KR20140124178A - Mimo transmitting system including envelope detector and method for design the pre-distortion unit of the mimo transmitting system - Google Patents

Mimo transmitting system including envelope detector and method for design the pre-distortion unit of the mimo transmitting system Download PDF

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Abstract

The present invention introduces an MIMO transmission system including an envelope detection unit minimizing implementation costs for a feedback path and a method for designing a pre-distortion unit forming the MIMO transmission system in order to design the pre-distortion unit included in the MIMO transmission system by acquiring distortion information of a power amplifier by an envelope detection unit simply implemented. The MIMO transmission system includes a first transmitter, a second transmitter, a feedback path part and an adaptive algorithm execution unit. The method for designing the pre-distortion unit forming the MIMO transmission system is used for compensating distortion of a transmission signal outputted from the MIMO transmission system mentioned in the claim 4, and comprises a training signal input step, an error signal generation step, an envelope signal detection step, a digital error signal generation step and a control signal generation step.

Description

포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템 및 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법 {ＭＩＭＯ transmitting system including envelope detector and Method for design the Pre-Distortion unit of the ＭＩＭＯ transmitting system} [0001] The present invention relates to a MIMO transmission system including an envelope detector and a method of designing a predistorter for constructing a MIMO transmission system.

본 발명은 ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output) 송신시스템에 관한 것으로, 특히, 전력증폭기의 왜곡정보를 구현이 간단한 포락선 검출기로 획득함으로써 피드백경로의 구현비용을 최소한으로 하는 포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템에 관한 것이다.
The present invention relates to a multiple input multiple output (MIMO) transmission system, and more particularly, to a MIMO transmission system including an envelope detector that minimizes the implementation cost of a feedback path by acquiring distortion information of a power amplifier with an envelope detector .

오늘날 고속 데이터 통신에 대한 수요가 점차 증가함에 따라, 차세대 통신 시스템들은 주파수 당 데이터의 밀도를 향상시키려는 시도가 진행되어 왔다. 주파수 당 데이터 밀도를 높이려는 시도로는 256 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등의 높은 변조 차수를 사용하거나 복수의 안테나를 사용해 동일 주파수에 동시에 여러 데이터 스트림을 전송하는 등의 방법이 있다. 이들 방식은 공통적으로 더 높은 품질의 송신신호를 필요로 한다. As the demand for high-speed data communication continues to increase, next-generation communication systems have been attempting to improve the density of data per frequency. One approach to increase the data density per frequency is to use a high modulation order such as 256 QAM (Quadrature Amplitude Modulation), or to transmit multiple data streams simultaneously to the same frequency using a plurality of antennas. These methods commonly require higher quality transmission signals.

송신기에 사용되는 전력증폭기(Power Amplifier)는 송신기(Transmitter)에서 가장 전력소모가 큰 부품인데, 전력증폭기의 비선형성이 송신신호의 비선형성의 주원인이 되며, 이 문제를 해결하기 위해 여러 선형화 기법들이 연구되어 왔다. 그 중에서 전력증폭기의 비선형 특성을 디지털도메인에서 추정하여 사전 보상하는 디지털 전치 왜곡기는 전력증폭기의 선형성 특성을 효과적으로 개선하여 전력증폭기의 효율을 증가시킬 수 있는 방안으로 널리 알려져 왔다. The power amplifier used in the transmitter is the most power consuming part in the transmitter. The nonlinearity of the power amplifier becomes the main cause of the nonlinearity of the transmitted signal. To solve this problem, several linearization techniques are studied Has come. Among them, a digital predistorter that estimates and precompensates the nonlinear characteristics of a power amplifier in the digital domain has been widely known as a method for effectively improving the linearity characteristic of the power amplifier and thereby increasing the efficiency of the power amplifier.

디지털 전치왜곡기는 주로 무선기지국 등에서 적용하여 왔으나, 최근에는 무선통신단말에도 이를 적용하려는 시도들이 다방면으로 이루어지고 있다. 이에 따라, 무선기지국에 비해 구현비용과 전력소모가 더욱 중요해지는 무선단말기의 특성 때문에, 자연스럽게 디지털 전치 왜곡기의 구현비용에 대해 보다 많은 관심이 기울여 지고 있다. The digital predistorter has mainly been applied to a wireless base station and the like, but in recent years, various attempts have been made to apply it to a wireless communication terminal. Accordingly, due to the characteristics of the wireless terminal, in which implementation cost and power consumption become more important than in a wireless base station, more attention is paid to the implementation cost of the digital predistorter.

기본적으로 디지털 전치왜곡기는, 전력증폭기의 RF(Radio Frequency) 출력신호를 하향 변환하여 비선형 왜곡된 기저대역 신호를 얻고, 원래의 왜곡되지 않은 송신신호와 피드백 된 왜곡신호로부터 기저대역에서의 등가 전력증폭기 특성함수 혹은 이의 역함수를 추정해 낸다. 이를 위해 대부분의 디지털 전치왜곡기는, 통상의 수신기와 동일한 구조의 피드백 경로를 추가로 필요로 하며, 이 피드백 경로의 구현비용이 디지털 전치왜곡기의 전체 구현비용에 있어서 매우 큰 부분을 차지한다. Basically, the digital predistorter converts a radio frequency (RF) output signal of a power amplifier down to obtain a nonlinearly distorted baseband signal, and obtains an original undistorted transmission signal and a feedback distortion signal from the baseband equivalent power amplifier Estimate the characteristic function or its inverse function. To this end, most digital predistorters require additional feedback paths of the same architecture as conventional receivers, and the implementation cost of this feedback path is a very large part of the overall implementation cost of the digital predistorter.

ＭＩＭＯ(Multiple-Input Multiple-Output)는 무선 통신의 송수신 데이터의 용량을 높이기 위한 기술로써, 송신단과 수신단에서 복수의 안테나를 사용하며, 사용된 안테나 수에 비례하여 전송되는 데이터의 용량을 높인다. MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) is a technique for increasing the capacity of data transmitted and received in wireless communication. In the transmitting and receiving ends, a plurality of antennas are used and the amount of data to be transmitted is increased in proportion to the number of used antennas.

도 1은 디지털 전치왜곡기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템의 구성을 나타낸다. 1 shows a configuration of a MIMO transmission system including a digital predistorter.

도 1을 참조하면, ＭＩＭＯ 송신시스템(100)은, 제1송신기(110), 제2송신기(120), 감쇄부(130), 피드백경로부(140) 및 적응알고리즘 이행유닛(150)을 포함한다. 송신기(110, 120) 각각에는 전치왜곡기(111, 121), 디지털 아날로그 변환기(112, 122), 변조기(113, 123), 전력증폭기(114, 124) 및 송신안테나(115, 125)가 포함된다. 피드백경로부(140)에는 선택기(141), 복조기(142) 및 아날로그 디지털 변환기(143)가 포함된다. 2개의 송신기(110, 120)에 포함된 전력증폭기(114, 124)로부터 출력되는 신호는 각각 감쇄기(131, 132)를 포함하는 감쇄부(130)에서 감쇄된 후 피드백경로부(140)로 전달된다. Referring to FIG. 1, a MIMO transmission system 100 includes a first transmitter 110, a second transmitter 120, an attenuator 130, a feedback path unit 140, and an adaptive algorithm transition unit 150 do. Each of the transmitters 110 and 120 includes predistorters 111 and 121, digital-to-analog converters 112 and 122, modulators 113 and 123, power amplifiers 114 and 124 and transmit antennas 115 and 125 do. The feedback path section 140 includes a selector 141, a demodulator 142, and an analog-to-digital converter 143. The signals output from the power amplifiers 114 and 124 included in the two transmitters 110 and 120 are attenuated by the attenuator 130 including the attenuators 131 and 132 and then transmitted to the feedback path unit 140 do.

ＭＩＭＯ 송신시스템(100)은 복수의 송신경로 즉 복수의 송신기가 존재하지만, 설명의 편의를 위해 2개의 송신경로(110, 120)가 있는 것으로 가정하고 설명한다. Although the MIMO transmission system 100 has a plurality of transmission paths, that is, a plurality of transmitters, it is assumed that there are two transmission paths 110 and 120 for convenience of explanation.

한 번에 한 경로의 디지털 전치왜곡기를 설계한다고 가정하면, 각 송신기는 선택기(131)를 사용하여 하나의 피드백경로부(130)를 공유할 수 있다. 도 1에서 실선은 제1송신기(110)에 포함된 전치왜곡기(111)를 훈련하는 경우의 신호경로를 나타내고, 점선은 제2송신기(120)에 포함된 전치왜곡기(121)를 훈련하는 경우의 신호경로를 나타내며, 기저대역의 입력신호(x(n))는 복소신호(complex signal)이므로 2개의 송신라인으로 도시되어 있다. Assuming that the digital predistorter is designed in one path at a time, each transmitter may share a single feedback path section 130 using a selector 131. The solid line in FIG. 1 represents the signal path in the case of training the predistorter 111 included in the first transmitter 110 and the broken line represents the signal path in which the predistorter 121 included in the second transmitter 120 is trained And the baseband input signal x (n) is shown as two transmission lines since it is a complex signal.

피드백경로의 구현을 위해서는 통상의 수신기와 동일한 구조를 가지는 피드백경로부(140)가 추가되어야 하는데, 직접변환방식의 피드백경로의 경우, 2개의 I/Q mixer(I/Q 혼합기), 2개의 LPF(Low Pass Filter), 그리고 2개의 ADC(Analog to Digital Convertor)가 필요하다. In order to implement the feedback path, a feedback path unit 140 having the same structure as that of a normal receiver should be added. In the case of the direct conversion type feedback path, two I / Q mixers (I / Q mixers) (Low Pass Filter), and two ADCs (Analog to Digital Converter).

