KR20150017661A

KR20150017661A - Motor control device

Info

Publication number: KR20150017661A
Application number: KR1020140075621A
Authority: KR
Inventors: 다카히로 스즈키; 유이치 시미즈
Original assignee: 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Priority date: 2013-08-07
Filing date: 2014-06-20
Publication date: 2015-02-17
Also published as: JP2015033310A; JP6259221B2; KR101653255B1

Abstract

The objective of the present invention is to provide a motor control device to efficiently drive a motor while reducing a noise or a vibration of the motor by inhibiting frequent load changes. To achieve the objective, the motor control device, which is provided to drive a load by a motor connected to a power conversion circuit, comprises: the power conversion circuit including switching elements to convert direct current power to alternating current power; and a controller to output a drive signal to drive the power conversion circuit according to a voltage command, wherein the voltage command is changed to a sine wave shape during one cycle period of a machinery angle of the load and gives a reduction value during a portion of the period.

Description

[0001] MOTOR CONTROL DEVICE [0002]

본 발명은 모터 제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a motor control apparatus.

모터 제어 장치의 배경 기술로서, 예를 들면 특허문헌 1에는 「구동 대상의 특성에 따라서 모터의 구동 토크를 제어하는 모터 제어 장치에 있어서, 구동 대상의 기계적인 회전각을 추정하는 회전각 추정 수단과, 회전각에 의거하여 미리 정해진 소정의 회전각에 있어서 구동 토크를 저감하는 충격력 완화 수단을 구비하고 있는 것을 특징으로 함」이라고 기재되어 있다.As a background art of a motor control device, for example, Patent Document 1 discloses a motor control device for controlling a drive torque of a motor in accordance with characteristics of a driven object, including rotation angle estimation means for estimating a mechanical rotation angle of a driven object And an impact force mitigation means for reducing the drive torque at a predetermined rotation angle based on the rotation angle.

일본국 특개2007-295674호 공보Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-295674

특허문헌 1에는 소리나 진동의 저감을 위한 부하 장치의 기계적 회전각에 의해 정해지는 충격을 완화하는 구조가 기재되어 있다. 그러나, 특허문헌 1의 모터 제어 장치는 소리나 진동 억제와 고효율화를 양립하는 것에 대하여 고려되어 있지 않다.Patent Document 1 discloses a structure for mitigating impact determined by the mechanical rotation angle of a load device for reducing sound or vibration. However, the motor control device of Patent Document 1 is not considered to be compatible with sound and vibration suppression and high efficiency.

그래서, 본 발명은 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 저감하면서 효율적으로 전동기를 구동시키는 모터 제어 장치를 제공한다.SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention provides a motor control apparatus for efficiently driving an electric motor while suppressing periodic load fluctuations and reducing noise and vibration of the electric motor.

상기 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 있어서는, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 이루어지는 전력 변환 회로와, 전력 변환 회로를 구동시키는 드라이브 신호를 전압 지령에 따라서 출력하는 제어기를 구비하며, 전력 변환 회로에 접속된 전동기에 의해 부하를 구동시키기 위한 모터 제어 장치로서, 전압 지령은, 부하의 기계각(機械角) 1주기의 기간에 있어서 정현파 형상으로 변화함과 함께, 그 일부 기간에 있어서 저감값을 부여하는 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a power conversion apparatus including a power conversion circuit including a switching element for converting DC power into AC power, and a controller for outputting a drive signal for driving the power conversion circuit according to a voltage command, A motor control device for driving a load by an electric motor connected to a circuit, wherein the voltage command changes in a sinusoidal waveform in a period of one mechanical angle (mechanical angle) of the load, Is given.

본 발명에 따르면, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to provide a motor control apparatus capable of suppressing periodic load fluctuations and efficiently driving an electric motor while suppressing noise or vibration of the electric motor.

도 1은 본 발명에 적용 가능한 일반적인 모터 제어 시스템의 전체 구성예를 나타내는 도면.
도 2는 전력 변환 회로의 구성예를 나타내는 도면.
도 3은 부하의 일례로서 압축 기구를 나타내는 도면.
도 4는 회전자의 회전 각도 위치에 대한 부하 토크의 변화의 예를 나타내는 도면.
도 5는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치의 관계를 나타내는 도면.
도 6은 3상축(相軸)과 제어축(dc-qc축)의 관계를 나타내는 도면.
도 7은 전압 지령값과 삼각파 신호를 비교하여 드라이브 신호를 생성하는 관계를 나타내는 도면.
도 8은 제어부의 구체 회로 구성예를 나타내는 도면.
도 9는 전압 지령값 연산 수단의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 10은 PLL 제어기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 11은 속도 제어기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 12는 압축기 구동 시의 구동 파형예를 일반적인 제어 장치 구성을 사용해서 수치 해석한 도면.
도 13은 토크 전류 지령값 작성기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 14는 전압 억제 지령값 작성기의 구체적인 구성예를 나타내는 도면.
도 15는 도 14일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 16은 전압 억제 지령값 작성기의 제1 변형예를 나타내는 도면.
도 17은 도 16일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 18은 전압 억제 지령값 작성기의 제2 변형예를 나타내는 도면.
도 19는 도 18일 때의 토크와 교류 전압 파형을 나타내는 도면.
도 20은 실시예 2에 있어서의 모터 제어 장치를 사용한 냉장고를 나타내는 도면.
도 21은 냉장고에 적합한 전압 억제 지령값 작성기의 구성예를 나타내는 도면.
도 22는 도 21일 때의 토크와 교류 전장 파형을 나타내는 도면.
도 23은 냉장고에 적합한 전압 억제 지령값 작성기의 다른 구성예를 나타내는 도면.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Fig. 1 is a diagram showing an overall configuration example of a general motor control system applicable to the present invention. Fig.
2 is a diagram showing a configuration example of a power conversion circuit;
3 is a view showing a compression mechanism as an example of a load.
4 is a diagram showing an example of a change in load torque with respect to a rotational angular position of the rotor;
5 is a view showing the relationship between the rotational angular position of the control shaft and the rotational angular position of the actual rotor;
6 is a diagram showing the relationship between a three-phase axis and a control axis (dc-qc axis);
7 is a diagram showing a relationship of generating a drive signal by comparing a voltage command value with a triangular wave signal;
8 is a diagram showing an example of a specific circuit configuration of the control unit;
9 is a diagram showing a specific configuration example of the voltage command value computing means;
10 is a diagram showing a concrete configuration example of a PLL controller;
11 is a view showing a specific configuration example of a speed controller;
12 is a numerical example of a driving waveform example at the time of compressor driving using a general control device configuration;
13 is a diagram showing a concrete configuration example of a torque current command value generator;
14 is a diagram showing a concrete configuration example of a voltage suppression command value generator;
Fig. 15 is a view showing the torque and the AC voltage waveform in Fig. 14; Fig.
16 is a diagram showing a first modification of the voltage suppression command value generator;
Fig. 17 is a view showing torque and AC voltage waveform in Fig. 16; Fig.
18 is a diagram showing a second modification of the voltage suppression command value generator;
Fig. 19 is a view showing a torque and an alternating-current voltage waveform in Fig. 18; Fig.
20 is a view showing a refrigerator using the motor control device according to the second embodiment;
21 is a diagram showing a configuration example of a voltage suppression command value generator suitable for a refrigerator;
Fig. 22 is a view showing the torque and the ac electric field waveform in Fig. 21; Fig.
23 is a diagram showing another configuration example of a voltage suppression command value generator suitable for a refrigerator;

이하, 도면을 사용해서 실시예를 설명한다.Hereinafter, an embodiment will be described using the drawings.

[실시예 1][Example 1]

이하 본 발명에 대하여 설명하지만, 그 전제로서 일반적인 모터 제어 시스템의 구성과, 이 시스템에 의해 야기되는 부하의 진동이나 소음 및 소비 에너지의 문제에 대하여 명확히 해 둔다. 이 설명을 도 1 내지 도 12를 사용해서 행하며 구체적인 본 발명의 설명은 이후의 도면을 사용한다.The present invention will be described below, but the premise thereof is to clarify the configuration of a general motor control system, the vibration of the load caused by the system, noise and energy consumption. This description will be made using Figs. 1 to 12, and a detailed description of the present invention uses the following drawings.

도 1에 본 발명에 적용 가능한 일반적인 모터 제어 시스템의 전체 구성예를 나타내고 있다. 이 도면에 나타나 있는 바와 같이, 일반적인 모터 제어 시스템에서는 모터 제어 장치(1)가 부여하는 3상 교류에 의해 전동기(6)를 원하는 속도, 토크로 제어하여 전동기(6)에 결합된 부하(9)를 회전 구동시킨다.Fig. 1 shows an overall configuration example of a general motor control system applicable to the present invention. As shown in the figure, in the general motor control system, the motor 6 is controlled at a desired speed and torque by the three-phase alternating current provided by the motor control device 1 to control the load 9 coupled to the motor 6, .

이 경우에, 구동되는 측인 전동기(6) 및 부하(9)로서는 다양한 것이 적용 가능하다. 본 발명은 적용 대상을 한정하는 것은 아니지만, 이하의 설명에서는 전동기(6)는 회전자에 영구 자석을 갖는 영구 자석 동기 모터를 사용한 예로 행하는 것으로 한다.In this case, various types of motor 6 and load 9 which are driven are applicable. The present invention is not limited to the application, but in the following description, the electric motor 6 is an example using a permanent magnet synchronous motor having permanent magnets in the rotor.

도 1에 나타낸 모터 제어 장치(1)의 기능을 대별(大別)해서 나타내면, 이것은 출력 전압 지령값을 출력하는 제어부(2)와, 직류 전압원을 사용해서 교류 전압을 출력하는 전력 변환 회로(5)와, 전동기(6) 혹은 전력 변환 회로(5)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단(7)으로 구성된다. 다음으로 부하(9)도 포함한 이들 주요 기능의 구성과 동작에 대하여 설명한다.The functions of the motor control apparatus 1 shown in Fig. 1 are roughly classified into a function section 2 for outputting an output voltage command value, a power conversion circuit 5 for outputting an AC voltage using a DC voltage source And a current detecting means 7 for detecting a current flowing in the electric motor 6 or the power converting circuit 5. [ Next, the configuration and operation of these main functions including the load 9 will be described.

우선 전력 변환 회로(5)는 도 2에 나타내는 바와 같이, 인버터(21), 직류 전압원(20), 게이트 드라이버 회로(23)에 의하여 구성되어 있다. 인버터(21)는 스위칭 소자(22)(예를 들면, IGBT나 MOS-FET 등의 반도체 스위칭 소자)에 의하여 구성된다. 이러한 스위칭 소자(22)는 직렬로 접속되며 U상(相), V상, W상의 상하 암(arm)을 구성하고 있다. 각 상의 상하 암의 접속점은 3상의 전동기(6)에 배선되어 있다. 스위칭 소자(22)는, 제어부(2)에 의해 생성되는 3상 교류 전압 지령값을 기초로, 게이트 드라이버 회로(23)가 출력하는 펄스 형상의 드라이브 신호(24a∼24f)에 따라서 스위칭 동작을 한다. 직류 전압원(20)을 스위칭해서 전압을 출력함으로써, 임의의 주파수의 3상 교류 전압을 전동기(6)에 인가할 수 있으며, 이에 따라 전동기를 가변속 구동시킨다.2, the power conversion circuit 5 is constituted by an inverter 21, a DC voltage source 20, and a gate driver circuit 23. The inverter 21 is constituted by a switching element 22 (for example, a semiconductor switching element such as an IGBT or a MOS-FET). These switching elements 22 are connected in series and constitute upper and lower arms of U phase, V phase, and W phase. The connection points of the upper and lower arms of each phase are wired to the three-phase motor (6). The switching element 22 performs a switching operation in accordance with the pulse-shaped drive signals 24a to 24f output from the gate driver circuit 23 on the basis of the three-phase alternating-current voltage command value generated by the control unit 2 . By switching the DC voltage source 20 and outputting the voltage, a three-phase AC voltage of an arbitrary frequency can be applied to the motor 6, thereby driving the motor at a variable speed.

또 전력 변환 회로(5)의 직류측에 션트 저항(25)을 부가했을 경우, 과대한 전류가 흘렀을 때에 스위칭 소자(22)를 보호하기 위한 과전류 보호 회로나, 후술하는 싱글 션트 전류 검출 방식 등에 이용할 수 있다.Further, when the shunt resistor 25 is added to the DC side of the power conversion circuit 5, it is used for an overcurrent protection circuit for protecting the switching element 22 when an excessive current flows or a single shunt current detection method .

