KR20130092312A

KR20130092312A - Double dual carrier modulation precoding method, and data transmitting method and system using the same

Info

Publication number: KR20130092312A
Application number: KR1020120013969A
Authority: KR
Inventors: 김재석; 박장용; 김길환
Original assignee: 연세대학교 산학협력단
Priority date: 2012-02-10
Filing date: 2012-02-10
Publication date: 2013-08-20
Also published as: KR101330223B1

Abstract

PURPOSE: A double dual carrier modification free coding method, a data transmitting and receiving method, and a system operating the same can obtain the frequency diversity of sub-bands different from each other. CONSTITUTION: A precoding part (13) pre-codes data symbols. The precoding part includes a first precoding part (131) and a second precoding part (132) which pre-codes the symbols pre-coded by the first pre-coding part. The first precoding part generates DCM symbols by precoding data symbols by using a DCM precoding matrix. The second precoding part generates double dual carrier modification symbols. A channel encoder part (11) includes an encoder (111), a puncturer (112), and an interleaver (113). The encoder encodes input pits. [Reference numerals] (111) Encoder; (112) Puncturer; (113) Interleaver; (12) Symbol mapping part; (131) First precoding part; (132) Second precoding part; (14) Inverse fast Fourier transform; (15) Zero pad insertion part; (16) D/A converter; (23) A/D converter; (24) Zero pad removal part; (25) Inverse fast Fourier transform; (26) DDCM detection part; (271) Deinterleaver; (272) Depuncturer; (273) Decoder; (AA) Input bit rows; (BB) QPSK/16QAM symbols; (CC) DCM/MDCM symbols; (DD) DDCM symbols; (EE) Continuous-time base signals; (FF) Output bit rows

Description

DOUBLE DUAL CARRIER MODULATION PRECODING METHOD, AND DATA TRANSMITTING METHOD AND SYSTEM USING THE SAME}

본 발명은 프리코딩(precoding)을 이용하여 데이터를 송수신하는 방법, 및 이를 수행하는 데이터 송수신 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a method for transmitting and receiving data using precoding, and a data transmission and reception system for performing the same.

제한된 주파수 대역을 이용하여 데이터 전송률을 높이기 위해 주파수 분할 방식의 데이터 통신 시스템이 활용되고 있다. 최근에는 무선 개인 근거리통신망(Wireless Personal Area Networks; WPAN)에서 낮은 비용으로 높은 데이터 전송율(data-rate)을 얻을 수 있는 기술로서 UWB 통신 시스템이 각광받고 있다. UWB 통신 시스템 중 멀티밴드 직교주파수 분할 다중화(Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing; MB-OFDM) 시스템은 주파수 대역을 여러 개의 서브밴드로 나누어 활용한다.In order to increase the data rate using a limited frequency band, a frequency division data communication system has been utilized. Recently, the UWB communication system has been in the spotlight as a technology capable of obtaining high data rates at low cost in wireless personal area networks (WPANs). Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing (MB-OFDM) system among UWB communication systems divides the frequency band into multiple subbands.

UWB 통신을 지원하는 와이미디어(WiMedia)의 물리계층 표준(PHY standard)은 고성능 데이터 전송을 위해 320~480Mbps의 데이터 전송률에서는 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation)를 사용하고, 640Mbps~1Gbps의 데이터 전송률에서는 개선된 듀얼 반송파 변조(Modified-Dual Carrier Modulation)를 사용하고 있다. DCM과 MDCM은 데이터 심볼들을 프리코딩하여 서로 다른 두 부반송파(subcarrier)를 통해 전송함으로써 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 통한 성능 이득을 얻는 기법이다. 이는 하나의 서브밴드(subband) 내의 부반송파 중 어느 하나의 부반송파의 데이터가 손실되었을 때 해당 서브밴드 내의 다른 부반송파를 통해 데이터를 얻는 기술로서, 하나의 서브밴드 내에서의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 방식이다.WiMedia's PHY standard, which supports UWB communication, uses dual carrier modulation at a data rate of 320 to 480 Mbps for high-performance data transmission, and at a data rate of 640 Mbps to 1 Gbps. Improved dual carrier modulation (Modified-Dual Carrier Modulation) is used. DCM and MDCM are techniques for obtaining performance gains through frequency diversity by precoding data symbols and transmitting them through two different subcarriers. This is a technique of obtaining data through another subcarrier in a corresponding subband when data of one subcarrier of a subcarrier in one subband is lost, and a method of obtaining frequency diversity in one subband. to be.

본 발명은 데이터 송수신 시스템에서 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 프리코딩 방법, 이를 이용한 데이터 송수신 방법, 및 이를 수행하기 위한 데이터 송수신 시스템을 제공한다.The present invention provides a double dual carrier modulation (DDCM) precoding method capable of obtaining frequency diversity of different subbands in a data transmission / reception system, a data transmission / reception method using the same, and a data transmission / reception system for performing the same.

본 발명의 다른 과제는 하드웨어 복잡도(hardware complexity)를 줄일 수 있는 데이터 송수신 시스템 및 방법을 제공하는데 있다.Another object of the present invention to provide a data transmission and reception system and method that can reduce hardware complexity (hardware complexity).

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 이상에서 언급된 과제로 제한되지 않는다. 언급되지 않은 다른 기술적 과제들은 이하의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.The problems to be solved by the present invention are not limited to the above-mentioned problems. Other technical subjects not mentioned may be clearly understood by those skilled in the art from the following description.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송신 장치는 데이터 심볼들을 프리코딩(precoding)하는 프리코딩부를 포함하고, 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치에 있어서, 상기 프리코딩부는 상기 데이터 심볼들을 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및 상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함함을 특징으로 한다.The data transmitting apparatus according to the present invention for solving the above problems includes a precoding unit for precoding data symbols, and transmits the precoded symbols to the data receiving apparatus through an assigned frequency band. The precoding unit may include: a first precoding unit precoding the data symbols; And a second precoding unit which precodes the symbols precoded by the first precoding unit.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 DDCM 프리코딩 장치는 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩하는 제1 프리코딩부; 및 상기 제1 프리코딩부에 의해 프리코딩된 심볼들을 DDCM(Double Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 프리코딩함으로써, DDCM 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩부를 포함한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a DDCM precoding apparatus, including: a first precoding unit configured to precode data symbols using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix; And a second precoding unit generating DDCM symbols by precoding the symbols precoded by the first precoding unit using a double dual carrier modulation (DDCM) precoding matrix.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템은 데이터 심볼들을 1차 프리코딩하는 제1 프리코딩부, 및 1차 프리코딩된 심볼들을 2차 프리코딩하는 제2 프리코딩부를 포함하고, 2차 프리코딩된 심볼들을 할당된 주파수 대역을 통해 데이터 수신 장치로 송신하는 데이터 송신 장치; 및 상기 데이터 송신 장치로부터 수신된 신호들로부터 심볼들을 결정하는 데이터 수신 장치를 포함한다.The data transmission and reception system according to the present invention for solving the above problems includes a first precoding unit for primary precoding data symbols, and a second precoding unit for secondary precoding the first precoded symbols, 2 A data transmitting device for transmitting the differential precoded symbols to the data receiving device through the allocated frequency band; And a data receiving device for determining symbols from signals received from the data transmitting device.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 수신 장치는 프리코딩된 신호들을 수신하여, 데이터 심볼들을 결정하는 데이터 수신 장치에 있어서, 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드를 통해 수신된 두 개의 프리코딩된 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값을 산출하는 프로베니우스 노옴 계산부; 산출된 두 개의 신호들의 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합을 산출하는 합산부; 및 산출된 프로베니우스 노옴의 제곱 값의 합에 기초하여 상기 심볼들을 결정하는 심볼 결정부를 포함한다.The data receiving apparatus according to the present invention for solving the above problems is a data receiving apparatus for receiving the pre-coded signals, to determine the data symbols, two precoded signals received through subbands of different frequency bands Provenius norm calculation unit for calculating the square value of the Provenius norm of the field; An adder configured to calculate a sum of square values of Provenius norms of the calculated two signals; And a symbol determiner that determines the symbols based on the sum of square values of the calculated Provenius norms.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 DDCM 프리코딩 방법은 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계; 및 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써, DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a DDCM precoding method, comprising: a first precoding step of generating DCM symbols by precoding data symbols using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix; And a second precoding step of precoding the DCM symbols to generate Dual Carrier Modulation (DDCM) symbols.

상기 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 데이터 송수신 방법은 데이터 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)를 이용하여 프리코딩함으로써 DCM 심볼들을 생성하는 제1 프리코딩 단계, 및 상기 DCM 심볼들을 프리코딩함으로써 DDCM(Dual Carrier Modulation) 심볼들을 생성하는 제2 프리코딩 단계를 포함하는 DDCM 프리코딩 단계; 및 서로 다른 주파수 대역의 서브밴드(subband)를 통해 수신된 DDCM 심볼들로부터 심볼들을 결정하는 단계를 포함한다.A data transceiving method according to the present invention for solving the above problems is a first precoding step of generating DCM symbols by precoding the data symbols using a DCM (Dual Carrier Modulation) precoding matrix, and the DCM A DDCM precoding step comprising a second precoding step of generating Dual Carrier Modulation (DDCM) symbols by precoding the symbols; And determining the symbols from the DDCM symbols received on subbands of different frequency bands.

본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있다.According to the data transmission and reception system according to the present invention, frequency diversity of different subbands can be obtained.