종래에 사용되던 피드백신호의 실수부 및 허수부를 모두 얻는 통상의 수신기 구조에서, 피드백경로부(140)의 구현비용을 낮추기 위해서 여러 방안들이 시도되어 왔으며, 그 중 한 가지로 실수부 혹은 허수부만을 피드백하는 방식의 single-mixer 피드백[1]이 제안된 바 있다. 이 방식은 전력증폭기의 정확한 크기-위상 특성을 얻기 위해서 동일한 크기와 다양한 위상을 가지는 송신신호-피드백신호 조합을 수집하여 이로부터 전력증폭기 특성을 추정한다. 이는 기본적으로 룩업 테이블(look-up table)을 포함하는 형태로 구현되고, 따라서 테이블 사이즈에 따른 양자화 잡음을 포함하게 되며 아울러 복잡한 연산을 수행해야 하기 때문에 수렴 속도가 늦게 되는 단점이 있다. In order to reduce the implementation cost of the feedback path unit 140 in a conventional receiver structure in which both the real part and the imaginary part of the feedback signal used in the past have been used, various schemes have been tried. One of them has been used as a real part or an imaginary part Feedback of the single-mixer feedback [1] has been proposed. In order to obtain the exact magnitude-phase characteristic of the power amplifier, this method collects the transmission signal-feedback signal combination having the same size and various phases, and estimates the power amplifier characteristic therefrom. This is basically implemented in a form including a look-up table, and thus includes a quantization noise according to the table size, and also requires a complex operation to be performed, so that the convergence speed is slowed down.

다른 접근 방법으로 포락선 검출기를 피드백경로에 적용하려는 시도들도 제안되었다. [2]-[4]. 이 경우에는 전력증폭기의 크기(amplitude)에 대한 이득특성은 쉽게 얻을 수 있으나 위상에 대한 왜곡특성을 얻기가 어렵기 때문에, 전력증폭기의 설계 단계에서 위상왜곡을 최소화 하기 위해 노력하거나, 혹은 위상왜곡 정보를 얻기 위해 두 개 이상의 포락선 검출기를 이용하는 다소 복잡한 회로 구성을 필요로 하기도 한다. Attempts have also been made to apply an envelope detector to the feedback path in a different approach. [2] - [4]. In this case, it is easy to obtain the gain characteristic with respect to the amplitude of the power amplifier, but since it is difficult to obtain the phase distortion characteristic, it is necessary to try to minimize the phase distortion at the design stage of the power amplifier, A more complex circuit configuration using two or more envelope detectors may be required.

[1] A. R. Mansell and A. Bateman, "Adaptive predistortion with reduced feedback complexity,"Electronics Letters, vol. 32, no. 13, pp. 1153~1154, June 1996. [1] A. R. Mansell and A. Bateman, "Adaptive predistortion with reduced feedback complexity," Electronics Letters, vol. 32, no. 13, pp. 1153-1154, June 1996.

[2] T. Arthanayake, H. B.Wood, "Linear amplification using envelope feedback," Electronics Letters, vol. 7, no. 7, pp. 145~146, Apr. 1971. [2] T. Arthanayake, H. B. Wood, "Linear amplification using envelope feedback," Electronics Letters, vol. 7, no. 7, pp. 145-146, April. 1971.

[3] W.Woo and J. S. Kenney, "A new envelope predistortion linearization architecture for handset power amplifiers,"in Proc. Radio and Wireless Conf., 2004, pp. 175~178. [3] W. Woo and J. S. Kenney, "A new envelope predistortion linearization architecture for handset power amplifiers," in Proc. Radio and Wireless Conf., 2004, pp. 175-178.

[4] (특허출원 제10-2012-0122302호) "포락선 검출 궤환 방식의 저비용 디지털 전치왜곡 장치 및 그 방법," 이용훈, 소진현, 정의림, 최성호, 안승혁.
[4] (Patent Application No. 10-2012-0122302) "A low-cost digital predistorter and its method for envelope detection feedback method,"

본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 전력증폭기의 왜곡정보를 구현이 간단한 포락선 검출기로 획득함으로써, 피드백경로의 구현비용을 최소한으로 하는 포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 제공하는 것에 있다.
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a MIMO transmission system including an envelope detector that minimizes the implementation cost of a feedback path by acquiring distortion information of a power amplifier with a simple envelope detector.

본 발명이 해결하고자 하는 다른 기술적 과제는 상기 ＭＩＭＯ 송신시스템에 포함된 전치왜곡기를 설계하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기 설계방법을 제공하는 것에 있다.
It is another object of the present invention to provide a predistorter design method for constructing a MIMO transmission system for designing a predistorter included in the MIMO transmission system.

상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템은, 제1송신기, 제2송신기, 피드백 경로부 및 적응 알고리즘 이행유닛을 포함한다. According to an aspect of the present invention, there is provided a MIMO transmission system including a first transmitter, a second transmitter, a feedback path unit, and an adaptive algorithm transition unit.

상기 제1송신기는 기저대역의 제1디지털 송신데이터를 전치왜곡하는 제1전치왜곡기, 상기 제1전치왜곡기에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제1디지털 아날로그 변환기, 변환된 아날로그신호를 변조하는 제1변조기, 상기 제1변조기의 출력을 증폭하여 제1송신신호를 생성하는 제1전력증폭기 및 상기 제1송신신호를 외부로 전송하는 제1안테나를 포함한다. 상기 제2송신기는 기저대역의 제2디지털 송신데이터를 전치왜곡하는 제2전치왜곡기, 상기 제2전치왜곡기에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제2디지털 아날로그 변환기, 변환된 아날로그신호를 변조하는 제2변조기, 상기 제2변조기의 출력을 증폭하여 제2송신신호를 생성하는 제2전력증폭기 및 상기 제2송신신호를 외부로 전송하는 제2안테나를 포함한다. 상기 피드백 경로부는 상기 제1송신신호, 상기 제2송신신호, 상기 제1변조기로부터 출력되는 제1변조신호 및 상기 제2변조기로부터 출력되는 제2변조신호를 이용하여 디지털 에러신호를 생성한다. 상기 적응알고리즘 이행유닛은 상기 제1디지털 송신데이터, 상기 제2디지털 송신데이터 및 상기 디지털 에러신호를 이용하여 상기 제1전치왜곡기 및 상기 제2전치왜곡기를 설정하는 데 사용되는 제1제어신호 및 제2제어신호를 생성한다.
The first transmitter includes a first predistorter for predistorting first baseband digital transmission data, a plurality of first digital-to-analog converters for converting the distorted signal in the first predistorter into an analog signal, A first modulator for modulating a signal, a first power amplifier for amplifying an output of the first modulator to generate a first transmission signal, and a first antenna for transmitting the first transmission signal to the outside. The second transmitter includes a second predistorter for predistorting the second digital transmission data of the base band, a plurality of second digital-to-analog converters for converting the distorted signal in the second predistorter into an analog signal, A second modulator for modulating a signal, a second power amplifier for amplifying an output of the second modulator to generate a second transmission signal, and a second antenna for transmitting the second transmission signal to the outside. The feedback path unit generates a digital error signal using the first transmission signal, the second transmission signal, the first modulation signal output from the first modulator, and the second modulation signal output from the second modulator. Wherein the adaptive algorithm assignment unit uses a first control signal used to set the first predistorter and the second predistorter using the first digital transmission data, the second digital transmission data, and the digital error signal, And generates a second control signal.

상기 다른 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기 설계방법은, 청구항 제4항에 기재된 ＭＩＭＯ 송신시스템으로부터 출력되는 전송신호의 왜곡을 보상하는데 사용되며, 트레이닝 신호 입력단계, 오차신호 생성단계, 포락선신호 검출단계, 디지털 에러신호 생성단계 및 제어신호 생성단계를 포함한다. According to another aspect of the present invention, there is provided a predistorter design method for constructing a MIMO transmission system, which is used to compensate for distortion of a transmission signal output from the MIMO transmission system of claim 4, An error signal generation step, an envelope signal detection step, a digital error signal generation step, and a control signal generation step.

상기 트레이닝 신호 입력단계는 상기 제1송신기 및 상기 제2송신기에 동일한 기저대역의 디지털 송신데이터를 인가한다. 상기 오차신호 생성단계는 전치왜곡기를 설계하고자 하는 송신기로부터 출력되는 송신신호를 감쇄시킨 신호와 나머지 다른 송신기의 변조신호 사이의 차신호인 상기 오차신호를 생성한다. 상기 포락선신호 검출단계는 상기 오차신호의 포락선인 상기 포락선신호를 검출한다. 상기 디지털 에러신호 생성단계는 아날로그 상태의 상기 포락선신호를 디지털 신호로 변환하여 상기 디지털 에러신호를 생성한다. 상기 제어신호 생성단계는 상기 제1디지털 송신데이터, 상기 제2디지털 송신데이터 및 상기 디지털 에러신호를 이용하여 해당 전치왜곡기의 제어신호를 생성한다.
The training signal input step applies digital transmission data of the same baseband to the first transmitter and the second transmitter. The error signal generating step generates the error signal which is a difference signal between a signal obtained by attenuating a transmission signal output from a transmitter for designing a predistorter and another modulated signal of another transmitter. The envelope signal detection step detects the envelope signal which is an envelope of the error signal. The digital error signal generation step converts the envelope signal in the analog state into a digital signal to generate the digital error signal. The control signal generating step generates the control signal of the predistorter using the first digital transmission data, the second digital transmission data, and the digital error signal.

본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템의 경우, 디지털 전치왜곡기의 설계에 필요한 피드백 경로를 단순한 포락선 검출기와 간단한 회로구성만으로 매우 간단히 구현할 수 있으므로 전체 송신기 구현 비용을 대폭 절감할 수 있는 장점이 있다.
In the case of the MIMO transmission system according to the present invention, since the feedback path necessary for designing the digital predistorter can be implemented with a simple envelope detector and a simple circuit configuration, it is possible to greatly reduce the implementation cost of the entire transmitter.