또한 도 2에 있어서 전류 검출 수단(7)은, 전동기(6) 또는 전력 변환 회로(5)에 흐르는 3상의 교류 전류의 중, U상과 W상으로 흐르는 전류를 검출한다. 모든 상의 교류 전류를 검출해도 상관없지만, 키르히호프의 법칙으로부터, 3상 중 2상을 검출할 수 있으면, 다른 1상은 검출된 2상으로부터 산출할 수 있다.2, the current detecting means 7 detects the U-phase and the W-phase current of the three-phase alternating current flowing in the electric motor 6 or the power converting circuit 5, respectively. Although alternate currents of all phases can be detected, if one of the three phases can be detected from Kirchhoff's law, the other one phase can be calculated from the detected two phases.

전동기(6) 또는 전력 변환 회로(5)에 흐르는 교류 전류를 검출하는 다른 방식으로서, 예를 들면, 전력 변환 회로(5)의 직류측에 부가된 션트 저항(25)에 흐르는 직류 전류로부터, 전력 변환 회로(5)의 교류측의 전류를 검출하는 싱글 션트 전류 검출 방식이 있다. 이 방식은, 전력 변환 회로(5)를 구성하는 스위칭 소자의 통전 상태에 따라서, 전력 변환 회로(5)의 각 상의 교류 전류와 동등한 전류가 션트 저항에 흐르는 것을 이용하고 있다. 션트 저항에 흐르는 전류는 시간적으로 변화하기 때문에, 드라이브 신호(24a∼24f)가 변화하는 타이밍을 기준으로 적절한 타이밍에 전류 검출할 필요가 있다. 도시는 하고 있지 않지만, 전류 검출 수단(7)에 싱글 션트 전류 검출 방식을 사용해도 된다.As another method for detecting the alternating current flowing in the electric motor 6 or the electric power conversion circuit 5, for example, from the direct current flowing in the shunt resistor 25 added to the direct current side of the power conversion circuit 5, There is a single shunt current detection system for detecting the current on the ac side of the conversion circuit 5. [ This method utilizes that a current equivalent to the alternating current of each phase of the power conversion circuit 5 flows in the shunt resistor in accordance with the energization state of the switching element constituting the power conversion circuit 5. Since the current flowing in the shunt resistor varies with time, it is necessary to detect the current at the appropriate timing based on the timing at which the drive signals 24a to 24f change. Although not shown, a single shunt current detection system may be used for the current detection means 7. [

본 발명에서는, 전동기나 부하 등의 기계 부분에 있어서 발생하는 진동이나 소음 및 소비 에너지의 문제를 해소하는 것이며, 그것을 위하여 부하에 있어서의 구체적인 과제를 명확히 해 둔다. 여기에서는, 부하(9)로서 압축 기구를 사용한 경우에 대하여 설명한다.The present invention solves the problem of vibration, noise, and energy consumption generated in a mechanical part such as an electric motor and a load, and a specific problem in the load is clarified for this purpose. Here, a case where a compression mechanism is used as the load 9 will be described.

도 3에 나타내는 바와 같이, 기구부(압축 기구부)(500)는 전동기(6)를 동력원으로 해서 피스톤(501)을 구동시키고 있다. 이에 따라, 압축 동작을 행한다. 전동기(6)의 샤프트(502)에 크랭크 샤프트(503)가 접속되어 전동기(6)의 회전 운동을 직선 운동으로 변환하고 있다. 전동기(6)의 회전에 의해서 피스톤(501)도 동작하여 흡입, 압축, 토출과 같은 일련의 공정을 행한다.As shown in Fig. 3, the mechanical section (compression mechanism section) 500 drives the piston 501 using the electric motor 6 as a power source. Thus, a compression operation is performed. A crankshaft 503 is connected to the shaft 502 of the electric motor 6 to convert the rotational motion of the electric motor 6 into a linear motion. The piston 501 is also operated by the rotation of the electric motor 6 to perform a series of processes such as suction, compression, and discharge.

전동기(6)와 피스톤(501) 사이의 동력 전달은, 도 3과 같이 기계적으로 접속하는 경우가 많지만, 윤활유의 급유의 구성이나, 압축 혹은 반송 대상(예를 들면 유해 가스)에 따라서는, 자기적(磁氣的)으로 접속된 기구를 포함함으로써, 안전성이나 메인터넌스성을 높일 수 있다는 효과가 있다.The power transmission between the electric motor 6 and the piston 501 is often mechanically connected as shown in Fig. 3, but depending on the configuration of lubrication of the lubricating oil or the object to be compressed or transported (for example, noxious gas) By including a mechanism that is magnetically connected, there is an effect that the safety and the maintenance property can be enhanced.

압축 기구의 공정은, 우선 실린더(504)에 설치된 흡입구(505)로부터 냉매를 흡입한다. 그 후, 밸브(506)를 닫고 압축을 행하여 토출구(507)로부터 압축된 냉매를 토출한다.In the process of the compression mechanism, first, the refrigerant is sucked from the suction port 505 provided in the cylinder 504. Thereafter, the valve 506 is closed and compressed, and the refrigerant compressed from the discharge port 507 is discharged.

일련의 공정에 있어서, 피스톤(501)에 가해지는 압력이 변화한다. 이것은, 피스톤을 구동시키는 전동기(6)로부터 보면, 주기적으로 부하 토크가 변화하고 있는 것을 의미한다.In a series of processes, the pressure applied to the piston 501 changes. This means that the load torque is periodically changed when viewed from the electric motor 6 that drives the piston.

도 4는 기계각 1회전에 있어서의 회전자의 회전 각도 위치 θ_d에 대한 부하 토크의 변화의 예를 나타내고 있다. 도 4에서는 전동기(6)로서 4극(極) 전동기의 예를 나타내고 있기 때문에, 전기각(電氣角) 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 예를 들면, 전동기(6)가 6극인 경우에는, 전기각 3주기가 기계각 1주기에 상당한다. 회전자의 위치와 피스톤의 위치 관계는 어셈블리에 따라서 결정되지만, 도 4에서는 피스톤의 하사점(下死点)이 기계각의 0°로서, 피스톤 위치에 대한 부하 토크의 변화를 나타내고 있다. 압축 공정이 진행됨에 따라 부하 토크가 커지고 토출 공정에서는 급격히 부하 토크가 작아지는 것이 특징적이다.Fig. 4 shows an example of a change in the load torque with respect to the rotational angle position? _D of the rotor at one revolution of the machine. 4 shows an example of a four-pole electric motor as the electric motor 6, two electric angles correspond to one cycle of each machine. For example, when the electric motor 6 has six poles, three electrical cycles correspond to one cycle of the machine. The relationship between the position of the rotor and the position of the piston is determined according to the assembly. In FIG. 4, the bottom dead center of the piston is 0 DEG of the mechanical angle, which indicates a change in the load torque with respect to the piston position. As the compression process progresses, the load torque becomes large, and in the discharge process, the load torque suddenly becomes small.

도 4로부터 1회전 중에 있어서 부하 토크가 변동하고 있음을 알 수 있다. 회전할 때마다 부하 토크가 변동하기 때문에, 전동기(6)로부터 보면 주기적으로 부하 토크가 변동하고 있게 된다.From Fig. 4, it can be seen that the load torque fluctuates during one rotation. The load torque fluctuates every time the motor 6 rotates. Therefore, the load torque fluctuates periodically from the motor 6.

이 경우에 비록 같은 압축 기구부(500)를 사용했다고 해도, 전동기(6)의 회전수, 흡입구(505)나 토출구(507)의 압력, 흡입구(505)와 토출구(507)의 압력차 등에 따라 부하 토크의 변동은 변화한다.In this case, even if the same compression mechanism unit 500 is used, the load of the motor 6 can be increased by the rotation speed of the motor 6, the pressure of the suction port 505 and the discharge port 507, the pressure difference between the suction port 505 and the discharge port 507, The fluctuation of the torque changes.

밸브(506)의 개폐 타이밍과 피스톤의 위치의 관계는 밸브(506)의 구성에 따라서 변한다. 예를 들면, 흡입구(505)와 실린더(504) 내의 압력차에 의해 작동하는 간이한 밸브를 사용했을 경우에는 압력 조건에 따라서 밸브의 개폐 타이밍이 변한다. 즉, 부하 토크가 1회전 중에서 최대로 되는 피스톤 위치도 변화한다.The relationship between the opening and closing timing of the valve 506 and the position of the piston varies depending on the configuration of the valve 506. [ For example, when a simple valve operated by the pressure difference between the suction port 505 and the cylinder 504 is used, the opening and closing timing of the valve changes depending on the pressure condition. That is, the piston position at which the load torque becomes maximum in one rotation also changes.

앞서 기술한 바와 같이 부하 토크의 변동이 큰 경우에는, 제어부(2)의 구성에 따라서는, 전동기(모터)(6)에 흐르는 전류에 점핑이 발생하거나, 전동기(6)의 회전 속도 변동이 발생하거나 할 우려가 있다. 그 결과, 진동이나 소음이 발생하는 경우도 있다. 그 때문에, 도 4에 나타낸 부하 토크 변동을 고려해서 제어부(2)를 구성할 필요가 있다.As described above, in the case where the fluctuation of the load torque is large, depending on the configuration of the control section 2, jumping occurs in the electric current flowing in the electric motor (motor) 6 or fluctuation of the rotation speed of the electric motor 6 occurs There is a risk that As a result, vibration or noise may occur. Therefore, it is necessary to configure the control section 2 in consideration of the load torque variation shown in Fig.

진동이나 소음을 억제하는 수단에 따라서는 그 구동 효율이 크게 변하는 경우가 있다. 환언하면, 제어부(2)의 구성을 고안하는 것에 의해 진동이나 소음과 소비 에너지 절감을 동시에 달성하는 것이 가능하다.The driving efficiency may vary greatly depending on the means for suppressing vibration or noise. In other words, it is possible to achieve vibration, noise, and energy consumption at the same time by devising the configuration of the control unit 2.

따라서, 본원의 목적 중 하나는, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이다.Accordingly, one of the objects of the present invention is to provide a motor control apparatus capable of efficiently driving an electric motor while suppressing periodic load fluctuations and suppressing noise or vibration of the electric motor.

이하, 이 목적을 달성하기 위해서 필요한 모터 제어 장치의 구성에 대하여 설명하지만, 그 전제로서는, 영구 자석 동기 모터를 사용하고 있기 때문에 모터 제어 장치(1)에 의해 검출, 추정, 혹은 가정하는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치는, 기본적으로 동기해 있는 것으로 해서 설명한다. 단 실제로는, 가감속 시나 부하 변동 시 등의 과도 상태에 있어서, 제어축의 위치와 회전자의 위치에 어긋남(축 오차)이 발생하는 경우가 있다. 축 오차가 발생했을 경우, 전동기(6)가 실제로 발생시키는 토크가 감소하거나, 전동기(6)에 흐르는 전류에 왜곡이나 점핑이 발생하거나 하는 경우도 있다.Hereinafter, the configuration of the motor control device required to achieve this object will be described. However, since the permanent magnet synchronous motor is used as the premise, the rotation of the control shaft detected, estimated, or assumed by the motor control device 1 The angular position and the rotational angle position of the actual rotor are basically synchronized. However, in actuality, a deviation (shaft error) may occur between the position of the control shaft and the position of the rotor in the transient state such as acceleration / deceleration or load fluctuation. When an axial error occurs, the torque actually generated by the electric motor 6 may be reduced, or the electric current flowing through the electric motor 6 may be distorted or jumped.

모터 제어 장치 내에 있어서의 처리에서는 전동기(6)의 회전자의 회전 각도 위치 정보를 이용한다. 이 점에 대하여, 본 실시예에서는, 회전자의 회전 각도 위치 정보는, 전동기(6)에 흐르는 전류 및 전동기(6)에의 인가 전압을 입력하여 전동기(6)의 추정 회전 각도 위치를 출력하는 위치 추정 수단을 사용한 위치센서리스 제어에 의하여 얻는 것으로 한다.In the processing in the motor control apparatus, rotation angle position information of the rotor of the electric motor 6 is used. In this respect, in the present embodiment, the rotation angle position information of the rotor is inputted to the position where the estimated rotation angle position of the electric motor 6 is outputted by inputting the current flowing in the electric motor 6 and the voltage applied to the electric motor 6 And is obtained by position sensorless control using the estimation means.

