 2 컴포넌트들 (160b) 을 설명하지만, 다른 양태들에서, 도 1의 고-대역 여기 생성기 (160) 는 제 1 모드에서 또한 동작하도록 구성되는 일 없이 제 2 모드에서 동작하도록 구성될 수도 있다 (예컨대, 고-대역 여기 생성기 (160) 는 극점-영점 필터 (206) 와 다운-믹서 (210) 를 생략할 수도 있다). 비록 제 2 컴포넌트들 (160b) 의 제 1 구현예는 도 2a에서 두 개의 비선형 변환 생성기들 (204, 218) 을 포함하는 것으로서 묘사되지만, 다른 양태들에서 단일 비선형 변환 생성기가 저-대역 여기 신호 (144) 에 기초하여 단일의 고조적으로 확장된 신호를 생성하도록 사용될 수도 있다. 단일의 고조적으로 확장된 신호는 추가적인 프로세싱을 위해 제 1 경로와 제 2 경로에 제공될 수도 있다.

도 2a 내지 도 4a는 SWB 코딩 고-대역 여기 생성을 예시한다. 도 2a 내지 도 4a에 관해 설명되는 기법들 및 샘플링 비율들은 전대역 (FB) 코딩에 적용될 수도 있다. 비제한적 예로서, 도 2a, 도 2b, 및 도 4a에 관해 설명되는 제 2 동작 모드는 FB 코딩에 적용될 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 제 2 동작 모드가 FB 코딩에 관해 예시되어 있다. 도 4b에서의 제 2 동작 모드는 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 에 관해 설명된다.

대략 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸친 주파수 범위를 갖는 저-대역 여기 신호가 제 3 샘플화기 (214) 에 제공될 수도 있다. 제 3 샘플화기 (214) 는 업-샘플링된 신호 (252b) 를 생성하기 위해 저-대역 여기 신호 (144) 를 2 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 저-대역 여기 신호 (144) 를 2 배로 업-샘플링하는 것은 저-대역 여기 신호 (144) 의 주파수 범위를 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 8 kHz * 2 = 16 kHz) 로 확장시킬 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 업-샘플링된 신호 (252b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (a) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (252b) 는 32 kHz (예컨대, 16 kHz 업-샘플링된 신호 (252) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다. 업-샘플링된 신호 (252b) 는 제 2 비선형 변환 필터 (218) 에 제공될 수도 있다.

제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 업-샘플링된 신호 (252b) 에 기초하여 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 업-샘플링된 신호 (252b) 에 대해 비선형 변환 동작 (예컨대, 절대-값 연산 또는 제곱 연산) 을 수행하여 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 를 생성할 수도 있다. 비선형 변환 동작은 원래 신호 (예컨대, 0 Hz부터 8 kHz까지의 저-대역 여기 신호) 의 고조파를 더 높은 대역 (예컨대, 0 Hz부터 16 kHz까지임) 으로 확장시킬 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (b) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 는 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220) 로 제공될 수도 있다.

제 2 플리핑 모듈 (220) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 에 대해 스펙트럼 거울 동작 (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 의 콘텐츠들을 플리핑된 신호의 0 Hz부터 16 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 의 16 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 0 Hz에 있을 수도 있으며, 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254b) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 16 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 은 대략 8 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 8 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (256b) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 8 kHz와 16 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 결과적인 신호 (256b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (c) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (256b) 는 제 4 샘플화기 (222) 에 제공될 수도 있다.

제 4 샘플화기 (222) 는 대략 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸친 제 1 고-대역 여기 신호 (162b) 를 생성하기 위해 결과적인 신호 (256b) 를 2 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (256b) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (256b) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (256b) 의 대역을 0 Hz ~ 8 kHz (예컨대, 16 kHz * 0.5 = 8 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 제 1 고-대역 여기 신호 (162b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (d) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (162b) (예컨대, 8 kHz 대역 신호) 는 16 kHz (예컨대, 8 kHz 제 1 고-대역 여기 신호 (162b) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 제 1 고-대역 신호 (예컨대, 8 kHz ~ 16 kHz를 차지하는 고-대역 스피치 신호) 의 필터링된 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 제 1 고-대역 여기 신호 (162b) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

저-대역 여기 신호는 제 1 샘플화기 (202) 에 제공될 수도 있다. 제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호를 2와 1/2 (예컨대, 2.5) 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 샘플화기 (202) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 5 배로 업-샘플링하고 결과적인 신호를 2 배로 다운-샘플링하여 업-샘플링된 신호 (232b) 를 생성할 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 업-샘플링된 신호 (232b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (e) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (232b) 는 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 에 제공될 수도 있다.

제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232b) 에 기초하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234b) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232b) 에 대해 비선형 변환 동작을 수행하여 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234b) 를 생성할 수도 있다. 비선형 변환 동작은 원래 신호 (예컨대, 0 Hz부터 8 kHz까지의 저-대역 여기 신호) 의 고조파를 더 높은 대역 (예컨대, 0 Hz부터 20 kHz까지임) 으로 확장시킬 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (f) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234b) 는 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 로 제공될 수도 있다.

제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 은 제 1 고조적으로 확장된 신호 (234b) 의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 구성될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 은 대략 4 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 4 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (258b) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 4 kHz와 20 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 결과적인 신호 (258b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (g) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (258b) 는 제 5 샘플화기 (226) 에 제공될 수도 있다.

제 5 샘플화기 (226) 는 제 2 고-대역 여기 신호 (164b) 를 생성하기 위해 결과적인 신호 (258b) 를 5 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (258) 를 1/5 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (258b) 를 (예컨대, 40 kHz의 샘플 레이트로) 5 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (258b) 의 대역을 0 Hz ~ 4 kHz (예컨대, 20 kHz * 0.2 = 4 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 4b를 참조하면, 제 2 고-대역 여기 신호 (164b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (h) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고-대역 여기 신호 (164b) (예컨대, 4 kHz 대역 신호) 는 8 kHz (예컨대, 4 kHz 제 2 고-대역 여기 신호 (164b) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 16 kHz ~ 20 kHz를 차지하는 고-대역 스피치 신호의 필터링된 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 제 2 고-대역 여기 신호 (164b) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 2 모드 (예컨대, 멀티-대역 모드) 에 따라 고-대역 여기 신호들 (162b, 164b) 을 생성하도록 구성되는 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 은 극점-영점 필터 (206) 와 다운-믹서 (210) 를 바이패스하고 극점-영점 필터 (206) 및 다운-믹서 (210) 에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다는 것이 이해될 것이다. 덧붙여, 고-대역 여기 생성기 (160) 의 제 2 컴포넌트들 (160b) 은 입력 오디오 신호 (102) 의 더 큰 대역폭 (예컨대, 8 kHz ~ 20 kHz) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 여기 신호들 (162b, 164b) 을 생성할 수도 있다.

도 5를 참조하면, 제 1 모드에 따라 동작하도록 구성되는 도 1의 고-대역 생성 회로 (106) 에서 사용되는 제 1 컴포넌트들 (106a) 의 특정 양태와 제 2 모드에 따라 동작하도록 구성되는 고-대역 생성 회로 (106) 에서 사용되는 제 2 컴포넌트들 (106b) 의 특정 양태가 도시되어 있다.

제 1 모드에 따라 동작하도록 구성되는 고-대역 생성 회로 (106) 의 제 1 컴포넌트들 (106a) 은 입력 오디오 신호 (102) 에 기초하여 (대략 6.4 kHz와 14.4 kHz 사이의 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응하는) 대략 0 Hz와 8 kHz 사이의 기저대역 주파수 범위를 차지하는 고-대역 신호 (540) 의 기저대역 버전을 생성할 수도 있다. 고-대역 생성 회로 (106) 의 제 1 컴포넌트들 (106a) 은 극점-영점 필터 (502), 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (504), 다운-믹서 (506), 및 제 1 샘플화기 (508) 를 구비한다.

입력 오디오 신호 (102) 는 32 kHz (예컨대, 16 kHz 입력 오디오 신호 (102) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 예를 들어, 입력 오디오 신호 (102) 는 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭의 두 배의 레이트에서 샘플링될 수도 있다. 도 6을 참조하면, 입력 오디오 신호의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (a) 에 관해 도시되어 있다. 입력 오디오 신호 (102) 는 0 Hz와 6.4 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 저-대역 스피치를 포함할 수도 있고, 입력 오디오 신호 (102) 는 6.4 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 고-대역 스피치를 포함할 수도 있다. 도 6에 예시된 도면들은 실례가 되는 것이고 일부 특징들은 명료함을 위해 강조될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다. 입력 오디오 신호 (102) 는 극점-영점 필터 (502) 에 제공될 수도 있다.

극점-영점 필터 (502) 는 대략 14.4 kHz의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터일 수도 있다. 예를 들어, 극점-영점 필터 (502) 는 차단 주파수에서 예리한 감소를 갖는 고차 필터일 수도 있고, 0 Hz와 14.4 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호 (102) 의 고-주파수 성분들을 제거 (예컨대, 14.4 kHz와 16 kHz 사이의 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 6을 참조하면, 입력 오디오 신호 (532) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (b) 에 관해 도시되어 있다. 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 는 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (504) 에 제공될 수도 있다.