도 1은 디지털 전치왜곡기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템의 구성을 나타낸다.
도 2는 본 발명에 따른 포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 나타낸다.
도 3은 제1송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계할 때 ＭＩＭＯ 송신시스템의 신호흐름을 나타낸다.
도 4는 제2송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계할 때 ＭＩＭＯ 송신시스템의 신호흐름을 나타낸다.
도 5는 본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법의 신호흐름도이다.
도 6은 전력증폭기 모델 추정 문제를 보다 단순화한 블록 다이어그램이다.
도 7은 계수 w1을 구하는 과정을 나타낸다.
도 8은 컴퓨터 모의실험으로 수행한 전력 스펙트럼에 따른 성능시험결과를 나타낸다. 1 shows a configuration of a MIMO transmission system including a digital predistorter.
2 shows a MIMO transmission system including an envelope detector according to the present invention.
3 shows a signal flow of a MIMO transmission system when designing a predistorter included in a first transmitter.
Figure 4 shows the signal flow of a MIMO transmission system when designing the predistorter included in the second transmitter.
5 is a signal flow diagram of a method of designing a predistorter making up a MIMO transmission system according to the present invention.
6 is a block diagram further simplifying the power amplifier model estimation problem.
FIG. 7 shows a process for obtaining the coefficient w 1 .
8 shows performance test results according to the power spectrum performed by the computer simulation.

본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 예시적인 실시 예를 설명하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다. In order to fully understand the present invention and the operational advantages of the present invention and the objects achieved by the practice of the present invention, reference should be made to the accompanying drawings, which are provided for explaining exemplary embodiments of the present invention, and the contents of the accompanying drawings.

이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Like reference symbols in the drawings denote like elements.

본 발명에서 제안하는 ＭＩＭＯ 송신시스템은, 송신기로 표현될 수 있는 복수의 송신경로를 가지며, 복수의 송신기 중 임의로 선택된 2개의 송신기에 동일한 기저대역의 입력신호(x(n))를 입력하고, 그 중 하나의 송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계하는데 나머지 하나의 송신경로를 이용하는 구조이며, 특히 전치왜곡기를 설계하는데 필요한 정보 중 하나인 전력증폭기의 왜곡정보를 구현이 간단한 포락선 검출기로 획득한다.
The MIMO transmission system proposed in the present invention has a plurality of transmission paths that can be represented by a transmitter and inputs the same baseband input signal x (n) to two transmitters arbitrarily selected from among a plurality of transmitters, In order to design the predistorter included in one of the transmitters, one transmission path is used. In particular, distortion information of the power amplifier, which is one of the information necessary for designing the predistorter, is obtained by a simple envelope detector.

송신기의 출력단에 설치된 전력증폭기에 의해 왜곡되는 송신신호와 왜곡되지 않은 입력신호를 RF(Radio Frequency) 주파수 영역에서 비교하는 방식을 수행하기 위해서는, 피드백 수신경로 이외에도 별도의 실제로 사용하지 않는 송신경로가 추가로 필요하게 되므로, 송신안테나를 한 개만 가지고 있는 SISO(Single Input Single Output) 방식의 송신시스템의 경우에는 전력증폭기에 의해 왜곡된 신호와 왜곡되지 않은 신호를 RF 주파수 영역에서 비교하는 방식이 적합하지 않다. In order to perform a method of comparing a transmission signal distorted by a power amplifier provided at an output terminal of a transmitter with an undistorted input signal in a radio frequency (RF) frequency domain, a separate non-used transmission path is added A single input single output (SISO) transmission system having only one transmission antenna is not suitable for a method of comparing a signal distorted by a power amplifier and an undistorted signal in an RF frequency domain .

그러나, 복수의 송신경로 즉 복수의 송신기를 구비하는 ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output) 방식의 송신시스템의 경우, 통신규격 또는 시나리오 즉 송신기의 사용과 관련하여 사전에 설정된 계획표에 따라 동시에 모든 송신기를 사용하지 않는 상황이 존재할 수가 있으며, 임의로 송신안테나를 모두 사용하지 않도록 송신모드를 변경할 수도 있으므로, 이러한 경우에 사용하지 않고 있는 송신기를 디지털 전치왜곡기의 설계를 위해 사용할 여지가 있다. 예를 들면 802.16e 규격의 경우, 첫 PUSC(Partial Usage Sub-Channel) zone의 신호는 단일 안테나로만 송신되므로 이 구간동안 사용되지 않는 송신기를 이용하여 디지털 전치왜곡기를 설계할 수 있고, 802.11의 무선 LAN 규격의 경우에는 송신기가 송신방식을 결정할 수 있으므로 디지털 전치왜곡기의 설계가 필요한 경우 임시로 단일 송신 안테나만을 사용하도록 설정한 후 전치왜곡기를 설계할 수 있다. However, in the case of a multiple-input multiple-output (MIMO) transmission system having a plurality of transmission paths, that is, a plurality of transmitters, all transmitters are not used at the same time according to a communication schedule or scenario, And there is a possibility that the transmitter that is not used in this case can be used for the design of the digital predistorter because the transmission mode may be changed so as not to arbitrarily use all of the transmission antennas. For example, in the 802.16e standard, since the signal of the first PUSC (partial use sub-channel) zone is transmitted only to a single antenna, a digital predistorter can be designed using an unused transmitter during this interval, In case of the standard, since the transmitter can determine the transmission method, it is possible to design a predistorter after designing to use only a single transmission antenna temporarily in the case of designing a digital predistorter.

대부분의 셀룰러 통신들은 기지국과의 정보 교환에 의해 송수신 모드를 변경할 수 있으므로, 기존의 송신경로에 부가적으로 송신경로를 추가할 필요는 없다. 단일 송신안테나만을 사용하는 동안의 전송속도 저하가 우려될 수도 있는데, 전력증폭기의 특성변화 속도는 매우 느리기 때문에, 수 분 당 1회 정도의 재훈련으로도 충분하다. 특히 아래에 설명하는 본 발명에 따른 디지털 전치왜곡기의 설계에는 매우 짧은 시간만이 소요되므로, 데이터 전송속도에 미치는 영향은 매우 미미하다. Since most cellular communications can change the transmission / reception mode by exchanging information with the base station, it is not necessary to additionally add a transmission path to the existing transmission path. A slowdown in the transmission rate during the use of only a single transmit antenna may be a concern, since the rate of change in the characteristics of the power amplifier is very slow, so once per minute re-training is sufficient. Particularly, since the design of the digital predistorter according to the present invention described below takes a very short time, the effect on the data transmission speed is very small.

따라서 ＭＩＭＯ 송신기의 경우에는 제안된 구조를 적용할 때 얻어지는 비용 감소 효과를 고려하면 충분히 제안된 방식을 적용할 가치가 있다. Therefore, in case of MIMO transmitter, considering the cost reduction effect obtained by applying the proposed structure, it is worth applying the proposed method sufficiently.

이하에서는 2개의 송신안테나를 가진 즉 2개의 송신경로를 가지는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 예로 들어 본 발명을 설명하며, 이 분야의 통상의 지식을 가진 기술자라면 이하의 설명을 2개 이상의 송신경로를 가지는 ＭＩＭＯ 송신시스템에 적용하는 것은 언제나 가능하다.
In the following, the present invention will be described by taking as an example a MIMO transmission system having two transmission antennas, that is, a MIMO transmission system having two transmission paths, and a person skilled in the art will be described below with reference to a MIMO transmission It is always possible to apply it to the system.

도 2는 본 발명에 따른 포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 나타낸다. 2 shows a MIMO transmission system including an envelope detector according to the present invention.

도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 포락선 검출기를 포함하는 ＭＩＭＯ 송신시스템(200)은, 제1송신기(210), 제2송신기(220), 감쇄부(230), 피드백경로부(240) 및 적응알고리즘 이행유닛(250)을 구비한다. Referring to FIG. 2, a MIMO transmission system 200 including an envelope detector according to the present invention includes a first transmitter 210, a second transmitter 220, an attenuator 230, a feedback path unit 240, And an adaptive algorithm fulfillment unit 250.

제1송신기(210)는 기저대역의 제1디지털 송신데이터(x1(n))를 전치왜곡하는 제1전치왜곡기(211), 제1전치왜곡기(211)에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제1디지털 아날로그 변환기(212), 변환된 아날로그신호(y1(t))를 변조하는 제1변조기(213), 제1변조기(213)의 출력(yR1(t))을 증폭하여 제1송신신호(aR1(t))를 생성하는 제1전력증폭기(214) 및 제1송신신호(aR1(t))를 외부로 전송하는 제1안테나(215)를 포함한다. The first transmitter 210 includes a first predistorter 211 for predistorting first baseband digital transmission data x 1 (n), a second predistorter 211 for predistorting a signal distorted at the first predistorter 211, A first modulator 213 for modulating the converted analog signal y 1 (t), a second modulator 213 for modulating the output y R1 (t) of the first modulator 213, amplified by a first transmission signal (a R1 (t)) to generate a first power amplifier 214 and the first transmission signal (a R1 (t)), the first antenna 215 for transmitting to the outside the .

제2송신기(220)는 기저대역의 제2디지털 송신데이터(x2(n))를 전치왜곡하는 제2전치왜곡기(221), 제2전치왜곡기(221)에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제2디지털 아날로그 변환기(222), 변환된 아날로그신호(y2(t))를 변조하는 제2변조기(223), 제2변조기(223)의 출력(yR2(t))을 증폭하여 제2송신신호(aR2(t))를 생성하는 제2전력증폭기(224) 및 제2송신신호(aR2(t))를 외부로 전송하는 제2안테나(225)를 포함한다. The second transmitter 220 includes a second predistorter 221 for predistorting the second digital transmission data x 2 (n) of the base band, a second predistorter 221 for predistorting the signal distorted at the second predistorter 221, A second modulator 223 for modulating the converted analog signal y 2 (t), a second modulator 223 for modulating the output y R2 (t) of the second modulator 223, A second power amplifier 224 for amplifying the first transmission signal a R2 (t) and generating a second transmission signal a R2 (t) and a second antenna 225 for transmitting the second transmission signal a R2 (t) .

감쇄부(230)는 제1송신신호(aR1(t))의 크기를 감쇄하여 피드백 경로부(240)로 송신하는 제1감쇄기(231) 및 제2송신신호(aR2(t))의 크기를 감쇄하여 피드백 경로부(240)로 송신하는 제2감쇄기(232)를 포함한다. The attenuator 230 may be configured to receive the first attenuator 231 and the second transmission signal a R2 (t), which attenuates the magnitude of the first transmission signal a R1 (t) And a second attenuator 232 for attenuating the magnitude and transmitting the magnitude to the feedback path unit 240.