또는, 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 하드웨어 복잡도를 낮출 수 있다.Alternatively, according to the data transmission / reception system according to the present invention, hardware complexity can be reduced.

또는, 본 발명에 따른 데이터 송수신 시스템에 의하면, 데이터의 전송 거리가 증가될 수 있다.Alternatively, according to the data transmission / reception system according to the present invention, a transmission distance of data may be increased.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템의 구성도이다.
도 2는 MB-OFDM 통신 기술의 주파수 밴드 할당을 나타낸 개념도이다.
도 3은 TFC Number가 '1'인 경우에 해당하는 시간-주파수 호핑 패턴을 예시한 개념도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출부의 예시적인 구성도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법의 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 주파수 호핑에 따라 서로 다른 서브밴드의 부반송파를 통해 데이터를 전송하는 것을 나타낸 개념도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출 방법의 흐름도이다.
도 9는 본 발명에 따른 DDCM 검출 방법의 예시적인 순서도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 비코드화된(Uncoded) BER(Bit Error Rate) 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 PER(coded Packet Error Rate) 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 BER 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 거리에 따른 코드화된 PER 성능을 평가한 시뮬레이션 그래프이다.1 is a block diagram of an OFDM data transmission and reception system according to an embodiment of the present invention.
2 is a conceptual diagram illustrating frequency band allocation of MB-OFDM communication technology.
3 is a conceptual diagram illustrating a time-frequency hopping pattern corresponding to a case where a TFC number is '1'.
4 is an exemplary configuration diagram of a DDCM detection unit according to an embodiment of the present invention.
5 is a flowchart of a DDCM precoding method according to an embodiment of the present invention.
6 is a conceptual diagram illustrating a precoding method according to an embodiment of the present invention.
7 is a conceptual diagram illustrating transmitting data through subcarriers of different subbands according to frequency hopping.
8 is a flowchart of a DDCM detection method according to an embodiment of the present invention.
9 is an exemplary flowchart of a DDCM detection method according to the present invention.
FIG. 10 is a simulation result of evaluating Uncoded Bit Error Rate (BER) performance of Eb / N ₀ of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a simulation graph evaluating coded packet error rate (PER) performance of Eb / N ₀ of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention.
12 is a simulation graph evaluating the coded BER performance of Eb / N ₀ in a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a simulation graph illustrating coded PER performance according to a distance of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 다른 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술 되는 실시 예를 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예는 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.Other advantages and features of the present invention and methods of achieving them will become apparent with reference to the embodiments described below in detail with reference to the accompanying drawings. The present invention may, however, be embodied in many different forms and should not be construed as being limited to the embodiments set forth herein. Rather, these embodiments are provided so that this disclosure will be thorough and complete, and will fully convey the concept of the invention to those skilled in the art. Is provided to fully convey the scope of the invention to those skilled in the art, and the invention is only defined by the scope of the claims.

만일 정의되지 않더라도, 여기서 사용되는 모든 용어들(기술 혹은 과학 용어들을 포함)은 이 발명이 속한 종래 기술에서 보편적 기술에 의해 일반적으로 수용되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적인 사전들에 의해 정의된 용어들은 관련된 기술 그리고/혹은 본 출원의 본문에 의미하는 것과 동일한 의미를 갖는 것으로 해석될 수 있고, 그리고 여기서 명확하게 정의된 표현이 아니더라도 개념화되거나 혹은 과도하게 형식적으로 해석되지 않을 것이다.Unless defined otherwise, all terms (including technical or scientific terms) used herein have the same meaning as commonly accepted by the generic art in the prior art to which this invention belongs. Terms defined by generic dictionaries may be interpreted to have the same meaning as in the related art and / or in the text of this application, and may be conceptualized or overly formalized, even if not expressly defined herein I will not.

본 명세서에서 사용된 용어는 실시 예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 '포함한다' 및/또는 이 동사의 다양한 활용형들 예를 들어, '포함', '포함하는', '포함하고', '포함하며' 등은 언급된 조성, 성분, 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상의 다른 조성, 성분, 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다. 본 명세서에서 '및/또는' 이라는 용어는 나열된 구성들 각각 또는 이들의 다양한 조합을 가리킨다.The terminology used herein is for the purpose of illustrating embodiments and is not intended to be limiting of the present invention. In the present specification, the singular form includes plural forms unless otherwise specified in the specification. As used herein, the terms' comprise 'and / or various forms of use of the verb include, for example,' including, '' including, '' including, '' including, Steps, operations, and / or elements do not preclude the presence or addition of one or more other compositions, components, components, steps, operations, and / or components. The term 'and / or' as used herein refers to each of the listed configurations or various combinations thereof.

한편, 본 명세서 전체에서 사용되는 '~부', '~기', '~블록', '~모듈' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미할 수 있다. 예를 들어 소프트웨어, FPGA 또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미할 수 있다. 그렇지만 '~부', '~기', '~블록', '~모듈' 등이 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부', '~기', '~블록', '~모듈'은 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다.On the other hand, the terms '~', '~', '~ block', '~ module', etc. used throughout the present specification may mean a unit for processing at least one function or operation. For example, a hardware component, such as a software, FPGA, or ASIC. However, '~', '~', '~ block', '~ module', etc. are not limited to software or hardware. '~', '~', '~', '~' May be configured to reside in an addressable storage medium or may be configured to play one or more processors.

따라서, 일 예로서 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'은 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로 코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부', '~기', '~블록', '~모듈'들로 더 분리될 수 있다.Thus, as an example, '~', '~', '~ block', '~ module' are components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components. And processes, functions, properties, procedures, subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data, databases, data structures, tables, arrays, and Contains variables The components and the functions provided within '~', '~', '~', '~', ',' ~ Module 'or may be further separated into additional components and' ~ part ',' ~ group ',' ~ block ',' ~ module '.

본 발명의 일 실시예에 따른 직교주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 데이터 송수신 시스템은 기존의 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation; DCM)를 이용하는 시스템에 추가적인 프리코딩(precoding)을 사용하는 더블 듀얼 반송파 변조(Double Dual Carrier Modulation)(이하, 'DDCM'으로 칭함) 시스템으로, DDCM 프리코딩을 통해 생성한 더블 듀얼 반송파 변조 심볼들(이하, 'DDCM 심볼들'로 칭함)을 서로 다른 서브밴드(subband)를 통해 전송함으로써 어느 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻는 DCM 시스템의 효과뿐만 아니라, 서로 다른 서브밴드 간의 주파수 다이버시티(frequency diversity) 또한 활용할 수 있게 된다.Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) data transmission / reception system according to an embodiment of the present invention is a double using an additional precoding in a system using a conventional dual carrier modulation (DCM) In the Dual Dual Carrier Modulation (hereinafter referred to as 'DDCM') system, the dual dual carrier modulation symbols (hereinafter referred to as 'DDCM symbols') generated through DDCM precoding are referred to as different subbands. By transmitting through (subband) it is possible to utilize not only the effect of the DCM system to obtain frequency diversity (frequency diversity) in any one subband, but also frequency diversity (frequency diversity) between different subbands.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템의 구성도로서, DDCM 프리코딩을 이용하는 MB-OFDM(Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템을 나타낸다. 이하에서 MB-OFDM 시스템을 예로 들어 설명하지만, 이는 비제한적이고 예시적인 통신 시스템의 일 예를 나타낸 것이므로 본 발명은 프리코딩을 이용하는 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.1 is a block diagram of an OFDM data transmission / reception system according to an embodiment of the present invention, and illustrates a multi-band orthogonal frequency division multiplexing (MB-OFDM) communication system using DDCM precoding. In the following description, the MB-OFDM system is described as an example. However, since this is an example of a non-limiting and exemplary communication system, the present invention can be applied to other communication systems using precoding.

MB-OFDM 통신 시스템은 2002년 FCC(Federal Communications Commission)에 의해 승인된 초광대역(Ultra-WideBand)(이하, 'UWB'로 칭함) 통신 시스템의 일종이다. UWB 통신 시스템은 점유 주파수 대역폭이 중심 주파수에 대해서 20% 이상이거나 주파수 대역폭이 500MHz 이상인 신호를 사용하는 통신 기술에 해당하며, 전송 전력 레벨(transmitter power level)은 -41.3dB/MHz로 제한된다. MB-OFDM 통신 시스템은, 여러 개의 반송파를 병렬적으로 결합하여 보다 높은 전송률의 데이터 전송을 구현하는 OFDM 통신 기술에, 주파수 호핑(hopping) 기법을 적용한 통신 시스템이다.MB-OFDM communication system is a kind of ultra-wideband (hereinafter referred to as 'UWB') communication system approved by the Federal Communications Commission (FCC) in 2002. The UWB communication system corresponds to a communication technology using a signal having an occupied frequency bandwidth of 20% or more with respect to the center frequency or a frequency bandwidth of 500MHz or more, and the transmitter power level is limited to -41.3dB / MHz. The MB-OFDM communication system is a communication system employing a frequency hopping technique in an OFDM communication technology that combines multiple carriers in parallel to implement a higher data rate transmission.