제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (504) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 에 대해 거울 동작 (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 의 콘텐츠들을 0 Hz부터 16 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 의 14.4 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 1.6 kHz에 있을 수도 있으며, 필터링된 입력 오디오 신호 (532) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 16 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (208) 은 대략 9.6 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 1.6 kHz와 9.6 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (534) (고-대역을 나타냄) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 9.6 kHz와 16 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 6을 참조하면, 결과적인 신호 (534) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (c) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (534) 는 다운-믹서 (506) 에 제공될 수도 있다.

다운-믹서 (506) 는 다운-믹스된 신호 (536) 를 생성하기 위해 1.6 kHz와 9.6 kHz 사이의 주파수 범위로부터의 결과적인 신호 (534) 를 기저대역 (예컨대, 0 Hz와 8 kHz 사이의 주파수 범위) 으로 다운-믹스하도록 구성될 수도 있다. 도 6을 참조하면, 다운-믹스된 신호 (536) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (d) 에 관해 도시되어 있다. 다운-믹스된 신호 (536) 는 제 1 샘플화기 (508) 에 제공될 수도 있다.

제 1 샘플화기 (508) 는 고-대역 신호의 기저대역 버전 (540) 을 생성하기 위해 다운-믹스된 신호 (536) 를 2 배만큼 다운-샘플링 (예컨대, 다운-믹스된 신호 (536) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 다운-샘플링된 신호 (536) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 다운-믹스된 신호 (536) 의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 32 kHz * 0.5 = 16 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 6을 참조하면, 고-대역 신호의 기저대역 버전 (540) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (e) 에 관해 도시되어 있다. 고-대역 신호의 기저대역 버전 (540) (예컨대, 8 kHz 대역 신호) 은 16 kHz의 샘플 레이트를 가질 수도 있고 6.4 kHz와 14.4 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들의 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 고-대역 신호의 기저대역 버전 (540) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 도 2a의 고-대역 여기 신호 (242) 의 대응하는 주파수 성분들 또는 도 1 내지 도 2b의 제 1 및 제 2 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 1 동작 모드에 따라 극점-영점 필터 (502) 및 다운-믹서 (506) 에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 줄이게 위해, 고-대역 생성 회로 (106) 는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성하기 위해 제 2 모드에 따라 동작하도록 구성될 수도 있다. 덧붙여, 고-대역 생성 회로 (106) 는 제 1 동작 모드에 따라 고-대역 신호 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 14.4 kHz에서의 8 kHz 대역폭) 의 기저대역 버전 (540) 에 의해 표현되는 대역폭 성분보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 성분 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 16 kHz에서의 9.6 kHz 대역폭) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성할 수도 있다.

고-대역 생성 회로 (106) 의 제 2 컴포넌트들 (106b) 은 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 을 생성하도록 구성되는 제 1 경로와 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 을 생성하도록 구성되는 제 2 경로를 포함할 수도 있다. 제 1 경로와 제 2 경로는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 의 생성에 연관되는 프로세싱 시간들을 감소시키기 위해 병렬로 동작할 수도 있다. 대안적으로, 또는 덧붙여서, 하나 이상의 컴포넌트들은 사이즈 및/또는 비용을 감소시키기 위해 직렬로 또는 파이프라인 구성으로 공유될 수도 있다.

제 1 경로는 제 2 샘플화기 (510), 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512), 및 제 3 샘플화기 (516) 를 구비한다. 입력 오디오 신호 (102) 는 제 2 샘플화기 (510) 로 제공될 수도 있다. 제 2 샘플화기 (510) 는 다운-샘플링된 신호 (542) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호 (102) 를 5/4 배로 다운-샘플링 (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 를 4/5 배로 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 를 5/4 배로 다운-샘플링하는 것은 입력 오디오 신호 (102) 의 대역을 0 Hz ~ 12.8 kHz (예컨대, 16 kHz * (4/5) = 12.8 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7a를 참조하면, 다운-샘플링된 신호 (542) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (f) 에 관해 도시되어 있다. 다운-샘플링된 신호 (542) 는 25.6 kHz (예컨대, 12.8 kHz 다운-샘플링된 신호 (542) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 도 7a에 예시된 도면들은 실례가 되는 것이고 일부 특징들은 명료함을 위해 강조될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다. 다운-샘플링된 신호 (542) 는 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 에 제공될 수도 있다.

제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 다운-샘플링된 신호 (542) 에 대해 거울 동작 (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 다운-샘플링된 신호 (542) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 필터링된 다운-샘플링된 신호 (542) 의 콘텐츠들을 0 Hz부터 12.8 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 다운-샘플링된 신호 (542) 의 12.8 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 0 Hz에 있을 수도 있고, 다운-샘플링된 신호 (542) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 12.8 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 은 대략 6.4 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 6.4 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (544) (고-대역을 나타냄) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 7a를 참조하면, 결과적인 신호 (544) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (g) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (544) 는 제 3 샘플화기 (516) 에 제공될 수도 있다.

제 3 샘플화기 (516) 는 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (544) 를 2 배만큼 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (544) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (544) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (544) 의 대역을 0 Hz ~ 12.8 kHz (예컨대, 25.6 kHz * 0.5 = 12.8 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7a를 참조하면, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (h) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) (예컨대, 6.4 kHz 대역 신호) 은 12.8 kHz (예컨대, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 6.4 kHz 기저대역 버전 (126) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들의 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 도 1 내지 도 2b의 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 2 경로는 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 과 제 4 샘플화기 (520) 를 포함한다. 입력 오디오 신호 (102) 는 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 에 제공될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 은 대략 12.8 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 고역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 그 고역-통과 필터는 12.8 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 필터링된 입력 오디오 신호를 생성하기 위해 입력 오디오 신호의 저-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 0 Hz와 12.8 kHz 사이의 입력 오디오 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 은 결과적인 신호 (546) 를 생성하기 위해 필터링된 입력 오디오 신호의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 또한 구성될 수도 있다. 도 7a를 참조하면, 결과적인 신호 (546) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (i) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (546) 는 제 4 샘플화기 (520) 에 제공될 수도 있다.

제 4 샘플화기 (520) 는 6.4 kHz의 샘플 레이트를 갖는 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (546) 를 5 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (546) 를 1/5 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (546) 를 5 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (546) 의 대역을 0 Hz ~ 3.2 kHz (예컨대, 16 kHz * 0.2 = 3.2 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7a를 참조하면, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (j) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) (예컨대, 3.2 kHz 대역 신호) 은 6.4 kHz의 샘플 레이트 (예컨대, 3.2 kHz 제 2 고-대역 신호 (125) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 를 가질 수도 있고 입력 오디오 신호 (102) 의 12.8 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 성분들의 기저대역 버전에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 고-대역 사이드 정보 (172) 를 생성하기 위해 도 1 내지 도 2b의 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 대응하는 주파수 성분들과 비교될 수도 있다.

제 2 모드 (예컨대, 멀티-대역 모드) 에 따라 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성하도록 구성되는 고-대역 생성 회로 (106) 의 제 2 컴포넌트들 (106b) 은, 제 1 모드 (예컨대, 단일-대역 모드) 에 따라 동작하는 것과 비교하여 극점-영점 필터 (502) 및 다운-믹서 (506) 에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다는 것이 이해될 것이다. 덧붙여, 고-대역 생성 회로 (106) 는 제 1 동작 모드에 따라 생성된 고-대역 신호 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 14.4 kHz에서의 8 kHz 대역폭) 의 기저대역 버전 (540) 에 의해 표현되는 대역폭보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 16 kHz의 9.6 kHz 대역폭) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성할 수도 있다. 비록 도 5는 제 1 컴포넌트들 (106a) 및 제 2 컴포넌트들 (106b) 을 고-대역 생성 회로 (106) 의 별개의 모드들에 연관되어 있는 것으로서 설명하지만, 다른 양태들에서, 도 1의 고-대역 생성 회로 (106) 는 제 1 모드에서 또한 동작하도록 구성되는 일 없이 제 2 모드에서 동작하도록 구성될 수도 있다 (예컨대, 고-대역 생성 회로 (106) 는 극점-영점 필터 (502) 와 다운-믹서 (506) 를 생략할 수도 있다).

도 5 내지 도 7a는 SWB 코딩 고-대역 생성을 예시한다. 도 5 내지 도 7a에 관해 설명되는 기법들 및 샘플링 비율들은 전대역 (FB) 코딩에 적용될 수도 있다. 비제한적 예로서, 도 5와 도 7a에 관해 설명되는 제 2 동작 모드는 FB 코딩에 적용될 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 제 2 동작 모드가 FB 코딩에 관해 예시되어 있다. 도 7b에서의 제 2 동작 모드는 고-대역 생성 회로 (106) 의 제 2 컴포넌트들 (106b) 에 관해 설명된다.

0 Hz부터 20 kHz까지에 걸친 주파수를 갖는 입력 오디오 신호가 제 2 샘플화기 (510) 로 제공될 수도 있다. 제 2 샘플화기 (510) 는 다운-샘플링된 신호 (542b) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호를 5/4 배로 다운-샘플링 (예컨대, 입력 오디오 신호를 4/5 배로 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 입력 오디오 신호를 5/4 배로 다운-샘플링하는 것은 입력 오디오 신호의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 20 kHz * (4/5) = 16 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 다운-샘플링된 신호 (542b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (a) 에 관해 도시되어 있다. 다운-샘플링된 신호 (542b) 는 32 kHz (예컨대, 16 kHz 다운-샘플링된 신호 (542b) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 다운-샘플링된 신호 (542b) 는 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 에 제공될 수도 있다.

