KR20130092529A - 파워 컨버터 - Google Patents

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최병람
양정모
이재신
한대훈
장유진
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삼성전기주식회사
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Abstract

본 발명은 파워 컨버터에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 실시예에 따라, 교류 입력을 정류하여 출력시키는 브리지 정류기; 제1 스위치를 포함하는 제1 컨버터 및 제2 스위치를 포함하는 제2 컨버터가 병렬 연결되어 이루어지되, 브리지 정류기의 출력을 제1 및 제2 컨버터를 통해 직류전원으로 변환하여 출력시키는 인터리브 스위칭 컨버터; 인터리브 스위칭 컨버터의 직류 전원 출력을 받아 교번 스위칭하여 공진 주파수로 출력시키는 제3 및 제4 스위치, 및 제3 및 제4 스위치로부터 출력되는 신호를 직류 변환시켜 출력시키는 트랜스포머를 포함하는 DC-DC 컨버터; 및 인터리브 스위칭 컨버터의 제1 및 제2 스위치를 제어하며 역률을 보상하는 인터리브 PFC 제어블럭 및 DC-DC 컨버터의 제3 및 제4 스위치를 공진 주파수로 교번 스위칭하도록 제어하는 공진 제어블럭을 포함하는 공진 및 PFC 제어 통합 IC; 를 포함하고, 인터리브 스위칭 컨버터의 출력부는 공진 및 PFC 제어 통합 IC의 내부 기준전압이 오프된 경우 출력 커패시터에 충전된 전압을 방전시키는 방전회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터가 제안된다.

Description

파워 컨버터{POWER CONVERTER}
본 발명은 파워 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 스위칭모드의 전원공급장치(SMPS)를 설계할 때, 전파 정류를 위한 다이오드와 평활용 커패시터는 필수구성 요소가 되며, 이러한 경우 정류용 다이오드와 평활용 커패시터에서 발생하는 고조파 왜곡(Harmonic distortion) 및 첨두 전류(Peak current)로 인해, 역률이 대략 0.6 정도로 낮게 나타난다. 이러한 것을 방지하기 위해 전력역률보상회로(Power Factor Correction, PFC)가 내장된다.
역률보상회로(PFC)는 이와 같은 낮은 역률을 개선하여 대략 '1'에 가깝게 보상함으로써, 전원선에서의 고조파 왜곡을 감소시킬 수 있을 뿐만 아니라 입력전원으로부터 가능한 한 최대의 유효전력을 얻을 수 있게 된다. PFC는 순간적인 파워 누출이 우려되는 트랜스포머와 안정기 및 컨버터와 같은 구성부품으로 공급되는 전력을 조절하여 각 부품에 보다 안정된 전류를 공급하고, 불필요하게 낭비되는 전력소비를 방지할 수 있다.
한편, 인터리브 PFC 회로는 마스터 컨버터와 슬레이브 컨버터로 구성되며, 각 컨버터는 180도의 위상차를 가지고 교차로 스위칭되며, 역률을 보상한다.
또한, 컨버터의 스위치로 사용되는 트랜지스터, MOSFET, IGBT, SCR, GTO, Diode 등의 전력용 반도체 소자는 이상적이지 않으므로 ON/OFF의 스위칭시 손실이 발생한다. 전원장치의 소형, 경량화를 위해서 컨버터의 스위치는 고주파로 스위칭되어야 하는데, 스위치의 고주파 스위칭은 스위칭 손실을 증가시킨다. 이때, 공진형 컨버터는 스위칭 순간 스위치의 전압이나 전류가 영(zero)이 되게 함으로써 스위칭 손실이 최소화되도록 하여 고주파에서도 높은 효율을 가질 수 있다.
공진형 컨버터는 두 개의 스위치가 번갈아 도통 차단되고, 공진형 컨버터에서는 1차측 코일과 2차측 코일로 형성되는 트랜스포머의 누설 인덕턴스 및 자화 인덕턴스 성분과 캐패시터 사이에 공진이 발생하고, 공진에 의해 전류가 발생한다.
종래에 인터리브 PFC 제어 IC나 공진형 컨버터의 공진 제어를 위한 IC들이 개별적으로 개발되고, 하나의 보드 상에 인터리브 PFC 제어 IC와 공진형 컨버터의 공진제어 IC를 각각 구비되어 하나의 패키지로 실장되고 있었다. IC들이 각각 분리되어 패키징되는 경우 연결배선이 노이즈에 취약하고 패키지화에 따른 비용이 증대되고, 패키지의 사이즈를 축소하는데 곤란한 점이 있었다. 또한, 신호라인이 분리되어 있어 간섭 등의 문제가 생기게 된다.
대한민국 공개특허공보 제10-2011-0016564호 (2011년 2월 18일 공개)
본 발명에서는 전술한 문제를 해결하기 위한 것으로, 파워컨버터에서 인터리브 PFC 회로와 공진형 컨버터 제어 회로를 원칩화하고, 나아가 통합 IC의 내부 기준전압이 오프된 경우 출력 커패시터에 충전된 전압을 방전시킴으로써 제품 신뢰성을 향상시킬 수 있는 기술을 제안하고자 한다.
전술한 문제를 해결하기 위하여, 본 발명의 하나의 실시예에 따라, 교류 입력을 정류하여 출력시키는 브리지 정류기; 제1 스위치를 포함하는 제1 컨버터 및 제2 스위치를 포함하는 제2 컨버터가 병렬 연결되어 이루어지되, 브리지 정류기의 출력을 제1 및 제2 컨버터를 통해 직류전원으로 변환하여 출력시키는 인터리브 스위칭 컨버터; 인터리브 스위칭 컨버터의 직류 전원 출력을 받아 교번 스위칭하여 공진 주파수로 출력시키는 제3 및 제4 스위치, 및 제3 및 제4 스위치로부터 출력되는 신호를 직류 변환시켜 출력시키는 트랜스포머를 포함하는 DC-DC 컨버터; 및 인터리브 스위칭 컨버터의 제1 및 제2 스위치를 제어하며 역률을 보상하는 인터리브 PFC 제어블럭 및 DC-DC 컨버터의 제3 및 제4 스위치를 공진 주파수로 교번 스위칭하도록 제어하는 공진 제어블럭을 포함하는 공진 및 PFC 제어 통합 IC; 를 포함하고, 인터리브 스위칭 컨버터의 출력부는 공진 및 PFC 제어 통합 IC의 내부 기준전압이 오프된 경우 출력 커패시터에 충전된 전압을 방전시키는 방전회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터가 제안된다.