모터 제어 장치(1)에 의해 검출, 추정, 혹은 가정하는 제어축의 회전 각도 위치와, 실제의 회전자의 회전 각도 위치의 관계가 도 5에 나타나 있다. 도 5에 있어서, 회전자의 영구 자석의 주(主)자속 방향의 위치를 d축으로 하고, d축으로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도(전기각 90도) 진행한 q축으로 이루어지는 d-q축(회전 좌표계)을 정의한다. 회전자의 회전 각도 위치 θd는 d축의 위상을 나타낸다. 이 d-q축(회전 좌표계)에 대하여, 제어 상의 가상 회전자 위치를 dc축으로 하고, 그로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도 진행한 qc축으로 이루어지는 dc-qc축(회전 좌표계)도 정의한다.The relationship between the rotational angular position of the control shaft detected, estimated, or assumed by the motor control device 1 and the rotational angular position of the actual rotor is shown in Fig. 5, a d-axis (d-axis) composed of a q-axis which is electrically driven by 90 degrees (electric angle 90 degrees) from the d-axis in the main magnetic flux direction of the permanent magnet of the rotor as a d- Rotation coordinate system). The rotation angle position? D of the rotor indicates the phase of the d-axis. The dc-qc axis (rotational coordinate system), which is the dc axis of the virtual rotor position on the control side, and the qc axis which is electrically advanced 90 degrees in the rotational direction with respect to the d-q axis (rotation coordinate system) is also defined.

본 실시예에서는, 이 회전 좌표계인 제어축 상에서 전압이나 전류를 제어하는 것을 기본으로 해서 설명하고 있지만, 전압의 진폭과 위상을 조정해서 전동기를 제어하는 것도 가능하다. 이들의 좌표축의 관계가 도 5에 나타나 있다. 또, 이 이후의 설명에 있어서, d-q축을 실축(實軸), dc-qc축을 제어축, 실축과 제어축의 어긋남인 오차각을 축 오차 Δθ_c로 부른다.In the present embodiment, a description is given on the basis of controlling the voltage or current on the control axis which is the rotational coordinate system, but it is also possible to control the motor by adjusting the amplitude and phase of the voltage. The relationship of these coordinate axes is shown in Fig. In the following description, the error axis which is the deviation between the actual axis and the dc-qc axis as the control axis and the deviation between the actual axis and the control axis is referred to as the axis error ?? _c .

도 6에는 고정 좌표계인 3상축과 회전 좌표계인 제어축(dc-qc축)의 관계가 나타나 있다. 여기에서는 예를 들면 U상을 기준으로 dc축의 회전 각도 위치(추정 자극(磁極) 위치) θdc로 정의한다. dc축은 도면 중의 원호 형상 화살표 방향(반시계 방향)으로 회전하고 있다. 그 때문에, 회전 주파수(추후에 나타내는 인버터 주파수 지령값 ω1)를 적분함으로써, 추정 자극 위치 θ_dc가 얻어진다.Fig. 6 shows the relationship between the three-dimensional axis, which is a fixed coordinate system, and the control axis (dc-qc axis), which is a rotating coordinate system. Here, it is defined as a rotation angle position (estimated magnetic pole position)? Dc of the dc axis based on, for example, the U phase. The dc axis rotates in an arc-shaped arrow direction (counterclockwise direction) in the figure. Therefore, the estimated magnetic pole position? _Dc is obtained by integrating the rotation frequency (inverter frequency command value? 1 indicated later).

도 1로 되돌아가, 전동기(6)에 부여하는 3상 교류를 결정하는 모터 제어 장치(1) 내의 제어부(2)는, 모터(6)에 접속되는 부하(9)의 평균값 및 주기적으로 변동하는 값에 따른 토크 전류 지령값을 작성하는 토크 전류 지령값 작성기(10)와, 전압 억제 지령값 작성기(11)와, 토크 전류 지령값 작성기(10)나 전압 억제 지령값 작성기(11) 등의 값을 기초로 전력 변환 회로(5)의 출력 전압값을 작성하는 전압 지령값 작성기(3)와, 전압 지령값 작성기(3)에서 작성한 출력 전압 지령값을 기초로 전력 변환 회로(5)를 구동시키는 드라이브 신호를 작성하는 PWM 신호 작성기(33)로 구성된다. 전압 억제 지령값 작성기(11) 및 전압 지령값 작성기(3)의 처리에 있어서는, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 전동기 전류(혹은 전력 변환 회로(5)에 흐르는 전류)를 이용한다.1, the control unit 2 in the motor control device 1 that determines the three-phase alternating current to be applied to the electric motor 6 is configured to control the average value of the load 9 connected to the motor 6, A torque command value generator 10 for generating a torque current command value in accordance with the value of the torque command value generator 11 and a value of the torque command value generator 10 or the voltage suppression command value generator 11 A voltage command value generator 3 for generating an output voltage value of the power conversion circuit 5 on the basis of the output voltage command value generated by the voltage command value generator 3, And a PWM signal generator 33 for generating a drive signal. The motor current (or the current flowing in the power conversion circuit 5) detected by the current detection means 7 is used in the processing of the voltage suppression command value generator 11 and the voltage command value generator 3.

또 모터 제어 장치(1) 내의 제어부(2)에 있어서, 전압 억제 지령값 작성기(11)는 본 발명에 의해 추가 설치된 것이며, 이 설명에 들어가기 전에 주변 회로 부분의 기능, 동작을 명확히 해 둔다.Further, in the control section 2 in the motor control apparatus 1, the voltage suppressing command value generator 11 is additionally provided by the present invention, and the function and operation of the peripheral circuit section are clarified before this description is made.

도 1에 도시된 이상의 구성에 의해 모터 제어 장치(1)는, 도 4에서 설명한 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 부하가 변동하는 기구부를 구동시키는 전동기(6)가 원하는 동작을 하도록 제어한다.1, the motor control device 1 performs the desired operation of the motor 6 that drives the mechanical part whose load fluctuates by an integral multiple of one cycle of the machine or one cycle of each machine described in Fig. 4 .

도 1의 모터 제어 장치(1)를 구성하는 각 구성 요소의 동작, 기능에 대하여 그 개략을 설명한다. 우선 제어부(2) 내의 전압 지령값 작성기(3)와 PWM 신호 작성기(33)에 대하여 설명한다.The operation and function of each component constituting the motor control device 1 of Fig. 1 will be schematically described. The voltage command value generator 3 and the PWM signal generator 33 in the control unit 2 will be described.

전압 지령값 작성기(3)는, 후술하는 토크 전류 지령값 작성기(10)나 전압 억제 지령값 작성기(11)의 출력인 전류 지령값을 입력하고, 전동기에 인가하는 3상의 정현파 형상의 전압 지령값을 출력한다. 전압 지령값 작성기(3)의 보다 구체적인 구성예와 그 동작에 대해서는 도 8 등을 사용해서 후술한다.The voltage command value generator 3 receives a current command value which is an output of a torque current command value generator 10 or a voltage suppression command value generator 11 to be described later and outputs a voltage command value of a three- . A more specific configuration example of the voltage command value generator 3 and its operation will be described later with reference to Fig. 8 and the like.

PWM 신호 작성기(33)는, 전압 지령값 작성기(3)에서 얻어진 3상의 정현파 형상의 전압 지령값과, 예를 들면 캐리어 신호로서 삼각파의 비교에 의해, 전력 변환 회로(5)에 부여하는 드라이브 신호를 작성한다. 도 7은 전기각 360도에 있어서의 1상분의 전압 지령값과 드라이브 신호 Gp, Gn을 생성하기 위한 삼각파 캐리어 신호의 관계를 나타내고 있다. 전압 지령값과 삼각파 캐리어 신호를 비교하여, 대소 관계에 따라 도 7에 나타내는 바와 같이 상(上) 암의 드라이브 신호 Gp 및 하(下) 암의 드라이브 신호 Gn을 생성한다.The PWM signal generator 33 compares the voltage command value of the three-phase sinusoidal waveform obtained by the voltage command value generator 3 with the voltage command value of the drive signal . FIG. 7 shows the relationship between the voltage command value for one phase for 360 degrees of electric angle and the triangular wave carrier signal for generating drive signals Gp and Gn. The voltage command value and the triangular wave carrier signal are compared with each other and the drive signal Gp of the upper arm and the drive signal Gn of the lower arm are generated according to the magnitude relationship as shown in Fig.

또 게이트 드라이버 회로(23)나 스위칭 소자 자체의 지연에 기인해서 상하 암의 스위칭 소자가 단락될 우려가 있기 때문에, 실제로는 상하 암의 양쪽이 스위칭 오프로 되는 데드 타임(수 마이크로초∼십 수 마이크로초 정도)을 부가해서 최종적인 드라이브 신호로 한다. 그러나, 데드 타임에 관해서는 본원의 목적이나 효과에는 전혀 영향이 없기 때문에, 본 명세서에 있어서는 이상적인 드라이브 신호를 나타내고 있다. 물론, 데드 타임을 부가한 구성으로 해도 된다.In addition, since the switching elements of the upper and lower arms may be short-circuited due to the delay of the gate driver circuit 23 and the switching element itself, the dead time (several microseconds to several tens microseconds) Sec) to the final drive signal. However, since there is no influence on the purpose and effect of the present invention with respect to the dead time, the present invention shows an ideal drive signal. Of course, the dead time may be added.

이하, 제어부(2)의 구체적 회로 구성을 사용해서 상세히 설명한다. 우선, 전동기(6)를 구동시킬 때의 기본 동작에 대하여 설명하고, 그 후 압축 기구 등 주기적인 부하 토크 변동이 있을 경우의 과제에 대하여 설명한다.Hereinafter, the specific circuit configuration of the control unit 2 will be described in detail. First, the basic operation for driving the electric motor 6 will be described, and a problem when there is a periodic change in the load torque, such as a compression mechanism, will be described.

제어부(2)는 도 8에 나타내는 바와 같이, 3상축 상의 교류 전류 검출값(I_u 및 I_w)을 제어축 상의 전류값(I_dc 및 I_qc)으로 좌표 변환하는 3φ/dq 변환기(8), 제어축 상의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc) 및 전동기에 인가하는 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 사용해서 실축과 제어축의 축 오차 Δθ_c(도 5에 도시)를 연산하는 축 오차 연산기(12)와, 축 오차 Δθ_c를 축 오차 지령값 Δθ^*(통상은 제로)에 추종시키기 위하여 전동기(6)에 인가하는 전압의 주파수(인버터 주파수 지령값 ω₁)를 조정하는 PLL 제어기(13)와, 모터 제어 장치에 접속되는 부하(9)의 평균값 및 주기적으로 변동하는 값에 따른 토크 전류 지령값을 작성하는 토크 전류 지령값 작성기(10)와, 전압 억제 지령값 작성기(11)와, 전압 지령값 연산 수단(34)과, dc-qc축 상의 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 제어축으로부터 3상축으로 좌표 변환하는 dq/3φ 변환기(4) 등으로 구성된다.8, the control unit 2 includes a 3φ / dq converter 8 for performing coordinate conversion of the AC current detection values I _u and I _w on the three-phase axis to the current values I _dc and I _qc on the control axis, , the current detection value on the control shaft (I _dc and I _qc) and a voltage command value to be applied to the motor (V _d ^* and V _q ^*) axis error a to real axis and control axis using Δθ _c (shown in Figure 5) calculated and the axial error calculator 12, which, in order to follow the axis error Δθ _c to the axis error command value Δθ ^* (typically zero) for adjusting the frequency (the inverter frequency command value ω ₁₎ of the voltage applied to the electric motor (6) A torque current command value generator 10 for generating a torque current command value in accordance with an average value and a periodically varying value of the load 9 connected to the motor control device, 11), a portion of the voltage command value computing means 34 and the voltage command values (V _d ^* and V _q ^*) on the dc-qc-axis as the control shaft A coordinate transformation to the upper shaft 3 is composed of dq / 3φ converter 4 and the like.

또, 도면을 보기 쉽게 하기 위하여, 일부의 신호선은 결선(結線)하고 있지 않다. 같은 기호로 표시한 선(예를 들면, 인버터 주파수 지령값 ω₁)은 결선되어 있는 것과 등가이다.In order to make the drawings easy to see, some signal lines are not connected. A line marked with the same symbol (for example, inverter frequency command value ω ₁ ) is equivalent to the one connected.

제어부(2)의 대부분은 마이크로컴퓨터나 DSP 등의 반도체 집적 회로(연산 제어 수단)에 의하여 구성되며 소프트웨어 등에 의해 실현하고 있다.Most of the control unit 2 is constituted by a semiconductor integrated circuit (operation control means) such as a microcomputer or a DSP and is realized by software or the like.