도 2는 MB-OFDM 통신 시스템의 주파수 밴드 할당을 나타낸 개념도이다. 도 2에 도시된 바와 같이, MB-OFDM 통신 시스템은 전체 7.5GHz (3.1~10.6GHz) 주파수 대역을 5개의 밴드 그룹(Band Group #1 내지 #5)으로 나누고, 각 밴드 그룹 1 내지 4는 528MHz의 대역폭을 가지는 서브밴드(subband) 3개로 나누고, 밴드 그룹 5는 528MHz의 대역폭을 가지는 서브밴드 2개로 나누어, 전체 주파수 대역을 528MHz의 대역폭을 가지는 14개의 서브밴드로 분할한다. MB-OFDM 통신 기술은 하나 이상의 밴드 그룹 안에서 여러 가지 패턴에 따라 서브밴드들을 호핑(hopping)하면서 하나의 OFDM 심볼(sysbol)을 하나의 서브밴드를 사용하여 전송하게 된다.2 is a conceptual diagram illustrating frequency band allocation in an MB-OFDM communication system. As shown in FIG. 2, the MB-OFDM communication system divides the entire 7.5 GHz (3.1 to 10.6 GHz) frequency band into five band groups (Band Group # 1 to # 5), and each band group 1 to 4 is 528 MHz. A band group 5 is divided into two subbands having a bandwidth of 528 MHz, and the entire frequency band is divided into 14 subbands having a bandwidth of 528 MHz. MB-OFDM communication technology transmits one OFDM symbol using one subband while hopping subbands according to various patterns in one or more band groups.

MB-OFDM은 Multiband OFDM Alliance와 WiMedia forum에 의해 지지되었으며, 이 두 단체는 2005년에 합쳐져서 현재 WiMedia Alliance로 알려져 있다. 와이미디어(WiMedia)의 물리계층 표준(PHY standard)은 고성능 데이터 전송을 위해, 320~480Mbps의 데이터 전송률에서는 듀얼 반송파 변조(Dual Carrier Modulation)(이하, 'DCM'으로 칭함)를 사용하고, 640Mbps~1Gbps의 데이터 전송률에서는 개선된 듀얼 반송파 변조(Modified-Dual Carrier Modulation)(이하, 'MDCM'으로 칭함)를 사용하고 있다.MB-OFDM was backed by the Multiband OFDM Alliance and the WiMedia forum, both of which were known in 2005 as the WiMedia Alliance. WiMedia's PHY standard uses Dual Carrier Modulation (hereinafter referred to as 'DCM') for high performance data transmission, and at 320 ~ 480Mbps data rate, At 1 Gbps data rates, improved Dual Carrier Modulation (hereinafter referred to as 'MDCM') is used.

DCM과 MDCM은 OFDM 심볼들을 프리코딩하여 서로 다른 두 부반송파(subcarrier)를 통해 전송함으로써 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 통한 성능 이득을 얻는 기법이다. DCM은 두 개의 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 심볼을 프리코딩(precoding)하여 50개의 부반송파(subcarrier) 만큼 떨어진 두 개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻게 된다. 그리고, MDCM은 두 개의 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 심볼을 프리코딩하여 50개의 부반송파 만큼 떨어진 두 개의 부반송파에 실어 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻게 된다.DCM and MDCM are techniques for obtaining performance gains through frequency diversity by precoding OFDM symbols and transmitting them on two different subcarriers. DCM obtains frequency diversity by precoding two quadrature phase shift keying (QPSK) symbols and transmitting them on two subcarriers separated by 50 subcarriers. MDCM obtains frequency diversity by precoding two 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) symbols on two subcarriers separated by 50 subcarriers.

그런데, 기존의 프리코딩(precoding) 시스템은 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)가 콤플렉스(complex) 형태이어서 수신단에서의 심볼 검출(detection) 복잡도가 높거나, 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있을 뿐, 서로 다른 서브밴드에서의 주파수 다이버시티를 얻지 못할 수 있다. 이에 따라, 이하에서 설명되는 본 발명의 실시예는 기존 프리코딩의 효과뿐만 아니라, 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻을 수 있는 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템을 제시한다.However, in the existing precoding system, since the precoding matrix is a complex form, the symbol detection complexity at the receiving end is high, or frequency diversity is performed in one subband. frequency diversity), and may not obtain frequency diversity in different subbands. Accordingly, an embodiment of the present invention described below proposes a data transmission / reception system using DDCM precoding that can obtain frequency diversity of different subbands as well as the effects of conventional precoding.

다시 도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 MB-OFDM 데이터 송수신 시스템은 송신기(transmitter)(10), 및 수신기(receiver)(20)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기(10)는 2개의 심볼(symbol)을 프리코딩(이하, '1차 프리코딩'으로 칭함) 처리하여 얻은 하나 또는 복수 개의 심볼을 다시 프리코딩(이하, '2차 프리코딩'으로 칭함) 처리하여 복수 개의 DDCM 심볼을 생성하고, 이를 서로 다른 서브밴드(subband)를 통해 수신기(20)로 전송한다. 그러면, 수신기(20)는 적절한 시간 동기와 주파수 동기를 획득한 후에, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 통해 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 그리고, 수신기(20)는 채널 추정과 위상 보정 등의 과정을 거쳐서 수신된 신호를 보정한 후에 복조를 수행하고, 복조된 데이터는 송신기의 역순의 과정을 거쳐서 복원된다.Referring back to FIG. 1, an MB-OFDM data transmission / reception system according to an embodiment of the present invention includes a transmitter 10 and a receiver 20. The transmitter 10 according to an embodiment of the present invention pre-codes one or a plurality of symbols obtained by precoding two symbols (hereinafter, referred to as' primary precoding ') (hereinafter,' Second precoding ') to generate a plurality of DDCM symbols, which are transmitted to the receiver 20 through different subbands. Then, after obtaining the appropriate time synchronization and frequency synchronization, the receiver 20 converts a signal in the time domain into a signal in the frequency domain through a fast Fourier transform. The receiver 20 performs demodulation after correcting the received signal through channel estimation and phase correction, and the demodulated data is restored through the reverse process of the transmitter.

도 1에 도시된 송신기(10)는 채널 부호화부(11), 심볼 매핑부(12), 프리코딩부(13), 역고속 푸리에 변환부(14), 제로 패드 삽입부(15), D/A 컨버터(16), 곱셈기(17), 및 안테나(18)를 포함한다. 채널 부호화부(11)는 데이터 전송시 채널에 가해지는 잡음으로 인한 에러를 검출하고 정정할 수 있도록, 입력 비트열에 잉여 비트를 삽입하거나 비트들의 배열 형태를 바꾸는 등의 부호화를 수행할 수 있다. 채널 부호화부(11)는 인코더(111), 펑쳐러(112), 및 인터리버(113)를 포함할 수 있다.The transmitter 10 shown in FIG. 1 includes a channel encoder 11, a symbol mapping unit 12, a precoding unit 13, an inverse fast Fourier transform unit 14, a zero pad insertion unit 15, and a D / A converter 16, multiplier 17, and antenna 18. The channel encoder 11 may perform encoding such as inserting a surplus bit into an input bit string or changing an arrangement of bits so as to detect and correct an error due to noise applied to a channel during data transmission. The channel encoder 11 may include an encoder 111, a puncturer 112, and an interleaver 113.

인코더(111)는 입력 비트열(input bits)을 부호화(encoding)한다. 이 때, 인코더(111)는 컨볼루션 인코더(convolution encoder) 또는 저밀도 패리티 체크(Low Density Parity Check; LDPC) 인코더일 수 있다. 컨볼루션 인코더는 일정 길이의 메모리를 이용하여 이전 데이터와 현재 데이터를 비교하는 방식으로 입력 비트열을 부호화할 수 있다. 예를 들어, 컨볼루션 인코더는 2진 입력 비트열 데이터를 FEC(Forward Error Correction) 코딩을 통해 1/3의 부호화율로 인코딩할 수 있다. 대안적으로, 인코더(111)는 LDPC 인코더를 이용하여 입력 비트열에 패리티 비트를 더하는 부호화를 수행함으로써, 블록 단위의 부호화(block coding method)를 수행할 수도 있다.The encoder 111 encodes input bits. In this case, the encoder 111 may be a convolutional encoder or a low density parity check (LDPC) encoder. The convolutional encoder may encode the input bit string by comparing the previous data with the current data by using a predetermined length of memory. For example, the convolutional encoder may encode binary input bit string data at a coding rate of 1/3 through forward error correction (FEC) coding. Alternatively, the encoder 111 may perform a block coding method by performing encoding by adding parity bits to an input bit string using an LDPC encoder.

펑쳐러(puncturer)(112)는 인코더(111)에 의해 코드화된 비트의 일부를 생략하는 평쳐링(puncturing)을 수행하여 코드화된 비트들을 블록들로 분할함으로써, 데이터 전송율(data-rate)과 채널 부호화(channel encoding) 조건에 따라 1/3, 11/32, 1/2, 5/8, 3/5, 3/4과 같은 다양한 부호화율(code rate)을 얻음으로써, 다양한 전송률을 지원할 수 있다. 인터리버(interleaver)(113)는 동일한 OFDM 심볼 내에서 인접하는 부반송파에 연속된 코드 비트가 전송되는 것을 방지하도록 비트 열을 재정렬할 수 있다.The puncturer 112 performs puncturing to omit some of the bits coded by the encoder 111 to divide the coded bits into blocks, thereby providing a data rate and a channel. By obtaining various code rates such as 1/3, 11/32, 1/2, 5/8, 3/5, and 3/4 according to channel encoding conditions, various data rates can be supported. . The interleaver 113 may rearrange the bit strings to prevent consecutive code bits from being transmitted on adjacent subcarriers within the same OFDM symbol.