제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 은 "플리핑된" 신호를 생성하기 위해 다운-샘플링된 신호 (542b) 에 대해 거울 동작 (예컨대, 스펙트럼을 "플리핑"하는 동작) 을 수행하도록 구성될 수도 있다. 다운-샘플링된 신호 (542b) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 필터링된 다운-샘플링된 신호 (542b) 의 콘텐츠들을 0 Hz부터 16 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 다운-샘플링된 신호 (542b) 의 16 kHz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 0 Hz에 있을 수도 있고, 다운-샘플링된 신호 (542) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 플리핑된 신호의 16 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 은 대략 8 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저역 통과 필터는 0 Hz와 8 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 결과적인 신호 (544b) (고-대역을 나타냄) 를 생성하기 위해 플리핑된 신호의 고-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 8 kHz와 16 kHz 사이의 플리핑된 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 결과적인 신호 (544b) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (b) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (544b) 는 제 3 샘플화기 (516) 에 제공될 수도 있다.

제 3 샘플화기 (516) 는 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (544b) 를 2 배만큼 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (544b) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (544b) 를 2 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (544b) 의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 32 kHz * 0.5 = 16 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (c) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) (예컨대, 8 kHz 대역 신호) 은 16 kHz (예컨대, 제 1 고-대역 신호 (124) 의 8 kHz 기저대역 버전 (126) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 8 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호의 성분들의 기저대역 버전에 대응할 수도 있다.

0 Hz부터 20 kHz까지에 걸친 입력 오디오 신호는 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 에 또한 제공될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 은 대략 16 kHz에서의 차단 주파수를 갖는 고역 통과 필터 (도시되지 않음) 를 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 그 고역-통과 필터는 16 kHz와 20 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 필터링된 입력 오디오 신호를 생성하기 위해 입력 오디오 신호의 저-주파수 성분들을 필터링 제거 (예컨대, 0 Hz와 16 kHz 사이의 입력 오디오 신호의 성분들을 필터링 제거) 하도록 구성될 수도 있다. 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 은 결과적인 신호 (546b) 를 생성하기 위해 필터링된 입력 오디오 신호의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 또한 구성될 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 결과적인 신호 (546) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (d) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (546b) 는 제 4 샘플화기 (520) 에 제공될 수도 있다.

제 4 샘플화기 (520) 는 8 kHz의 샘플 레이트를 갖는 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (546b) 를 5 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (546b) 를 1/5 배만큼 업-샘플링) 하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (546b) 를 5 배로 다운-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (546b) 의 대역을 0 Hz ~ 4 kHz (예컨대, 20 kHz * 0.2 = 4 kHz) 로 감소시킬 수도 있다. 도 7b를 참조하면, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (e) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) (예컨대, 4 kHz 대역 신호) 은 8 kHz의 샘플 레이트 (예컨대, 4 kHz 제 2 고-대역 신호 (125) 의 나이퀴스트 샘플링 레이트) 를 가질 수도 있고 0 Hz부터 20 kHz에 걸친 입력 오디오 신호의 16 kHz와 20 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 성분들의 기저대역 버전에 대응할 수도 있다.

제 2 모드 (예컨대, 멀티-대역 모드) 에 따라 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성하도록 구성되는 고-대역 생성 회로 (106) 의 제 2 컴포넌트들 (106b) 은, 제 1 모드 (예컨대, 단일-대역 모드) 에 따라 동작하는 것과 비교하여 극점-영점 필터 (502) 및 다운-믹서 (506) 에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다는 것이 이해될 것이다.

도 8을 참조하면, 듀얼 고-대역 여기를 사용하여 오디오 신호의 고-대역 부분을 복원하도록 동작 가능한 시스템 (800) 의 특정 양태가 도시되어 있다. 시스템 (800) 은 고-대역 여기 생성기 (802), 고-대역 합성 필터 (804), 제 1 조정기 (806), 제 2 조정기 (808), 및 듀얼-고-대역 신호 생성기 (810) 를 구비한다. 특정 양태에서, 시스템 (800) 은 디코딩 시스템 또는 장치 속으로 (예컨대, 무선 전화기 또는 코덱에) 통합될 수도 있다. 다른 특정 양태들에서, 시스템 (800) 은 실례가 되는 비제한적 예들로서 셋탑 박스, 음악 플레이어, 비디오 플레이어, 엔트테인먼트 유닛, 내비게이션 디바이스, 통신 디바이스, PDA, 고정 로케이션 데이터 유닛, 또는 컴퓨터에 통합될 수도 있다. 일부 양태들에서, 시스템 (800) 의 컴포넌트들은 고-대역 사이드 정보 (172) (예컨대, 이득 비율들) 를 결정하기 위해 디코더 동작들을 복제하도록 구성되는 인코더의 로컬 디코더 부분 (예컨대, 고-대역 여기 생성기 (802) 는 도 1의 고-대역 여기 생성기 (160) 에 대응할 수도 있고 고-대역 합성 필터 (804) 는 도 1의 LP 합성 모듈 (166) 에 대응할 수도 있음) 에 포함될 수도 있다.

고-대역 여기 생성기 (802) 는 비트 스트림 (199) (예컨대, 비트 스트림 (199) 은 모바일 디바이스의 수신기를 통해 수신될 수도 있음) 에서의 저-대역 비트 스트림 (142) 의 부분으로서 수신되는 저-대역 여기 신호 (144) 에 기초하여 제 1 고-대역 여기 신호 (862) 및 제 2 고-대역 여기 신호 (864) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (862) 는 도 1 내지 도 2b의 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 복원된 버전에 해당할 수도 있고, 제 2 고-대역 여기 신호 (864) 는 도 1 내지 도 2b의 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 복원된 버전에 해당할 수도 있다. 예를 들어, 고-대역 여기 생성기 (802) 는 제 1 고-대역 여기 생성기 (896) 와 제 2 고-대역 여기 생성기 (898) 를 구비할 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 생성기 (896) 는 도 2b의 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 와 실질적으로 유사한 방식으로 동작할 수도 있고, 제 2 고-대역 여기 생성기 (898) 는 도 2b의 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 와 실질적으로 유사한 방식으로 동작할 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (862) 는 대략 0 Hz와 6.4 kHz 사이의 기저대역 주파수 범위를 가질 수도 있고, 제 2 고-대역 여기 신호 (864) 는 대략 0 Hz와 3.2 kHz 사이의 기저대역 주파수 범위를 가질 수도 있다. 고-대역 여기 신호들 (862, 864) 은 고-대역 합성 필터 (804) 에 제공될 수도 있다.

고-대역 합성 필터 (804) 는 고-대역 여기 신호들 (862, 864) 과 고-대역 사이드 정보 (172) 로부터의 LPC들에 기초하여 제 1 기저대역 합성된 신호 (822) 와 제 2 기저대역 합성된 신호 (824) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, 고-대역 사이드 정보 (172) 는 비트 스트림 (199) 을 통해 고-대역 합성 필터 (804) 에 제공될 수도 있다. 제 1 기저대역 합성된 신호 (822) 는 입력 오디오 신호 (102) 의 6.4 kHz ~ 12.8 kHz 주파수 대역의 성분들을 나타낼 수도 있고, 제 2 기저대역 합성된 신호 (824) 는 입력 오디오 신호 (102) 의 12.8 kHz ~ 16 kHz 주파수 대역의 성분들을 나타낼 수도 있다. 제 1 기저대역 합성된 신호 (822) 는 제 1 조정기 (806) 에 제공될 수도 있고, 제 2 기저대역 합성된 신호 (824) 는 제 2 조정기 (808) 에 제공될 수도 있다.

제 1 조정기 (806) 는 제 1 기저대역 합성된 신호 (822) 와 고-대역 사이드 정보 (172) 로부터의 이득 조정 파라미터들에 기초하여 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 제 2 조정기 (808) 는 제 2 기저대역 합성된 신호 (824) 와 고-대역 사이드 정보 (172) 로부터의 이득 조정 파라미터들에 기초하여 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 를 생성하도록 구성될 수도 있다. 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 는 6.4 kHz의 기저대역 대역폭을 가질 수도 있고, 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 는 3.2 kHz의 기저대역 대역폭을 가질 수도 있다. 이득 조정된 기저대역 합성된 신호들 (832, 834) 은 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 에 제공될 수도 있다.

듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 의 주파수 스펙트럼을 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 속으로 시프트하도록 구성될 수도 있다. 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 는 대략 6.4 kHz ~ 12.8 kHz의 범위의 주파수 대역을 가질 수도 있다. 예를 들어, 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 는 6.4 kHz ~ 12.8 kHz 범위의 입력 오디오 신호 (102) 의 복원된 버전에 대응할 수도 있다. 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 의 주파수 스펙트럼을 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 속으로 시프트하도록 구성될 수도 있다. 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 는 대략 12.8 kHz ~ 16 kHz 범위의 주파수 범위를 가질 수도 있다. 예를 들어, 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 는 12.8 kHz ~ 16 kHz 범위의 입력 오디오 신호 (102) 의 복원된 버전에 대응할 수도 있다. 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 의 동작들은 도 9를 참조하여 더 상세히 설명된다.