앞서 기술한 바와 같이 전동기(6)는 예를 들면 영구 자석 모터이며, 이것을 구동시키기 위하여 전술한 바와 같이 dc-qc축(회전 좌표계)에서 제어한다. 회전 좌표축 상에서 제어하기 위하여 3상 교류축으로부터 좌표 변환할 필요가 있지만, 회전 좌표 상에서는 전압이나 전류를 직류량으로서 취급한다는 이점이 있다.As described above, the electric motor 6 is, for example, a permanent magnet motor, and is controlled in the dc-qc axis (rotational coordinate system) as described above in order to drive it. It is necessary to perform coordinate conversion from the three-phase AC axis in order to control on the rotational coordinate axis, but there is an advantage that the voltage or the current is treated as the DC amount on the rotational coordinate.

그 때문에 3φ/dq 변환기(8)에서는, 자극 위치 θ_dc를 사용해서, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 3상 교류축의 모터 전류 검출값을 dc-qc축으로 좌표 변환하여, d축 및 q축의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc)을 얻는다.Therefore, in the 3φ / dq converter 8, the motor current detection value of the three-phase alternating current shaft detected by the current detecting means 7 is subjected to coordinate conversion on the dc-qc axis by using the magnetic pole position θ _dc , and the q-axis current detection values (I _dc and I _qc ) are obtained.

마찬가지로 dq/3φ 변환기(4)에서는, 자극 위치 θ_dc를 사용해서, 전압 지령값 연산 수단(34)에 의해 생성된 dc-qc축 상의 전압 지령값을 3상 교류 전압 지령값(Vu^*,Vv^*,Vw^*)으로 좌표 변환한다.Similarly dq / 3φ converter (4), the magnetic pole position using the θ _dc, voltage command calculation means 34, three-phase AC voltage command value to voltage command values on the generated dc-qc-axis by (Vu ^*, Vv ^* , Vw ^* ).

이렇게, 회전 좌표축에서 전동기에 흐르는 전류를 계자 성분과 토크 성분으로 분리하여, 전동기의 회전 속도 혹은 토크를 제어하기 위해서, 전압의 위상과 크기를 제어하는 것을 일반적으로 벡터 제어라 부르고 있다.Control of the phase and magnitude of the voltage is generally referred to as vector control in order to control the rotational speed or torque of the motor by dividing the current flowing through the motor in the rotational coordinate axis into a field component and a torque component.

전압 지령값 연산 수단(34)은 벡터 제어에 의한 전압 지령값을 연산하는 수단이다. 벡터 제어의 구성에는 몇가지 방식이 있으며, 어느 하나의 방식을 전압 지령값 연산 수단(34)으로 사용하면 된다.The voltage command value computing means 34 is means for computing a voltage command value by vector control. There are several schemes for constituting the vector control, and any one of them may be used as the voltage command value calculating means 34. [

전압 지령값 연산 수단(34)으로서는 예를 들면 일본국 특개2005-39912호 공보에 기재된 구성이 있다. 이것을 사용한 경우의 전압 지령값 연산 수단(34)의 구성예를 도 9에 나타낸다.The voltage command value calculating means 34 is, for example, described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-39912. Fig. 9 shows a configuration example of the voltage command value calculating means 34 when this is used.

도 9의 전압 지령값 연산 수단(34)에서는, 상위 제어계 등으로부터 얻어지는 d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과, 회전각 속도 지령값 ω^* 또는 후술하는 인버터 주파수 지령값 ω₁을 입력하고, (1)식, (2)식과 같이 벡터 연산을 행하여, d축 전압 지령값 V_d ^*와 q축 전압 지령값 V_q ^*를 얻는다.The voltage command value computing means 34 in Fig. 9 compares the d-axis and q-axis current command values (I _d ^* and I _q ^* ) obtained from the upper control system or the like with the rotation angle speed command value ω ^* value input to ω _1, and equation (1), (2) by performing the vector operations such expression, to obtain a d-axis voltage command value V _d ^* and the q-axis voltage command value V _q ^*.

[수식 1] [Equation 1]

[수식 2] [Equation 2]

또 (1)식과 (2)식에서, R은 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값, L_d는 d축의 인덕턴스, L_q는 q축의 인덕턴스, K_e는 유기 전압 정수이며, 모두 정수로서 취급된다.In (1) and (2) where, R is winding resistance, L _d is d-axis inductance, L _q is q-axis inductance, K _e is an induced voltage constant of the first equivalent of the electric motor (6), all treated as a constant do.

또한 (1)식과 (2)식에 있어서, d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^** 및 I_q ^**)은, d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과 그 검출값(I_dc 및 I_qc)의 차분을 비례 적분 연산에 의해 구한 새로운 전류 지령값이다.In addition, (1) and (2) In the expression, d-axis and q-axis current command value (I _d ^** and I _q ^**) is, d-axis and q-axis current command value (I _d ^* and I _q ^*) And the difference between the detected values I _dc and I _qc by a proportional integral calculation.

이 부분의 기능을 도 9에서는 d축 전류 제어기(14a), q축 전류 제어기(14b)에 의해 실현하고 있다. 이 도 9의 회로 구성에서 91은 전류 지령값(I_d ^* 및 I_q ^*)과 그 검출값(I_dc 및 I_qc)의 차분을 구하는 감산기, 92는 차분에 소정의 게인을 부가하는 비례 회로, 94는 적분기, 90은 비례분과 적분분을 가산해서 비례 적분값을 구하는 가산기이다. 이 출력이 d축 및 q축 전류 지령값(I_d ^** 및 I_q ^**)이다.The function of this portion is realized by the d-axis current controller 14a and the q-axis current controller 14b in Fig. 9, reference numeral 91 denotes a subtracter for obtaining the difference between the current command values (I _d ^* and I _q ^* ) and the detected values (I _dc and I _qc ), 92 a proportional circuit for adding a predetermined gain to the difference , 94 is an integrator, and 90 is an adder for adding a proportional component and an integral component to obtain a proportional integral value. This output is the d-axis and q-axis current command values (I _d ^** and I _q ^** ).

I_d ^** 및 I_q ^**에는 승산기(乘算器)(92g, 92i)에 있어서 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값 R이 승산되어 (1)식과 (2)식 우변의 제1항이 구해진다.I _d ^** and I _q ^** are multiplied by a winding resistance value R equivalent to one of the electric motors 6 in the multipliers 92g and 92i so as to satisfy the following formulas (1) and (2) The term is resolved.

(1)식과 (2)식 우변의 제2항에서 d축 및 q축 전류 지령값(I_df ^** 및 I_qf ^**)은, q축 및 d축 전류 지령값(I_q ^** 및 I_d ^**)을 도 9의 필터 회로(98)에 의해 필터링해서 얻은 값이다. I_df ^** 및 I_qf ^**에 대해서는 승산기(92h, 92j)에 있어서 q축의 인덕턴스 L_q, d축의 인덕턴스 L_d가 각각 승산됨과 함께, 인버터 주파수 지령값 ω₁도 합쳐서 승산해서 (1)식과 (2)식 우변의 제2항을 구한다. 또한 승산기(92k)에서는, 인버터 주파수 지령값 ω₁에 d축의 인덕턴스 L_d를 승산해서 (2)식 우변의 제3항을 구한다.(1) and (2) the right side of the equation in claim 2, wherein the d-axis and q-axis current command value (I _df ^** and I ^** _qf) is, the q-axis and d-axis current command value (I _q ^** and I _d ^** ) are obtained by filtering by the filter circuit 98 in Fig. The inductance L _{q of the q-} axis and the inductance L _d of the d-axis are multiplied by I _df ^** and I _qf ^** in the multipliers 92h and 92j, and the inverter frequency command value ω _{1 is} also multiplied together and multiplied by (1) (2). The multiplier 92k multiplies the inverter frequency command value? ₁ by the d-axis inductance L _d to obtain the third term of the right side of the expression (2).

감산기(91f)에서는, 승산기(92g)의 출력으로부터 승산기(92h)의 출력을 뺌으로써 (1)식의 d축 전압 지령값 V_d ^*를 얻는다. 가산기(90d)에서는, 승산기(92i)의 출력과, 승산기(92j)의 출력과, 승산기(92k)의 출력의 합을 구함으로써, (2)식의 q축 전압 지령값 V_q ^*를 얻는다.The subtracter 91f subtracts the output of the multiplier 92h from the output of the multiplier 92g to obtain the d-axis voltage command value V _d ^* of the equation (1). The adder 90d obtains the q-axis voltage command value _Vq ^* of the equation (2) by calculating the sum of the output of the multiplier 92i, the output of the multiplier 92j, and the output of the multiplier 92k.

도 9의 회로 구성예에서는, 전압 지령값 연산 수단(34) 중에, 전류 제어기(14a 및 14b)가 전압 연산에 직렬로 들어가 있는 점, 전동기의 전기 시정수(時定數) 상당의 차단 주파수를 갖는 1차 지연 필터(저역 통과 필터)(98a 및 98b)가 있는 점이 특장이다. 이들에 의하여 전동기의 역(逆) 모델을 성립시키고 있기 때문에, 제어부(2)의 연산 주기에 제약이 있는 경우에 있어서도 이상적인 벡터 제어를 실현할 수 있는 효과가 있다.In the circuit configuration example of Fig. 9, the voltage command value calculating means 34 includes the current controllers 14a and 14b in series in voltage calculation, the cutoff frequency corresponding to the electric time constant of the motor (Low-pass filters) 98a and 98b. Since the inverse model of the electric motor is established by these, it is possible to realize an ideal vector control even when there is a restriction on the operation cycle of the control unit 2. [

여기에서 본 실시예의 전동기(6)는 비돌극형(非突極型)의 영구 자석 모터로서 설명하고 있다. 즉, d축과 q축의 인덕턴스값은 같다. 즉, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 의하여 발생하는 릴럭턴스 토크는 고려하고 있지 않다. 따라서, 전동기(6)의 발생 토크는 q축을 흐르는 전류에 비례한다. 그 때문에, 본 실시예에 있어서는, d축 전류 지령값 I_d ^*는 제로를 설정하고 있다.Here, the electric motor 6 of the present embodiment is described as a permanent magnet motor of a non-protruding pole type. That is, the inductance values of the d-axis and the q-axis are the same. That is, the reluctance torque generated by the difference between the inductances of the d-axis and the q-axis is not considered. Therefore, the generated torque of the electric motor 6 is proportional to the current flowing in the q-axis. Therefore, in the present embodiment, the d-axis current command value I _d ^* is set to zero.

또, 돌극형(d축과 q축의 인덕턴스의 차가 있는 경우)의 경우에는, q축 전류에 의한 토크 외에, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 기인하는 릴럭턴스 토크가 있다. 그 때문에, 릴럭턴스 토크를 고려해서 d축 전류 지령값 I_d ^*를 설정함으로써, 같은 토크를 작은 q축 전류로 발생시킬 수 있다. 즉, 소비 에너지 절감의 효과가 있다.In the case of the salient pole type (when there is a difference in inductance between the d-axis and the q-axis), there is a torque due to the q-axis current and a reluctance torque due to the difference between the inductances of the d-axis and the q-axis. Therefore, by setting the d-axis current command value I _d ^* in consideration of the reluctance torque, it is possible to generate the same torque with a small q-axis current. That is, there is an effect of saving energy consumption.

전술한 바와 같이, 본 실시예에서는, 회전자의 회전 각도 위치 정보는, 전동기에 흐르는 전류 및 전동기에의 인가 전압을 입력하여 전동기의 추정 회전 각도 위치를 출력하는 위치 추정 수단(40)을 사용한 위치센서리스 제어에 의하여 얻는 것으로 하고 있다.As described above, in the present embodiment, the rotational angle position information of the rotor is obtained by using the position estimating means 40 that inputs the current flowing to the electric motor and the voltage applied to the electric motor and outputs the estimated rotational angle position of the electric motor And is obtained by sensorless control.

단, 전동기의 회전 각도 위치는 직접적으로 추정하는 것은 아니며, 실축과 제어축의 어긋남인 오차각(축 오차 Δθ_c)을 추정하고, 그것을 제로로 제어하는 것에 의해 간접적으로 추정한다.However, the rotation angle position of the electric motor is not directly estimated, but indirectly estimated by estimating an error angle (axial error ?? _c ) which is a deviation between the real axis and the control axis and controlling it to zero.

도 8의 제어부(2)의 구성에 있어서 축 오차 연산기(12)는, 제어축 상의 전류 검출값(I_dc 및 I_qc) 및 전동기에 인가하는 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 사용해서, (3)식에 의해 실축과 제어축의 축 오차 Δθ_c를 연산한다.8, the shaft error calculator 12 calculates the current detection values I _dc and I _qc on the control axis and the voltage command values V _d ^* and V _q ^* to be applied to the electric motor , The axial error ?? _c between the actual axis and the control axis is calculated by the equation (3).