본 발명의 또 하나의 예에서, 인터리브 PFC 제어블럭은: 제1 및 제2 스위치를 구동시키는 PFC 구동부; 제1 컨버터의 제1 인덕터 및 제2 컨버터의 제2 인덕터에 흐르는 전원의 영점을 검출하는 영점검출부; 영점검출부의 출력을 받아 PFC 구동부가 제1 및 제2 스위치를 제어하도록 인터리브 신호를 생성하여 제공하는 인터리브 신호 생성부; 및 인터리브 스위칭 컨버터의 출력을 피드백받아 PWM 듀티비를 결정하여 PFC 구동부로 제공하는 PWM 제어신호 생성부; 를 포함할 수 있다.
이때, 또 하나의 예에서, PWM 제어신호 생성부는: 인터리브 스위칭 컨버터의 출력의 피드백신호와 기준전압신호를 비교하여 오차를 증폭하는 오차증폭기; 오차증폭기에서 증폭된 신호와 기준파형을 비교하여 온타임 또는 오프타임 튜티를 출력하는 PWM 비교기; 및 PWM 비교기의 출력과 인터리브 신호 생성부의 출력을 입력받아 PWM 제어신호를 PFC 구동부로 제공하는 순차회로; 를 포함할 수 있다.
나아가, 이때, 또 하나의 예에서, 인터리브 PFC 제어블럭은 IC 또는 인터리브 스위칭 컨버터의 이상상태를 검출하는 이상상태 검출부를 더 포함하고, PWM 제어신호 생성부는 PWM 비교기의 출력과 이상상태 검출부의 출력을 입력받아 순차회로로 출력하는 오어 게이트를 더 포함할 수 있다.
또한, 하나의 예에서, 공진 및 PFC 제어 통합 IC는 내부 기준전원을 공급하는 전원공급부 및 내부 기준전원의 저전압 입력을 차단하는 UVLO부를 포함하는 전원블럭을 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 또 하나의 예에 따르면, 공진 제어블럭은: 인터리브 스위칭 컨버터의 출력이 공진주파수로 트랜스포머로 입력되도록 DC-DC 컨버터의 제3 및 제4 스위치를 교번으로 스위칭 제어하는 공진 구동부; 및 DC-DC 컨버터의 출력을 피드백받아 공진 구동부로 스위칭 제어신호를 제공하는 스위칭 제어신호 생성부; 를 포함할 수 있다.
이때, 하나의 예에서, 공진 제어블럭은 DC-DC 컨버터의 이상상태시 소프트 스타트 신호를 생성하여 공진 구동부로 제공하는 소프트 스타트 회로부를 더 포함할 수 있다.
또 하나의 예에서, 인터리브 스위칭 컨버터는 부스터 컨버터일 수 있다.
게다가, 하나의 예에서, DC-DC 컨버터는 공진형 LLC 컨버터일 수 있다.
또한, 하나의 예에서, DC-DC 컨버터는 제3 및 제4 스위치를 포함하는 스위칭부를 포함하고, 스위칭부는 공진 및 PFC 제어 통합 IC의 공진 제어블럭의 제어신호를 1차측으로 받고 제3 스위치로의 출력을 제1의 2차 출력으로 하고 제1의 2차 출력과 반대 위상이 되게 제4 스위치로의 출력을 제2의 2차 출력으로 하는 스위칭 트랜스포머를 포함할 수 있다.
본 발명의 하나의 실시예에 따라, 파워컨버터에서 인터리브 PFC 회로와 공진형 컨버터 제어 회로를 원칩화하고, 나아가 전원 오프시 PFC용 커패시터에 충전된 전압을 방전시킴으로써, 전원이 오프된 제품 접촉시에도 감전을 방지할 수 있어 제품의 신뢰성을 높일 수 있다.
또한, 개선된 파워 컨버터를 구비함으로써, 역류보상회로를 통해 정격전압보다 높은 과전압이 출력될 경우 역률보상 제어부의 이상 여부에 관계없이 역률보상제어부로 공급되는 동작전원을 차단하여 역률보상회로의 각종 부품의 손상이나 방폭을 방지하여 제품의 신뢰성을 높일 수 있다.
또한, 본 발명의 또 하나의 실시예에 따라 개선된 파워 컨버터를 구비함으로써, PFC 회로를 통해 과전압이 출력되는 경우 역률보상제어부로 공급되는 동작전원을 차단하여 파워 컨버터를 보호할 수 있다.
또한, 본 발명의 하나의 실시예에 따라, 파워컨버터에 적용되는 인터리브 PFC 회로와 공진형 컨버터 제어 회로를 원칩화하여 부품수를 줄이고 비용을 절감하고 제품 크기를 줄일 수 있고, 원칩화를 통하여 패키지화에 따른 비용 및 사이즈 문제를 해결하고, 또한, 연결배선에 따른 노이즈를 줄이고, 신호라인 분리에 따른 간섭문제를 줄일 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에 따라 직접적으로 언급되지 않은 다양한 효과들이 본 발명의 실시예들에 따른 다양한 구성들로부터 당해 기술분야에서 통상의 지식을 지닌 자에 의해 도출될 수 있음은 자명하다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터에 적용되는 공진 및 PFC 제어 통합 IC를 나타내는 회로도이다.
도 2는 파워 컨버터를 개략적으로 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터를 개략적으로 나타내는 회로도이다.
전술한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다. 본 설명에 있어서, 동일부호는 동일한 구성을 의미하고, 당해 분야의 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명의 이해를 도모하기 위하여 부차적인 설명은 생략될 수도 있다.
본 명세서에서 하나의 구성요소가 다른 구성요소와 연결, 결합 또는 배치 관계에서 '직접'이라는 한정이 없는 이상, '직접 연결, 결합 또는 배치'되는 형태뿐만 아니라 그들 사이에 또 다른 구성요소가 개재됨으로써 연결, 결합 또는 배치되는 형태로도 존재할 수 있다. 또한, '상에', '위에', '하부에', '아래에' 등의 '접촉'의 의미를 내포할 수 있는 용어들이 포함된 경우도 마찬가지이다. 방향을 나타내는 용어들은 기준이 되는 요소가 뒤집어지거나 그의 방향이 바뀌는 경우 그에 따른 대응되는 상대적인 방향 개념을 내포하는 것으로 해석될 수 있다.
본 명세서에 비록 단수적 표현이 기재되어 있을지라도, 발명의 개념에 반하거나 명백히 다르거나 모순되게 해석되지 않는 이상 복수의 구성 전체를 대표하는 개념으로 사용될 수 있음에 유의하여야 한다. 본 명세서에서 '포함하는', '갖는', '구비하는', '포함하여 이루어지는' 등의 기재는 하나 또는 그 이상의 다른 구성요소 또는 그들의 조합의 존재 또는 부가 가능성이 있는 것으로 이해되어야 한다.