도 9를 참조하면, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 의 특정 양태가 도시되어 있다. 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 를 생성하도록 구성되는 제 1 경로와 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 를 생성하도록 구성되는 제 2 경로를 포함할 수도 있다. 제 1 경로와 제 2 경로는 합성된 고-대역 신호들 (842, 844) 을 생성하는 것에 연관된 프로세싱 시간들을 감소시키도록 병렬로 동작할 수도 있다. 대안적으로, 또는 덧붙여서, 하나 이상의 컴포넌트들은 사이즈 및/또는 비용을 감소시키기 위해 직렬로 또는 파이프라인 구성으로 공유될 수도 있다.

제 1 경로는 제 1 샘플화기 (902), 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (904), 및 제 2 샘플화기 (906) 를 구비한다. 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 는 제 1 샘플화기 (902) 에 제공될 수도 있다. 도 10을 참조하면, 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (a) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 는 6.4 kHz의 기저대역 대역폭을 가질 수도 있고, 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 는 12.8 kHz (예컨대, 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 도 10에 예시된 도면들은 실례가 되는 것이고 일부 특징들은 명료함을 위해 강조될 수도 있다. 그 도면들은 축척대로 반드시 그려지지는 않았다.

제 1 샘플화기 (902) 는 업-샘플링된 신호 (922) 를 생성하기 위해 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 를 2 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 를 2 배로 업-샘플링하는 것은 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832) 의 대역을 0 Hz ~ 12.8 kHz (예컨대, 6.4 kHz * 2 = 12.8 kHz) 로 확장시킬 수도 있다. 도 10을 참조하면, 업-샘플링된 신호 (922) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (b) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (922) 는 25.6 kHz (예컨대, 그 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 업-샘플링된 신호 (922) 는 제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (904) 에 제공될 수도 있다.

제 1 스펙트럼 플리핑 모듈 (904) 은 결과적인 신호 (924) 를 생성하기 위해 업-샘플링된 신호 (922) 의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 구성될 수도 있다. 업-샘플링된 신호 (922) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 업-샘플링된 신호 (922) 의 콘텐츠들을 0 Hz부터 12.8 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 업-샘플링된 신호 (922) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 결과적인 신호 (924) 의 12.8 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 도 10을 참조하면, 결과적인 신호 (924) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (c) 에 관해 도시되어 있다. 결과적인 신호 (924) 는 제 2 샘플화기 (906) 에 제공될 수도 있다.

제 2 샘플화기 (906) 는 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 를 생성하기 위해 결과적인 신호 (924) 를 5/4 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 결과적인 신호 (924) 를 5/4 배로 업-샘플링하는 것은 결과적인 신호 (924) 의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 12.8 kHz * (5/4) = 16 kHz) 로 증가시킬 수도 있고 직각위상 거울 필터 (quadrature mirror filter, QMF) 에 의해 형성될 수도 있다. 도 10을 참조하면, 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (d) 에 관해 도시되어 있다. 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 는 32 kHz (예컨대, 그 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 입력 오디오 신호의 6.4 kHz ~ 12.8 kHz 주파수 대역의 복원된 버전에 대응할 수도 있다.

제 2 경로는 제 3 샘플화기 (908) 와 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (910) 을 구비한다. 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 는 제 3 샘플화기 (908) 에 제공될 수도 있다. 도 10을 참조하면, 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (e) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 는 3.2 kHz의 기저대역 대역폭을 가질 수도 있고, 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 는 6.4 kHz (예컨대, 그 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다.

제 3 샘플화기 (908) 는 업-샘플링된 신호 (926) 를 생성하기 위해 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 를 5 배로 업-샘플링하도록 구성될 수도 있다. 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 를 5 배로 업-샘플링하는 것은 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834) 의 대역을 0 Hz ~ 16 kHz (예컨대, 3.2 kHz * 2 = 16 kHz) 로 확장시킬 수도 있다. 도 10을 참조하면, 업-샘플링된 신호 (926) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (f) 에 관해 도시되어 있다. 업-샘플링된 신호 (926) 는 32 kHz (예컨대, 그 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있다. 업-샘플링된 신호 (926) 는 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (910) 에 제공될 수도 있다.

제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (910) 은 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 를 생성하기 위해 업-샘플링된 신호 (926) 의 스펙트럼을 "플리핑"하도록 구성될 수도 있다. 업-샘플링된 신호 (926) 의 스펙트럼을 플리핑하는 것은 업-샘플링된 신호 (926) 의 콘텐츠들을 0 Hz부터 16 kHz까지에 이르는 스펙트럼의 대향 말단들로 변경 (예컨대, "플리핑") 할 수도 있다. 예를 들어, 업-샘플링된 신호 (922) 의 0 Hz에서의 콘텐츠는 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 의 16 kHz에 있을 수도 있고, 업-샘플링된 신호의 3.2 kHz에서의 콘텐츠는 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 의 12.8 kHz에 있을 수도 있다는 등등이다. 도 10을 참조하면, 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 그래프 (g) 에 관해 도시되어 있다. 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 는 32 kHz (예컨대, 그 나이퀴스트 샘플링 레이트) 로 샘플링될 수도 있고 12.8 kHz ~ 16 kHz에 이르는 입력 오디오 신호의 복원된 버전에 대응할 수도 있다.

듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 이득 조정된 기저대역 합성된 신호들 (832, 834) 을 합성된 고-대역 신호들 (842, 844) 로 변환하는 것에 연관된 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다는 것이 이해될 것이다. 예를 들어, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 단일-대역 접근법에서 사용되는 다운-믹서에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다. 덧붙여, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 에 의해 생성되는 합성된 고-대역 신호들 (842, 844) 은 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 14.4 kHz에서의) 단일 대역을 사용하여 생성되는 합성된 고-대역 신호의 대역폭보다 더 큰 (예컨대, 주파수 범위 6.4 kHz ~ 16 kHz에서의) 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭을 나타낼 수도 있다. 합성된 오디오 신호의 특정 실례가 되는 비제한적 예가 도 10의 그래프 (h) 에 관해 도시되어 있다.

도 11을 참조하면, 기저대역 신호들을 생성하기 위한 방법 (1100) 의 특정 양태의 흐름도가 도시되어 있다. 그 방법 (1100) 은 도 1의 시스템 (100), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 1과 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 또는 그것들의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다. 예를 들어, 제 1 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성하기 위해 고-대역 여기 생성기 (160) 에 의해 수행될 수도 있다. 제 2 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성하기 위해 고-대역 생성 회로 (106) 에 의해 수행될 수도 있다.

그 방법 (1100) 은, 1102에서는, 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 그 방법 (1100) 은, 1104에서는, 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호와 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계를 또한 포함한다.

제 1 양태에 따르면, 그 오디오 신호는 분석 필터 뱅크 (110) 에서 수신된 32 kHz로 샘플링된 입력 오디오 신호일 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 제 1 고-대역 여기 신호이고, 제 2 기저대역 신호는 제 2 고-대역 여기 신호이다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 고-대역 여기 생성기 (160) 는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) (예컨대, 제 1 기저대역 신호) 와 제 2 고-대역 여기 신호 (164) (예컨대, 제 2 기저대역 신호) 를 생성할 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 는 제 1 고-대역 신호 (124) (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역) 에 대응하는 기저대역 주파수 범위 (예컨대, 대략 0 Hz와 6.4 kHz 사이) 를 가질 수도 있다. 예를 들어, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분은 6.4 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호의 성분들에 대응할 수도 있다. 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 의 기저대역 주파수는 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 필터링된 성분들에 대응할 수도 있다. 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 는 제 2 고-대역 신호 (125) (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역) 에 대응하는 기저대역 주파수 범위 (예컨대, 대략 0 Hz와 3.2 kHz 사이) 를 가질 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 의 기저대역 주파수는 12.8 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응할 수도 있다.

방법 (1100) 의 제 1 양태에 따르면, 제 1 기저대역 신호와 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계는, 보코더의 고-대역 인코더에서, 보코더의 저-대역 인코더에 의해 생성된 저-대역 여기 신호를 수신하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 고-대역 분석 모듈 (150) 은 저-대역 분석 모듈 (130) 에 의해 생성된 저-대역 여기 신호 (144) 를 수신할 수도 있다. 방법 (1100) 의 제 1 양태에 따르면, 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 제 1 업-샘플링된 신호를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링 비율에 따라 저-대역 여기 신호를 업-샘플링하는 것을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 3 샘플화기 (214) 는 업-샘플링된 신호 (252) 를 생성하기 위해 저-대역 여기 신호 (144) 를 2 배만큼 업-샘플링할 수도 있다. 방법 (1100) 의 제 1 양태에 따르면, 제 2 기저대역 신호를 생성하는 것은 제 2 업-샘플링된 신호를 생성하기 위해 제 2 업-샘플링 비율에 따라 저-대역 여기 신호를 업-샘플링하는 것을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 1 샘플화기 (202) 는 업-샘플링된 신호 (232) 를 생성하기 위해 저-대역 여기 신호 (144) 를 2와 1/2 배만큼 업-샘플링할 수도 있다.