[수식 3] [Equation 3]

도 8의 PLL 제어기(13)는, 축 오차 Δθ_c가 축 오차 지령값 Δθ^*(통상은 제로)가 되도록 인버터 주파수 지령값 ω₁을 조정하고 있다. PLL 제어기(13)의 구성예를 도 10에 나타낸다. 축 오차 지령값 Δθ^*과 축 오차 Δθ_c의 차를 감산기(91a)에 의해 구하고, 이 오차에 비례 게인을 곱해서 비례분을 구하는 비례 연산부(92a)의 연산 결과와, 이 오차에 적분 게인을 곱하고나서 적분 제어하는 적분 연산부(93a)의 연산 결과를 가산기(90a)에 의해 가산하여 인버터 주파수 지령값 ω₁을 출력한다.PLL controller 13 of Figure 8 has, the axis error Δθ _c is the axis error command value Δθ ^* adjusting the inverter frequency command value ω ₁ such that the (usually zero). An example of the configuration of the PLL controller 13 is shown in Fig. The difference between the axial error command value ?? ^* and the axial error ?? _c is obtained by a subtracter 91a, the result of this operation is multiplied by a proportional gain to obtain a proportional component, and this error is multiplied by the integral gain Then, the adder 90a adds the result of the operation of the integration operation unit 93a, which performs integral control, and outputs the inverter frequency command value? ₁ .

PLL 제어기(13)의 후단에 설치한 적분기(94)에 의해 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분한다. 속도를 적분하면 위치가 되기 때문에, 마찬가지로 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분함으로써 추정 자극 위치 θ_dc를 얻을 수 있다.The inverter frequency command value? ₁ is integrated by the integrator 94 provided at the rear end of the PLL controller 13. [ Since the position is obtained by integrating the speed, similarly, the estimated magnetic pole position? _Dc can be obtained by integrating the inverter frequency command value? ₁ .

도 8의 제어부(2)의 구성에 있어서, q축 전류 지령값은 상위 제어계 등으로부터 얻어도 된다고 전술했지만, 여기에서는, 속도 제어기를 사용해서 q축 전류 지령값을 얻는 구성에 대하여 설명한다.In the configuration of the control unit 2 in Fig. 8, the q-axis current command value can be obtained from an upper control system or the like. However, here, a configuration for obtaining the q-axis current command value using the speed controller will be described.

속도 제어기(15)의 구성예를 도 11에 나타낸다. 여기에서는 주파수 지령값 ω^*와 인버터 주파수 지령값 ω₁의 차를 감산기(91g)에 의해 구하고, 이 차분에 비례 게인을 곱해서 비례 제어하는 비례 연산부(92g)의 연산 결과와, 적분 게인을 곱해서 적분 제어하는 적분 연산부(94e)의 연산 결과를 가산기(90e)에 의해 가산하여 q축 전류 지령값 I_q ^*를 출력한다.A configuration example of the speed controller 15 is shown in Fig. Here, the subtracter 91g obtains the difference between the frequency command value? ^* And the inverter frequency command value? ₁ , multiplies the difference by the proportional gain and performs the proportional control operation on the result of multiplication by the integral gain, The adder 90e adds the result of the operation of the integrating operator 94e to be controlled and outputs the q-axis current command value _Iq ^* .

통상, 상위 제어계 등으로부터 부여되는 주파수 지령값 ω^*는, 인버터 주파수 지령값 ω₁에 비하면 변화의 주기가 매우 길어, 전동기의 1회전 중에 있어서는 일정값으로 보아도 된다.Normally, the frequency command value? ^* Given from the upper control system or the like may be regarded as a constant value during one rotation of the motor since the period of the change is very long as compared with the inverter frequency command value? ₁ .

그 때문에, 속도 제어기에 의하여 전동기는 거의 일정 주파수로 회전한다. 이때, 인버터 주파수 지령값 ω₁을 적분함으로써 얻어지는 자극 위치 θ_dc는 거의 일정하게 증가한다.Therefore, the electric motor rotates at a substantially constant frequency by the speed controller. At this time, the magnetic pole position? _Dc obtained by integrating the inverter frequency command value? ₁ increases substantially constantly.

이상, 일반적인 모터 제어 장치의 구성에 대하여 설명했지만, 이러한 구성에 의해 부하 제어했을 때의 구체적인 구동 파형을 도 12에 나타낸다. 이것은 구동 파형으로서, 압축기 구동 시의 파형의 예를 상기한 제어 장치 구성을 사용해서 수치 해석한 것이다.The configuration of a general motor control device has been described above. A specific drive waveform when the load is controlled by such a configuration is shown in Fig. This is a drive waveform in which a waveform example at the time of driving the compressor is numerically analyzed using the above-described control device configuration.

도 12에서는, 횡축에 시간을 취하고 종축에 토크(p.u)로서 모터 토크와 부하 토크를 나타내고, 주파수(㎐)로서 주파수 지령값과 인버터 주파수 지령값을 나타내고, 전류로서 U상 모터 전류를 도시하고 있다. 여기에서 횡축의 시간 눈금은 도 4에서 나타낸 기계각 1주기가 0.05초인 예를 나타내고 있다.12 shows the motor torque and the load torque as the torque (pu) on the abscissa and the frequency command (Hz) on the ordinate as the frequency command value and the inverter frequency command value, and shows the U phase motor current as the current . Here, the time scale of the horizontal axis represents an example in which one cycle of each machine shown in FIG. 4 is 0.05 second.

이 비교 사례에 따르면, 토크(p.u)는 기계각 1주기 내에서의 불일치를 발생키고 있다. 모터 토크가 이 주기 내에서 거의 정현파 형상으로 변동해서 반복되는데 반하여, 부하 토크는 전반 주기에서의 점증 후, 후판 주기에서의 급증, 급감을 반복하고 있어, 주기 내에서의 토크 불일치가 뚜렷하다. 주파수는, 주파수 지령값이 일정해도, 인버터 주파수 지령값은 정현파 형상의 변동을 반복한다. 또한 전류는 맥동하고 있다.According to this comparative example, the torque (p.u) causes a discrepancy within one cycle of each machine. The motor torque is repeatedly fluctuated in a substantially sinusoidal shape within this period, and the load torque is repeatedly increased and decreased in the thick plate period after the increase in the first half period, so that the torque mismatch within the period is remarkable. Even if the frequency command value is constant, the frequency of the inverter frequency command repeats fluctuation of the sine wave shape. The current is also pulsating.

도 12의 결과로부터, 1회전 중에 있어서의 부하 토크가 변동하는 것에 의해, 모터 발생 토크, 전동기의 실(實)주파수(전동기의 회전수), 전동기에 흐르는 전류 등이 맥동하는 것을 알 수 있다. 이것은, 도 10의 PLL 제어기(13), 도 9의 전류 제어기(14), 도 11의 속도 제어기(15) 등의 피드백 제어기에 설정 가능한 응답 주파수에 제약이 있기 때문이다.It can be seen from the results of Fig. 12 that the motor generated torque, the actual frequency of the electric motor (the number of revolutions of the electric motor), the electric current flowing in the electric motor and the like are pulsating due to the fluctuation of the load torque during one rotation. This is because there is a restriction on the response frequency that can be set in the feedback controller such as the PLL controller 13 in Fig. 10, the current controller 14 in Fig. 9, and the speed controller 15 in Fig. 11.

예를 들면, 도 10의 PLL 제어기(13)는, 전동기의 전기 정수(예를 들면, 전동기(6)의 1상당의 권선 저항값 R이나 q축의 인덕턴스 L_q 등)에 의하여 설정 가능한 응답 주파수가 결정되며, 그 값은 인버터 주파수가 낮을수록 낮은 응답 주파수를 설정할 필요가 있다. 환언하면, 전동기(6)가 저속으로 회전할 수록 PLL 제어기(13)의 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.For example, the PLL controller 13 of Fig. 10 determines whether or not the response frequency that can be set by the electric constant of the electric motor (for example, the winding resistance value R of one equivalent of the electric motor 6 and the q-axis inductance L _q ) And the lower the inverter frequency, the lower the response frequency needs to be set. In other words, as the electric motor 6 rotates at low speed, it is necessary to set the response frequency of the PLL controller 13 to be low.

한편, 도 9의 전류 제어기(14)는 제어부(2)의 연산 시간의 제약에 의하여 설정 가능한 응답 주파수가 결정된다. 즉, 전동기가 고속으로 회전할 수록 전류 제어기(14)의 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.On the other hand, the current controller 14 of Fig. 9 determines the response frequency which can be set by the constraint of the calculation time of the control unit 2. [ That is, as the motor rotates at high speed, it is necessary to set the response frequency of the current controller 14 to be low.

속도 제어기(15)는 통상 PLL 제어기(13)나 전류 제어기(14)보다 외측의 제어 루프로 된다. 그 때문에 다른 제어기보다 설정 가능한 응답 주파수를 낮게 설정할 필요가 있다.The speed controller 15 is usually a control loop outside the PLL controller 13 or the current controller 14. [ Therefore, it is necessary to set the response frequency that can be set lower than other controllers.

이렇게, 도 8에 나타낸 벡터 제어의 구성만으로는 넓은 운전 범위에 있어서 주기적인 부하 변동을 억제하는 것이 어려운 경우가 있다.In this way, it is difficult to suppress periodic load fluctuations in a wide operation range only by the configuration of the vector control shown in Fig.

이상의 점에 입각하여 부하 변동 대응 동작에 관한 본 발명의 구동 방법을 이하 상세히 설명한다. 지금까지의 도 1의 설명에서는 생략했지만, 본 발명에서의 목적을 실현하는 수단 중 하나인, 토크 전류 지령값 작성기(10)와 전압 억제 지령값 작성기(11)에 대하여 설명한다.Based on the above points, the driving method of the present invention relating to the load fluctuation corresponding operation will be described in detail below. The torque current command value generator 10 and the voltage suppression command value generator 11, which are one of means for realizing the object of the present invention, are omitted in the description of FIG. 1 so far.

도 13은 토크 전류 지령값 작성기(10)의 구체적인 구성예를 나타내는 도면이다. 도 13의 토크 전류 지령값 작성기(10)는, 전술한 속도 제어기(15)와, 전류 검출 수단(7)에 의해 검출된 전류 정보를 기초로, 주기적으로 변동하는 부하 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값을 출력하는 주기 토크 추정 수단(30)과, 속도 제어기(15)의 출력으로부터 주기 토크 추정 수단(30)의 출력을 감산하는 감산기(91g)로 구성되어 있다.13 is a diagram showing a concrete configuration example of the torque-current command value generator 10. As shown in Fig. The torque current command value generator 10 of Fig. 13 calculates the q-axis current (i) for the load torque component that fluctuates periodically based on the current information detected by the speed controller 15 and the current detecting means 7, And a subtractor 91g for subtracting the output of the periodic torque estimating means 30 from the output of the speed controller 15. The subtracter 91g subtracts the output of the periodic torque estimating means 30 from the output of the speed controller 15. [

도 13에 나타낸 주기 토크 추정 수단(30)에서는, 3φ/dq 변환기(8)(도 8)에 의하여 얻은 q축 전류 검출값 I_qc를, 단상(單相) 좌표 변환기(32)를 사용해서 기계각 주파수 ω_m으로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 한다.13, the q-axis current detection value _Iqc obtained by the 3? / Dq converter 8 (Fig. 8) is converted into the q-axis current detection value _Iqc by using the single- Coordinate conversion is performed by a coordinate system rotating at each frequency? _M.

예를 들면, 전동기(6)의 회전자의 자극의 수가 4극인 경우, 전기각 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 그 때문에, 별도 주기 토크 추정 수단(30)에 입력된 주파수 지령값 ω^*(전기각)을 전동기(6)의 극대수(極對數)(=계수/2)로 나눗셈하면, 기계각 주파수 ω_m을 얻을 수 있다.For example, when the number of poles of the rotor of the electric motor 6 is four poles, two electrical periods correspond to one cycle of the machine. Therefore, when the frequency command value? ^* (Electric angle) inputted to the separate period torque estimating means 30 is divided by the maximum number (= coefficient / 2) of the electric motor 6, the mechanical angular frequency? _M Can be obtained.

또, 본 실시예에서는, 기계각 주파수를 구하기 위하여 주파수 지령값 ω^*를 사용하고 있지만, 인버터 주파수 지령값 ω₁이어도 상관없다.In this embodiment, the frequency command value? ^{* Is} used to obtain the machine angular frequency, but it may be the inverter frequency command value? ₁ .

좌표 변환은 (4)식을 사용해서 행한다.Coordinate transformation is carried out using equation (4).