본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터를 도면을 참조하여 구체적으로 살펴본다. 이때, 참조되는 도면에 도시되지 않은 도면부호는 다른 도면에 기재된 동일 구성을 의미한다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터에 적용되는 공진 및 PFC 제어 통합 IC를 나타내는 회로도이고, 도 2는 파워 컨버터를 개략적으로 나타내는 회로도이고, 도 3은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터를 개략적으로 나타내는 회로도이다. 이때, 도 3에 따른 파워컨버터의 실시예가 도 2의 파워컨버터에 적용되는 경우, 도 2의 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 구조는 도 3에 도시된 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 구조가 적용될 수 있다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 하나의 실시예에 따른 파워 컨버터는 브리지 정류기(20), 인터리브 스위칭 컨버터(30), DC-DC 컨버터(50), 및 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)를 포함하여 이루어진다. 이때, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)는 방전회로(35c)를 더 포함할 수 있다.
구체적으로 살펴보면, 도 2 및/또는 3을 참조하면, 브리지 정류기(20)는 교류 입력을 정류하여 출력한다. 도 2를 참조하면, 브리지 정류기(20)의 마이너스 단에 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 CS 단자가 연결되어 CS 단자 내부에서 브리지 정류기(20)를 흐르는 전류를 센싱할 수 있다. 도 2 및 3을 참조하면, 브리지 정류기(20)로부터 출력된 신호, 예컨대 전류신호는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 제1 컨버터(31) 및 제2 컨버터(33)로 분기되어 입력될 수 있다.
다음으로, 도 2 및/또는 3을 참조하여, 인터리브 스위칭 컨버터(30)를 살펴본다.
인터리브 스위칭 컨버터(30)는 제1 스위치(31a)를 포함하는 제1 컨버터(31) 및 제2 스위치(33a)를 포함하는 제2 컨버터(33)가 병렬 연결되어 이루어진다. 이때, 인터리브 스위칭 컨버터(30)는 브리지 정류기(20)의 출력을 제1 및 제2 컨버터(31, 33)를 통해 직류전원으로 변환하여 출력시킨다. 이때, 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)는 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 인터리브 PFC 제어블럭(100)의 제어에 의해 교번으로 구동될 수 있다.
하나의 예에서, 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)는 nMOS 트랜지스터일 수 있다.
또한, 하나의 예에서, 인터리브 스위칭 컨버터(30)는 부스터 컨버터일 수 있다.
도 2 및 3을 참조하면, 제1 컨버터(31)는 제1 인덕터(31b), 제1 스위치(31a) 및 제1 다이오드를 포함하여 이루어지고, 제2 컨버터(33)는 제2 인덕터(33b), 제2 스위치(33a) 및 제2 다이오드를 포함하여 이루어질 수 있다. 제1 스위치(31a)의 오프 동작시 제1 컨버터(31)로 입력되는 전류는 제1 인덕터(31b)를 거쳐 제1 다이오드를 통해 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)로 제공된다. 이때, 제2 스위치(33a)는 온동작하고, 제2 컨버터(33)로 입력되는 전류는 제2 인덕터(33b)를 거쳐 제2 스위치(33a)를 통해 그라운드로 빠져나가고 제2 다이오드에서는 전류가 흐르지 않는다. 반대로, 제1 스위치(31a)가 온동작시 제1 컨버터(31)로 유입된 전류는 제1 스위치(31a)를 통해 그라운드로 빠지고 제1 다이오드로는 전류가 흐르지 않고, 한편, 제2 스위치(33a)는 오프되어 제2 컨버터(33)로 유입된 전류는 제2 인덕터(33b)와 제2 다이오드를 통해 출력된다. 이때, 제1 스위치(31a) 및 제2 스위치(33a)가 동시 오프인 짧은 데드타임(Dead Time) 구간이 존재할 수도 있는데, 데드타임 구간은 단지 커패시터의 원할한 충방전이 이루어지도록 하기 위한 것이다.
도 2 및 3에서, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)에는 출력 커패시터(35a)가 연결되어 제1 및 제2 컨버터(31, 33)의 출력을 받아 충전될 수 있다. 또한, 도 2 및/또는 3을 참조하면, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)에는 출력전압을 피드백하기 위한 분배저항이 연결되고 분배저항에 의해 분배된 전압이 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)의 제어를 위해 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10), 예컨대 VSENSE 단자로 피드백된다. 한편, 도 3을 참조하면, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)는 분배저항, 예컨대 R13, 그리고 R14와 그에 연결된 저항들로 이루어진 분배저항을 구비하고, R13 및 R14에 사이의 노드가 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 피드백단자와 연결됨으로써, 분배저항에 해당하는 분배전압이 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)로 피드백될 수 있다.
또한, 도 3을 참조하면, 또 하나의 예에서, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)는 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 내부 기준전압이 오프된 경우 출력 커패시터(35a)에 충전된 전압을 방전시키는 방전회로(35c)를 더 포함할 수 있다.
도 3을 참조하면, 방전회로(35c)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 커패시터(35a)와 병렬로 연결되며, 트랜지스터와 방전 저항을 포함하여 이루어질 수 있다. 이때, 트랜지스터 S1는 전원 오프시에 고속 스위칭 동작하며 출력 커패시터(35a)에 충전된 전압을 트랜지스터에 직렬 연결된 방전 저항 R5를 통해 방전시킬 수 있다. 도 3을 참조하면, 트랜지스터 S1의 게이트에는 비교기가 연결되고 비교기는 전원오프시 입력(input) 신호를 받고 트랜지스터 S1의 게이트로 구동신호를 제공할 수 있다. 도 3을 참조하면, 비교기의 반전단자에는 입력신호(input) 라인에 저항 R1과 접지 연결된 저항 R2가 연결되어 입력신호에 따라 V1이 인가되고, 비교기의 비반전단자에는 입력신호(input)와의 사이에 저항 R3가 연결되고 일측이 접지 연결된 커패시터 C2와 저항 R4가 병렬로 연결되어 있다.
일반적으로 역률개선회로의 후단에는 대용량의 평활용 커패시터가 배치되어 있는데, 이러한 대용량 커패시터의 경우 전원 오프시에도 일정 전압이 충전되어 있어 사용자 등의 제품 접촉시에 감전(electric shock)을 유발할 수 있다.
본 실시예에 따라, 전원 오프시에 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 커패시터(35a)에 충전된 전압을 방전시킴으로써, 전원이 오프된 제품 접촉시에도 감전을 방지하여 제품의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
또한, 도 3을 참조하면, 또 하나의 예에서, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)는 출력 전압이 미리 설정된 전압보다 높은 경우 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 내부 기준전압의 인가를 차단시키는 과전압 보호회로(35b)를 더 포함할 수 있다. 이때, 과전압 보호회로(35b)는 방전회로(35c)와 병렬로 형성될 수 있다.