비트 인터리빙(bit interleaving)된 2진 데이터들은 심볼 매핑부(12) 및 프리코딩부(13)의 변조 기법에 따라서 DDCM 심볼로 변환될 수 있다. 심볼 매핑부(Symbol Mapping Unit)(12)는 채널 부호화부(11)를 통해 코드화된 비트들을 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 또는 16QAM(16-Quadrature Amplitude Modulation) 등의 변조를 이용하여 성상도 매핑(Constellation Mapping)함으로써, QPSK 심볼들 또는 16QAM 심볼들을 생성할 수 있다. 이 때, 심볼 매핑부(12)는 그레이(Gray) 코드를 이용하여 성상도 매핑을 수행하는 것도 가능하다.The bit interleaved binary data may be converted into DDCM symbols according to the modulation scheme of the symbol mapping unit 12 and the precoding unit 13. The symbol mapping unit 12 performs constellation mapping of bits coded by the channel encoder 11 using modulation such as quadrature phase shift keying (QPSK) or 16-quadrature amplitude modulation (16QAM). By constellation mapping, QPSK symbols or 16QAM symbols may be generated. In this case, the symbol mapping unit 12 may perform constellation mapping by using a gray code.

프리코딩부(Precoding Unit)(13)는 성상도 매핑된 심볼들을 이용하여 DDCM 프리코딩(precoding)을 수행함으로써, DDCM 심볼들을 생성할 수 있다. DDCM 프리코딩을 통해 서로 다른 서브밴드의 주파수 다이버시티를 얻기 위해, 프리코딩부(13)는 제1 프리코딩부(131)와 제2 프리코딩부(132)를 포함할 수 있다. 제1 프리코딩부(First Precoding Unit)(131)는 성상도 매핑된 심볼들을 1차 프리코딩(first precoding) 처리할 수 있다. 이 때, 제1 프리코딩부(131)는 QPSK 심볼들을 DCM 프리코딩 매트릭스(DCM precoding matrix)를 이용하여 1차 프리코딩 처리함으로써 N개의 DCM 심볼들을 생성하거나, 16QAM 심볼들을 MDCM 프리코딩 매트릭스(MDCM precoding matrix)를 이용하여 1차 프리코딩 처리함으로써 N개의 MDCM 심볼들을 생성할 수 있다.The precoding unit 13 may generate DDCM symbols by performing DDCM precoding using constellation mapped symbols. In order to obtain frequency diversity of different subbands through DDCM precoding, the precoding unit 13 may include a first precoding unit 131 and a second precoding unit 132. The first precoding unit 131 may first precode the constellation mapped symbols. In this case, the first precoding unit 131 generates N DCM symbols by first precoding the QPSK symbols using a DCM precoding matrix, or generates 16QAM symbols in an MDCM precoding matrix (MDCM). N MDCM symbols may be generated by performing a first order precoding process using a precoding matrix.

제2 프리코딩부(132)는 DDCM 프리코딩 매트릭스(DDCM precoding matrix)를 이용하여 N개의 DCM 또는 MDCM 심볼들을 2차 프리코딩 처리함으로써 N개의 DDCM 심볼들을 생성할 수 있다. 제1 프리코딩부(131) 및 제2 프리코딩부(132)의 보다 구체적인 기능은 후술될 것이다. 역고속 푸리에 변환부(Inverse Fast Fourier Transform Unit)(14)는 아래의 수학식 1과 같은 역고속 푸리에 변환(IFFT; Inverse Fast Fourier Transform)을 수행함으로써, 2차 프리코딩된 N개의 DDCM 심볼을 부반송파(sub-carrier)에 매핑(mapping)될 OFDM 심볼(symbol)로 변환할 수 있다.The second precoding unit 132 may generate N DDCM symbols by performing secondary precoding on N DCM or MDCM symbols using a DDCM precoding matrix. More specific functions of the first precoding unit 131 and the second precoding unit 132 will be described later. The Inverse Fast Fourier Transform Unit 14 performs an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) as shown in Equation 1 below to subcarrier the second precoded N DDCM symbols. It can be converted into an OFDM symbol to be mapped to a sub-carrier.

이 때, 인덱스 k는 OFDM 심볼들 중 k 번째 OFDM 심볼(symbol)을 나타낸다.At this time, the index k represents the k-th OFDM symbol (symbol) of the OFDM symbols.

제로 패드 삽입부(Zero Pad Adding Unit)(15)는 송신기(10)와 수신기(20)가 서로 다른 중심 주파수(center frequency)로 스위치(switch) 하기에 충분한 시간을 허용하는 시간 윈도우(time window) 또는 가드 인터벌(guard interval)을 제공함과 동시에 다중 경로(multi-path)의 효과를 경감하기 위하여, OFDM 심볼에 제로 패드 서픽스(Zero-Padded-Suffix; ZPS) 또는 제로 패드 프리픽스(Zero-Padded-Prefix; ZPP)와 같은 제로 패드(ZP)를 추가할 수 있다.The zero pad adding unit 15 allows a time window that allows sufficient time for the transmitter 10 and the receiver 20 to switch to different center frequencies. Alternatively, zero pad suffix (ZPS) or zero pad prefix (Zero-Padded-) to OFDM symbols to provide a guard interval and mitigate the effects of multi-path. It is possible to add a zero pad (ZP) such as Prefix (ZPP).

D/A 컨버터(Digital-to-Analog converter)(16)는 디지털 OFDM 심볼을 아날로그 연속-시간 기저대역 신호(continuous-time baseband signal)로 변환할 수 있다. 곱셈기(17)는 아래의 표 1에 나타낸 바와 같은 TFC(Time-Frequency Code)에 정해진 전송대역의 시간-주파수 인터리빙 패턴에 따라 호핑(hopping)되는 서브밴드(subband)의 부반송파에 연속-시간 기저대역 신호를 실어 업-컨버젼(up-conversion)할 수 있다. 이에 따라 각 OFDM 심볼로부터 변환되어 업-컨버젼된 아날로그 데이터 신호들은 복수 개의 서브밴드를 통해 순차적으로 안테나(18)를 통해 송신되어, 수신기(20)로 전송될 수 있다.Digital-to-Analog converter 16 may convert digital OFDM symbols into analog continuous-time baseband signals. The multiplier 17 is a continuous-time baseband on a subcarrier of a subband hopping according to a time-frequency interleaving pattern of a transmission band defined in a time-frequency code as shown in Table 1 below. The signal can be loaded up-conversion. Accordingly, the analog data signals converted from each OFDM symbol and up-converted may be sequentially transmitted through the antenna 18 through a plurality of subbands, and then transmitted to the receiver 20.

TFC NumberTFC Number Length 6 Time Frequency Code (TFC)Length 6 Time Frequency Code (TFC) 1One 1One 22 33 1One 22 33 22 1One 33 22 1One 33 22 33 1One 1One 22 22 33 33 44 1One 1One 33 33 22 22

도 3은 TFC Number가 '1'인 경우에 해당하는 시간-주파수 호핑 패턴을 예시한 개념도이다. 현재 MB-OFDM 시스템 표준에서는 가장 낮은 세 개의 서브밴드로 이루어진 밴드 그룹 1(Band Group #1)에서의 동작을 모드(Mode) 1로 정하고, 모뎀에서 모드 1을 지원하는 것을 의무화하고 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼들 x₀~x₅ 는 시간 영역에서 3개의 주파수 대역에서 호핑되면서 서브밴드들(Subband #1 내지 #3)을 통해 순차적으로 송신된다.3 is a conceptual diagram illustrating a time-frequency hopping pattern corresponding to a case where a TFC number is '1'. The current MB-OFDM system standard mandates Mode 1 in Band Group # 1, which consists of the lowest three subbands, and mandates Mode 1 support in the modem. As shown in FIG. 3, OFDM symbols x ₀ to x ₅ are sequentially transmitted through subbands Subbands # 1 to # 3 while hopping in three frequency bands in the time domain.

다시 도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템을 구성하는 수신기(20)는 안테나(21), 곱셈기(22), A/D 컨버터(23), 제로 패드 제거부(24), 고속 푸리에 변환부(25), DDCM 검출부(26), 및 복호화부(27)를 포함한다. 안테나(21)를 통해 수신된 아날로그 기저대역 신호는 곱셈기(22)를 통해 다운-컨버트(down-convert)되고, A/D 컨버터(Analog-to-Digital Converter)(23)에 의해 디지털 신호로 변환된 후, 제로 패드 제거부(24)를 통해 제로 패드(Zero Pad)가 제거된다.Referring back to FIG. 1, the receiver 20 constituting the OFDM data transmission / reception system according to an embodiment of the present invention includes an antenna 21, a multiplier 22, an A / D converter 23, and a zero pad removal unit ( 24, a fast Fourier transform unit 25, a DDCM detector 26, and a decoder 27. The analog baseband signal received via the antenna 21 is down-converted through the multiplier 22 and converted into a digital signal by an analog-to-digital converter 23. After that, the zero pad is removed through the zero pad remover 24.