[수식 4] [Equation 4]

이에 따라, q축 전류 검출값 Iqc 중, 기계각 주파수 ωm의 cos 성분(Iqc_cos)와 sin 성분(Iqc_sin)이 추출된다. 단상 좌표 변환기(32)로부터는, (4)식의 연산 결과인 기계각 주파수 ωm의 cos 성분(Iqc_cos)과 sin 성분(Iqc_sin), 및 (4)식의 연산 가정에서의 중간 신호인 cosθr과 sinθr이 도출되어 있다.Accordingly, of the q-axis current detection value Iqc, the cosine component (Iqc_cos) and the sin component (Iqc_sin) of the mechanical angular frequency ωm are extracted. From the single-phase coordinate transformer 32, the cosine component (Iqc_cos) and the sin component (Iqc_sin) of the mechanical angular frequency ωm which is the calculation result of the expression (4) and the intermediate signals cosθr and sinθr Respectively.

또, 부하 토크의 변동의 고차 성분을 제거하고자 할 경우나, 전류 검출값의 노이즈를 제거하고자 할 경우에는, 정역 통과 필터(LPF)(35)를 추가한다. 그 후, 다시 (5)식을 사용해서 좌표 변환을 행한다. 좌표 변환기(33)는 (5)식의 2가지 성분을 합성한 값을 출력하고 있다.When eliminating the high-order component of the fluctuation of the load torque or removing the noise of the current detection value, a normal-pass filter (LPF) 35 is added. Thereafter, the coordinate transformation is performed again using the equation (5). The coordinate converter 33 outputs a value obtained by synthesizing the two components of the expression (5).

[수식 5] [Equation 5]

(5)식의 연산 결과끼리를 가산한 좌표 변환기(33)에 의해, q축 전류 검출값 I_qc 중, 기계각 주파수 ω_m의 성분(I_qm)이 추출된다. 즉, 단상 좌표 변환기의 출력의 변화를 봄으로써, 기계각 주파수 ω_m에서 변동하는 주기적인 부하 토크의 변화를 추정할 수 있다. 추정된 부하 토크의 변화에, 경우에 따라서 게인(Ktrq) 승산하여, 주기 변동 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값 I_qsin ^*를 얻는다.5 is extracted, q-axis current detection value I component (I _qm) of the, mechanical angular frequency ω _m by the _qc coordinate converter 33 adds the operation result between the expression. That is, it is possible to estimate the change in the periodic load torque that varies at the mechanical angular frequency? _M by looking at the change in the output of the single-phase coordinate converter. The q-axis current command value _Iqsin ^* for the periodically varying torque component is obtained by multiplying the estimated load torque change by the gain (Ktrq) as _{occasion demands} .

이상의 것에서 본 발명의 기본 구상은 이하에 나타내는 바와 같다. 전술한 바와 같이, 본 발명의 목적은 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이다. 당연히 전술한 제어 구성에 있어서도 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있지만, 그보다 한층 더 고효율화를 실현하기 위해서는 새로운 시각이 필요하다.In the above, the basic concept of the present invention is as follows. As described above, an object of the present invention is to provide a motor control device capable of efficiently driving an electric motor while suppressing periodic load fluctuations and suppressing noise or vibration of the electric motor. Naturally, the above-described control arrangement can efficiently drive the electric motor, but a new point of view is required to realize a further higher efficiency.

즉, 전동기의 기계적인 회전 위치나 부하 변동에 따라서 제어할 뿐만 아니라, 회전 위치에 동기하지 않고 제어하는 기간을 설정한다.That is, not only the control is performed in accordance with the mechanical rotation position or the load variation of the electric motor, but also the control period is set in synchronization with the rotation position.

전술한 주기 토크 추정 수단(30)에서는 q축 전류 검출값 I_qc를 기계각 주파수 ω_m로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 한다. 즉, 부하 변동의 주기성을 잘 이용하여 기계각 주파수 ω_m 성분만을 정현파로서 취급하고 있다.The above-described periodic torque estimation means 30 performs coordinate conversion into a coordinate system that rotates the q-axis current detection value _Iqc at the mechanical angular frequency? _M. In other words, the periodicity of the load fluctuation is well utilized and only the angular frequency ω _m component of the machine is treated as a sinusoidal wave.

예를 들면, 부하 토크의 변동이 도 4와 같은 특성을 가질 경우, 이것을 정현파 형상의 조작량(예를 들면, 주기 변동 토크 성분에 대한 q축 전류 지령값 I_qsin ^*)으로 제어해도 속도 변동은 남게 된다. 환언하면, 1회전 중에 가속과 감속을 하는 기간이 있다.For example, when the fluctuation of the load torque has the characteristic as shown in Fig. 4, even if it is controlled to a sinusoidal manipulated variable (for example, the q-axis current command value _Iqsin ^* for the periodically varying torque component) do. In other words, there is a period of acceleration and deceleration during one rotation.

속도 제어기(15)에 의해 평균 속도는 상위 제어계 등으로부터 부여되는 지령값과 일치한다. 그러나, 순시(瞬時) 속도로서는 하기의 식과 같이 속도 변동 Δω가 발생한다.The average speed is equal to the command value given from the upper control system or the like by the speed controller 15. [ However, as the instantaneous speed, the speed fluctuation ?? is generated as follows.

[수식 6][Equation 6]

여기에서, τ_m은 전동기의 발생 토크, τ_L은 순시 부하 토크, J는 전동기의 관성 모멘트이다.Here, τ _m is the generated torque of the motor, τ _L is the instantaneous load torque, and J is the moment of inertia of the motor.

현실의 모터 제어 장치는 제어 구성에 제약(예를 들면, 제어기의 응답 주파수)이 있기 때문에 속도 변동을 제로로 할 수는 없다. 그러나, 속도 변동할 때의 회전 위치나 부하 상태에 따라서는, 같은 속도 변동폭이어도 1회전 중의 소비 에너지는 다르다. 이것에 입각하면, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있음을 알 수 있다.The actual motor control apparatus can not set the speed fluctuation to zero because there is a restriction (for example, a response frequency of the controller) in the control configuration. However, depending on the rotational position and the load state at the time of the speed fluctuation, the consumed energy during one rotation is different even if the speed fluctuation width is the same. In view of this, it can be seen that a motor control device capable of efficiently driving an electric motor while suppressing noise or vibration of the electric motor by suppressing periodic load fluctuations can be provided.

이상의 지견에 입각해서 본 발명에서는, 도 1의 전압 억제 지령값 작성기(11)를 이하와 같이 구성하여 기능시킨다.Based on the above findings, in the present invention, the voltage suppression command value generator 11 of FIG. 1 is configured and functions as follows.

도 14에 전압 억제 지령값 작성기(11)의 구성도의 예를 나타낸다. 전압 억제 지령값 작성기(11)는 기계각 위상 산출기(36)와 토크 전류 감산 지령 연산기(35)로 구성한다.Fig. 14 shows an example of a configuration diagram of the voltage suppression command value generator 11. Fig. The voltage suppression command value generator 11 is composed of a machine angle phase calculator 36 and a torque current subtraction instruction calculator 35.

기계각 위상 산출기(36)는, 예를 들면 q축 전류 검출값 I_qc를 입력하고, q축 전류 검출값 I_qc를 기계각 주파수 ω_m로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 해서, 정현파 형상의 전류값의 특이점(최대, 최소, 제로크로스)과 전기각으로부터 추정된 기계각 위상의 관계로부터 기계각 위상 θ_m을 출력한다.The mechanical angle phase calculator 36 receives the q-axis current detection value _Iqc , for example, and performs coordinate conversion with the coordinate system that rotates the q-axis current detection value _Iqc at the mechanical angular frequency? _M , Outputs the machine angular phase θ _m from the relationship between the singularity of the current value (maximum, minimum, zero cross) and the estimated machine angular phase from the electrical angle.

토크 전류 감산 지령 연산기(35)는 기계각 위상 θ_m을 입력하고 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 출력한다.Subtracting a torque current command arithmetic unit 35 and inputs the phase angle θ _m and the machine outputs a torque current command I subtracting _qsub ^*.

도 14에 나타낸 토크 전류 감산 지령 연산기(35)는 소정의 기계각 위상 θ_m에 있어서 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 출력한다. 도 14에서는 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 양(正)으로 도시하고 있지만, 실제로는, 도 1, 도 8에 나타내는 바와 같이, 감산기(91b)에 의해 q축 전류 지령값 I_q ^*로부터 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 감산하고 있다. q축 전류 지령값은 전압 지령값 연산 수단(34)에서 사용하기 때문에, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 분만큼 전동기(6)에 인가되는 전압이 억제되게 된다. 이것을 부하 변동과 전동기에 인가되는 전압의 관계로서 나타낸 것이 도 15이다.The torque current subtraction instruction calculator 35 shown in Fig. 14 outputs the torque current subtraction instruction I _qsub ^* at a predetermined mechanical angular phase? _M. Although the torque current subtraction command I _qsub ^* is shown as positive in Fig. 14, actually, as shown in Figs. 1 and 8, the subtracter 91b subtracts the q-axis current command value I _q ^* The subtraction command I _qsub ^* is subtracted. Since the q-axis current command value is used by the voltage command value calculating means 34, the voltage applied to the electric motor 6 is suppressed by the torque current subtracting command _Iqsub ^* . This is shown in Fig. 15 as the relationship between the load variation and the voltage applied to the motor.

도 15에서는 횡축에 기계각 1주기를 취하고 종축에 부하 토크와 전압 지령을 기재하고 있다. 도 15의 아래 도면의 종축은 출력 전압 지령값, 즉 전동기에 인가되는 전압으로서 도시하고 있다. 출력 전압 지령값이란, q축의 전압 지령값 V_q ^*, 또는 제곱합 제곱근에 의해 얻어지는 dc-qc축 상의 전압 지령값(V_d ^* 및 V_q ^*)을 합성한 전압의 진폭을 의미한다.In Fig. 15, one cycle of the machine angle is taken on the horizontal axis, and the load torque and the voltage command are shown on the vertical axis. The vertical axis in the lower drawing of Fig. 15 shows the output voltage command value, i.e., the voltage applied to the motor. The output voltage command value means the amplitude of the voltage obtained by combining the voltage command value V _q ^{* of the} _q -axis or the voltage command values (V _d ^* and V _q ^* ) on the dc-qc axis obtained by the square root of the square root.

도 7에 파형을 나타내고 있는 바와 같이, PWM 신호 작성기(33)는 출력 전압 지령값을 기초로 전력 변환 회로(5)를 구동시키는 드라이브 신호를 작성한다. 그 때문에, 도 15의 아래 도면의 종축은 PWM 신호의 듀티비와 등가이다.As shown in Fig. 7, the PWM signal generator 33 generates a drive signal for driving the power conversion circuit 5 based on the output voltage command value. Therefore, the vertical axis in the lower drawing of Fig. 15 is equivalent to the duty ratio of the PWM signal.

도 15로부터 알 수 있는 바와 같이, 전동기 1회전 중의 출력 전압 지령값은, 전동기의 1회전의 평균 토크의 발생에 상당하는 전압인 평균적인 값에 부가해서, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간 T1과, 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간 T2를 갖는 것을 알 수 있다.As can be seen from Fig. 15, the output voltage command value during one rotation of the electric motor is equal to the average value, which is the voltage equivalent to the generation of the average torque per revolution of the electric motor, It can be seen that the period T1 that changes and the period T2 that outputs a predetermined value without being synchronized with the mechanical position are found.

다른 표현을 하면, 도 15의 출력 전압 지령값은, 바이어스값에 상당하는 일정값 성분과, 이 주기로 교번(交番)하는 정현파 형상 성분과, 이들에 구애받지 않는 감산 성분으로 구성되어 있다. 이러한 성분으로 구성된 출력 전압 지령값은, 바이어스값에 상당하는 일정값 성분과 이 주기로 교번하는 정현파 형상 성분에 의해 정해지는 기간 T1과, 일정값(감산값)을 나타내는 기간 T2로 구성되어 있다.In other words, the output voltage command value in Fig. 15 is composed of a constant value component corresponding to the bias value, a sinusoidal component alternating in this period, and a subtraction component independent of the constant value component corresponding to the bias value. The output voltage command value composed of these components is composed of a period T1 determined by a constant value component corresponding to the bias value and a sinusoidal component alternating with the period, and a period T2 indicating a constant value (subtraction value).

기계적 위치에 동기하지 않고 소정값(저감값)을 출력하는 기간 T2는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*에 의해 출력 전압 지령값이 억제되어 있다. 즉, 제어 구성의 제약에 의하여 헛된 전압이 전동기에 인가되고 있는 기간이다.In a period T2 for outputting a predetermined value (reduction value) without being synchronized with the mechanical position, the output voltage command value is suppressed by the torque current reduction command _Iqsub ^* . That is, a period in which a waste voltage is applied to the electric motor due to the restriction of the control configuration.