도 3을 참조하면, 과전압 보호회로(35b)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 분배저항에 연결될 수 있다. 이때, 과전압 보호회로(35b)는 제너다이오드 D2, 트랜지스터 Q1 및 저항으로 이루어질 수 있다. 도 3을 참조하여, 구체적으로 살펴보면, 접지측 반대편 출력단에 연결된 분배저항의 노드, 예컨대 R14의 출력단측 연결노드에 제너다이오드 D2의 캐소드가 연결되고 제어다이오드 D2의 애노드는 직렬 연결된 R11 및 R12이 그라운드에 접지된다. R11 및 R12 사이의 노드에 트랜지스터 Q1의 구동단, 예컨대 BJT의 베이스가 연결되고, 트랜지스터의 구동단 Q1, 예컨대 MOSFET의 게이트 또는 BJT의 베이스에는 R11과 병렬로 커패시터 C11가 연결되고, 예컨대 MOSFET의 소스 또는 BJT의 이미터는 그라운드에 접지되고, 예컨대 MOSFET의 드레인 또는 BJT의 콜렉터는 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)에 전원을 공급하는 VCC에 연결되어 있다. 이때, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 전압이 높아지면, 출력 분배저항을 통해 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)로 피드백되는 신호에 의해 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)에서 과전압을 검출하여 보호모드로 동작할 수 있다. 만일, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 보호모드가 정상적으로 동작하지 않더라도, 본 실시예에서는, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 전압이 높아짐에 따라, 트랜지스터의 구동단 Q1, 예컨대 MOSFET의 게이트 또는 BJT의 베이스에 문턱전압(Vth) 이상의 높은 전압이 걸리게 되면, 트랜지스터 Q1이 구동되며 MOSFET의 드레인 또는 BJT의 콜렉터에서 MOSFET의 소스 또는 BJT의 이미터로 전류가 흐르게 되며, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)에 전원을 공급하는 VCC에 연결된 MOSFET의 드레인 또는 BJT의 콜렉터의 전압은 OSFET의 소스 또는 BJT의 이미터에 연결된 그라운드와 같게 된다. 그에 따라, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)에 전원을 공급하는 VCC는 0V가 되고, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)는 작동이 멈추게 되고 제어 IC 회로 및/또는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 동작도 멈추게 된다.
일반적으로, PFC 제어회로는 과전압 보호회로(Over Voltage Protection)가 구비되어 있어, 출력전압을 피드백받아 과전압시 래치 동작을 수행하게 되는데, 이때, PFC 제어 IC에 이상이 생겨 피드백단에서 과전압을 검출하지 못하는 경우에 PFC 제어 IC가 계속 동작하여 출력전압이 지속적으로 상승하여 주변 부품에 심각한 피해를 줄 수 있다. 따라서, PFC 제어 IC의 이상시에도 주변 부품 등을 과전압으로부터 보호하기 위한 대응책이 필요하다.
본 실시예에 따라, 미리 설정된 전압, 예컨대 정격전압보다 높은 과전압이 인터리브 스위칭 컨버터(30)에서 출력될 경우 PFC 제어 블럭의 이상 여부에 관계없이 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)로 공급되는 동작 전원을 차단하여 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 각종 부품의 손상 등을 방지하여 제품의 신뢰성을 높일 수 있다.
다음으로, 도 2 및/또는 3을 참조하여, DC-DC 컨버터(50)를 살펴본다.
DC-DC 컨버터(50)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 직류 전원 출력을 받아 교번 스위칭하여 공진 주파수로 출력시키는 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)를 포함하고 있다. 이때, 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)는 DC-DC 컨버터(50)의 스위칭부(51)의 적어도 일부가 된다. 도 3에서는 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)만으로 구성된 DC-DC 컨버터(50)의 스위칭부(51)가 도시되어 있고, 도 2에서는 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)와 스위칭 트랜스포머(51c)를 포함하는 DC-DC 컨버터(50)의 스위칭부(51)가 도시되어 있다.
즉, 도 2를 참조하면, 하나의 예에서, DC-DC 컨버터(50)의 스위칭부(51)는 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)와 스위칭 트랜스포머(51c)를 포함할 수 있다. 이때, 스위칭 트랜스포머(51c)는 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 공진 제어블럭(200)의 제어신호를 1차측으로 받고 제3 스위치(51a)로의 출력을 제1의 2차 출력으로 하고 제1의 2차 출력과 반대 위상이 되게 제4 스위치(51b)로의 출력을 제2의 2차 출력으로 할 수 있다.
다음으로, 도 2 및/또는 3을 참조하면, DC-DC 컨버터(50)는 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)로부터 출력되는 신호를 직류 변환시켜 출력시키는 트랜스포머(53)를 포함하고 있다.
하나의 예에서, DC-DC 컨버터(50)는 공진형 LLC 컨버터일 수 있다. 도 2를 참조하면, 공진형 LLC 트랜스포머(53)가 도시되어 있다. 이때, 인덕터, 트랜스포머(53)의 누설인덕턴스, 커패시터 사이에 공진이 이루어지고, 1차측의 입력을 2차측 출력으로 변환하여 전달한다.
또한, 도 2를 참조하면, DC-DC 컨버터(50)의 출력부(55)에는 2차측 출력을 정류시켜주는 다이오드와 2차측 출력을 충전하는 커패시터를 포함하고 있다. 또한, DC-DC 컨버터(50)의 출력부(55)에는 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)로 출력전압을 피드백하기 위한 피드백부(57)가 연결되어 있다. DC-DC 컨버터(50)의 피드백부(57)는 포토커플러(57a)를 포함하고 있으며, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 공진 제어블럭(200)으로 피드백 신호를 제공한다. 예컨대, 도 1을 참조하면, RT 및 DT 단자를 통하여 DC-DC 컨버터(50)의 출력이 피드백될 수 있다.
도 1, 2 및 3을 참조하여, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)를 살펴본다.
본 실시예에 따른 파워 컨버터의 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)은 인터리브 PFC 제어블럭(100)과 공진 제어블럭(200)을 포함하고 있다.
도 1을 참조하면, 인터리브 PFC 제어블럭(100)은 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)를 제어하며 역률을 보상한다. 공진 제어블럭(200)은 DC-DC 컨버터(50)의 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)를 공진 주파수로 교번 스위칭하도록 제어한다.
이때, 도 1을 참조하여, 인터리브 PFC 제어블럭(100)을 구체적으로 살펴본다. 도 1 및 2를 참조하면, 인터리브 PFC 제어블럭(100)은 제1 스위치(31a)를 포함하는 제1 컨버터(31) 및 제2 스위치(33a)를 포함하는 제2 컨버터(33)가 병렬 연결된 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)를 제어하며 역률을 보상한다. 이때, 인터리브 스위칭 컨버터(30)는 부스터 컨버터일 수 있다. 또한, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 제1 컨버터(31)는 마스터 컨버터이고, 제2 컨버터(33)는 슬레이브 컨버터일 수 있다.