피드백경로부(240)는 제1선택기(241), 제2선택기(242), 차신호생성기(243), 포락선검출기(244) 및 아날로그 디지털 변환기(245)를 구비한다. The feedback path unit 240 includes a first selector 241, a second selector 242, a difference signal generator 243, an envelope detector 244 and an analog-to-digital converter 245.

제1선택기(241)는 제1선택신호(SEL1)에 응답하여 제1변조기(213)로부터 출력되는 제1변조신호(yR1(t))및 제2변조기(223)로부터 출력되는 제2변조신호(yR2(t))중 하나의 변조신호(Gx(t))를 선택한다. 제2선택기(242)는 제2선택신호(SEL2)에 응답하여 제1송신신호(aR1(t))및 제2송신신호(aR2(t))중 하나의 송신신호를 선택하거나, 제1감쇄기(231)의 출력신호 및 제2감쇄기(232)의 출력신호 중 하나의 출력신호(G'x(t))를 선택한다. 제1선택신호(SEL1) 및 제2선택신호(SEL2)은 도 2에는 도시되지 않았지만, 시스템(200)을 제어하는 제어부(미도시)에서 생성하여 제공한다. 차신호생성기(243)는 제1선택기(241) 및 제2선택기(242)로부터 출력되는 신호의 차이인 오차신호(e(t))를 생성한다. 포락선검출기(244)는 오차신호의 포락선을 검출하여 포락선신호(z(t))를 생성한다. 아날로그 디지털 변환기(245)는 포락선신호(z(t))를 디지털 신호로 변환하여 디지털에러신호(z(n))를 생성한다. The first selector 241 selects the first modulated signal y R1 (t) output from the first modulator 213 and the second modulated signal y R1 (t) output from the second modulator 223 in response to the first selection signal SEL1, And selects one modulated signal Gx (t) of the signal y R2 (t). The second selector 242 selects one of the first transmission signal a R1 (t) and the second transmission signal a R2 (t) in response to the second selection signal SEL2, (T) of the output signal of the first attenuator 231 and the output signal of the second attenuator 232. [ Although not shown in FIG. 2, the first selection signal SEL1 and the second selection signal SEL2 are generated and provided by a control unit (not shown) that controls the system 200. FIG. The difference signal generator 243 generates an error signal e (t) which is the difference between the signals output from the first selector 241 and the second selector 242. [ The envelope detector 244 detects the envelope of the error signal and generates an envelope signal z (t). The analog-to-digital converter 245 converts the envelope signal z (t) into a digital signal to produce a digital error signal z (n).

적응알고리즘 이행유닛(250)은 제1디지털 송신데이터(x1(n)),제2디지털 송신데이터(x2(n))및 디지털 에러신호(z(n))를 이용하여 제1전치왜곡기(211) 및 제2전치왜곡기(221)를 설정하는 데 사용되는 제1제어신호(CON1) 및 제2제어신호(CON2)를 생성한다. The adaptive algorithm transition unit 250 uses the first digital transmission data x 1 (n), the second digital transmission data x 2 (n) and the digital error signal z (n) And generates a first control signal CON1 and a second control signal CON2 that are used to set the first predistorter 211 and the second predistorter 221. [

여기서 제1제어신호(CON1) 및 제2제어신호(CON2)는, 기저대역의 디지털 송신데이터(x(n))와 송신신호(aR(t))의 차이가 0(zero)가 되도록 해당 전치왜곡기(211, 221)의 입출력 특성을 조정하여, 기저대역의 디지털 송신데이터(x(n))를 사전에 왜곡시키는 정보를 가지고 있으며, 이는 본 발명에서 제안하는 것이 아니고 일반적으로 알려져 있는 기술이므로 여기서는 자세하게 설명하지 않는다.
The first control signal CON1 and the second control signal CON2 are set so that the difference between the digital transmission data x (n) of the base band and the transmission signal a R (t) becomes zero Information for distorting the digital transmission data x (n) of the base band in advance by adjusting the input / output characteristics of the predistorters 211 and 221. This is not a suggestion of the present invention, It is not described in detail here.

도 3은 제1송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계할 때 ＭＩＭＯ 송신시스템의 신호흐름을 나타낸다. 3 shows a signal flow of a MIMO transmission system when designing a predistorter included in a first transmitter.

도 4는 제2송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계할 때 ＭＩＭＯ 송신시스템의 신호흐름을 나타낸다. Figure 4 shows the signal flow of a MIMO transmission system when designing the predistorter included in the second transmitter.

도 3 및 도 4를 참조하면, 신호 전송에 사용 중인 송신기와 사용하고 있지 않은 송신기에 동일한 기저대역의 디지털 송신데이터(x(n))를 인가함으로써 전치왜곡기의 설계가 시작된다는 것을 알 수 있다. 3 and 4, it can be seen that the design of the predistorter is started by applying the same baseband digital transmission data x (n) to the transmitter being used for signal transmission and the transmitter not being used .

적응알고리즘 이행유닛(250)은 PD 설계부(251) 및 PA 인식부(252)를 구비하는데, 제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계할 때와 제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)를 설계할 때의 역할은 아래에 설명하는 바와 같이 서로 다르다. The adaptive algorithm implementation unit 250 includes a PD design unit 251 and a PA recognition unit 252. The adaptive algorithm implementation unit 250 includes a PD design unit 251 and a PA recognition unit 252. When the predistorter 211 included in the first transmitter 210 is designed, The roles of the predistorter 221 included in the predistorter 221 are different from each other as described below.

도 3을 참조하면, 제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계할 때, Referring to FIG. 3, when designing the predistorter 211 included in the first transmitter 210,

PD 설계부(251)는 제1전치왜곡기(211) 및 제2전치왜곡기(221)로부터 출력되는 전치왜곡신호를 이용하여 제1제어신호(CON1)를 생성하며, PA 인식부(252)는 디지털 송신데이터(x(n)) 및 디지털 에러신호(z(n))를 이용하여 제2제어신호(CON2)를 생성한다. The PD design section 251 generates the first control signal CON1 using the predistortion signal output from the first predistorter 211 and the second predistorter 221 and the PA recognition section 252 The second control signal CON2 is generated using the digital transmission data x (n) and the digital error signal z (n).

도 4를 참조하면, 제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)를 설계할 때, Referring to FIG. 4, when designing the predistorter 221 included in the second transmitter 220,

PD 설계부(251)는 제1전치왜곡기(211) 및 제2전치왜곡기(221)로부터 출력되는 전치왜곡신호를 이용하여 제2제어신호(CON2)를 생성하며, PA 인식부(252)는 적응알고리즘 이행유닛(250)은 디지털 송신데이터(x(n)) 및 디지털 에러신호(z(n))를 이용하여 제1제어신호(CON1)를 생성한다.
The PD design section 251 generates the second control signal CON2 using the predistortion signal output from the first predistorter 211 and the second predistorter 221 and the PA recognition section 252 The adaptive algorithm implementation unit 250 generates the first control signal CON1 using the digital transmission data x (n) and the digital error signal z (n).

제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계할 때; When designing the predistorter 211 included in the first transmitter 210;

제2선택기(242)는 제1송신기(210)에 포함된 전력증폭기(214)로부터 생성되는 제1송신신호(aR1(t))를 선택하고 제1선택기(241)는 제2송신기(220)에서 생성되는 제2변조신호(yR2(t))를 선택한다. The second selector 242 selects the first transmission signal a R1 (t) generated from the power amplifier 214 included in the first transmitter 210 and the first selector 241 selects the second transmission signal a R1 (Y R2 (t)) generated by the second modulating signal y R2 (t).

제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)를 설계할 때; When designing the predistorter 221 included in the second transmitter 220;

제2선택기(242)는 제2송신기(220)에 포함된 전력증폭기(224)로부터 생성되는 제2송신신호(aR2(t))를 선택하고 제1선택기(241)는 제1송신기(210)에서 생성되는 제1변조신호(yR1(t))를 선택한다. The second selector 242 selects a second transmission signal a R2 (t) generated from the power amplifier 224 included in the second transmitter 220 and the first selector 241 selects the second transmission signal a R2 The first modulated signal y R1 (t) generated from the first modulated signal y R1 (t).

이하에서는 도 3 및 도 4와 같은 구조를 이용하여 각각의 송신기에 포함된 전치왜곡기를 설계하는 방법에 대하여 설명한다.
Hereinafter, a method of designing the predistorter included in each transmitter using the structure shown in FIG. 3 and FIG. 4 will be described.

도 5는 본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법의 신호흐름도이다. 5 is a signal flow diagram of a method of designing a predistorter making up a MIMO transmission system according to the present invention.

도 5를 참조하면, ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법(500)은 도 2에 도시된 ＭＩＭＯ 송신시스템(200)으로부터 출력되는 전송신호의 왜곡을 보상하는데 사용되는 전치왜곡기의 설계방법으로써, 송신기선택단계(510), 트레이닝 신호입력단계(520), 오차신호 생성단계(530), 포락선신호 검출단계(540), 디지털 에러신호 생성단계(550) 및 제어신호 생성단계(560)를 포함한다. Referring to FIG. 5, a predistorter design method 500 of a MIMO transmission system includes a predistorter design used to compensate for distortion of a transmission signal output from the MIMO transmission system 200 shown in FIG. 2 A training signal input step 520, an error signal generating step 530, an envelope signal detecting step 540, a digital error signal generating step 550 and a control signal generating step 560, .

송신기선택단계(510)는 현재 데이터 송신에 사용중인 송신기들 중 한 개의 송신기, 그리고 복수의 송신기 중 통신규격 혹은 송신기의 사용과 관련하여 사전에 설정된 계획표에 따라 사용되고 있지 않은 송신기들 중에서 혹은 송신모드에 따라 사용하지 않도록 설정된 송신기들 중에서 한 개의 송신기를 선택한다. The transmitter selection step 510 may include selecting one of the transmitters currently in use for data transmission and one or more of the transmitters that are not being used according to a predetermined schedule in connection with the use of the communication standard or transmitter among the plurality of transmitters, And selects one transmitter out of the disabled transmitters.