고속 푸리에 변환부(Fast Fourier Transform Unit)(25)는 주파수 및 복소 좌표의 분석을 위해 디지털 신호를 변환하며, 이를 통하여 노이즈 신호가 아닌 데이터 신호만을 분석할 수 있도록 한다. DDCM 검출부(26)는 DDCM 심볼들을 검출한다. DDCM 검출부(26)는 두 개의 수신 신호들의 두 개의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱 값의 합을 2-차원 QPSK 콘스텔레이션 셋의 모든 원소들에 대하여 산출함으로써, 네 개의 QPSK 심볼을 결정할 수 있다. 복호화부(27)는 디인터리버(271), 디평쳐러(272), 및 디코더(273)에 의해 데이터를 복호화하여 출력 비트열을 출력한다.The fast Fourier transform unit 25 converts a digital signal for analysis of frequency and complex coordinates, thereby analyzing only a data signal, not a noise signal. The DDCM detector 26 detects DDCM symbols. The DDCM detector 26 calculates a sum of square values of two Frobenius norm of two received signals with respect to all elements of the 2-dimensional QPSK constellation set, thereby determining four QPSK symbols. Can be. The decoder 27 decodes data by the deinterleaver 271, the deflator 272, and the decoder 273, and outputs an output bit string.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출부의 예시적인 구성도이다. 도 4를 참조하면, DDCM 검출부는 프로베니우스 노옴 계산부(41), DEMUX(42), MDCM 심볼 결정부(43), MUX(44), 합산부(45), 및 DDCM 심볼 결정부(46)를 포함할 수 있다. 프로베니우스 노옴 계산부(41)는 적어도 두 개의 수신 신호들을 입력받아, 각 수신 신호에 대해 2-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들을 대입하여 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 수행한다. DEMUX(42)와 MUX(44)는 MDCM과 DDCM 모드에 따라 심볼 검출이 수행되도록 적어도 두 개의 경로중 어느 하나를 선택한다.4 is an exemplary configuration diagram of a DDCM detection unit according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 4, the DDCM detector includes a Provenius norm calculator 41, a DEMUX 42, an MDCM symbol determiner 43, a MUX 44, an adder 45, and a DDCM symbol determiner 46. ) May be included. The Provenius norm calculation unit 41 receives at least two received signals and substitutes all elements of the 2-dimensional complex 16QAM constellation set for each received signal to square the Provenius norms. Perform the calculation. The DEMUX 42 and the MUX 44 select one of at least two paths so that symbol detection is performed according to the MDCM and DDCM modes.

MDCM 심볼 결정부(43)는 MDCM 모드에서 통상적인 MDCM 검출 방법을 통해 MDCM 심볼 검출을 수행한다. DDCM 모드에서, 합산부(45)는 두 개의 수신 신호에 대해 계산된 프로베니우스 노옴의 제곱 값들의 합을 산출한다. 합산부(45)는 DEMUX(451), 버퍼(452), 명령부(453), 및 덧셈기(454)를 포함할 수 있다. 제1 수신 신호에 대하여 계산된 첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값은 DEMUX(451)를 통해 버퍼(452)에 임시 저장되고, 제2 수신 신호에 대하여 계산된 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값은 DEMUX(451)를 통해 명령부(453)로 입력된 후, 덧셈기(454)에 의해 첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 값과 더해져 출력된다.The MDCM symbol determiner 43 performs MDCM symbol detection through a conventional MDCM detection method in the MDCM mode. In the DDCM mode, adder 45 calculates the sum of the square values of the Provenius norms calculated for the two received signals. The adder 45 may include a DEMUX 451, a buffer 452, an instruction unit 453, and an adder 454. The squared value of the first Provenius norm calculated for the first received signal is temporarily stored in the buffer 452 via the DEMUX 451 and the squared value of the second Provenius norm calculated for the second received signal. Is input to the command unit 453 through the DEMUX 451, and is added by the adder 454 to the squared value of the first Provenius norm.

DDCM 심볼 결정부(46)는 최대 가능성 검출(Maximum Likelihood detection)을 이용하여 프로베니우스 노옴의 제곱 값들의 합들 중 최소 값에 해당하는 두 개의 DCM 심볼을 결정함으로써, 네 개의 QPSK 심볼들을 검출할 수 있다. 이에 따라, 4-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 각각의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱 값을 계산하지 않고도 QPSK 심볼들을 검출할 수 있게 된다. DDCM 검출부(26)에서 심볼들을 검출하는 구체적인 과정은 후술될 것이다.The DDCM symbol determiner 46 may detect four QPSK symbols by determining two DCM symbols corresponding to a minimum value among sums of square values of the Provenius norm using maximum likelihood detection. have. Accordingly, it is possible to detect QPSK symbols without calculating the square value of each Frobenius norm for all elements of the 4-dimensional 16QAM constellation set. A detailed process of detecting the symbols in the DDCM detector 26 will be described later.

이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법에 대해 설명한다. 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법의 흐름도이다. 도 5에 도시된 각 단계는 도 1에 도시된 프리코딩부(13)에 의해 수행될 수 있다. 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩 방법은 OFDM 심볼들을 DCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 1차 프리코딩하는 단계(51) 및 DCM 심볼들을 DDCM(Dual Carrier Modulation) 프리코딩 매트릭스를 이용하여 2차 프리코딩하는 단계(52)를 포함한다.Hereinafter, a DDCM precoding method according to an embodiment of the present invention will be described. 5 is a flowchart of a DDCM precoding method according to an embodiment of the present invention. Each step shown in FIG. 5 may be performed by the precoding unit 13 shown in FIG. 1. The DDCM precoding method according to an embodiment of the present invention comprises the steps of first precoding the OFDM symbols using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix (51) and performing a dual carrier modulation (DDCM) precoding matrix on DCM symbols. Second precoding using step 52.

하나의 심볼에서 데이터가 전송되는 부반송파들의 개수가 100인 경우를 예로 들면, 제1 프리코딩부(131)는 아래의 수학식 2와 같이, 심볼 매핑부(12)에 의해 QPSK 또는 16QAM으로 매핑된 두 개의 심볼 성분 S_k[l], S_k[l+50]을 선형 프리코딩 매트릭스(Linear Precoding Matrix) P를 사용하여 프리코딩함으로써 DCM 또는 MDCM 등의 두 개의 심볼 성분 B_k[l], B_k[l+50]으로 표현할 수 있다.For example, when the number of subcarriers through which data is transmitted in one symbol is 100, the first precoding unit 131 is mapped to QPSK or 16QAM by the symbol mapping unit 12 as shown in Equation 2 below. Two symbol components B _k [l], B, such as DCM or MDCM, by precoding two symbol components S _k [l], S _k [l + 50] with a linear precoding matrix P _It can be expressed as _k [l + 50].

이 때, l은 0, 1,..., 49이고, S_k[l]은 k번째 심볼(symbol)의 l번째 부반송파(subcarrier)의 성분을, B_k[l]은 k번째 심볼의 l번째 부반송파의 성분을 나타낸다. 프리코딩 매트릭스 P는 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.Where l is 0, 1, ..., 49, where S _k [l] is the component of the l-th subcarrier of the k-th symbol, and B _k [l] is the l of the k-th symbol. The component of the first subcarrier is shown. The precoding matrix P can be expressed as Equation 3 below.

이 때, P_D는 DCM 프리코딩 매트릭스를, P_M은 MDCM 프리코딩 매트릭스를 나타낸다. P는 서로 다른 밴드간의 간섭을 방지하기 위해 직교 매트릭스(orthogonal matrix)로 결정될 수 있으며, 수신기에서의 심볼 검출 복잡도를 낮추기 위하여 실수(real) 성분으로 구성될 수 있다. 수학식 2에 나타낸 바와 같이, S_k[l]이 QPSK 심볼이면 제1 프리코딩부(131)는 DCM 프리코딩 매트릭스 P_D를 이용하여 QPSK 심볼들을 DCM 심볼들로 프리코딩할 수 있다. 대안적으로, S_k[l]이 16QAM 심볼이면, 제1 프리코딩부(131)는 MDCM 프리코딩 매트릭스 P_M을 이용하여, 16QAM 심볼들을 MDCM 심볼들로 프리코딩할 수 있다.In this case, P _D represents a DCM precoding matrix and P _M represents an MDCM precoding matrix. P may be determined by an orthogonal matrix to prevent interference between different bands, and may be configured with real components to reduce symbol detection complexity in the receiver. As shown in Equation 2, if S _k [l] is a QPSK symbol, the first precoding unit 131 may precode QPSK symbols into DCM symbols using the DCM precoding matrix P _D. Alternatively, if S _k [l] is a 16QAM symbol, the first precoding unit 131 may precode 16QAM symbols into MDCM symbols using the MDCM precoding matrix P _M.

만약, 제1 프리코딩부(131)가 DCM 프리코딩하는 경우 DCM 심볼은 16QAM의 성상도(constellation)를 가지며, 제1 프리코딩부(131)가 MDCM 프리코딩하는 경우 MDCM 심볼은 256QAM의 성상도를 갖는다. 제1 프리코딩부(131)에 의한 프리코딩 과정을 거치면서, 원래의 QPSK 또는 16QAM 심볼은 각각 16QAM, 256QAM의 심볼로 변조 차수(modulation order)가 증가된다. 제1 프리코딩부(131)에 사용되는 DCM 프리코딩 매트릭스 P_D와, MDCM 프리코딩 매트릭스 P_M은 와이미디어 PHY 표준(WiMedia PHY standard)에서 제시한 바에 따라, 아래의 수학식 4로 나타낼 수 있다.If the first precoding unit 131 performs DCM precoding, the DCM symbol has a constellation of 16QAM. If the first precoding unit 131 performs MDCM precoding, the MDCM symbol has 256QAM. Has During the precoding process by the first precoding unit 131, the original QPSK or 16QAM symbols are 16QAM and 256QAM symbols, respectively, and a modulation order is increased. The DCM precoding matrix P _D and the MDCM precoding matrix P _M used in the first precoding unit 131 may be represented by Equation 4 below as suggested by the WiMedia PHY standard. .