제 1 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 제 1 고조적으로 확장된 신호를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링된 신호에 대해 비선형 변환 동작을 수행하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 업-샘플링된 신호 (252) 에 대해 비선형 변환 동작을 수행하여 고조적으로 확장된 신호 (254) 를 생성할 수도 있다. 제 1 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 제 1 대역폭-확장된 신호를 생성하기 위해 제 1 고조적으로 확장된 신호에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220) 은 신호 (256) (예컨대, 제 1 대역폭-확장된 신호) 를 생성하기 위해 스펙트럼 플립 동작을 수행할 수도 있다. 제 4 샘플화기 (222) 는 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 생성하기 위해 제 1 대역폭-확장된 신호 (256) 를 다운-샘플링할 수도 있다.

제 1 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 제 2 고조적으로 확장된 신호를 생성하기 위해 제 2 업-샘플링된 신호에 대해 비선형 변환 동작을 수행하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 1 비선형 변환 생성기 (204) 는 업-샘플링된 신호 (232) 에 대해 비선형 변환 동작을 수행하여 고조적으로 확장된 신호 (234) 를 생성할 수도 있다. 제 1 양태에 따르면, 방법 (1100) 은 제 1 대역폭-확장된 신호를 생성하기 위해 제 1 고조적으로 확장된 신호에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (224) 은 신호 (258) (예컨대, 제 2 대역폭-확장된 신호) 를 생성하기 위해 스펙트럼 플립 동작을 수행할 수도 있다. 제 4 샘플화기 (226) 는 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하기 위해 제 2 대역폭-확장된 신호 (256) 를 다운-샘플링할 수도 있다.

도 11의 방법 (1100) 은, 제 1 양태에 따르면, 단일-대역 동작 모드에 따라 극점-영점 필터 (206) 및 다운-믹서 (210) 에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다. 덧붙여, 방법 (1100) 은 단일-대역 모드에 따라 생성되는 고-대역 여기 신호 (242) 에 의해 표현되는 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 14.4 kHz의 주파수 범위) 보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 16 kHz의 주파수 범위) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 여기 신호들 (162, 164) 을 생성할 수도 있다.

제 2 양태에 따르면, 오디오 신호는 입력 오디오 신호 (102) 이며, 제 1 기저대역 신호는 도 1의 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 이고, 제 2 기저대역 신호는 도 1의 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 이다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 는 제 1 고-대역 신호 (124) (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역) 에 대응하는 기저대역 주파수 범위 (예컨대, 대략 0 Hz와 6.4 kHz 사이) 를 가질 수도 있다. 예를 들어, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분은 6.4 kHz와 16 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호의 성분들에 대응할 수도 있다. 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) 은 6.4 kHz와 12.8 kHz 사이의 주파수 범위를 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응할 수도 있다. 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 는 제 2 고-대역 신호 (125) (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역) 에 대응하는 기저대역 주파수 범위 (예컨대, 대략 0 Hz와 3.2 kHz 사이) 를 가질 수도 있다. 예를 들어, 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) 은 12.8 kHz와 16 kHz 사이의 대역폭을 차지하는 입력 오디오 신호 (102) 의 성분들에 대응할 수도 있다.

방법 (1100) 의 제 2 양태에 따르면, 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 제 1 다운-샘플링된 신호를 생성하기 위해 오디오 신호를 다운-샘플링하는 것을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 2 샘플화기 (510) 는 다운-샘플링된 신호 (542) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호 (102) 를 5/4 배로 다운-샘플링 (예컨대, 입력 오디오 신호 (102) 를 4/5 배로 업-샘플링) 할 수도 있다. 스펙트럼 플립 동작이 제 1 결과적인 신호를 생성하기 위해 제 1 다운-샘플링된 신호에 대해 수행될 수도 있다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (512) 은 결과적인 신호 (544) 를 생성하기 위해 다운-샘플링된 신호 (542) 에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행할 수도 있다. 제 1 결과적인 신호는 제 1 기저대역 신호를 생성하기 위해 다운-샘플링될 수도 있다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 3 샘플화기 (516) 는 제 1 고-대역 신호 (124) 의 기저대역 버전 (126) (예컨대, 제 1 기저대역 신호) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (544) 를 2 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (544) 를 1/2 배만큼 업-샘플링) 할 수도 있다.

방법 (1100) 의 제 2 양태에 따르면, 제 2 기저대역 신호를 생성하는 것은 제 2 결과적인 신호를 생성하기 위해 오디오 신호에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 3 스펙트럼 플리핑 모듈 (518) 은 결과적인 신호 (546) 를 생성하기 위해 입력 오디오 신호 (102) 에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행할 수도 있다. 제 2 결과적인 신호는 제 2 기저대역 신호를 생성하기 위해 다운-샘플링될 수도 있다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 4 샘플화기 (520) 는 제 2 고-대역 신호 (125) 의 기저대역 버전 (127) (예컨대, 제 2 기저대역 신호) 을 생성하기 위해 결과적인 신호 (546) 를 5 배로 다운-샘플링 (예컨대, 결과적인 신호 (546) 를 1/5 배만큼 업-샘플링) 할 수도 있다.

도 11의 방법 (1100) 은, 제 2 양태에 따르면, 단일-대역 동작 모드에 따라 극점-영점 필터 (502) 및 다운-믹서 (506) 에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다. 덧붙여, 방법 (1100) 은 단일-대역 모드에 따라 생성되는 고-대역 신호 (540) 의 기저대역 버전에 의해 표현되는 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 14.4 kHz의 주파수 범위) 보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 16 kHz의 주파수 범위) 을 총괄하여 나타내는 고-대역 신호들 (124, 125) 의 기저대역 버전들 (126, 127) 을 생성할 수도 있다.

도 12를 참조하면, 신호 복원을 위해 다중-대역 비선형 여기를 사용하는 방법 (1200) 의 특정 양태가 도시되어 있다. 그 방법 (1200) 은 도 8의 시스템 (800), 도 8 내지 도 10의 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810), 또는 그것들의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다.

방법 (1200) 은, 1202에서는, 디코더에서, 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함하는데, 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함한다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, 고-대역 여기 생성기 (802) 는 인코딩된 오디오 신호의 부분으로서 저-대역 여기 신호 (144) 를 수신할 수도 있다.

오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역이, 1204에서, 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 복원될 수도 있다. 예를 들어, 도 8과 도 9를 참조하면, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 저-대역 여기 신호 (144) 로부터 도출된 하나 이상의 합성된 신호들 (예컨대, 제 1 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (832)) 에 기초하여 제 1 합성된 고-대역 신호 (842) 를 생성할 수도 있다.

오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역이, 1206에서, 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 복원될 수도 있다. 예를 들어, 도 8과 도 9를 참조하면, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 는 저-대역 여기 신호 (144) 로부터 도출된 하나 이상의 합성된 신호들 (예컨대, 제 2 이득 조정된 기저대역 합성 신호 (834)) 에 기초하여 제 2 합성된 고-대역 신호 (844) 를 생성할 수도 있다.

도 12의 방법 (1200) 은 단일-대역 접근법에서 사용되는 다운-믹서에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다. 덧붙여, 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 에 의해 생성되는 합성된 고-대역 신호들 (842, 844) 은 단일 대역을 사용하여 생성되는 합성된 고-대역 신호의 대역폭보다 더 큰 입력 오디오 신호 (102) 의 대역폭 (예컨대, 6.4 kHz ~ 16 kHz의 주파수 범위) 를 나타낼 수도 있다.

도 13을 참조하면, 기저대역 신호들을 생성하기 위한 방법들 (1300, 1320) 의 다른 특정 양태의 흐름도들이 도시되어 있다. 제 1 방법 (1300) 은 도 1의 시스템 (100), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 1과 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 또는 그것들의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다. 유사하게, 제 2 방법 (1320) 은 도 1의 시스템 (100), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 1과 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 또는 그것들의 임의의 조합에 의해 수행될 수도 있다.

제 1 방법 (1300) 은, 1302에서는, 보코더에서, 저-대역 부분과 고-대역 부분을 갖는 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 분석 필터 대역 (110) 은 입력 오디오 신호 (102) 를 수신할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 는 대략 0 Hz부터 16 kHz까지에 걸친 SWB 신호 또는 대략 0 Hz부터 20 kHz까지에 걸친 FB 신호일 수도 있다. SWB 신호의 저-대역 부분은 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있고, SWB 신호의 고-대역 부분은 6.4 kHz부터 16 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. FB 신호의 저-대역 부분은 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있고, FB 신호의 고-대역 부분은 8 kHz부터 20 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다.

저-대역 여기 신호는, 1304에서, 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 생성될 수도 있다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 저-대역 여기 신호 (144) 는 저-대역 분석 모듈 (130) (예컨대, 보코더의 저-대역 인코더) 에 의해 생성될 수도 있다. SWB 인코딩의 경우, 저-대역 여기 신호 (144) 는 대략 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. FB 인코딩의 경우, 저-대역 여기 신호 (144) 는 대략 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다.

제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 는, 1306에서, 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 생성될 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 도 2b를 참조하면, 제 1 고-대역 여기 생성기 (280) 는 저-대역 여기 신호 (144) 를 업-샘플링함으로써 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 생성할 수도 있다.