트레이닝 신호입력단계(520)는 제1송신기(210) 및 제2송신기(220)에 동일한 기저대역의 디지털 송신데이터(x(n))를 인가한다. The training signal input step 520 applies the same baseband digital transmission data x (n) to the first transmitter 210 and the second transmitter 220.

오차신호 생성단계(530)는 전치왜곡기를 설계하고자 하는 송신기로부터 출력되는 송신신호를 감쇄시킨 신호와 나머지 다른 송신기의 변조신호 사이의 차신호인 상기 오차신호를 생성한다. 만일 제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계하고자 하는 경우에는 제1송신기(210)로부터 출력되는 제1송신신호(aR1(t))와 제2송신기(220)에서 생성된 제2변조신호(yR2(t))의 차신호를 생성하게 될 것이다. 반대로 제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)를 설계하고자 하는 경우에는 제2송신기(220)로부터 출력되는 제2송신신호(aR2(t))와 제1송신기(210)에서 생성된 제1변조신호(yR1(t))의 차신호를 생성하게 될 것이다. The error signal generation step 530 generates the error signal which is a difference signal between the signal obtained by attenuating the transmission signal output from the transmitter for designing the predistorter and the modulated signal of the other transmitter. If the predistorter 211 included in the first transmitter 210 is to be designed, the first transmit signal a R1 (t) output from the first transmitter 210 and the first transmit signal a R1 And generate the difference signal of the generated second modulated signal y R2 (t). On the other hand, when designing the predistorter 221 included in the second transmitter 220, the second transmission signal a R2 (t) output from the second transmitter 220 and the second transmission signal a R2 And generate the difference signal of the generated first modulated signal y R1 (t).

포락선신호 검출단계(540)는 오차신호의 포락선인 포락선신호를 검출한다. The envelope signal detection step 540 detects an envelope signal, which is an envelope of the error signal.

디지털 에러신호 생성단계(550)는 아날로그 상태의 포락선신호를 디지털 신호로 변환하여 디지털 에러신호(z(n))를 생성한다. The digital error signal generation step 550 converts the envelope signal of the analog state into a digital signal to generate a digital error signal z (n).

제어신호 생성단계(560)는 디지털 송신데이터(x(n)) 및 디지털 에러신호(z(n))를 이용하여 2개의 제어신호(CON1, CON2)를 각각 생성한다. The control signal generation step 560 generates the two control signals CON1 and CON2 using the digital transmission data x (n) and the digital error signal z (n), respectively.

전치왜곡기의 구성 및 동작에 대해서는 이미 공지되었으며, 본 발명에서는 전치왜곡기를 새로 제안하는 것이 아니라, 종래의 전치왜곡기를 그대로 사용하므로, 전치왜곡기의 구성 및 동작에 대해서는 자세하게 설명하지 않는다.
The configuration and operation of the predistorter have already been known. In the present invention, the conventional predistorter is used instead of proposing a new predistorter, so the configuration and operation of the predistorter are not described in detail.

도 3을 참조하면, 제1송신경로 즉 제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계하기 위해서는, 제1송신기(210)와 제2송신기(220)에 동일한 기저대역 신호(x(n))을 인가한다. Referring to FIG. 3, to design the predistorter 211 included in the first transmission path 210, the first transmitter 210 and the second transmitter 220 are provided with the same baseband signal x (n).

이와 같은 조건에서, 제1송신기(210)를 구성하는 전력증폭기(214)에서는 전력증폭기(214)의 비선형 특성에 의해 왜곡된 RF 신호 즉 제1송신신호(aR1(t))가 출력될 것이다. 제1송신기(210)에 인가된 신호와 동일한 기저대역 신호(x(n))을 인가되었으므로, 제2송신기(220)를 구성하는 전력증폭기(224)의 입력 즉 제2변조기(223)로부터 출력되는 제2변조신호(yR2(t))는 제1송신기(210)를 구성하는 전력증폭기(214)의 입력에 인가되는 신호와 동일한 신호가 될 것이다. Under such a condition, the power amplifier 214 constituting the first transmitter 210 outputs the distorted RF signal, that is, the first transmission signal a R1 (t), due to the nonlinear characteristic of the power amplifier 214 . The input of the power amplifier 224 constituting the second transmitter 220, that is, the output from the second modulator 223, is applied to the second transmitter 220, since the baseband signal x (n) The second modulated signal y R2 (t) will be the same signal applied to the input of the power amplifier 214 constituting the first transmitter 210. [

제1송신기(210)로부터 출력되는 제1송신신호(aR1(t))의 전력은 전력증폭기(214)에 의해 증폭되어 매우 높으므로, 이를 제2변조신호(yR2(t))의 전력과 동일하도록 감쇄시킨 후, 감쇄된 제1송신신호(aR1(t))와 제2변조신호(yR2(t))의 차이가 되는 오차신호(e(t))를 생성한다. Since the power of the first transmission signal a R1 (t) output from the first transmitter 210 is amplified by the power amplifier 214 and is very high, the power of the second modulation signal y R2 (t) And generates an error signal e (t) that is a difference between the attenuated first transmission signal a R1 (t) and the second modulated signal y R2 (t).

오차신호(e(t))의 크기는 포락선검출기(244)를 사용하여 측정(z(t))되고, 측정된 결과는 아날로그 디지털 변환기(245)를 통해 디지털 에러신호(z(n))로 변환된 후 적응알로리즘 이행유닛(250)으로 전달된다. The magnitude of the error signal e (t) is measured (z (t)) using an envelope detector 244 and the measured result is converted to a digital error signal z (n) via an analog to digital converter 245 And then transmitted to the adaptive algorithm transition unit 250.

오차신호(e(t))에서 얻을 수 있는 정보에 대해 보다 자세히 알아보기 위해 아래와 같이 수식을 통해 오차신호의 모델을 얻는 과정을 기술한다. To obtain more detailed information on the error signal e (t), we describe the process of obtaining a model of the error signal by the following formula.

제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)의 함수를 F1(ㅇ), 제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)의 함수를 F2(ㅇ)라고 가정할 때, 제1송신기(210) 및 제2송신기(220)에 각각 포함된 디지털 아날로그 변환기(212, 222)의 출력신호는 수학식 1과 같이 표시할 수 있다. 디지털 아날로그 변환기(212, 222)의 출력신호는 아날로그신호이므로 그 표시는 디지털신호와 구분되어야 하지만, 이는 신호처리 도메인(domain)의 변환으로 극복될 수 있으므로, 설명의 편의를 위해 디지털신호와 혼용하여 사용한다. It is assumed that F 1 (o) is a function of the predistorter 211 included in the first transmitter 210 and F 2 (o) is a function of the predistorter 221 included in the second transmitter 220 The output signals of the digital-to-analog converters 212 and 222 included in the first transmitter 210 and the second transmitter 220 can be expressed as shown in Equation (1). Since the output signals of the digital-to-analog converters 212 and 222 are analog signals, the display must be distinguished from the digital signal, which can be overcome by the conversion of the signal processing domain. Therefore, use.

Figure pat00001
Figure pat00001

Figure pat00002
Figure pat00002

여기서 y1은 제1송신기(210)에 포함된 디지털 아날로그 변환기(212)이 출력신호이고, y2는 제2송신기(220)에 포함된 디지털 아날로그 변환기(222)의 출력신호이다. Where y 1 is the output signal of the digital to analog converter 212 included in the first transmitter 210 and y 2 is the output signal of the digital to analog converter 222 included in the second transmitter 220.

제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)를 설계하는 시작 단계에서는 제1송신기(210)에 포함된 전치왜곡기(211)의 함수는 F1(x)=x로 설정하고, 제2송신기(220)에 포함된 전치왜곡기(221)의 함수인 F2(ㅇ)는 제1송신기(210)를 구성하는 전력증폭기(214)의 기저대역 특성을 모델링 하기 위한 가상 전력증폭기로 사용한다. At the beginning of designing the predistorter 211 included in the first transmitter 210, the function of the predistorter 211 included in the first transmitter 210 is set to F 1 (x) = x, F 2 (o) which is a function of the predistorter 221 included in the second transmitter 220 is a virtual power amplifier for modeling the baseband characteristic of the power amplifier 214 constituting the first transmitter 210 use.

수학식 1에 표시된 신호들이 RF로 업 컨버전(Up-conversion)되면 수학식 2와 같이 표시할 수 있다. When the signals shown in Equation 1 are up-converted to RF, they can be expressed as shown in Equation (2).

Figure pat00003
Figure pat00003

Figure pat00004
Figure pat00004

이하의 설명에서 아래첨자 R은 RF 신호를 의미하며, R이 없는 신호는 기저대역의 신호를 의미한다. 이하의 설명에도 상기의 내용을 준용한다. In the following description, the subscript R denotes an RF signal, and the signal without R denotes a baseband signal. The above description is also applied to the following description.

제1송신신호(aR1(t))는 전력증폭기(214)의 비선형 특성을 임의의 5차 다항식함수인 GR(ㅇ)로 모델링하고, 수학식 2를 GR(ㅇ)에 대입한 후 반송파(carrier wave) 주위의 신호성분만을 고려하면 수학식 3과 같이 표시할 수 있다. The then substituted in the first transmission signal (a R1 (t)) is a non-linear characteristic model as G R (o) of any of the fifth order polynomial function, and Equation (2) of the power amplifier (214) G R (o) Considering only the signal components around the carrier wave, Equation (3) can be expressed.

Figure pat00005
Figure pat00005

Figure pat00006
Figure pat00006

Figure pat00007
Figure pat00007

Figure pat00008
Figure pat00008

여기서 α는 계수이다. 5차 다항식 모델을 적용한 것은 설명의 편의를 위한 것이며 이의 유도과정은 임의의 차수(L, L은 자연수)를 가지는 다항식 혹은 볼테라(Volterra) 모델 등에도 동일하게 적용이 가능하다. Where a is a coefficient. The application of the 5th order polynomial model is for convenience of explanation, and the derivation process is equally applicable to a polynomial or volterra model having arbitrary orders (L, L are natural numbers).

a(t)는 전력증폭기(214)의 기저대역 등가 함수에 의해 왜곡된 기저대역 신호이며 수학식 4와 같이 표시할 수 있다. a (t) is a baseband signal distorted by the baseband equivalent function of the power amplifier 214 and can be expressed as shown in Equation (4).