이 때, 계수 1/

과, 1/

은 각각 DCM과 MDCM의 정규화 계수(normalized factor)이다. DCM과 MDCM은 선형 프리코딩(linear precoding)을 사용하는 심볼 확장(symbol spreading) 방법의 일종으로, 프리코딩된 DCM 심볼 또는 MDCM 심볼의 각 심볼에는 프리코딩되기 전의 두 심볼의 정보가 다른 형태로 스프레드(spread) 된다. 만약, 두 개의 프리코딩된 심볼이 두 개의 상관되지 않은 데이터 부반송파(uncorrelated data subcarrier)에 할당된다면, 두 개의 프리코딩된 심볼이 동시에 깊은 페이딩(deep fading)을 겪을 가능성은 매우 작아진다. 이는 DCM, 또는 MDCM에 의한 주파수 다이버시티(frequency diversity) 효과이며, 이로 인해 DCM과 MDCM은 좋은 성능 이득(performance gain)을 갖는다.At this time, the coefficient 1 /

And, 1 /

Are the normalized factors of DCM and MDCM, respectively. DCM and MDCM are a symbol spreading method using linear precoding. Each symbol of a precoded DCM symbol or an MDCM symbol spreads information of two symbols before being precoded in a different form. (spread) If two precoded symbols are assigned to two unrelated data subcarriers, the likelihood of the two precoded symbols undergoing deep fading at the same time is very small. This is the frequency diversity effect by DCM, or MDCM, which makes DCM and MDCM a good performance gain.

두 개의 프리코딩된 심볼(precoded symbol)이 할당되는 두 개의 부반송파가 상관되지 않도록 하려면, 두 부반송파(subcarrier)간의 거리가 최대화될 필요가 있다. 예를 들어, 와이미디어(WiMedia) UWB 시스템의 경우 전체 128 IFFT 블록에 대해 100 데이터 부반송파가 주어지므로, 두 반송파의 최대 거리는 총 데이터 부반송파의 절반인 50 부반송파 거리가 된다. 따라서, 주파수 다이버시티를 얻기 위해 두 프리코딩된 심볼은 50 부반송파의 거리를 갖는 두 개의 부반송파에 할당될 수 있다.In order not to correlate two subcarriers to which two precoded symbols are assigned, a distance between two subcarriers needs to be maximized. For example, in the case of the WiMedia UWB system, since 100 data subcarriers are given for the entire 128 IFFT blocks, the maximum distance of the two carriers is 50 subcarriers, which is half of the total data subcarriers. Thus, two precoded symbols may be assigned to two subcarriers with a distance of 50 subcarriers to obtain frequency diversity.

DCM을 예로 들면, QPSK 심볼 S_k(l), S_k(l+50)은 B_k(l), B_k(l+50)에 스프레딩(spreading) 되어 50개의 부반송파(subcarrier) 만큼 떨어진 주파수 성분에 할당되어 전송된다. 그러므로, 기존의 DCM 시스템에 따라 1차 프리코딩된 두 개의 심볼을 기저대역 신호로 변환하여 수신기 측으로 송신하게 되면, 각 심볼로부터 변환된 기저대역 데이터 신호는 독립된 채널(independent channel)을 통과하게 되고, 이에 따라 두 개의 독립된 채널에 대한 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있으므로, DCM 또는 MDCM의 다이버시티 차수(diversity order)는 2가 된다.Using DCM as an example, the QPSK symbols S _k (l), S _k (l + 50) are spread out to B _k (l) and B _k (l + 50), separated by 50 subcarriers. It is assigned to the component and sent. Therefore, when two primary precoded symbols are converted into baseband signals according to the existing DCM system and transmitted to the receiver side, the baseband data signals converted from each symbol are passed through independent channels. Accordingly, since diversity for two independent channels can be obtained, the diversity order of DCM or MDCM becomes two.

이와 같이, 기존의 DCM 또는 MDCM 프리코딩은 두 개의 심볼 내의 두 심볼 성분을 두 개의 부반송파에 스프레드(spread)하여 서로 다른 주파수의 서브밴드로 전송하여 다이버시티를 얻을 수는 있지만, 어느 하나의 서브밴드(subband)에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻는 DCM의 효과만을 얻을 수 있을 뿐, 서로 다른 서브밴드 간의 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 활용할 수는 없게 된다. 이에, 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법은 기존 OFDM 방식에서의 DCM 프리코딩 시스템보다 높은 다이버시티(diversity)를 얻기 위해 DDCM 프리코딩을 이용한다.As such, the conventional DCM or MDCM precoding can spread diversity by transmitting two symbol components in two symbols to two subcarriers and transmitting them to subbands having different frequencies. Only the effect of DCM obtaining frequency diversity in subband can be obtained, and frequency diversity between different subbands cannot be utilized. Accordingly, the precoding method according to an embodiment of the present invention uses DDCM precoding to obtain higher diversity than the DCM precoding system of the conventional OFDM scheme.

제2 프리코딩부(132)는 제1 프리코딩부(131)에 의해 1차 프리코딩되어 생성된 심볼을 2차 프리코딩(second precoding)한다. 제1 프리코딩부(131)가 DCM 프리코딩을 수행하였을 때, DCM 심볼 B_k 는 아래의 수학식 5와 같이 N 성분의 심볼 벡터로 표현할 수 있다.The second precoding unit 132 second precodes the symbols generated by the first precoding by the first precoding unit 131. When the first precoding unit 131 performs DCM precoding, the DCM symbol B _k may be expressed as a symbol vector of N components as shown in Equation 5 below.

이 때, 인덱스 k는 k번째 DCM 심볼이라는 것을 나타내고, N은 하나의 심볼을통해 데이터가 전송되는 부반송파의 개수이다. 다음으로, 두 개의 DCM 심볼 B_k, B_k ₊₁은 아래의 수학식 6과 같이 그룹화될 수 있다.In this case, the index k represents the k-th DCM symbol, and N represents the number of subcarriers through which data is transmitted through one symbol. Next, two DCM symbols B _k and B _k ₊₁ may be grouped as in Equation 6 below.

이 때, [B_k, B_k ₊₁]^T 는 B_k, B_k ₊₁로 이루어지는 벡터의 트랜스포즈(transpose)이다. 제2 프리코딩부(132)는 아래의 수학식 7과 같이, DDCM 프리코딩 매트릭스(precoding matrix) P_X를 이용하여, 그룹 지어진 심볼들 B_k, B_k ₊₁ 을 선형 프리코딩(precoding)하여, DDCM 심볼 X_k, X_k ₊₁ 을 생성할 수 있다.At this time, [B _k , B _k ₊₁ ] ^T is a transpose of a vector consisting of B _k and B _k ₊₁ . The second precoding unit 132 linearly precodes the grouped symbols B _k and B _k ₊₁ using the DDCM precoding matrix P _X as shown in Equation 7 below. , DDCM symbols X _k and X _k ₊₁ may be generated.

이 때, X_k = [X_k(0), X_k(1), X_k(2),..., X_k(N-1)] 는 k번째 DDCM 심볼 벡터(DDCM symbol vector)를 나타낸다. DDCM 프리코딩은 DCM 프리코딩과 마찬가지로 프리코딩 과정을 통하여 심볼 성분을 스프레딩(spreading) 하는 것으로, DCM을 통해서 만들어진 DCM 심볼은 DDCM 프리코딩의 2차 프리코딩을 통해 한 번 더 스프레딩(spreading)이 일어나게 된다. 예를 들어, DCM 심볼이 DDCM의 2차 프리코딩을 통하여 한 번 더 스프레딩 되면, 도 6에 도시된 바와 같이, 총 네 개의 QPSK 심볼 성분 S_k(l), S_k(l+50), S_k ₊₁(l), S_k+1(l+50) 은 서로 다른 두 개의 서브밴드에서 50 부반송파 만큼 떨어진 네 개의 성분 X_k(l), X_k(l+50), X_k+1(l), X_k ₊₁(l+50)에 스프레딩(spreading) 된다.In this case, X _k = [X _k (0), X _k (1), X _k (2), ..., X _k (N-1)] represents the k-th DDCM symbol vector. . DDCM precoding, like DCM precoding, spreads symbol components through the precoding process, and DCM symbols created through DCM are further spread through the second precoding of DDCM precoding. This will happen. For example, if the DCM symbol is spread out once more through the secondary precoding of DDCM, as shown in FIG. 6, the total four QPSK symbol components S _k (l), S _k (l + 50), S _k ₊₁ (l) and S _{k + 1} (l + 50) are four components X _k (l), X _k (l + 50), and X _{k + 1} separated by 50 subcarriers in two different subbands. (l), spreads to X _k ₊₁ (l + 50).

네 개의 DDCM 심볼 성분은 아날로그 기저대역 신호로 변환된 후, 도 7의 (c)에 도시된 바와 같이, 4 개의 부반송파(subcarrier)에 할당되어 서로 다른 두 개의 서브밴드를 통해 전송된다. 도 7의 (a)와 (b)는 각각 QPSK 및 DCM 전송 방식을 나타낸다. 기존 QPSK 및 DCM 심볼 전송의 경우, 도 7의 (a)와 (b)에 도시된 바와 같이, 하나의 부반송파에 각각 1개 및 2개의 QPSK 심볼이 전송되지만, 본 발명의 실시예에 따르면, 도 7의 (c)에 도시된 바와 같이, 하나의 부반송파에 4개의 QPSK 심볼이 스프레드되어 전송될 수 있다.Four DDCM symbol components are converted to an analog baseband signal and then allocated to four subcarriers, as shown in FIG. 7C, and transmitted on two different subbands. 7 (a) and 7 (b) show a QPSK and DCM transmission scheme, respectively. In the case of conventional QPSK and DCM symbol transmission, as shown in (a) and (b) of FIG. 7, one and two QPSK symbols are transmitted on one subcarrier, respectively, according to an embodiment of the present invention. As shown in (c) of FIG. 7, four QPSK symbols may be spread and transmitted on one subcarrier.