더 구체적으로, 도 1을 참조하면, 하나의 예에서, 인터리브 PFC 제어블럭(100)은 PFC 구동부(110), 영점검출부(130), 인터리브 신호 생성부(140) 및 PWM 제어신호 생성부(120)를 포함할 수 있다.
이때, PFC 구동부(110)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)를 각각 구동한다. 도 1에서, PFC 구동부(110)는 GDA_P 단자를 통해 제1 컨버터(31)의 제1 스위치(31a)를 제어하고, GDB_P 단자를 통하여 제2 컨버터(33)의 제2 스위치(33a)를 제어할 수 있다. PFC 구동부(110)에 의해 제어되는 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)는 nMOS 트랜지스터일 수 있다.
계속하여, 도 1 및 2를 참조하면, 인터리브 PFC 제어블럭(100)의 영점검출부(130)는 제1 컨버터(31)의 제1 인덕터(31b) 및 제2 컨버터(33)의 제2 인덕터(33b)에 흐르는 전원의 영점을 검출할 수 있다. 이때, 영점검출부(130)는 제1 및 제2 인덕터(31b, 33b) 각각에 흐르는 전류 또는 전압의 영점을 검출할 수 있는데, 도 2 및/또는 3에 도시된 바와 같이 제1 및 제2 인덕터(31b, 33b) 각각에 영상변류기(ZCT)를 설치하여 유도되는 전류의 영점을 검출할 수 있다. 도 2를 참조하면, 영점검출부(130)의 단자 ZCDA 및 ZCDB는 각각 제1 및 제2 인덕터(31b, 33b)에 설치된 영상변류기(ZCT)에 연결된다. 단자 ZCDA 및 ZCDB를 통해 입력되는 검출된 신호는 미리 설정된 저전압 신호와 함께 비교기로 입력되고 비교기에서 영점을 검출하게 된다. 영점검출부(130)에서 영점이 검출되는 경우 예컨대, 하이(high) 신호를 다음의 인터리브 신호 생성부(140)로 인가한다.
도 1을 참조하면, 인터리브 PFC 제어블럭(100)의 인터리브 신호 생성부(140)는 영점검출부(130)의 출력을 받아 PFC 구동부(110)가 제1 및 제2 스위치(31a, 33a)를 제어하도록 인터리브 신호를 생성하여 제공할 수 있다. 이때, 도 1을 참조하면, 생성된 인터리브 신호는 다음의 PWM 제어신호 생성부(120)의 순차회로, 예컨대 플립플롭 또는 래치회로로 입력되어 순차회로에서 신호의 조합에 따라 PFC 구동부(110)로 출력되게 된다. 도 1을 참조하면, 인터리브 신호는 오실레이터의 발진신호와 영점검출부(130)의 출력으로부터 펄스파로 생성되고, 펄스파는 타이머 신호와 함께 논리회로, 예컨대 오어 게이트로 입력되어 도 1의 순차회로, 예컨대 플립플롭 또는 래치회로의 예컨대 셋(set) 입력신호로 인가된다. 또한, 제1 컨버터(31) 및 제2 컨버터(33)의 위상이 반대가 되므로, 제1 스위치(31a) 및 제2 스위치(33a)로 각각 인가되는 제어신호를 형성하는 인터리브 신호도 반대 위상으로 제공된다. 이를 위해, 예컨대, 제2 스위치(33a)로 인가되는 신호를 형성하는 인터리브 신호 생성시 PHB 단자로부터 위상반전신호, 예컨대 제1 스위치(31a)가 온타임일 때 제2 스위치(33a)가 오프 타임이 되도록 하는 위상반전신호를 받는다.
다음으로, 도 1을 참조하면, 인터리브 PFC 제어블럭(100)의 PWM 제어신호 생성부(120)를 살펴본다. PWM 제어신호 생성부(120)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력을 피드백받아 PWM 듀티비를 결정하여 PFC 구동부(110)로 제공할 수 있다.
더 구체적으로 살펴보면, 하나의 예에서, PWM 제어신호 생성부(120)는 오차증폭기, PWM 비교기 및 순차회로를 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 오차증폭기 OTA는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력의 피드백신호와 기준전압신호를 비교하여 오차를 증폭한다. 이때, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력의 피드백신호는 VSENSE 단자를 통해 입력되며, 도 2를 참조하면, 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력부(35)에서 출력 저항이 분배되어 피드백신호 VSENSE 단자로 입력된다. 도 1에서, 오차증폭기 OTA는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력의 피드백신호를 예컨대 반전단자로 입력받고 예컨대 도 1에서 3.7V의 기준전압신호는 예컨대 비반전단자로 입력받아 오차를 증폭하여 오차증폭신호 Verr를 출력시킨다. 도 1에서 오차증폭기 OTA의 분기된 다른 출력은 COMP 단자에 연결된다.
다음으로, 도 1을 참조하면, PWM 비교기는 오차증폭기에서 증폭된 신호와 기준파형을 비교하여 온타임 또는 오프타임 튜티를 결정하여 출력한다. 이때, 도 1을 참조하면, PWM 비교기는 오차증폭기 OTA에서 출력되는 오차증폭신호 Verr와 예컨대 램프파, 톱니파, 삼각파 등과 같은 기준파형을 입력받아 PWM 제어신호의 온타임 또는 오프타임의 구간을 조절함으로써 듀티를 결정하고 출력한다. 도 1에서는 PWM 비교기의 반전단자로 오차증폭신호 Verr이 입력되고, 비반전단자로 기준파형인 램프신호가 입력되며, PWM 제어신호의 온타임 구간이 조절되며 듀티가 결정되게 된다.
계속하여, 도 1을 참조하면, 순차회로는 PWM 비교기의 출력과 인터리브 신호 생성부(140)의 출력을 입력받아 PWM 제어신호를 PFC 구동부(110)로 제공한다. 이때, 순차회로는 플립플롭회로 또는 래치회로일 수 있다. 도 1을 참조하면, PWM 비교기로부터 출력된 신호는 오어게이트를 거쳐 순차회로인 SR 플립플롭의 리셋(reset)으로 입력되고, 인터리브 신호 생성부(140)의 출력은 셋(set)으로 입력되고, 출력단 Q에서 PFC 구동부(110)로 PWM 제어신호를 출력한다.
이때, 도 1을 참조하면, 하나의 예에서, 순차회로는 PWM 비교기의 출력을 직접 입력받지 않고 논리회로, 예컨대 오어 게이트를 거쳐 입력받을 수 있다.