이렇게, 기계적 위치에 동기하지 않고 변화하는 제어량을 출력하는 기간 T2를 설정하는 것에 의해, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하면서, 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다. 이렇게 전압 지령이 변경 작성된 결과로서 교류 전압, 전류, 속도도 또한 변화한다. 이 변화의 양상은 전압 지령과 거의 같은 파형 형상으로의 변화로 되어 있다. 즉, 전동기에 부여되는 교류 전력은 부하의 기계각 1주기의 기간에 있어서 그 실효값이 저감값을 나타내는 기간을 포함하게 된다.In this manner, by setting the period T2 for outputting the changing control amount without being synchronized with the mechanical position, the motor control device capable of efficiently driving the electric motor while suppressing the noise and vibration of the electric motor by suppressing the periodic load fluctuation . As a result of changing the voltage command, the AC voltage, current and speed also change. The pattern of this change is a change to a waveform shape which is almost the same as the voltage command. That is, the alternating-current power supplied to the electric motor includes a period in which the effective value of the alternating-current electric power in the period of one cycle of the mechanical machine of the load shows the reduced value.

또 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간 T2를 정하는 것에 대해서도, 각각의 사정에 따라서 이하의 각종 변형, 대안예를 채용하는 것이 가능하다.It is also possible to adopt the following various modifications and alternative examples in accordance with the respective circumstances, even for setting the period T2 for outputting the predetermined value without being synchronized with the mechanical position.

우선 제1 변형예로서 전류 제어기(14)의 응답이 높은 경우에는, 도 16과 같이 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 산출하는 것이 좋다. 도 16의 구성에서는, 상승 시점은 급격히 변화하고, 하강 시점은 완만하게 변화시키고 있다. 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 제로로 할 때, 즉 PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간으로부터, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간으로 이행할 때에 PWM 신호의 듀티비가 지연 필터적으로 변화된다.First, when the response of the current controller 14 is high as a first modification, it is preferable to calculate the torque current reduction command I _qsub ^* as shown in Fig. In the configuration of Fig. 16, the rising time changes abruptly, and the falling time gradually changes. When the torque current reduction command _Iqsub ^{* is set} to zero, that is, when the duty ratio of the PWM signal is shifted from the period in which the duty ratio is not synchronized with the mechanical position to the period in which the predetermined value is output, and the period in which the output voltage command value changes in synchronization with the mechanical position The duty ratio of the PWM signal is changed in a delay-filter manner.

환언하면, PWM 신호의 듀티비의 변화율을 비교하면, PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기하지 않고 온오프비가 변화하는 또는 소정값을 출력하는 기간으로부터, 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간으로 이행할 때 쪽이, 반대로 이행할 때보다 PWM 신호의 듀티비의 변화율을 작게 한다.In other words, when the rate of change of the duty ratio of the PWM signal is compared, the duty ratio of the PWM signal is not synchronized with the mechanical position, and the output voltage command value changes in synchronization with the mechanical position The rate of change of the duty ratio of the PWM signal is made smaller than when the duty ratio is shifted to the opposite direction.

전류 제어기(14)의 응답이 높은 경우에는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 제로로 할 때, 즉 전압 출력 억제 기간이 종료되어, 출력 전압 지령값이 큰 방향으로 되돌아갈 때에, 전류가 크게 점핑하여 전압 억제에 의한 소비 전력량의 효과를 약간 저감시키게 되는 경우가 있다.When the response of the current controller 14 is high, when the torque current subtraction command I _qsub ^{* is set} to zero, that is, when the voltage output suppression period is ended and the output voltage command value returns to the large direction, So that the effect of the power consumption due to the voltage suppression may be slightly reduced.

그러나, 전압 출력 억제 기간 종료 시의 PWM 진동의 듀티비의 변화율을 작게 하는 것에 의해, 전압 억제에 의해 소비 전력량 저감의 효과를 최대한으로 얻을 수 있는 효과가 있다.However, by reducing the rate of change of the duty ratio of the PWM oscillation at the end of the voltage output suppression period, the effect of reducing the power consumption by the voltage suppression is maximized.

이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 17에 나타낸다.An example of the change in the voltage applied to the electric motor at this time is shown in Fig.

제2 변형예로서 전동기의 전기 시정수가 큰 경우에는, 도 18과 같이 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 산출하는 것이 좋다. 즉, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 증가시킬 때에도 감소시킬 때에도 지연 필터적으로 변화시킨다.As a second modification, when the electric time constant of the electric motor is large, it is preferable to calculate the torque current reduction command I _qsub ^* as shown in Fig. That is, when the torque current reduction command I _qsub ^* is increased or decreased, it is also changed as a delay filter.

전동기의 전기 시정수가 큰 경우에는 상승, 하강 모두 완만하게 변화시킨다. 전류 지령값을 변화시키고나서 전동기에 그 지령값 상당의 전류가 흐르기까지 시간이 걸린다. 전류 지령값과 실제의 전류값의 차를 보정하도록 전류 제어기(14)가 동작하기 때문에, 양자의 괴리가 큰 경우에는 전류 제어기(14)의 보정량이 과대해지고, 그 결과 전류가 크게 점핑하여 전압 억제에 의한 소비 전력량의 효과를 약간 저감시키게 되는 경우가 있다.When the electric time constant of the motor is large, both the rising and falling changes smoothly. It takes time until a current equivalent to the command value flows to the motor after changing the current command value. Since the current controller 14 operates to correct the difference between the current command value and the actual current value, if the deviation is large, the correction amount of the current controller 14 becomes excessive, and as a result, There is a case that the effect of the amount of power consumption by the power source is slightly reduced.

이 경우에는, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 지연 필터적으로 변화시키는 것에 의해, 전압 억제에 의해 소비 전력량 저감의 효과를 최대한으로 얻을 수 있는 효과가 있다.In this case, by changing the torque current reduction command I _qsub ^* in a delay-filter manner, the effect of reducing the power consumption by the voltage suppression can be obtained as much as possible.

이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 19에 나타낸다.19 shows an example of the change in the voltage applied to the electric motor.

또 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 값은, 주기적인 부하 변동을 억제하여 전동기의 소음이나 진동을 억제하는 효과와, 효율적으로 전동기를 구동시키는 효과의 밸런스를 잡아서 결정하면 되지만, 예를 들면 다음과 같이 결정한다.The value of the torque current reduction command I _qsub ^* may be determined by controlling the periodic load fluctuation to suppress the noise or vibration of the motor and balance the effect of driving the motor efficiently. For example, We decide together.

전압을 억제하는 기간의 부하 토크가 작은 경우에는 전동기의 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 한다. 가장 간이적인 예로서, 전동기가 비돌극이며, d축 전류 지령값이 q축 전류 지령값보다 충분히 작아 무시할 수 있다고 하면, 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 식 1의 2식째의 제1항(R×I_q ^**)과 동등하게 하면, 결과적으로 식 1의 2식째는 제3항만으로 되어 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되게 된다.When the load torque during the period of suppressing the voltage is small, a voltage equivalent to the induced voltage of the electric motor is applied to the electric motor. In the simplest case, if the motor is a non-salient pole and the d-axis current command value is sufficiently smaller than the q-axis current command value and can be ignored, the torque current subtraction command I _qsub ^* X I _q ^** ), the result is that only the third term in the second equation of the equation (1) is applied to the electric motor corresponding to the induced voltage.

제3 변형예로서 전동기의 평균 토크가 큰 경우에는, 전동기의 유기 전압 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*의 값을 설정하게 되면, 전동기의 발생 토크가 일시적으로 과소해지고, 그에 따라 순시적인 감속이 발생하여 소음이나 진동이 증가하게 되는 경우가 있다.When the average torque of the electric motor is large, if the value of the torque current reduction command I _qsub ^* is set such that the voltage equivalent to the induced voltage of the electric motor is applied to the electric motor, the generated torque of the electric motor temporarily becomes excessively small, So that an instantaneous deceleration may occur and noise or vibration may increase.

이러한 경우에는 1회전의 평균 토크를 발생시키는 q축 전류 지령값 상당의 전압이 전동기에 인가되도록 하면 된다. 즉, 1회전의 평균 토크를 발생시키는 q축 전류 지령값 I_q _{_} _ave와 전압 지령값 연산 수단(34) 내의 q축 전류 지령값(I_q ^**)의 차에 상당하는 값을 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*로 하면 된다.In this case, a voltage equivalent to the q-axis current command value that generates the average torque of one revolution may be applied to the motor. I.e., q-axis current command value I _q _{_} _ave and the voltage command value computing means (34) q-axis current command value (I _q ^**) subtracting the torque current value corresponding to the difference in the average to generate a torque of the first rotating Command _Iqsub ^* .

전압을 억제하는 기간의 부하 토크가 단기간인 동안에도 음으로 될 경우에는, q축 전압 지령값을 제로 혹은 음으로 되도록 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 설정해도 된다.If the load torque during the voltage suppression period is negative even during a short period of time, the torque current reduction command I _qsub ^* may be set so that the q-axis voltage command value becomes zero or negative.

부하 토크의 특성을 알고 있는 경우에는, 그 만큼의 토크가 출력되는 q축 전류 지령값을 미리 설정하여 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*로 하면 된다.When the characteristic of the load torque is known, the q-axis current command value at which the corresponding torque is output may be set in advance to be the torque current subtraction command _Iqsub ^* .

도 3에서는, 본 발명을 적용 가능한 부하의 일례로서 압축기의 예를 나타냈다. 이러한 압축기의 경우에, 전동기(6)로 구동되는 압축기의 1공정에서의 흡입 압력 Ps와 토출 압력 Pd는, 압축기가 연결되는 시스템(예를 들면, 냉동 사이클)의 상태에 따라서 변화하지만, 1공정에 있어서의 부하 토크 변동은 발생한다. 그 때문에, 부하 토크 변동을 추정하고, 그 정보를 토크 전류 감산 지령 연산기(35)에 입력해서 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 조정함으로써, 다양한 부하 특성의 모터 제어 장치에 적용 가능하다.3 shows an example of a compressor as an example of a load applicable to the present invention. In the case of such a compressor, the suction pressure Ps and the discharge pressure Pd in one process of the compressor driven by the electric motor 6 vary according to the state of the system (for example, refrigeration cycle) to which the compressor is connected, A load torque fluctuation occurs in the load-torque sensor. Therefore, the present invention can be applied to a motor control apparatus having various load characteristics by estimating the load torque fluctuation and inputting the information to the torque current subtraction instruction calculator 35 to adjust the torque current subtraction instruction I _qsub ^* .

압축기뿐만 아니라, 주기적으로 변동하는 부하 토크 특성을 갖는 모터 제어 장치에도 적용 가능하며, 마찬가지의 효과가 있는 것은 물론이다.The present invention is applicable not only to a compressor but also to a motor control apparatus having a load torque characteristic that fluctuates periodically, and of course, the same effect is obtained.

본 실시예에서는, 도 3의 압축 기구부(500)의 피스톤(501)은, 직선적으로 운동하는 레시프로식을 예로 설명하고 있지만, 압축 기구의 다른 방식으로서, 피스톤이 회전함으로써 압축하는 로터리식이나, 소용돌이 형상의 선회 블레이드로 이루어지는 스크롤식 등이 있다.In the present embodiment, the piston 501 of the compression mechanism 500 shown in Fig. 3 is described as an example of a reciprocating type that linearly moves. However, as another method of the compression mechanism, a rotary type, A scroll type comprising a swirl-type swirl blade, and the like.

각각의 압축 방식에 따라서 주기적인 부하 변동의 특성은 다르지만, 어떠한 압축 방식에 있어서도 압축 공정에 기인하는 부하 변동이 있다. 이러한 부하 토크 변동 특성은 각각 다르지만, 전술한 수단을 구비하는 모터 제어 장치는 압축 기구가 다른 경우에도 마찬가지로 적용할 수 있으며, 어느 것에 있어서도 본 발명의 목적을 달성 가능하다.Although the characteristic of the periodic load fluctuation differs according to each compression method, there is a load fluctuation caused by the compression process in any compression method. Although the load torque fluctuation characteristics are different from each other, the motor control apparatus having the above-described means can be applied to a case where the compression mechanism is different, and the object of the present invention can be achieved in any of them.