제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 가, 1308에서, 제 1 기저대역 신호에 기초하여 생성될 수도 있다. 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 도 2b를 참조하면, 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 는 제 2 고-대역 여기 신호 (164) 를 생성하기 위해 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 사용하여 백색 잡음을 변조할 수도 있다.

제 2 방법 (1320) 은, 1322에서는, 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 분석 필터 대역 (110) 은 입력 오디오 신호 (102) 를 수신할 수도 있다. 입력 오디오 신호 (102) 는 대략 0 Hz부터 16 kHz까지에 걸친 SWB 신호 또는 대략 0 Hz부터 20 kHz까지에 걸친 FB 신호일 수도 있다. SWB 신호의 저-대역 부분은 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있고, SWB 신호의 고-대역 부분은 6.4 kHz부터 16 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. FB 신호의 저-대역 부분은 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있고, FB 신호의 고-대역 부분은 8 kHz부터 20 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다.

저-대역 여기 신호가, 1324에서, 보코더의 저-대역 인코더에서 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 생성될 수도 있다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 저-대역 여기 신호 (144) 는 저-대역 분석 모듈 (130) (예컨대, 보코더의 저-대역 인코더) 에 의해 생성될 수도 있다. SWB 인코딩의 경우, 저-대역 여기 신호 (144) 는 대략 0 Hz부터 6.4 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다. FB 인코딩의 경우, 저-대역 여기 신호 (144) 는 대략 0 Hz부터 8 kHz까지에 걸쳐 있을 수도 있다.

제 1 기저대역 신호는, 1326에서, 보코더의 고-대역 인코더에서 생성될 수도 있다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 도 2a를 참조하면, 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220) 은 제 2 고조적으로 확장된 신호 (254) (예컨대, 제 2 방법 (1320) 에 따라 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전) 에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행할 수도 있다. 저-대역 여기 신호 (144) 의 비선형적으로 변환된 버전은, 제 3 샘플화기 (214) 에서, 제 1 업-샘플링된 신호 (252) 를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링 비율에 따라 저-대역 여기 신호 (144) 를 업-샘플링함으로써 생성될 수도 있다. 제 2 비선형 변환 생성기 (218) 는 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전을 생성하기 위해 제 1 업-샘플링된 신호 (252) 에 대해 비선형 변환 동작을 수행할 수도 있다. 제 4 샘플화기 (222) 는 제 1 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호 (162)) 를 생성하기 위해 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전의 스펙트럼적으로 플리핑된 버전을 다운-샘플링할 수도 있다.

오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호가, 1328에서, 생성될 수도 있다. 예를 들어, 도 2b를 참조하면, 제 2 고-대역 여기 생성기 (282) 는 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호 (164)) 를 생성하기 위해 제 1 고-대역 여기 신호 (162) 를 사용하여 백색 잡음을 변조할 수도 있다.

도 13의 방법들 (1300, 1320) 은, 제 2 양태에 따르면, 단일-대역 동작 모드에 따라 극점-영점 필터 및 다운-믹서에 연관되는 복잡하고 컴퓨테이션적으로 비싼 동작들을 감소시킬 수도 있다.

특정 양태들에서, 도 11 내지 도 13의 방법들 (1100, 1200, 1300, 1320) 은 프로세싱 유닛, 이를테면 중앙 프로세싱 유닛 (central processing unit, CPU), DSP, 또는 제어기의 하드웨어 (예컨대, FPGA 디바이스, ASIC 등) 를 통해, 펌웨어 디바이스, 또는 그것들의 임의의 조합을 통해 구현될 수도 있다. 일 예로서, 도 11 내지 도 13의 방법들 (1100, 1200, 1300, 1320) 은, 도 14에 관해 설명되는 바와 같이, 명령들을 실행하는 프로세서에 의해 수행될 수 있다.

도 14를 참조하면, 디바이스의 특정 실례가 되는 양태의 블록도가 묘사되어 있고 전체가 1400으로 지정된다.

특정 양태에서, 디바이스 (1400) 는 프로세서 (1406) (예컨대, CPU) 를 구비한다. 디바이스 (1400) 는 하나 이상의 추가적인 프로세서들 (1410) (예컨대, 하나 이상의 DSP들) 을 구비할 수도 있다. 프로세서들 (1410) 은 스피치 및 음악 CODEC (1408) 을 구비할 수도 있다. 스피치 및 음악 CODEC (1408) 은 보코더 인코더 (1492), 보코더 디코더 (1494), 또는 둘 다를 구비할 수도 있다.

특정 양태에서, 보코더 인코더 (1492) 는 다중-대역 인코딩 시스템 (1482) 을 구비할 수도 있고, 보코더 디코더 (1494) 는 다중-대역 디코딩 시스템 (1484) 을 구비할 수도 있다. 특정 양태에서, 다중-대역 인코딩 시스템 (1482) 은 도 1의 시스템 (100) 의 하나 이상의 컴포넌트들, 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 및/또는 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106) 를 구비한다. 예를 들어, 다중-대역 인코딩 시스템 (1482) 은 도 1의 시스템 (100), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 그리고 도 11 및 도 13의 방법들 (1100, 1300, 1320) 에 연관되는 인코딩 동작들을 수행할 수도 있다. 특정 양태에서, 다중-대역 디코딩 시스템 (1484) 은 도 8의 시스템 (800) 의 하나 이상의 컴포넌트들 및/또는 도 8과 도 9의 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810) 를 구비할 수도 있다. 예를 들어, 다중-대역 디코딩 시스템 (1484) 은 도 8의 시스템 (800), 도 8과 도 9의 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810), 및 도 12의 방법 (1200) 에 연관되는 디코딩 동작들을 수행할 수도 있다. 다중-대역 인코딩 시스템 (1482) 및/또는 다중-대역 디코딩 시스템 (1484) 은 전용 하드웨어 (예컨대, 회로) 를 통해, 하나 이상의 태스크들을 수행하기 위한 명령들을 실행하는 프로세서에 의해, 또는 그 조합에 의해 구현될 수도 있다.

디바이스 (1400) 는 메모리 (1432) 와 안테나 (1442) 에 커플링된 무선 제어기 (1440) 를 구비할 수도 있다. 디바이스 (1400) 는 디스플레이 제어기 (1426) 에 커플링된 디스플레이 (1428) 를 구비할 수도 있다. 스피커 (1436), 마이크로폰 (1438), 또는 둘 다는 CODEC (1434) 에 커플링될 수도 있다. CODEC (1434) 은 디지털-아날로그 변환기 (DAC) (1402) 와 아날로그-디지털 변환기 (ADC) (1404) 를 구비할 수도 있다.

특정 양태에서, 코덱 (1434) 은 마이크로폰 (1438) 으로부터 아날로그 신호들을 수신하며, 그 아날로그 신호들을 아날로그-디지털 변환기 (1404) 를 사용하여 디지털 신호들로 변환하고, 그 디지털 신호들을 스피치 및 음악 코덱 (1408) 에, 이를테면 펄스 코드 변조 (pulse code modulation, PCM) 포맷으로 제공할 수도 있다. 스피치 및 음악 CODEC (1408) 은 디지털 신호들을 프로세싱할 수도 있다. 특정 양태에서, 스피치 및 음악 CODEC (1408) 은 디지털 신호들을 CODEC (1434) 에 제공할 수도 있다. CODEC (1434) 은 디지털 신호들을 디지털-아날로그 변환기 (1402) 를 사용하여 아날로그 신호들로 변환할 수도 있고 그 아날로그 신호들을 스피커 (1436) 로 제공할 수도 있다.

메모리 (1432) 는, 본 명세서에서 개시된 방법들 및 프로세스들, 이를테면 도 11 내지 도 13의 방법들 중 하나 이상을 수행하기 위해, 프로세서 (1406), 프로세서들 (1410), 코덱 (1434), 디바이스 (1400) 의 다른 프로세싱 유닛, 또는 그 조합에 의해 실행 가능한 명령들 (1460) 을 포함할 수도 있다. 도 1, 도 2a, 도 2b, 도 5, 도 8, 및 9의 시스템들의 하나 이상의 컴포넌트들은 전용 하드웨어 (예컨대, 회로) 를 통해, 하나 이상의 태스크들을 수행하기 위한 명령들 (예컨대, 명령들 (1460)) 을 실행하는 프로세서에 의해, 또는 그 조합에 의해 구현될 수도 있다. 일 예로서, 메모리 (1432) 또는 프로세서 (1406) 의 하나 이상의 컴포넌트들, 프로세서들 (1410), 및/또는 CODEC (1434) 은 메모리 디바이스, 이를테면 랜덤 액세스 메모리 (random access memory, RAM), 자기저항성 (magnetoresistive) 랜덤 액세스 메모리 (MRAM), STT-MRAM (spin-torque transfer MRAM), 플래시 메모리, 판독전용 메모리 (read-only memory, ROM), 프로그램가능 (programmable) 판독전용 메모리 (PROM), 소거가능 프로그램가능 판독전용 메모리 (EPROM), 전기적으로 소거가능 프로그램가능 판독전용 메모리 (electrically erasable programmable read-only memory, EEPROM), 레지스터들, 하드 디스크, 착탈식 디스크, 또는 콤팩트 디스크 판독전용 메모리 (CD-ROM) 일 수도 있다. 그 메모리 디바이스는, 컴퓨터 (예컨대, 코덱 (1434) 에서의 프로세서, 프로세서 (1406), 및/또는 프로세서들 (1410)) 에 의해 실행되는 경우, 컴퓨터로 하여금 도 11 내지 도 13의 방법들 중 하나 이상의 방법들의 적어도 부분을 수행하게 할 수도 있는 명령들 (예컨대, 명령들 (1460)) 을 포함할 수도 있다. 일 예로서, 메모리 (1432) 또는 프로세서 (1406) 의 하나 이상의 컴포넌트들, 프로세서들 (1410), 및/또는 CODEC (1434) 은 컴퓨터 (예컨대, CODEC (1434) 에서의 프로세서, 프로세서 (1406), 및/또는 프로세서들 (1410)) 에 의해 실행되는 경우, 컴퓨터로 하여금 도11 내지 도 13의 방법들 중 하나 이상 방법들의 적어도 부분을 수행하게 하는 명령들 (예컨대, 명령들 (1460)) 을 포함하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체일 수도 있다.