도 6에서는, 두 개의 DCM 심볼들을 프리코딩하여 DDCM 심볼을 생성하는 것으로 설명되었지만, 대안적으로, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 시스템은 서로 다른 두 개의 DCM 심볼을 프리코딩하는 대신, DCM 심볼에 포함된 미리 설정된 부반송파의 개수, 예를 들어 25개의 부반송파 만큼 떨어진 두 부반송파의 심볼 성분들을 프리코딩함으로써, 제1 DDCM 심볼과 제2 DDCM 심볼을 생성하는 것도 가능하다.In FIG. 6, it has been described as precoding two DCM symbols to generate a DDCM symbol. Alternatively, an OFDM data transmission / reception system according to an embodiment of the present invention may use two different DCM symbols instead of precoding two different DCM symbols. It is also possible to generate the first DDCM symbol and the second DDCM symbol by precoding the number of predetermined subcarriers included in the symbol, for example, symbol components of two subcarriers separated by 25 subcarriers.

하나의 서브밴드(subband) 안에서의 두 개의 부반송파(subcarrier)는 비상관되고(uncorrelated), 서로 다른 서브밴드는 다른 주파수 범위(frequency range)를 사용하기 때문에, 다른 서브밴드 간의 채널(channel)은 서로 비상관(uncorrelated)될 수 있다.Since two subcarriers within one subband are uncorrelated and different subbands use different frequency ranges, channels between different subbands are It may be uncorrelated.

네 개의 DDCM 심볼은 네 개의 비상관 채널(uncorrelated channel)을 통과하기 때문에, 수신기에서 최대 가능성 검출(Maximum Likelihood detection) 방법을 사용하여 심볼들을 검출하면 네 개의 비상관 채널(uncorrelated channel)에 대한 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있다. 그러므로, DDCM의 다이버시티 차수(diversity order)는 4이므로, DCM에 비해 두 배의 다이버시티(diversity)를 얻을 수 있다.Since four DDCM symbols pass through four uncorrelated channels, the diversity of the four uncorrelated channels can be achieved by detecting symbols using the Maximum Likelihood detection method at the receiver. (diversity) can be obtained. Therefore, since the diversity order of DDCM is 4, twice the diversity can be obtained compared to DCM.

이 때, 제2 프리코딩부(132)는 충분한 다이버시티를 얻음과 동시에, 기존의 DCM 시스템에서 수신기에 적용되고 있는 MDCM 검출 블록을 공유할 수 있도록, MDCM 프리코딩 매트릭스(precoding matrix)와 동일한 성분의 DDCM 프리코딩 매트릭스를 이용하여, DCM 심볼을 프리코딩 처리할 수 있다. 다시 말해, P_X = P_M 일 수 있다. MDCM 프리코딩 매트릭스와 DDCM 프리코딩 매트릭스가 같고, DCM 심볼이 16QAM의 성상도를 갖는다면, DDCM 프리코딩 방법은 DCM 프리코딩 방법 대비, 프리코딩되는 심볼들의 관계는 다르지만 프리코딩 과정은 같을 수 있다.At this time, the second precoding unit 132 obtains sufficient diversity and at the same time, the same components as the MDCM precoding matrix so as to share the MDCM detection block applied to the receiver in the existing DCM system. By using the DDCM precoding matrix, the DCM symbol can be precoded. In other words, P _X = P _M. If the MDCM precoding matrix and the DDCM precoding matrix are the same, and the DCM symbol has a constellation of 16QAM, the DDCM precoding method may have the same relationship between the precoded symbols but the precoding process compared to the DCM precoding method.

한편, 프리코딩부(13)는 제1 프리코딩부(131) 및 제2 프리코딩부(132)를 통해 DDCM 프리코딩을 수행할 수도 있고, 데이터 전송율(data-rate)에 따라 선택적으로, 성상도 매핑된 심볼들을 프리코딩하지 않고 역고속 푸리에 변환부(14)로 전송하거나, 기존 DCM 프리코딩 또는 MDCM 프리코딩을 이용하여 심볼들을 프리코딩하여 역고속 푸리에 변환부(14)로 전송할 수도 있다. 이러한 경우, 송신기(10)에는 프리코딩부(13)의 입력단과 출력단에 각각 DEMUX(De-Multiplexer)와 MUX(Multiplexer)가 더 포함될 수도 있다.Meanwhile, the precoding unit 13 may perform DDCM precoding through the first precoding unit 131 and the second precoding unit 132, and optionally, depending on the data rate. Also, the mapped symbols may be transmitted to the inverse fast Fourier transform unit 14 without precoding, or may be precoded using the existing DCM precoding or MDCM precoding to be transmitted to the inverse fast Fourier transform unit 14. In this case, the transmitter 10 may further include a de-multiplexer (DEMUX) and a multiplexer (MUX) at the input terminal and the output terminal of the precoding unit 13, respectively.

기존의 DCM 검출을 위해서는 두 개의 심볼을 연대적으로(jointly) 검출해야 하지만, 본 발명에서는 DDCM의 검출을 위해 네 개의 심볼을 연대적으로 검출할 필요가 있다. 이 것은 하드웨어 복잡도를 증가시킨다. 이러한 문제의 해결을 위해, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 데이터 송수신 방법은 하드웨어 복잡도를 증가시키지 않고 수신 신호에 스프레딩된 심볼들을 검출할 수 있는 방법을 제시한다.Although two symbols must be jointly detected for the conventional DCM detection, four symbols must be detected in the present invention for the detection of the DDCM. This increases hardware complexity. In order to solve this problem, the OFDM data transmission and reception method according to an embodiment of the present invention proposes a method that can detect the symbols spread on the received signal without increasing the hardware complexity.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 검출 방법의 흐름도이다. 도 8을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 검출 방법은, 제1 수신 신호에 대하여 2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 프로베니우스 노옴 제곱 값을 계산하는 단계(81)와, 제2 수신 신호에 대하여 2-차원 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들에 대한 프로베니우스 노옴 제곱 값을 계산하는 단계(82), 및 서로 짝을 이루는 원소들에 대해 계산된 제1 및 제2 수신 신호의 프로베니우스 노옴 제곱 값의 합으로부터 QPSK 심볼들을 결정하는 단계(83)를 포함한다. 이러한 DDCM 검출 방법에 대해 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.8 is a flowchart of a DDCM detection method according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 8, the DDCM detection method according to an embodiment of the present invention calculates a Provenius norm square value for all elements of a 2-dimensional 16QAM constellation set with respect to a first received signal. Step 81, calculating 82 a Provenius norm square value for all elements of the two-dimensional 16QAM constellation set for the second received signal, and pairing with each other And determining 83 the QPSK symbols from the sum of the Provenius norm squared values of the first and second received signals calculated for the elements. The DDCM detection method will be described in more detail as follows.

수신기에서 제로 패드(ZP)가 제거되고 고속 푸리에 변환부(25)를 통과한 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파(subcarrier)의 수신 신호 Y_k(l)은 아래의 수학식 8로 나타낼 수 있다.The received signal Y _k (l) of the k-th OFDM symbol and the l-th subcarrier after the zero pad ZP is removed from the receiver and passed through the fast Fourier transform unit 25 may be represented by Equation 8 below.

이 때, H_k(l)은 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파의 채널 주파수 응답(frequency response of the channel)을, N_k(l)은 k번째 OFDM 심볼, l번째 부반송파의 평균이 0이고 분산이 σ² 인 복소 가우시안 확률 변수(complex Gaussian random variable)를 나타낸다.In this case, H _k (l) is the frequency response of the channel of the k-th OFDM symbol, the l-th subcarrier, N _k (l) is the mean of the k-th OFDM symbol, the l-th subcarrier is 0 and distributed A complex Gaussian random variable of σ ² is shown.

네 개의 심볼 Y, X, N, H는 아래의 수학식 9 내지 수학식 10와 같이 벡터 형태로 나타낼 수 있다.Four symbols Y, X, N, and H may be represented in a vector form as shown in Equations 9 to 10 below.

이 때, [·]^T는 복소 공액 전치(complex conjugate transpose)를, diag(d₁,...,d_N)은 대각항(diagonal entries)이 d₁,...,d_N인 N×N 대각선 행렬(diagonal matrix)을 나타낸다. X는 DDCM 심볼 벡터(symbol vector)이고, 수학식 7에 따라 아래의 수학식 11 내지 수학식 12와 같이 DCM 심볼 벡터 B를 이용하여 표현될 수 있다.Where [·] ^T is complex conjugate transpose and diag (d ₁ , ..., d _N ) is N × with diagonal entries d ₁ , ..., d _N N denotes a diagonal matrix. X is a DDCM symbol vector and can be expressed using the DCM symbol vector B as shown in Equations 11 to 12 according to Equation 7 below.

이 때, I_N 은 N×N 단위 행렬(identity matrix)을, ⓧ은 크로네커 곱(kronecker product)을 의미한다. 수학식 10 내지 수학식 12를 이용하여 DDCM 검출 방법을 최대 가능성 기준(Maximum Likelihood criterion)으로 표현하면 아래의 수학식 13으로 나타낼 수 있다.In this case, I _N denotes an N × N identity matrix and ⓧ denotes a kronecker product. When the DDCM detection method is expressed as a maximum likelihood criterion using Equations 10 to 12, Equation 13 below may be expressed.