나아가, 도 1을 구체적으로 살펴보면, 또 하나의 예에서, 인터리브 PFC 제어블럭(100)은 제어 IC(10) 또는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 이상상태를 검출하는 이상상태 검출(150)부를 더 포함할 수 있다. 도 1에서 이상상태 검출(150)부는 브라운 아웃 프로텍션(BOP), 과전압 프로텍션(OVP), 과전류 프로텍션(OCP), 써멀 션트다운(TSD, Thermal ShuntDown)와 같은 이상상태 보호회로의 보호신호 또는 스킵(SKIP) 신호를 오어 게이트를 통해 입력받는다. 도 1에서 이상상태 검출(150)부의 오어 게이트의 출력은 PWM 비교기와 순차회로 사이에 형성된 오어 게이트로 입력될 수 있다. 이때, 이상상태 검출(150)부의 오어 게이트의 출력을 PWM 비교기의 출력과 함께 입력받은 오어 게이트는 순차회로로 출력을 제공한다. 또한, 도 1을 참조하면, PWM 비교기와 순차회로 사이에 형성된 오어 게이트 중 제2 스위치(33a)로 제어신호를 제공하기 위한 오어 게이트에는 PHB 단자로부터 위상반전신호가 함께 입력될 수 있다.
브라운 아웃 프로텍션(BOP) 신호의 생성을 살펴보면, 인터리브 스위칭 컨버터(30)로 제공되는 입력전원, 예컨대 도 2를 참조하면 제2 컨덕터의 제2 인덕터(33b) 앞단에 연결되어 저항에 의해 분배된 입력전원을 VINAC 단자를 통해 입력받고 미리 설정된 전압, 예컨대 2.5V 전압과 비교하여 BOP 신호가 출력된다.
과전압 프로텍션(OVP) 신호를 살펴보면, VSENSE 단자를 통해 입력된 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 분배전압인 피드백신호를 비교기에서 입력받아 기준전압, 예컨대 4V/3.9V 전압과 비교하고, HVENSE 단자를 통해 입력된 인터리브 스위칭 컨버터(30) 출력의 다른 분배전압을 비교기에서 입력받아 다른 기준전압, 예컨대 3V/2.9V과 비교하고, 각 비교기에서 출력되는 신호를 오어 게이트에서 입력받고 OVP 신호를 출력한다.
과전류 프로텍션(OCP) 신호를 살펴보면, 도 2의 브리지 정류기(20)에서 흐르는 전류를 CS 단자를 통해 센싱하여 비교기에서 비교하여 OCP 신호가 출력된다.
써멀 션트다운(TSD) 신호는 다음에서 설명되는 전원블럭(300)의 UVLO부에서 출력된다.
스킵(SKIP) 신호를 살펴본다. VSENSE 단자를 통해 입력된 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 분배전압과 소정의 기준전압을 2개의 비교기에서 비교하여, 예컨대 하나의 비교기에서 반전단자로 입력된 기준전압, 예컨대 3.7V와 비교하고 다른 하나의 비교기에서 비반전단자로 입력된 기준전압, 예컨대 3.5V와 비교하여 출력되는 신호를 순차회로인 플립플롭 또는 래치에서 각각 셋(set)과 리셋(reset) 입력으로 받아 출력단 Q에서 출력한다. 한편, 오차증폭기 OTA에서 오차증폭신호 Verr를 비반전입력으로 하고 기준전압, 예컨대 0.4V를 반전입력으로 하여 비교기에서 출력하고 출력된 신호는 반전기에서 반전하여 다음에서 설명되는 PFC-OK신호와 함께 앤드게이트로 입력된다. 이때, 반전기와 PFC_OK 신호를 입력받은 앤드게이트의 출력과 출력단 Q의 출력을 다른 앤드 게이트에서 입력받아 SKIP 신호를 출력한다.
이때, PFC 제어 승인(PFC-OK) 신호를 살펴보면, VSENSE 단자를 통해 입력된 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력 분배전압을 하나의 비교기에서 반전단자로 입력된 기준전압, 예컨대 3.6V와 비교하고 다른 하나의 비교기에서 비반전단자로 입력된 기준전압, 예컨대 3.3V와 비교하여 출력되는 신호를 순차회로인 플립플롭 또는 래치에서 각각 셋(set)과 리셋(reset) 입력으로 받아 출력단 QB에서 PFC-OK 신호가 출력된다.
계속하여, 도 1을 참조하여 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)의 공진 제어블럭(200)을 살펴본다. 공진 제어블럭(200)은 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력을 받아 변환시키는 DC-DC 컨버터(50)를 공진시켜 제어한다. 예컨대, DC-DC 컨버터(50)는 공진형 LLC 컨버터일 수 있다.
더 구체적으로 도 1을 참조하면, 하나의 예에서, 공진 제어블럭(200)은 공진 구동부(210) 및 스위칭 제어신호 생성부(230)를 포함할 수 있다.
도 1 및/또는 2를 참조하면, 공진 제어블럭(200)의 공진 구동부(210)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)의 출력이 공진주파수로 트랜스포머(53)로 입력되도록 DC-DC 컨버터(50)의 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)를 교번으로 스위칭 제어한다. 도 1에서 공진 구동부(210)는 단자 GDA_L과 GDB_L을 통해 도 2의 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)를 교번 구동하도록 제어한다. 도 2를 참조하면, 단자 GDA_L과 GDB_L은 DC-DC 컨버터(50)의 스위칭부(51)(51)의 스위칭 트랜스포머(51c) 1차측에 연결되고, 스위칭 트랜스포머(51c)의 2차측의 제1 출력에 따라 제3 스위치(51a)가 구동하고, 제1 출력과 반대 위상을 갖는 스위칭 트랜스포머(51c)의 2차측의 제2 출력에 따라 제4 스위치(51b)가 구동하도록 할 수 있다. 이에 따라, 공진 구동부(210)에서 출력되는 제어신호의 위상에 따라 제3 스위치(51a) 또는 제4 스위치(51b)가 구동된다. 이때, 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)는 nMOS 트랜지스터일 수 있다.
도 1을 참조하면, 공진 구동부(Output Driver)(210)는 다음의 스위칭 제어신호 생성부(230)의 출력을 받아 DC-DC 컨버터(50)의 제3 및 제4 스위치(51a, 51b)를 교번으로 스위칭 제어한다. 이때, 공진 구동부(210)는 소프트 스타트 시작(SS_START) 신호와 공진 대기(LLC STANDBY) 신호도 입력받을 수 있다. 공진 구동부(210)는 SS_START 신호에 의해 소프트 스타트되도록 제어하고, LLC STANDBY 신호에 따라 대기상태가 된다. 또한, 도 1을 참조하면, 공진 구동부(210)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)에서 DC-DC 컨버터(50)로의 입력이 과전류인 경우 시스템 및/또는 회로를 보호하기 위해 보호(Protection) 신호로서 폴트_활성(Fault_enb) 신호를 입력받아 구동이 차단될 수 있다.