Figure pat00009
Figure pat00009

상기의 수학식으로 표현할 수 있는 신호들로부터 검출된 포락선신호(z(t))는 수학식 5와 같이 표시할 수 있다. The envelope signal z (t) detected from the signals expressed by the above equations can be expressed as shown in Equation (5).

Figure pat00010
Figure pat00010

Figure pat00011
Figure pat00011

수학식 5에서, G(x(t))/K는 기존 방식의 피드백회로에서 얻어지는 피드백신호 즉 전력증폭기의 기저대역의 등가특성을 가지는 신호와 동일하다. 따라서, 오차신호의 포락선을 검출하게 되면, 전력증폭기의 출력신호를 다운 컨버전(Down-Conversion)한 기저대역 신호와 왜곡되지 않은 혹은 의도적으로 왜곡된 기저대역 신호와의 오차의 크기를 구할 수 있다. In Equation (5), G (x (t)) / K is equal to the feedback signal obtained in the conventional feedback circuit, that is, the signal having the equivalent characteristics of the baseband of the power amplifier. Therefore, when the envelope of the error signal is detected, the magnitude of the error between the base-band signal down-converted from the output signal of the power amplifier and the undistorted or intentionally distorted baseband signal can be obtained.

즉 오차신호에 포함된 정보는 기존 방식의 피드백 회로를 통해 얻을 수 있는 에러와 동일하나 위상정보가 제거된 상태가 된다. 이 에러의 크기가 0(zero) 인 경우 가상 전력증폭기 모델이 실제 전력증폭기의 기저대역 모델과 일치하게 되므로, 이 에러의 크기를 최소화 할 수 있도록 F2(ㅇ)의 모델을 찾아가는 알고리즘을 구성할 수 있다면, 전력 증폭기의 기저대역 특성을 얻을 수 있고 이를 이용해 전력증폭기를 선형화하는 전치왜곡기를 설계할 수 있을 것이다. That is, the information included in the error signal is the same as the error that can be obtained through the conventional feedback circuit, but the phase information is removed. If the size of this error is zero, the virtual power amplifier model matches the baseband model of the actual power amplifier. Therefore, we need to construct an algorithm to find the model of F 2 (ㅇ) to minimize the size of this error. If possible, the baseband characteristics of the power amplifier can be obtained and the predistorter can be designed to linearize the power amplifier.

기존 피드백 방식으로는 에러의 위상정보까지 포함한 모든 정보를 얻을 수 있었으므로 LMS, RLS 등의 통상의 적응 알고리즘들을 직접 사용할 수 있었으나, 본 발명에서 제안한 구조의 경우에는 에러의 크기만을 알 수 있으므로, reinforcement learning 기법을 적용하거나 아니면 별도의 추정 알고리즘을 사용해야 한다. 여기에서는 이를 위해 가상 전력증폭기 모델로 다항식 모델을 사용하는 경우에 적용할 수 있는 단계별 계수 추정 알고리즘을 제안한다.
Conventional adaptive algorithms such as LMS and RLS can be directly used because all information including the phase information of the error can be obtained by using the conventional feedback method. However, since the structure proposed in the present invention can only know the error size, learning method or a separate estimation algorithm should be used. Here, we propose a step-by-step coefficient estimation algorithm that can be applied to the case of using a polynomial model as a virtual power amplifier model.

도 6은 전력증폭기 모델 추정 문제를 보다 단순화한 블록 다이어그램이다. 6 is a block diagram further simplifying the power amplifier model estimation problem.

도 6을 참조하면, 제1선택기(241)에서 선택된 신호(Gx(n))와 제2선택기(242)에서 선택된 신호(G'x(n))의 차이신호(e(n))의 포락선(z(n))을 검출한다는 것이다. 여기서 (x(n))는 기저대역 디지털송신데이터이다. 6, the difference signal e (n) between the signal Gx (n) selected by the first selector 241 and the signal G'x (n) selected by the second selector 242, (z (n)). Where (x (n)) is the baseband digital transmission data.

도 6에서는 알고리즘 설명의 편의를 위해 가상 전력증폭기의 모델을 수학식 6과 같은 다항식 모델로 가정한다. 6, the model of the virtual power amplifier is assumed to be a polynomial model as shown in Equation (6) for convenience of explanation of the algorithm.

Figure pat00012
Figure pat00012

여기서 w는 계수이다. 이 때 포락선검출기(244)의 출력신호(z(t))를 디지털로 변환한 디지털 에러신호(z(n))는 수학식 7과 같이 표시할 수 있다. Where w is a coefficient. At this time, the digital error signal z (n) obtained by converting the output signal z (t) of the envelope detector 244 to digital can be expressed by Equation (7).

Figure pat00013
Figure pat00013

디지털 에러신호(z(n))를 제곱하게 되면, 수학식 8에 표시한 바와 같이, 입력신호의 크기의 제곱항들로 구성되는 에러신호(z(n))에 대한 다항식 모델을 얻을 수 있다. Squaring the digital error signal z (n) yields a polynomial model for the error signal z (n), which is composed of square terms of the magnitude of the input signal, as shown in equation (8).

Figure pat00014
Figure pat00014

Figure pat00015
Figure pat00015

Figure pat00016
Figure pat00016

여기서 T는 아날로그 디지털 변환기의 샘플링 주기,

Figure pat00017
및
Figure pat00018
는 벡터를 의미하며, 5차 다항식 모델의 전력증폭기의 경우, 수학식 8의 제곱-에러 다항식 모델의 계수(di)는 수학식 9와 같이 표시할 수 있다. 이하에서 변수의 상부에 바(bar)가 있는 경우는 모두 벡터를 의미한다. Where T is the sampling period of the analog to digital converter,
Figure pat00017
And
Figure pat00018
In the case of the power amplifier of the 5 < th > order polynomial model, the coefficient di of the square-error polynomial model of Equation (8) can be expressed as Equation (9). In the following, all the bars with a bar at the top of the variable mean a vector.

Figure pat00019
Figure pat00019

Figure pat00020
Figure pat00020

Figure pat00021
Figure pat00021

Figure pat00022
Figure pat00022

Figure pat00023
Figure pat00023

수학식 9에 표시한 제곱-에러 다항식 모델의 계수는 N(N은 자연수)개의 입력-에러 조합을 이용하여 수학식 10 및 수학식 11과 같이 구할 수도 있다. The coefficients of the square-error polynomial model shown in Equation (9) can be obtained as Equation (10) and Equation (11) using N (N is a natural number) input-error combinations.

Figure pat00024
Figure pat00024

Figure pat00025
Figure pat00025

수학식 10 및 수학식 11에 표시한 바와 같이, 입력신호와 에러신호로부터 입력신호 행렬과 제곱-에러 벡터를 구성하면, 제곱-에러 다항식 계수는 최소 자승법을 적용할 경우 수학식 12와 같이 얻어진다. As shown in Equations 10 and 11, if the input signal matrix and the squared-error vector are constructed from the input signal and the error signal, the square-error polynomial coefficient is obtained as shown in Equation 12 when the least square method is applied .

Figure pat00026
Figure pat00026

물론, 앞에서 유도한 식들로부터 LMS 및 RLS 등의 적응 기법들로 구현하는 것도 가능하지만, 기타 다른 기법들을 적용하여 계수를 구할 수도 있다. Of course, it is possible to implement adaptive techniques such as LMS and RLS from the expressions derived above, but the coefficients can also be obtained by applying other techniques.

상술한 바와 같이 피드백 된 포락선신호를 사용해 구한 제곱-에러 신호의 다항식 모델의 계수는 실제 전력증폭기 특성과 현재의 F2(ㅇ)의 계수 사이의 에러로 구성된 다항식이 된다. 따라서 우선 제곱-에러 신호의 다항식 모델 계수를 구하게 되면, 이로부터 실제 전력증폭기와 가상 전력증폭기 F2(ㅇ)의 각 계수의 차이에 대한 정보를 얻을 수 있다. As described above, the coefficients of the polynomial model of the square-error signal obtained using the feedback envelope signal are polynomials constituted by errors between the characteristics of the actual power amplifier and the coefficients of the current F 2 (). Therefore, the polynomial model coefficient of the squared-error signal is first obtained, and information on the difference between the actual power amplifier and the virtual power amplifier F 2 (ㅇ) can be obtained.

이에 대한 개념적으로 단순한 접근 방법은 다항식에 대한 연립방정식을 직접 풀어내는 것이나, 이는 실제 단말에서 구현 불가능한 수준의 복잡도를 가진다. 그러나 위 식을 살펴보면 d1은 계수 w1의 추정 오차 정보만을 가지고 있으므로, 이를 이용하여 d1=0이 되도록 첫 번째 계수 w1만을 조정하여 찾고 나면, d1=0,d2=0이 되며, 이 상태에서 새로 피드백 신호를 이용해 제곱-에러 신호의 다항식 모델 계수를 추정하면 d3=|Dw2|2이 되므로 w2의 오차에 대한 정보만을 얻을 수 있다. A conceptually simple approach to this is to solve the simultaneous equations for polynomials directly, but it has complexity that can not be realized in actual terminals. However Looking at the equation d 1 is a coefficient w, so with only the estimation error information of 1, and after using this d 1 = 0, looking to only the first coefficient w 1 adjusted to, d 1 = 0, d 2 = is zero , And estimating the polynomial model coefficient of the squared-error signal using the new feedback signal in this state, d 3 = | Dw 2 | 2 , only information on the error of w 2 can be obtained.

이 상태에서 다시 d3이 0이 되도록 두 번째 계수 w2를 조정하고 나면, 남는 것은 계수 w3의 오차에 의해서 정해지는 d5항 뿐이다. 이와 같이 단계적으로 가상 전력증폭기 모델의 계수를 하나씩 추정해 나가는 방법을 사용하면, 비교적 간단하게 각 모델 계수들을 추정할 수 있다. After adjusting the second coefficient w 2 so that d 3 becomes 0 again in this state, only d 5 , which is determined by the error of the coefficient w 3 , remains. By using the method of stepwise estimating the coefficients of the virtual power amplifier model one by one, it is possible to estimate each model coefficient relatively easily.