이상의 설명에서는, 전동기(6)의 샤프트는, 크랭크 샤프트(503)를 통하여 압축 기구부(500)의 피스톤(501)에 접속되어 있는 예를 사용했다. 그 때문에, 압축기로서의 일련의 공정은 기계각 1주기로 되고, 그 결과 부하 토크의 변동도 기계각 1주기였다. 예를 들면, 전동기(6)의 샤프트와 크랭크 샤프트(503) 사이에 기어를 추가했을 경우, 부하 토크의 변동은 기계각 1주기의 정수배로 변동한다. 이 경우에도, 부하 토크의 변동 주기를 미리 알 수 있으면, 본 실시예에 기재된 내용을 적용 가능하며 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.In the above description, the shaft of the electric motor 6 is connected to the piston 501 of the compression mechanism 500 through the crankshaft 503. For this reason, a series of processes as a compressor is one cycle of the machine, and as a result, the variation of the load torque is one cycle of each machine. For example, when a gear is added between the shaft of the electric motor 6 and the crankshaft 503, the fluctuation of the load torque varies by an integral multiple of one cycle of the machine. Even in this case, if the fluctuation period of the load torque can be known in advance, the contents described in this embodiment can be applied and the same effect can be obtained.

[실시예 2] [Example 2]

도 20은 실시예 2에 있어서의 모터 제어 장치를 사용한 냉장고를 나타내는 구성도의 예이다.20 is an example of a configuration diagram showing a refrigerator using the motor control device according to the second embodiment.

또, 이미 설명한 실시예 1에 나타난 동일한 부호를 부여한 구성과 동일한 기능을 갖는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.Further, the description of the parts having the same functions as those of the configuration in which the same reference numerals shown in the first embodiment have been given are omitted.

본 발명이 적용되는 냉장고(301)는 도 20에 나타내는 바와 같이, 열교환기(302), 송풍기(303), 압축기(304), 압축기 구동용 모터(305) 등에 의해 구성되어 있다. 또한, 냉장고 제어 장치(306)는 각종 센서 정보에 의해 송풍기나 고내등(庫內燈) 등을 제어하는 고내 제어 장치(307)와 모터 제어 장치(1)로 구성된다.The refrigerator 301 to which the present invention is applied is constituted by a heat exchanger 302, a blower 303, a compressor 304, a compressor driving motor 305, and the like as shown in Fig. The refrigerator control unit 306 is constituted by a control unit 307 for controlling the blower, a lamp, and the like by various kinds of sensor information and a motor control unit 1.

냉장고에 있어서는 진공 단열재 등의 기술 혁신에 의해 냉장고 내의 열이 외기로 누설되는 열 누설량이 매우 적다. 그 때문에, 압축기를 구동시키는 모터 제어 장치의 소비 전력량을 절감하기 위해서는 압축기를 보다 저속으로 구동시키는 것도 유효하다. 그래서, 진동 억제 제어를 보다 효과적으로 제어하는 경우에 있어서도, 주기적인 부하 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이 필요해진다.In the refrigerator, the amount of heat leaked by the heat in the refrigerator leaking to the outside air is very small due to the technical innovation of vacuum insulation. Therefore, it is also effective to drive the compressor at a lower speed in order to reduce the power consumption of the motor control device for driving the compressor. Therefore, even when the vibration suppression control is more effectively controlled, it becomes necessary to provide a motor control device capable of efficiently driving the electric motor while suppressing periodic load fluctuations.

이러한 적용 대상에 본 발명을 채용할 경우에는 전압 억제 지령값 작성기(11)를 이하와 같이 구성하는 것이 좋다. 여기에서는 토크 전류 감산 지령 연산기(35)의 다른 방식으로서, 도 21과 같은 구성을 채용한다. 즉, 전동기가 1회전하는 기간에 있어서 전압 억제 기간을 복수 설정한다. 전압 억제는 각각 독립적으로 억제 기간과 억제 전압값을 결정해도 상관없다. 이때, 전동기에 인가되는 전압의 변화의 예를 도 22에 나타낸다.When the present invention is applied to such an application target, it is preferable to configure the voltage suppression command value generator 11 as follows. Here, as another method of the torque current subtraction instruction calculator 35, the configuration as shown in Fig. 21 is adopted. That is, a plurality of voltage suppression periods are set in a period in which the electric motor makes one revolution. The voltage suppression may independently determine the suppression period and the suppression voltage value. 22 shows an example of the change in the voltage applied to the electric motor.

이렇게, 전압 억제 지령값을 복수 부여함으로써, 주기적인 부하 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.By providing a plurality of voltage suppression command values in this manner, it is possible to provide a motor control device capable of efficiently driving an electric motor while suppressing periodic load fluctuations.

토크 전류 감산 지령 연산기(35)의 다른 방식으로서 도 23과 같은 구성이 있다. 이 방식은, 진동기가 1회전 이상할 때마다, PWM 신호의 듀티비가 기계적 위치에 동기해서 출력 전압 지령값이 변화하는 기간과, 기계적 위치에 동기하지 않고 소정값을 출력하는 기간을 갖는다.The torque current subtraction instruction calculator 35 has a configuration as shown in FIG. 23 as another method. This method has a period in which the duty ratio of the PWM signal changes synchronously with the mechanical position and a period in which the output voltage command value changes every time the oscillator makes one revolution or more and a period in which a predetermined value is outputted in synchronization with the mechanical position.

이 방식에서는, 도 23에 나타내는 바와 같이, 전압 억제 지령값을 부여한 후, 1회전 이상은 전압 억제 지령값이 제로(즉, 전압 억제하지 않음)로 된다. 도 23에 나타낸 도면에서는 n은 2 이상의 정수로 된다.In this method, as shown in Fig. 23, after the voltage suppression command value is given, the voltage suppression command value becomes zero (i.e., the voltage is not suppressed) for one or more revolutions. 23, n is an integer of 2 or more.

이 방식은, 보다 속도 변동을 억제하면서 효율적으로 전동기를 구동시킬 수 있는 효과가 있다.This method has an effect that the electric motor can be efficiently driven while suppressing the speed fluctuation.

또, 본 발명은 상기한 실시예로 한정되는 것은 아니며, 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들면, 상기한 실시예는 본 발명을 알기 쉽게 설명하기 위하여 상세히 설명한 것이며, 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 또한, 어느 실시예의 구성의 일부를 다른 실시예의 구성으로 치환하는 것이 가능하며, 또한, 어느 실시예의 구성에 다른 실시예의 구성을 부가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시예의 구성의 일부에 대하여, 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것이 가능하다.It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, but includes various modifications. For example, the above-described embodiments have been described in detail in order to explain the present invention easily, and are not limited to the above-described embodiments. It is also possible to replace some of the configurations of the embodiments with the configurations of the other embodiments, and it is also possible to add configurations of the other embodiments to the configurations of any of the embodiments. In addition, it is possible to add, delete, or substitute another configuration with respect to a part of the configuration of each embodiment.

또한, 상기한 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수속 등은 그들의 일부 또는 전부를 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현해도 된다. 또한, 상기한 각 구성이나 기능 등은, 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석하고 실행하는 것에 의해 소프트웨어로 실현해도 된다.In addition, the above-described components, functions, processing units, processing procedures, and the like may be implemented by hardware, for example, by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Further, the above-described respective constitutions, functions, and the like may be realized by software by analyzing and executing a program realizing each function of the processor.

모터는 영구 자석 모터로서 설명했지만, 그 밖의 전동기(예를 들면, 유도기, 동기기, 스위치드 릴럭턴스 모터, 싱크로너스 릴럭턴스 모터 등)를 사용해도 상관없다. 이때, 전동기에 따라서는 전압 지령값 작성기에서의 연산 방법이 바뀌지만, 그 이외에 대해서는 마찬가지로 적용할 수 있으며, 본원의 목적을 달성 가능하다.Although the motor is described as a permanent magnet motor, other motors (for example, induction motor, synchronous motor, switched reluctance motor, synchronous reluctance motor, etc.) may be used. At this time, although the calculation method in the voltage command value generator changes depending on the electric motor, the other methods can be similarly applied, and the object of the present invention can be achieved.

상기한 실시예에서는 피드백 제어를 전제로 해서 기재했다. 그 때문에, 주기적인 부하 변동을 검출해서 제어하는 방식에 대하여 기재했지만, 예를 들면, 도 4에 나타낸 부하 토크의 변화를 미리 데이터로서 제어부(2)에 보존하고, 그 정보를 기초로 토크 전류 감산 지령 I_qsub ^*를 연산해도 본원의 목적을 달성 가능하다.In the above-described embodiment, the feedback control is described on the premise. However, it is also possible to store the change in the load torque shown in Fig. 4 as data in advance in the control unit 2, and based on the information, The object of the present invention can be achieved by calculating the command I _qsub ^* .

1 : 모터 제어 장치 2 : 제어부
3 : 전압 지령값 작성기 5 : 전력 변환 회로
6 : 전동기(모터) 7 : 전류 검출 수단
10 : 토크 전류 지령값 작성기 11 : 전압 억제 지령값 작성기
12 : 축 오차 연산기 13 : PLL 제어기
14 : 속도 제어기 15 : 전류 제어기
20 : 직류 전압원 30 : 주기 토크 추정 수단
32 : 단상 좌표 변환기 33 : PWM 신호 작성기
34 : 전압 지령값 연산 수단 35 : 토크 전류 감산 지령 연산기
301 : 냉장고 500 : 압축 기구부
503 : 크랭크 샤프트1: motor control device 2:
3: Voltage command value generator 5: Power conversion circuit
6: motor (motor) 7: current detection means
10: torque current command value generator 11: voltage suppression command value generator
12: Axis error calculator 13: PLL controller
14: Speed controller 15: Current controller
20: DC voltage source 30: Periodic torque estimation means
32: Single phase coordinate converter 33: PWM signal generator
34: Voltage command value computing means 35: Torque current reduction command computing means
301: refrigerator 500: compression mechanism
503: Crankshaft

Claims

And a controller for outputting a drive signal for driving the power conversion circuit in accordance with a voltage command, wherein the load is controlled by an electric motor connected to the power conversion circuit A motor control apparatus for driving a motor,
Wherein the voltage command changes in a sinusoidal waveform in a period of one mechanical angle (mechanical angle) of the load and a reduction value is given in a part of the period.

The method according to claim 1,
Wherein said control means makes a time change gently in either or both of an increase and a decrease of said reduction value.

3. The method according to claim 1 or 2,
Wherein a period during which the reduction value is given is a plurality of times in a period of one cycle of the machine of the load.

3. The method according to claim 1 or 2,
Wherein the period of one cycle of the machine of the load includes a period in which the reduction value is given or a case in which the period includes the period in which the reduction value is given.

1. A motor control apparatus comprising a power conversion circuit comprising a switching element for converting DC power into AC power, a controller for outputting a drive signal for driving the power conversion circuit, and an electric motor connected to the power conversion circuit,
And a period during which the on / off ratio of the drive signal changes in synchronization with the mechanical position of the load connected to the power conversion circuit, and a period during which the on / off ratio changes or a predetermined value is output without being synchronized with the mechanical position. controller.

A controller for outputting a drive signal for driving the power conversion circuit; and a control unit connected to the power conversion circuit and configured to generate a constant An electric motor control device comprising: an electric motor for driving a mechanical part in which a load is varied; and a current detecting device for detecting a current flowing in the electric power conversion circuit or the electric motor,
And a period during which the on / off ratio of the drive signal changes in synchronization with the mechanical position of the load connected to the power conversion circuit, and a period during which the on / off ratio changes or a predetermined value is output without being synchronized with the mechanical position. controller.

The method according to claim 5 or 6,
Wherein the motor includes a load variation detecting means having a pole number of four poles or more and detecting or estimating a periodic variation of an electric motor connected to the power conversion circuit.

The method according to claim 5 or 6,
The power conversion circuit outputs the on / off ratio of the drive signal, which is a voltage corresponding to the induced voltage of the motor, in a period in which the on / off ratio changes or outputs a predetermined value without being synchronized with the mechanical position Motor control device.

The method according to claim 5 or 6,
Off ratio in shifting from a period in which the on / off ratio of the drive signal changes in synchronism with the mechanical position of the load connected to the power conversion circuit to a period in which the on / off ratio changes or a predetermined value is output without being synchronized with the mechanical position Off ratio of the drive signal is changed in synchronism with the mechanical position of the load connected to the power conversion circuit from a period in which the on / off ratio changes or a predetermined value is output without being synchronized with the mechanical position Off ratio of the motor is smaller in the rate of change.

And a controller for outputting a drive signal for driving the power conversion circuit in accordance with a voltage command, wherein the motor is connected to the power conversion circuit, A motor control apparatus for driving a motor,
Wherein the AC power includes a period in which the rms value indicates a reduction value in a period of one cycle of the machine of the load.

The method according to claim 5 or 6,
Wherein the load is a refrigeration system equipped with a compression mechanism including a compression stroke and an expansion stroke.