특정 양태에서, 디바이스 (1400) 는 시스템-인-패키지 또는 시스템-온-칩 디바이스 (1422), 이를테면 이동국 모뎀 (mobile station modem, MSM) 에 포함될 수도 있다. 특정 양태에서, 프로세서 (1406), 프로세서들 (1410), 디스플레이 제어기 (1426), 메모리 (1432), CODEC (1434), 및 무선 제어기 (1440) 는 시스템-인-패키지 또는 시스템-온-칩 디바이스 (1422) 에 포함된다. 특정 양태에서, 입력 디바이스 (1430), 이를테면 터치스크린 및/또는 키패드와, 전력 공급부 (1444) 가 시스템-온-칩 디바이스 (1422) 에 커플링된다. 더구나, 특정 양태에서, 도 14에 예시된 바와 같이, 디스플레이 (1428), 입력 디바이스 (1430), 스피커 (1436), 마이크로폰 (1438), 안테나 (1442), 및 전력 공급부 (1444) 는 시스템-온-칩 디바이스 (1422) 외부에 있다. 그러나, 디스플레이 (1428), 입력 디바이스 (1430), 스피커 (1448), 마이크로폰 (1446), 안테나 (1442), 및 전력 공급부 (1444) 의 각각은 시스템-온-칩 디바이스 (1422) 의 컴포넌트, 이를테면 인터페이스 또는 제어기에 커플링될 수 있다. 실례가 되는 예에서, 디바이스 (1400) 는 모바일 통신 디바이스, 스마트폰, 셀룰러 폰, 랩톱 컴퓨터, 컴퓨터, 태블릿 컴퓨터, 개인 정보 단말기, 디스플레이 디바이스, 텔레비전, 게이밍 콘솔, 음악 플레이어, 라디오, 디지털 비디오 플레이어, 광학적 디스크 플레이어, 튜너, 카메라, 내비게이션 디바이스, 디코더 시스템, 인코더 시스템, 또는 그것들의 임의의 조합에 해당한다.

설명된 양태들에 연계하여, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비하는 제 1 장치가 개시된다. 예를 들어, 오디오 신호를 수신하는 수단은 도 1의 분석 필터 뱅크 (110), 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 14의 프로세서들 (1410), 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 1 장치는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는 제 1 기저대역 신호와 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단을 또한 포함할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 기저대역 신호와 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단은 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 1 기저대역 신호와 제 2 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

설명된 양태들에 연계하여, 인코더로부터의 인코딩된 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비하는 제 2 장치가 개시된다. 인코딩된 오디오 신호는 저-대역 여기 신호를 포함한다. 예를 들어, 인코딩된 오디오 신호를 수신하는 수단은 도 8의 고-대역 여기 생성기 (802), 도 8의 고-대역 합성 필터 (804), 도 8의 제 1 조정기 (806), 도 8의 제 2 조정기 (808), 도 14의 프로세서들 (1410), 인코딩된 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 2 장치는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역을 복원하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 서브-대역을 복원하는 수단은 도 8의 고-대역 여기 생성기 (802), 도 8의 고-대역 합성 필터 (804), 도 8의 제 1 조정기 (806), 도 8 및 도 9의 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 1 서브-대역을 복원하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 2 장치는 저-대역 여기 신호에 기초하여 인코딩된 오디오 신호로부터 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역을 복원하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 서브-대역을 복원하는 수단은 도 8의 고-대역 여기 생성기 (802), 도 8의 고-대역 합성 필터 (804), 도 8의 제 2 조정기 (808), 도 8 및 도 9의 듀얼 고-대역 신호 생성기 (810), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 2 서브-대역을 복원하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

설명된 양태들에 연계하여, 저-대역 부분과 고-대역 부분을 갖는 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비하는 제 3 장치가 개시된다. 예를 들어, 오디오 신호를 수신하는 수단은 도 1의 분석 필터 뱅크 (110), 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 14의 프로세서들 (1410), 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 3 장치는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단은 도 1의 저-대역 분석 모듈 (130), 도 14의 프로세서들 (1410), 저-대역 여기 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 3 장치는 저-대역 여기 신호의 업-샘플링에 기초하여 기저대역 신호 (예컨대, 제 1 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 더 구비할 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 기저대역 신호를 생성하는 수단은 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 2a의 제 3 샘플화기 (214), 도 2a의 제 2 비선형 변환 생성기 (218), 도 2a의 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220), 도 2a의 제 4 샘플화기 (222), 도 2b의 제 1 고-대역 여기 생성기 (280), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 1 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 3 장치는 제 1 기저대역 신호에 기초하여 제 2 기저대역 신호 (예컨대, 제 2 고-대역 여기 신호) 를 생성하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 제 2 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단은 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 2b의 제 2 고-대역 여기 생성기 (282), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 2 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

설명된 양태들에 연계하여, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 수단을 구비하는 제 4 장치가 개시된다. 예를 들어, 오디오 신호를 수신하는 수단은 도 1의 분석 필터 뱅크 (110), 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 14의 프로세서들 (1410), 오디오 신호를 수신하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 4 장치는 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 예를 들어, 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단은 도 1의 저-대역 분석 모듈 (130), 도 14의 프로세서들 (1410), 저-대역 여기 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 4 장치는 제 1 기저대역 신호를 생성하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함할 수도 있다. 제 1 기저대역 신호는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응할 수도 있다. 예를 들어, 제 1 기저대역 신호를 생성하는 수단은 도 2a의 제 3 샘플화기 (214), 도 2a의 비선형 변환 생성기 (218), 도 2a의 제 2 스펙트럼 플리핑 모듈 (220), 도 2a의 제 4 샘플화기 (222), 도 2b의 제 1 고-대역 여기 생성기 (280), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 14의 프로세서들 (1410), 스펙트럼 플립 동작을 수행하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

제 4 장치는 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단을 또한 구비할 수도 있다. 제 1 서브-대역은 제 2 서브-대역과는 별개일 수도 있다. 예를 들어, 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단은 도 1 및 도 5의 고-대역 생성 회로 (106), 도 1 내지 도 2b의 고-대역 여기 생성기 (160), 도 2b의 제 2 고-대역 여기 생성기 (282), 도 14의 프로세서들 (1410), 제 2 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는 하나 이상의 디바이스들 (예컨대, 비일시적 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 있는 명령들을 실행하는 프로세서), 또는 그것들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

통상의 기술자들은 본 명세서에서 개시된 양태들에 관련하여 설명되는 다양한 예시적인 논리 블록들, 구성들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 하드웨어 프로세서와 같은 프로세싱 디바이스에 의해 실행되는 컴퓨터 소프트웨어, 또는 양쪽 모두의 조합들로서 구현될 수도 있다는 것을 더 이해할 것이다. 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 구성들, 모듈들, 회로들, 및 단계들은 일반적으로 그것들의 기능성의 측면에서 위에서 설명되었다. 이러한 기능성이 하드웨어 또는 실행가능 소프트웨어 중 어느 것으로서 구현되는지는 전체 시스템에 부과되는 특정 애플리케이션 및 설계 제약들에 달려있다. 통상의 기술자들 설명된 기능성을 각 특정 애플리케이션에 대하여 다양한 방식들로 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정들은 본 개시물의 범위로부터의 일탈을 야기하는 것으로서 해석되지 않아야 한다.

본 명세서에서 개시된 양태들과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계들은 하드웨어로 직접적으로 구현되거나, 프로세서에 의하여 실행되는 소프트웨어 모듈로서 구현되거나, 이들 두 가지의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈이, RAM (random-access memory), MRAM (magnetoresistive random access memory), STT-MRAM (spin-torque transfer MRAM), 플래시 메모리, ROM (read-only memory), 프로그래밍가능 ROM (PROM), 소거가능 프로그래밍가능 ROM (EPROM), 전기적 소거가능 프로그래밍가능 ROM (EEPROM), 레지스터들, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM (compact disc read-only memory) 과 같은 메모리 디바이스 내에 존재할 수도 있다. 예시적인 메모리 디바이스가 프로세서에 커플링되어서 그 프로세서는 메모리 디바이스로부터 정보를 읽을 수 있고 그 메모리 디바이스에 정보를 쓸 수 있다. 대체예에서, 메모리 디바이스는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서와 저장 매체는 ASIC 내에 존재할 수도 있다. ASIC은 컴퓨팅 디바이스 또는 사용자 단말 내에 존재할 수도 있다. 대체예에서, 프로세서와 저장 매체는 컴퓨팅 디바이스 또는 사용자 단말에 개별 컴포넌트들로서 존재할 수도 있다.