이 과정을 보다 상세하게 풀어서 정리하면 다음과 같다.
This process can be summarized in more detail as follows.

Step 1: 초기 Step 1: Initial

초기에는 가상 전력증폭기의 계수를 모두 0으로 설정한 후, N 개의 입력, 피드백 샘플들을 수집하여 제곱-에러 다항식의 계수를 추정한다.
Initially, all of the coefficients of the virtual power amplifier are set to zero, and N input, feedback samples are collected to estimate the coefficients of the square-error polynomial.

Step 2: w1계수 추정 Step 2: Estimate w 1 factor

도 7은 계수 w1을 구하는 과정을 나타낸다. FIG. 7 shows a process for obtaining the coefficient w 1 .

도 7을 참조하면, 앞에서 구한 제곱-에러 다항식의 계수로부터, d1=|Dw1|^2이므로 (도 7(a)), w1의 크기는 알 수 있다. 그러나 위상은 모르는 상태이므로 우선 0도라고 가정하고 w1의 추정값을 수학식 13과 같이 설정한다. 7, in front of the square obtained - from the coefficients of the polynomial error, d 1 = | Dw 1 | ^ 2 , so (Fig. 7 (a)), the size of w 1 can be seen. However, since the phase is not known, it is assumed that the phase is 0 degree, and the estimated value of w 1 is set as shown in Equation (13).

Figure pat00027
Figure pat00027

이 값을 가상 전력증폭기에 설정한 상태에서 송신되는 신호 및 피드백 된 에러 신호를 사용하여 다시 제곱-에러 다항식 계수를 갱신한다. 이 때 얻어진 계수들 중 d1은 수학식 14와 같이 표시할 수 있다. (도 7(b)) With this value set in the virtual power amplifier, the square-error polynomial coefficient is updated again using the transmitted signal and the feedback error signal. Among the coefficients obtained at this time, d 1 can be expressed by Equation (14). (Fig. 7 (b)).

Figure pat00028
Figure pat00028

Figure pat00029
Figure pat00029

위상값(θ1)은 두 개의 해를 가진다. 따라서 현 단계에서는 아직 계수 w1의 위상을 결정할 수 없으므로, w1의 추정값을 우선 두 값 중 한 값으로 설정하고 다시 제곱-에러 다항식의 계수를 추정하여 d1을 구해 보고 (도 7(c)), 다시 다른 후보 값으로 w1의 추정값을 설정한 후 다시 제곱-에러 다항식의 계수를 추정하여 d1을 구하여 (도 7(d)), 최종적으로 최소의 계수 d1을 얻는 후보를 w1으로 결정한다. 계수 w의 아래첨자 중 두번째 기재된 숫자는 추정 순서를 나타낸다.
The phase value (? 1 ) has two solutions. Therefore, since the phase of the coefficient w 1 can not yet be determined at this stage, the estimated value of w 1 is first set to one of the two values, and the coefficient of the square-error polynomial is again estimated to obtain d 1 (FIG. ), and then re-set the estimated value of w 1 in a different candidate values back to the square-estimating the coefficients of the error polynomial is obtained by d 1 (Fig. 7 (d)), and finally w a candidate for obtaining a minimal coefficient d 1 1 . The second of the subscripts of the coefficient w represents the estimation order.

Step 3: w2,w3계수 추정 Step 3: Estimate w 2 , w 3 coefficients

상술한 바와 같이 w1의 추정값을 구하여 가상 전력증폭기 F2(ㅇ)에 설정하고 난 후 제곱-에러 다항식의 계수를 추정하면 d1, d2는 0에 가까운 값이 얻어지고, d3=|Δw2|2이 된다. 이 계수는 step 2에서 사용했던 d1과 동일한 형태이므로 step 2에서와 동일한 방법으로 w2를 추정할 수 있다. 계수 w2를 추정하고 난 후에는 다시 d5=|Δw3|2이 되므로 이번에는 w3을 동일한 방법으로 추정할 수 있다. Obtaining an estimated value of w 1 as described above after, and set the virtual power amplifier F2 (o) square - when estimating the coefficient of the error polynomial d1, d 2 has a value close to zero is obtained, d 3 = | Δw 2 | 2 . Since this coefficient is the same as d 1 used in step 2, w 2 can be estimated in the same way as in step 2. After estimating the coefficient w 2 , d 5 = | Δw 3 | Since the second time may estimate the w 3 in the same manner.

이 과정을 거쳐 가상 전력증폭기의 모델이 실제 전력 증폭기의 기저대역 모델이 되도록 모델 추정을 완료하고 나면, 가상 전력증폭기의 출력 신호는 통상적인 하향 변환 방식의 피드백 신호와 동일해진다. 따라서 기존에 나와있는 일반적인 전치왜곡 장치 설계 기법들을 임의로 적용 가능하므로 이에 대한 설명은 여기에서는 기술하지 않는다.
After completing the model estimation so that the model of the virtual power amplifier becomes the baseband model of the actual power amplifier through this process, the output signal of the virtual power amplifier becomes the same as the feedback signal of the conventional downconversion method. Therefore, the conventional predistorter design techniques can be applied arbitrarily, so a description thereof will not be described here.

도 8은 컴퓨터 모의실험으로 수행한 전력 스펙트럼에 따른 성능시험결과를 나타낸다. 8 shows performance test results according to the power spectrum performed by the computer simulation.

도 8을 참조하면, 전치왜곡기를 전혀 사용하지 않았을 때(d)에 비해, 통상의 피드백을 사용한 전치왜곡기를 사용했을 때(b) 및 본 발명에서 제안하는 ＭＩＭＯ 송신시스템의 경우 (c)는 거의 입력신호(a)와 유사해 진다는 것을 알 수 있다.
Referring to FIG. 8, in the case of using the predistorter using normal feedback (b) and the case (c) of the MIMO transmission system proposed in the present invention, compared to (d) It can be seen that it becomes similar to the input signal a.

상기 본 발명에 따른 ＭＩＭＯ 송신시스템은, RF에서 전력증폭기의 비선형 왜곡에 대한 측정치를 얻는 것을 가장 큰 특징으로 하며, 이를 사용해 전치왜곡기를 설계하는 방식으로는 앞에서 자세히 기술한 가상 전력증폭기 모델 추정을 이용한 2단계 기법 외에도, 직접 전치왜곡기의 계수 (앞의 예에서는 F1(ㅇ)의 계수)를 임의의 값으로 바꾸면서 측정되는 왜곡의 양을 최소화 하도록 하는 기법, 혹은 가상 전력증폭기 모델의 계수 (앞의 예에서는 F2(ㅇ)의 계수)를 임의의 값으로 바꾸면서 측정되는 왜곡의 양을 최소화 하도록 한 후 이 가상 전력증폭기의 출력을 사용해 기존 전치왜곡기 설계 기법으로 전치왜곡기를 설계하는 기법들 또한 적용 가능하다. The MIMO transmission system according to the present invention is characterized by obtaining a measurement of nonlinear distortion of a power amplifier in RF, and a method of designing a predistorter using the MIMO transmission system includes a virtual power amplifier model estimation In addition to the two-step technique, a technique that minimizes the amount of distortion that is measured while changing the coefficient of the direct predistorter (the coefficient of F1 (o) in the previous example) to an arbitrary value or the coefficient of the virtual power amplifier model In this example, the method of minimizing the amount of distortion measured while changing the coefficient of F2 (ㅇ) to an arbitrary value and then using the output of this virtual power amplifier to design the predistorter using the conventional predistorter design technique is also applicable Do.

본 발명의 설명에는 5차 다항식의 예를 들어 발명의 요지를 기술했으나, 실제로 적용할 전력증폭기의 모델 차수는 임의의 차수가 될 수 있으며, 또한 전치왜곡기나 가상 전력증폭기의 계수를 임의의 값으로 바꾸면서 왜곡을 최소화 하는 기법을 사용하는 경우에는 반드시 다항식 모델을 사용할 필요는 없다. 즉, Volterra 모델, 메모리 다항식 모델, 혹은 look-up table 모델 등 기존에 전력증폭기 모델링을 위해 사용되던 임의의 모델에 대해서도 적용 가능하다. Although the gist of the invention has been described in the description of the present invention by way of example of the fifth order polynomial, the model order of the power amplifier to be actually applied can be any order, and the coefficients of the predistorter or the virtual power amplifier can be arbitrarily set You do not necessarily need to use a polynomial model if you are using a technique that minimizes distortion while changing. That is, it can be applied to any model that has been used for power amplifier modeling such as Volterra model, memory polynomial model, or look-up table model.

또한 본 발명에서 에러-제곱 다항식의 계수를 얻기 위한 수식으로는 least-squares기법을 사용하여 설명하였으나, 해당 수식으로부터 LMS, RLS 등의 다양한 다른 알고리즘을 적용하는 수식을 유도하는 것이 가능함은 쉽게 알 수 있다. In the present invention, the least-squares method is used to obtain the coefficients of the error-squared polynomial. However, it is easy to see that it is possible to derive a formula using various other algorithms such as LMS and RLS from the corresponding equation have.

제안된 구조를 사용해 가상 전력증폭기의 모델을 먼저 추정하는 방식을 사용하는 경우에는 가상 전력증폭기의 출력 신호를 기존 전치왜곡기 방식에서 얻어지는 실제 피드백 신호 대신으로 이용할 수 있으므로, 이후에는 기존의 하향 변환 피드백 신호를 이용한 전치왜곡기 설계 기법을 임의로 적용할 수 있다.
In the case of using a method of estimating the model of the virtual power amplifier using the proposed structure, the output signal of the virtual power amplifier can be used instead of the actual feedback signal obtained in the conventional predistorter method. Signal predistorter design technique can be applied arbitrarily.

이상에서는 본 발명에 대한 기술사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만 이는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시적으로 설명한 것이지 본 발명을 한정하는 것은 아니다. 또한 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 이라면 누구나 본 발명의 기술적 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방 가능함은 명백한 사실이다.
While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments. It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the scope of the present invention.