도 1을 참조하면, 공진 제어블럭(200)의 스위칭 제어신호 생성부(230)는 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 피드백받아 공진 구동부(210)로 스위칭 제어신호를 제공한다. 예컨대, 도 2를 참조하면, DC-DC 컨버터(50)의 출력부(55)에 연결된 피드백부(57)의 포토커플러(57a)로부터 피드백되는 피드백신호를 스위칭 제어신호 생성부(230)에서 입력받을 수 있다. 예컨대, 도 1의 RT 단자를 통해 도 2의 포토커플러(57a)로 신호가 빠져나가고 포토커플러(57a)를 통해 DC-DC 컨버터(50)의 출력 전압을 피드백받아 피드백신호가 DT 단자를 통해 입력된다. 도 1에서, DT 단자로 입력된 신호는 비교기의 반전단자로 입력되고 비교기의 출력이 네거티브 피드백되어 DT 단자에 연결되고, 또한 비교기의 출력은 데드타임 생성기로 입력되고, 데드타임 생성기의 출력은 RT 단자에 연결된 다른 비교기의 출력과 함께 램프신호를 생성하는 램프 생성기로 제공된다. 램프생성기의 출력은 논리 드라이버(Logic Driver)에 제공되고 논리 드라이버의 출력은 공진 구동부(210)로 입력된다. 한편, RT 단자는 다른 비교기의 반전단자에 연결되고 비교기의 출력이 마찬가지로 네거티브 피드백으로 RT 단자와 반전단자에 연결되고, 또한 비교기의 출력이 램프 생성기로 제공된다. 램프 생성기는 비교기의 출력 및 데드타임 생성기의 출력을 받아 논리 드라이버로 신호를 제공한다. 이때, 램프 생성기는 소프트 스타트 시작(SS_START) 신호와 공진 대기(LLC STANDBY) 신호를 입력받을 수 있고, SS_START 신호에 의해 소프트 스타트되도록 하고, LLC STANDBY 신호에 따라 대기상태가 될 수 있다. 램프 생성기는 또한 소프트 스타트 전류 생성기로부터 생성된 전류를 입력받을 수 있다. 논리 드라이버도 LLC STANDBY 신호를 입력받을 수 있고, LLC STANDBY 신호에 의해 대기 상태로 될 수 있다.
도 1을 참조하면, 하나의 예에서, 공진 제어블럭(200)은 DC-DC 컨버터(50)의 이상상태시 소프트 스타트 신호를 생성하여 공진 구동부(210)로 제공하는 소프트 스타트 회로부(250)를 더 포함할 수 있다. 도 1 및 2를 참조하면, 소프트 스타트 회로부(250)의 S/S 단자는 커패시터를 통해 DC-DC 컨버터(50)의 포토커플러(57a)에 연결되고, 포토커플러(57a)로부터 피드백 전압이 0V 인 경우에 커패시터에 충전된 전압이 S/S 단자를 통해 입력될 수 있다. 도 1을 참조하면, S/S 단자는 2개 비교기에 비반전입력되며 각각 기준전압, 예컨대 각각 반전단자에 입력되는 0.4V 및 3.2V와 비교되어 출력된다. 이때, 기준전압 0.4V와 비교되는 비교기로의 비반전단자로 정전류원, 예컨대 5μA 전원이 연결되고, SS_START 신호의 스위칭을 통해 다른 정전류원, 예컨대 60μA 전원이 함께 연결될 수 있다. 또한, 기준전압 0.4V와 비교되는 비교기는 SS_START 신호를 출력할 수 있다. 계속하여, 도 1에서 기준전압 0.4V와 비교되는 비교기 및 기준전압 3.2V와 비교되는 비교기의 출력이 노어게이트로 입력되어 출력되고, 기준전압 0.4V와 비교되는 비교기의 출력과 함께 오어 게이트로 입력되어 소프트 스타트 전류 생성기로 출력될 수 있다. 소프트 스타트 전류 생성기의 출력은 램프 생성기로 인가될 수 있다. 또한, 기준전압 0.4V와 비교되는 비교기에서 출력되는 SS_START 신호는 공진 구동부(210), 논리 드라이버 및 램프 생성기로 인가될 수 있다.
또한, 도 1을 참조하면, 공진 제어블럭(200)은 과전류 보호부(255)를 더 포함할 수 있다. 과전류 보호부(255)는 인터리브 스위칭 컨버터(30)에서 DC-DC 컨버터(50)로의 입력이 과전류 여부를 검출하고 과전류인 경우 시스템 및/또는 회로를 보호한다. 도 1을 참조하면, 과전류 보호부(255)는 OC 단자를 통해 인터리브 스위칭 컨버터(30)에서 DC-DC 컨버터(50)로의 입력전원을 받고, 비교기에서 기준전압, 예컨대 반전단자에 연결된 1.0V/0.6V 전압과 비교하여 과전류(Over Current) 신호를 출력하고, 또한, 과전류 래치로부터의 출력과 함께 오어 게이트로 입력되어 보호(Protection) 상태가 된다. 보호(Protection) 상태가 되면 보호 신호를 소프트 스타트 전류 생성기로 인가하여 소프트 스타트가 진행되도록 할 수 있다. 또한, 보호 상태가 되면 보호(Protection) 신호로서 폴트_활성(Fault_enb) 신호를 공진 구동부(210)로 제공하여 구동을 차단시킬 수 있다.
또한, 도 1을 참조하면, 하나의 예에서, 공진 및 PFC 제어 통합 IC(10)는 전원블럭(300)을 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 전원블럭(300)은 내부 기준전원을 공급하는 전원공급부 및 내부 기준전원의 저전압 입력을 차단하는 UVLO부를 포함할 수 있다. 도 1을 참조하면, 전원블럭(300)은 제어 IC를 구동하는 기준전원을 VCC_P 단자를 통해 입력받는다. VCC-L 단자는 외부에서 커패시터를 통해 접지된다. 도 1에서 UVLO블럭은 VCC_P, VCC_L, VDD 및 VSS_PC 단자와 연결되며 내부에 공급되는 기준전원의 저전압 입력을 차단할 수 있다. 도 1의 UVLO 블럭은 내부에 공급되는 기준전원인 Vxx(reference voltage)를 출력한다. 또한, UVLO 블럭은 PFC_OK 신호를 받고, 출력으로 PFC 대기(PFC_STANDBY) 신호, TSD, 바이어스전압(Bias), LLC_STANDBY를 출력할 수 있다.