개시된 양태들의 이전의 설명은 본 기술분야의 통상의 기술자가 개시된 양태들을 제작하고 사용하는 것을 가능하게 하기 위해 제공된다. 이들 양태들에 대한 다양한 변형예들은 본 기술분야의 통상의 기술자들에게 쉽사리 명확하게 될 것이고, 본 명세서에서 정의된 원리들은 본 개시물의 범위로부터 벗어남 없이 다른 양태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 개시물은 본원에서 보인 양태들로 한정될 의도는 없으며 다음의 청구항들에 의해 정의된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 가능한 가장 넓은 범위에 일치하는 것이다.

Claims (44)

1. 보코더에서, 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 단계;
   상기 보코더의 저-대역 인코더에서, 상기 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 단계;
   상기 보코더의 고-대역 인코더에서 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계는 상기 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 기저대역 신호는 상기 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 단계; 및
   상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계로서, 상기 제 1 서브-대역은 상기 제 2 서브-대역과는 별개인, 상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 기저대역 신호는 상기 제 1 기저대역 신호에 기초하여 생성되는, 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 단계는, 상기 제 1 기저대역 신호를 사용하여 백색 잡음을 변조하는 단계를 포함하는, 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전을 생성하는 단계는,
   상기 보코더의 상기 고-대역 인코더에서, 제 1 업-샘플링된 신호를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링 비율에 따라 상기 저-대역 여기 신호를 업-샘플링하는 단계; 및
   상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전을 생성하기 위해 상기 제 1 업-샘플링된 신호에 대해 비선형 변환 동작을 수행하는 단계를 포함하는, 방법.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 제 1 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전의 스펙트럼적으로 플리핑된 버전을 다운-샘플링하는 단계를 더 포함하는, 방법.
6. 제 1 항에 있어서,
   상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 초 광대역 코딩 스킴에 따라 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 16 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 방법.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 제 1 서브-대역은 대략 6.4 kHz부터 대략 12.8 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 12.8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치는, 방법.
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 전대역 코딩 스킴에 따라 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 20 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 방법.
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 제 1 서브-대역은 대략 8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 16 kHz부터 대략 20 kHz까지에 걸치는, 방법.
10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호는 제 1 고-대역 여기 신호에 대응하고, 상기 제 2 기저대역 신호는 제 2 고-대역 여기 신호에 대응하는, 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 3.2 kHz까지인, 방법.
12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 4 kHz까지인, 방법.
13. 장치로서,
    보코더의 저-대역 인코더; 및
    상기 보코더의 고-대역 인코더를 포함하며,
    상기 보코더의 상기 저-대역 인코더는,
    제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하도록; 및
    상기 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하도록 구성되며,
    상기 보코더의 상기 고-대역 인코더는,
    제 1 기저대역 신호를 생성하는 것으로서, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 상기 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함하며, 상기 제 1 기저대역 신호는 상기 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하고;
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 것으로서, 상기 제 1 서브-대역은 상기 제 2 서브-대역과는 별개인, 상기 제 2 기저대역 신호를 생성하도록 구성되는, 장치.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 2 기저대역 신호는 상기 제 1 기저대역 신호에 기초하여 생성되는, 장치.
15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 것은, 상기 제 1 기저대역 신호를 사용하여 백색 잡음을 변조하는 것을 포함하는, 장치.
16. 제 13 항에 있어서,
    상기 고-대역 인코더는 또한,
    제 1 업-샘플링된 신호를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링 비율에 따라 상기 저-대역 여기 신호를 업-샘플링하고;
    상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전을 생성하기 위해 상기 제 1 업-샘플링된 신호에 대해 비선형 변환 동작을 수행하도록 구성되는, 장치.
17. 제 16 항에 있어서,
    상기 고-대역 인코더는 또한 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전의 스펙트럼적으로 플리핑된 버전을 다운-샘플링하도록 구성되는, 장치.
18. 제 13 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 초 광대역 코딩 스킴에 따라 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 16 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 장치.
19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 6.4 kHz부터 대략 12.8 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 12.8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치는, 장치.
20. 제 13 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 전대역 코딩 스킴에 따라 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 20 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 장치.
21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 16 kHz부터 대략 20 kHz까지에 걸치는, 장치.
22. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호는 제 1 고-대역 여기 신호에 대응하고, 상기 제 2 기저대역 신호는 제 2 고-대역 여기 신호에 대응하는, 장치.
23. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 3.2 kHz까지인, 장치.
24. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 4 kHz까지인, 장치.
25. 명령들을 포함하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서,
    상기 명령들은, 보코더 내의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 상기 프로세서로 하여금,
    제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하게 하는 동작;
    상기 보코더의 저-대역 인코더에서, 상기 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 동작;
    상기 보코더의 고-대역 인코더에서 제 1 기저대역 신호를 생성하는 동작으로서, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 동작은 상기 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 동작을 포함하며, 상기 제 1 기저대역 신호는 상기 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 동작; 및
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 동작으로서, 상기 제 1 서브-대역은 상기 제 2 서브-대역과는 별개인, 상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 동작을 포함하는 동작들을 수행하게 하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
26. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 2 기저대역 신호는 상기 제 1 기저대역 신호에 기초하여 생성되는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
27. 제 26 항에 있어서,
    상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 동작은, 상기 제 1 기저대역 신호를 사용하여 백색 잡음을 변조하는 동작을 포함하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
28. 제 25 항에 있어서,
    상기 동작들은,
    상기 보코더의 상기 고-대역 인코더에서, 제 1 업-샘플링된 신호를 생성하기 위해 제 1 업-샘플링 비율에 따라 상기 저-대역 여기 신호를 업-샘플링하는 동작; 및
    상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전을 생성하기 위해 상기 제 1 업-샘플링된 신호에 대해 비선형 변환 동작을 수행하는 동작을 더 포함하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
29. 제 28 항에 있어서,
    상기 동작들은 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 저-대역 여기 신호의 상기 비선형적으로 변환된 버전의 스펙트럼적으로 플리핑된 버전을 다운-샘플링하는 동작을 더 포함하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
30. 제 25 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 초 광대역 코딩 스킴에 따라 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 16 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
31. 제 30 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 6.4 kHz부터 대략 12.8 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 12.8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
32. 제 25 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 초 전대역 코딩 스킴에 따라 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 20 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
33. 제 32 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 16 kHz부터 대략 20 kHz까지에 걸치는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
34. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호는 제 1 고-대역 여기 신호에 대응하고, 상기 제 2 기저대역 신호는 제 2 고-대역 여기 신호에 대응하는, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
35. 제 34 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 3.2 kHz까지인, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
36. 제 34 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 4 kHz까지인, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체.
37. 제 1 샘플 레이트로 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 수단;
    상기 오디오 신호의 저-대역 부분에 기초하여 저-대역 여기 신호를 생성하는 수단;
    제 1 기저대역 신호를 생성하는 수단으로서, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 것은 상기 저-대역 여기 신호의 비선형적으로 변환된 버전에 대해 스펙트럼 플립 동작을 수행하는 것을 포함하며, 상기 제 1 기저대역 신호는 상기 오디오 신호의 고-대역 부분의 제 1 서브-대역에 대응하는, 상기 제 1 기저대역 신호를 생성하는 수단; 및
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분의 제 2 서브-대역에 대응하는 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단으로서, 상기 제 1 서브-대역은 상기 제 2 서브-대역과는 별개인, 상기 제 2 기저대역 신호를 생성하는 수단을 포함하는, 장치.
38. 제 37 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 초 광대역 코딩 스킴에 따라 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 16 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 장치.
39. 제 38 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 6.4 kHz부터 대략 12.8 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 12.8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치는, 장치.
40. 제 37 항에 있어서,
    상기 오디오 신호의 상기 고-대역 부분은 전대역 코딩 스킴에 따라 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 부터 대략 20 kHz까지에 걸친 주파수 대역에 해당하는, 장치.
41. 제 40 항에 있어서,
    상기 제 1 서브-대역은 대략 8 kHz부터 대략 16 kHz까지에 걸치고, 상기 제 2 서브-대역은 대략 16 kHz부터 대략 20 kHz까지에 걸치는, 장치.
42. 제 37 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호는 제 1 고-대역 여기 신호에 대응하고, 상기 제 2 기저대역 신호는 제 2 고-대역 여기 신호에 대응하는, 장치.
43. 제 42 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 6.4 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 3.2 kHz까지인, 장치.
44. 제 42 항에 있어서,
    상기 제 1 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 헤르츠 (Hz) 부터 대략 8 킬로헤르츠 (kHz) 까지이고, 상기 제 2 고-대역 여기 신호의 대역폭이 대략 0 Hz부터 대략 4 kHz까지인, 장치.

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