110, 210: 제1송신기 120, 220: 제2송신기
111, 121, 211, 221: 전치왜곡기
112, 122, 212, 222: 디지털 아날로그 변환기
113, 123, 213, 223: 변조기
114, 124, 214, 224: 전력증폭기
115, 125, 215, 225: 안테나
130, 230: 감쇄부 140, 240: 피드백 경로부
150, 250: 적응알고리즘 이행유닛 110, 210: first transmitter 120, 220: second transmitter
111, 121, 211, 221: predistorter
112, 122, 212, 222: a digital-to-analog converter
113, 123, 213, 223: modulator
114, 124, 214, 224: power amplifier
115, 125, 215, 225: antenna
130, 230: attenuation section 140, 240: feedback path section
150, 250: Adaptive algorithm fulfillment unit

Claims (7)

기저대역의 제1디지털 송신데이터를 전치왜곡하는 제1전치왜곡기, 상기 제1전치왜곡기에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제1디지털 아날로그 변환기, 변환된 아날로그신호를 변조하는 제1변조기, 상기 제1변조기의 출력을 증폭하여 제1송신신호를 생성하는 제1전력증폭기 및 상기 제1송신신호를 외부로 전송하는 제1안테나를 포함하는 제1송신기;
기저대역의 제2디지털 송신데이터를 전치왜곡하는 제2전치왜곡기, 상기 제2전치왜곡기에서 왜곡된 신호를 아날로그신호로 변환하는 복수의 제2디지털 아날로그 변환기, 변환된 아날로그신호를 변조하는 제2변조기, 상기 제2변조기의 출력을 증폭하여 제2송신신호를 생성하는 제2전력증폭기 및 상기 제2송신신호를 외부로 전송하는 제2안테나를 포함하는 제2송신기;
상기 제1송신신호, 상기 제2송신신호, 상기 제1변조기로부터 출력되는 제1변조신호 및 상기 제2변조기로부터 출력되는 제2변조신호를 이용하여 디지털 에러신호를 생성하는 피드백 경로부; 및
상기 제1디지털 송신데이터, 상기 제2디지털 송신데이터 및 상기 디지털 에러신호를 이용하여 상기 제1전치왜곡기 및 상기 제2전치왜곡기를 설정하는 데 사용되는 제1제어신호 및 제2제어신호를 생성하는 적응 알고리즘 이행유닛;을
포함하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템. A first predistorter for predistorting the first digital transmission data of the baseband, a plurality of first digital-to-analog converters for converting a signal distorted at the first predistorter into an analog signal, A first transmitter including a first modulator, a first power amplifier for amplifying an output of the first modulator to generate a first transmission signal, and a first antenna for transmitting the first transmission signal to the outside;
A second predistorter for predistorting the second digital transmission data of the baseband, a plurality of second digital-to-analog converters for converting the signal distorted at the second predistorter into an analog signal, A second transmitter including a first modulator, a second modulator, a second power amplifier for amplifying an output of the second modulator to generate a second transmission signal, and a second antenna for transmitting the second transmission signal to the outside;
A feedback path unit for generating a digital error signal using the first transmission signal, the second transmission signal, the first modulation signal output from the first modulator, and the second modulation signal output from the second modulator; And
And generates a first control signal and a second control signal used to set the first predistorter and the second predistorter using the first digital transmission data, the second digital transmission data, and the digital error signal An adaptive algorithm implementation unit
And the MIMO transmission system. 제1항에 있어서,
상기 제1송신신호의 크기를 감쇄하여 상기 피드백 경로부로 송신하는 제1감쇄기 및 상기 제2송신신호의 크기를 감쇄하여 상기 피드백 경로부로 송신하는 제2감쇄기;를 포함하는 감쇄부를
더 구비하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템. The method according to claim 1,
A first attenuator for attenuating the magnitude of the first transmission signal and transmitting the attenuated magnitude of the first transmission signal to the feedback path unit, and a second attenuator for attenuating the magnitude of the second transmission signal and transmitting the attenuated magnitude to the feedback path unit.
The MIMO transmission system comprising: 제2항에 있어서, 상기 피드백 경로부는,
제1선택신호에 응답하여 상기 제1변조신호 및 상기 제2변조신호 중 하나의 변조신호를 선택하는 제1선택기;
제2선택신호에 응답하여 상기 제1송신신호 및 상기 제2송신신호 중 하나의 송신신호를 선택하거나, 상기 제1감쇄기의 출력신호 및 상기 제2감쇄기의 출력신호 중 하나의 출력신호를 선택하는 제2선택기;
상기 제1선택기 및 상기 제2선택기로부터 출력되는 신호의 차이인 오차신호를 생성하는 차신호생성기;
상기 오차신호의 포락선을 검출하여 포락선신호를 생성하는 포락선검출기; 및
상기 포락선신호를 디지털 신호로 변환하여 상기 디지털 에러신호를 생성하는 아날로그 디지털 변환기;를
포함하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템. 3. The apparatus according to claim 2,
A first selector for selecting one of the first modulated signal and the second modulated signal in response to a first select signal;
Selects either one of the first transmission signal and the second transmission signal in response to the second selection signal or selects one output signal of the output signal of the first attenuator and the output signal of the second attenuator A second selector;
A difference signal generator for generating an error signal which is a difference between signals output from the first selector and the second selector;
An envelope detector for detecting an envelope of the error signal and generating an envelope signal; And
An analog-to-digital converter for converting the envelope signal into a digital signal and generating the digital error signal;
And the MIMO transmission system. 제3항에 있어서, 상기 적응 알고리즘 이행유닛은,
상기 제1디지털 송신데이터, 상기 제2디지털 송신데이터 및 상기 디지털 에러신호를 이용하여 상기 제1제어신호 및 상기 제2제어신호 중 하나의 제어신호를 생성하는 PA 인식부; 및
상기 제1전치왜곡기 및 상기 제2전치왜곡기로부터 출력되는 전치왜곡신호를 이용하여 상기 제1제어신호 및 상기 제2제어신호 중 하나의 제어신호를 생성하는 PD 설계부; 를 포함하며,
상기 PA 인식부에서 상기 제1제어신호를 생성하는 경우 상기 PD 설계부에서는 상기 제2제어신호를 생성하며, 상기 PA 인식부에서 상기 제2제어신호를 생성하는 경우 상기 PD 설계부에서는 상기 제1제어신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템.
4. The apparatus of claim 3, wherein the adaptive algorithm fulfillment unit comprises:
A PA recognition unit for generating one of the first control signal and the second control signal using the first digital transmission data, the second digital transmission data, and the digital error signal; And
A PD design section for generating one of the first control signal and the second control signal by using the predistortion signal output from the first predistorter and the second predistorter; / RTI >
When the PA recognition unit generates the first control signal, the PD design unit generates the second control signal. When the PA recognition unit generates the second control signal, the PD design unit generates the first control signal The MIMO transmission system comprising:
청구항 제4항에 기재된 ＭＩＭＯ 송신시스템으로부터 출력되는 전송신호의 왜곡을 보상하는데 사용되는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법에 있어서,
상기 제1송신기 및 상기 제2송신기에 동일한 기저대역의 디지털 송신데이터를 인가하는 트레이닝 신호 입력단계;
전치왜곡기를 설계하고자 하는 송신기로부터 출력되는 송신신호를 감쇄시킨 신호와 나머지 다른 송신기의 변조신호 사이의 차신호인 상기 오차신호를 생성하는 오차신호 생성단계;
상기 오차신호의 포락선인 상기 포락선신호를 검출하는 포락선신호 검출단계;
아날로그 상태의 상기 포락선신호를 디지털 신호로 변환하여 상기 디지털 에러신호를 생성하는 디지털 에러신호 생성단계; 및
상기 제1디지털 송신데이터, 상기 제2디지털 송신데이터 및 상기 디지털 에러신호를 이용하여 해당 전치왜곡기의 제어신호를 생성하는 제어신호 생성단계;를
포함하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법. A method of designing a predistorter for configuring a MIMO transmission system used to compensate for distortion of a transmission signal output from the MIMO transmission system according to claim 4,
A training signal input step of applying digital transmission data of the same baseband to the first transmitter and the second transmitter;
An error signal generation step of generating the error signal which is a difference signal between a signal obtained by attenuating a transmission signal output from a transmitter for designing a predistorter and another modulated signal of another transmitter;
An envelope signal detecting step of detecting the envelope signal which is an envelope of the error signal;
A digital error signal generation step of converting the envelope signal in an analog state into a digital signal to generate the digital error signal; And
A control signal generating step of generating a control signal of the predistorter using the first digital transmission data, the second digital transmission data, and the digital error signal;
Wherein the MIMO transmission system comprises a plurality of antennas. 제5항에 있어서, 상기 ＭＩＭＯ 송신시스템이 2개 이상의 송신기를 포함할 경우,
복수의 송신기 중 소정의 기준으로 2개의 송신기를 선택하는 송신기 선택단계;를 더 포함하며,
상기 트레이닝 신호 입력단계는 상기 송신기 선택단계 후에 수행되는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법. 6. The method of claim 5, wherein if the MIMO transmission system comprises two or more transmitters,
Further comprising: a transmitter selecting step of selecting two transmitters based on predetermined ones of the plurality of transmitters,
Wherein the training signal input step is performed after the transmitter selection step. 제6항에 있어서, 상기 소정의 기준은,
현재 송신에 사용 중인 송신기들 중 한 개의 송신기, 그리고 통신규격 혹은 송신기의 사용과 관련하여 사전에 설정된 계획표에 따라 사용되고 있지 않은 송신기들 중에서 혹은 송신모드에 따라 사용하지 않도록 설정된 송신기들 중에서 한 개의 송신기를 선택하는 것을 특징으로 하는 ＭＩＭＯ 송신시스템을 구성하는 전치왜곡기의 설계방법. 7. The method of claim 6,
One of the transmitters currently in use for transmission and one transmitter out of the transmitters that are not used according to a predetermined schedule in connection with the use of the communication standard or transmitter or those that are not used according to the transmission mode And selecting a pre-distortion generator included in the MIMO transmission system.
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