도 1을 참조하면, PFC_STANDBY 신호는 PFC_OK 신호와 함께 순차회로, 예컨대 SR 플립플롭에 각각 셋과 리셋으로 입력되어 출력단 QB를 통해 출력되고 VSENSE 단자를 통해 입력된 피드백 전압와 기준전압, 예컨대 비반전단자에 인가된 3.4V 전압과 비교기에서 비교되어 출력되는 신호와 함께 앤드게이트로 입력되고 앤드게이트에서 저전압보호(UVP) 신호로 출력될 수 있다.
이상에서, 전술한 실시예 및 첨부된 도면들은 본 발명의 범주를 제한하는 것이 아니라 본 발명에 대한 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자의 이해를 돕기 위해 예시적으로 설명된 것이다. 또한, 전술한 구성들의 다양한 조합에 따른 실시예들이 앞선 구체적인 설명들로부터 당업자에게 자명하게 구현될 수 있다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시예는 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있고, 본 발명의 범위는 특허청구범위에 기재된 발명에 따라 해석되어야 하며, 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의한 다양한 변경, 대안, 균등물들을 포함하고 있다.
10 : 공진 및 PFC 제어 통합 IC 100 : 인터리브 PFC 제어블럭
110 : PFC 구동부 120 : PWM 제어신호 생성부
130 : 영점검출부 140 : 인터리브 신호 생성부
200 : 공진 제어블럭 210 : 공진 구동부
230 : 스위칭 제어신호 생성부 250 : 소프트 스타트 회로부
300 : 전원블럭 20 : 브리지 정류기
30 : 인터리브 스위칭 컨버터 31 : 제1 컨버터
31a : 제1 스위치 31b : 제1 인덕터
33 : 제2 컨버터 33a : 제2 스위치
33b : 제2 인덕터 35 : 출력부
35a : 출력 커패시터 35b : 과전압 보호회로
35c : 방전회로 50 : DC-DC 컨버터
51 : 스위칭부 51a : 제3 스위치
51b : 제4 스위치 51c : 스위칭 트랜스포머
53 : 트랜스포머 55 : 출력부
57 : 피드백부 57a : 포토커플러

Claims (9)

  1. 교류 입력을 정류하여 출력시키는 브리지 정류기;
    제1 스위치를 포함하는 제1 컨버터 및 제2 스위치를 포함하는 제2 컨버터가 병렬 연결되어 이루어지되, 상기 브리지 정류기의 출력을 상기 제1 및 제2 컨버터를 통해 직류전원으로 변환하여 출력시키는 인터리브 스위칭 컨버터;
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 직류 전원 출력을 받아 교번 스위칭하여 공진 주파수로 출력시키는 제3 및 제4 스위치, 및 상기 제3 및 제4 스위치로부터 출력되는 신호를 직류 변환시켜 출력시키는 트랜스포머를 포함하는 DC-DC 컨버터; 및
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 제1 및 제2 스위치를 제어하며 역률을 보상하는 인터리브 PFC 제어블럭 및 상기 DC-DC 컨버터의 제3 및 제4 스위치를 공진 주파수로 교번 스위칭하도록 제어하는 공진 제어블럭을 포함하는 공진 및 PFC 제어 통합 IC;를 포함하고,
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 출력부는 상기 공진 및 PFC 제어 통합 IC의 내부 기준전압이 오프된 경우 출력 커패시터에 충전된 전압을 방전시키는 방전회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 인터리브 PFC 제어블럭은:
    상기 제1 및 제2 스위치를 구동시키는 PFC 구동부;
    상기 제1 컨버터의 제1 인덕터 및 제2 컨버터의 제2 인덕터에 흐르는 전원의 영점을 검출하는 영점검출부;
    상기 영점검출부의 출력을 받아 상기 PFC 구동부가 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하도록 인터리브 신호를 생성하여 제공하는 인터리브 신호 생성부; 및
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 출력을 피드백받아 PWM 듀티비를 결정하여 상기 PFC 구동부로 제공하는 PWM 제어신호 생성부;를 포함하고,
    상기 PWM 제어신호 생성부는:
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 출력의 피드백신호와 기준전압신호를 비교하여 오차를 증폭하는 오차증폭기;
    상기 오차증폭기에서 증폭된 신호와 기준파형을 비교하여 온타임 또는 오프타임 튜티를 출력하는 PWM 비교기; 및
    상기 PWM 비교기의 출력과 상기 인터리브 신호 생성부의 출력을 입력받아 PWM 제어신호를 상기 PFC 구동부로 제공하는 순차회로;를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 인터리브 PFC 제어블럭은 상기 IC 또는 상기 인터리브 스위칭 컨버터의 이상상태를 검출하는 이상상태 검출부를 더 포함하고,
    상기 PWM 제어신호 생성부는 상기 PWM 비교기의 출력과 상기 이상상태 검출부의 출력을 입력받아 상기 순차회로로 출력하는 오어 게이트를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 공진 및 PFC 제어 통합 IC는 내부 기준전원을 공급하는 전원공급부 및 상기 내부 기준전원의 저전압 입력을 차단하는 UVLO부를 포함하는 전원블럭을 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 공진 제어블럭은:
    상기 인터리브 스위칭 컨버터의 출력이 공진주파수로 트랜스포머로 입력되도록 상기 DC-DC 컨버터의 제3 및 제4 스위치를 교번으로 스위칭 제어하는 공진 구동부; 및
    상기 DC-DC 컨버터의 출력을 피드백받아 상기 공진 구동부로 스위칭 제어신호를 제공하는 스위칭 제어신호 생성부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 공진 제어블럭은 상기 DC-DC 컨버터의 이상상태시 소프트 스타트 신호를 생성하여 상기 공진 구동부로 제공하는 소프트 스타트 회로부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  7. 청구항 1 내지 6 중의 어느 하나에 있어서,
    상기 인터리브 스위칭 컨버터는 부스터 컨버터인 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  8. 청구항 1 내지 6 중의 어느 하나에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 공진형 LLC 컨버터인 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
  9. 청구항 1 내지 6 중의 어느 하나에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터는 상기 제3 및 제4 스위치를 포함하는 스위칭부를 포함하고,
    상기 스위칭부는 상기 공진 및 PFC 제어 통합 IC의 공진 제어블럭의 제어신호를 1차측으로 받고 상기 제3 스위치로의 출력을 제1의 2차 출력으로 하고 상기 제1의 2차 출력과 반대 위상이 되게 상기 제4 스위치로의 출력을 제2의 2차 출력으로 하는 스위칭 트랜스포머를 포함하는 것을 특징으로 하는 파워 컨버터.
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