이 때, ∥·∥는 프로베니우스 노옴(Frobenius norm)을, A는 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)을, A^N 은 N-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(N-dimensional complex 16QAM constellation set)을 나타낸다. 수학식 13에서 DDCM 심볼의 검출을 위해서는 4-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소에 대한 각각의 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 계산이 필요하다. 하지만, 수학식 13은 다음의 과정을 통해 변경될 수 있으며, 변경된 방법은 MDCM 검출 블록(detection block)을 공유하여 검출을 할 수 있도록 하므로, 하드웨어 복잡도 증가를 없도록 할 수 있다.In this case, ∥ ∥ is Probenius norm, A is 16QAM constellation set, A ^N is N-dimensional complex 16QAM constellation set (N-dimensional complex 16QAM constellation) set). In Equation 13, the calculation of each Frobenius norm for all elements of the 4-dimensional complex 16QAM constellation set is required for the detection of the DDCM symbol. However, Equation 13 may be changed through the following process, and the changed method enables detection by sharing an MDCM detection block, thereby preventing an increase in hardware complexity.

수학식 10 및 12는 아래의 수학식 14로 표현될 수 있다.Equations 10 and 12 may be represented by Equation 14 below.

그리고, 수학식 14와 아래의 수학식 15를 이용하여, 수학식 13은 아래의 수학식 16과 같이 두 부분으로 나누어서 계산할 수 있다.And, using Equation 14 and Equation 15 below, Equation 13 can be calculated by dividing into two parts as shown in Equation 16 below.

수학식 16에서, B₁ 과 B₂ 는 상호 독립적이지 않고, 서로 연관되어 있다. 아래의 표 2의 예를 들면, 표 2에는 QPSK 심볼과 이에 대응하는 DCM 심볼을 나타내고 있다. 설명의 편의를 위해 표 2에서 정규화 계수는 생략되어 있다. 4개의 QPSK 심볼(symbol)이 B₁ 과 B₂ 를 결정하며, 어떠한 B₁ 은 B₂ 와 대응하게 된다. 다시 말해, B₁ 과 B₂ 는 하나의 쌍을 이룰 수 있다.In Equation 16, B ₁ and B ₂ are not mutually independent and are related to each other. For example, in Table 2 below, Table 2 shows a QPSK symbol and a corresponding DCM symbol. For convenience of description, the normalization coefficient is omitted in Table 2. Four QPSK symbols determine B ₁ and B ₂ , and any B ₁ corresponds to B ₂ . In other words, B ₁ and B ₂ may form a pair.

예를 들어, 4 개의 QPSK 심볼이 -1-j, -1-j, -1-j, -1-j 이면, B₁ = [3-j3 -3-j3]^T, B₂ = [1+j 1+j]^T 로 결정된다. 이것은 번호를 이용하여 표현할 수 있다. A² 에 속해 있는 모든 원소를 표 1의 B₁ 과 같은 순서로 번호를 매기면 표 2의 n₁ 과 같은 번호가 매겨진다. 이 번호를 이용하여 B₁ 과 짝을 이루는 B₂ 에 번호를 매기면, 표 2의 n₂와 같은 번호로 매길 수 있다.For example, if four QPSK symbols are -1-j, -1-j, -1-j, -1-j, then B ₁ = [3-j3 -3-j3] ^T , B ₂ = [1+ j 1 + j] ^T is determined. This can be expressed using numbers. If all the elements belonging to A ² are numbered in the same order as B ₁ in Table 1, they are numbered as n _{1 in} Table 2. By using this number to number B ₂ paired with B ₁ , it can be numbered as n _{2 in} Table 2.

예를 들어 표 2의 B₁ 과 같은 순서로 번호를 매기면 [3-j3 -3-j3]^T 은 1 번이 되고, [1+j 1+j]^T 는 205 번이 된다. B₁ = [-3-j3 -3-j3]^T, B₂ = [1+j 1+j]^T 은 하나의 짝이므로, n₁ = 1, n₂ = 205 이 된다. B₁, B₂ 는 짝을 이룬다는 사실을 이용하여 수학식 16은 B₁ 과 관련이 있는 첫 번째 프로베니우스 노옴(frobenius norm)의 제곱과 B₂ 와 관련이 있는 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱을 A² 에 속해 있는 모든 원소에 대해 각각 계산하고, 하나의 B₁ 과 B₂ 의 쌍에 해당하는 두 제곱 값의 합을 산출할 수 있다.For example, in the order of B _{1 in} Table 2, [3-j3-3-j3] ^T becomes 1 and [1 + j 1 + j] ^T becomes 205. B ₁ = [-3-j3 -3-j3] ^T , B ₂ = [1 + j 1 + j] Since ^T is a pair, n ₁ = 1 and n ₂ = 205. Using the fact that B ₁ and B ₂ are paired, Equation 16 is the square of the first Frobenius norm associated with B ₁ and the second Provenius norm associated with B ₂ . The square can be calculated for all elements belonging to A ² , and the sum of the two square values corresponding to one pair of B ₁ and B ₂ can be calculated.

한편, MDCM 검출(detection)을 최대 가능성 기준(Maximum Likelihood criterion)으로 나타내면 아래의 수학식 17 내지 수학식 18과 같다.On the other hand, if MDCM detection (Maximum Likelihood criterion) is represented by the following equation (17) to (18).

B₁, B₂, S 는 2-차원 16-QAM 심볼 벡터이므로, DDCM 프리코딩 매트릭스를 MDCM 프리코딩 매트릭스와 동일하게 결정할 경우, 수학식 16에서 첫 번째와 두 번째 각각의 프로베니우스 노옴의 제곱 계산은 MDCM 검출 블록에서 수행되는 수학식 17의 계산과 동일한 형태로 수행될 수 있음을 알 수 있다. 이에 따라, DDCM 검출은 MDCM 검출 블록을 공유하여 수행될 수 있게 된다. 즉, DDCM 검출 과정은 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 순차적으로 두 번 이용하는 것으로 수행될 수 있으며, 이 때 MDCM 검출 블록이 활용될 수 있다.Since B ₁ , B ₂ , and S are two-dimensional 16-QAM symbol vectors, if the DDCM precoding matrix is determined to be the same as the MDCM precoding matrix, the squares of the first and second Provenius norms in equation (16) It can be seen that the calculation may be performed in the same form as the calculation of Equation 17 performed in the MDCM detection block. Accordingly, DDCM detection can be performed by sharing the MDCM detection block. That is, the DDCM detection process may be performed by using the square calculation of the Provenius norms twice in sequence, and the MDCM detection block may be utilized.

도 9는 본 발명에 따른 DDCM 검출 방법의 예시적인 순서도이다. 먼저 단계 91에서, MDCM 모드 여부를 판단하여, MDCM 모드인 경우 단계 92, 단계 94, 및 단계 95를 통해 통상의 MDCM 검출을 수행한다. DDCM 모드인 경우, 단계 93, 단계 94, 단계 96 내지 단계 98에 따라 DDCM 검출이 수행된다. 즉, 단계 93, 단계 94, 및 단계 96에서는, 수학식 17의 첫 번째 및 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱을 계산한다.9 is an exemplary flowchart of a DDCM detection method according to the present invention. First, in step 91, it is determined whether the MDCM mode, and if the MDCM mode, normal MDCM detection is performed through steps 92, 94, and 95. In the DDCM mode, DDCM detection is performed according to the steps 93, 94 and 96-98. That is, in steps 93, 94, and 96, the squares of the first and second Provenius norms of Equation 17 are calculated.

첫 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 계산 과정은 Y₁, H₁ 을 입력으로 하여, MDCM 검출 블록의 프로베니우스 노옴 제곱 계산 블록을 이용하여 A² 에 속해 있는 모든 원소들, 다시 말해 2-차원 복소 형태 16QAM 콘스텔레이션 셋(constellation set)의 모든 원소들을 대입하여 프로베니우스 노옴의 제곱 계산을 수행한다. 다음으로, 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱이 Y₂, H₂ 을 입력으로 하여 MDCM 검출 블록의 프로베니우스 노옴 제곱 계산 블록을 이용하여 계산된다.The first Provenius norm square calculation process takes Y ₁ and H ₁ as inputs, and uses the Provenius norm square calculation block of the MDCM detection block to identify all elements belonging to A ² , that is, two-dimensional complex. Provenius norm square calculation is performed by substituting all elements of the form 16QAM constellation set. Next, the square of the _second Provenius norm is calculated using the Provenius norm square calculation block of the MDCM detection block with Y ₂ and H ₂ as inputs.

단계 97에서, 두 신호에 대하여 계산된 제곱 값의 합을 계산하게 된다. 이 때, 전술한 표 2에서와 같이, 한 쌍에 해당하는 B₁ 과 B₂ 에 해당하는 첫 번째와 두 번째 프로베니우스 노옴의 제곱 계산 값들이 더해질 수 있다. 단계 98에서는 그 계산 결과를 이용하여 두 프로베니우스 노옴의 제곱 계산의 합이 최소가 되는 해당 QPSK 심볼들을 결정함으로써, 심볼 결정(symbol decision)이 최종적으로 수행될 수 있다.In step 97, the sum of the squared values calculated for the two signals is calculated. In this case, as shown in Table 2, the square calculation values of the first and second Provenius norms corresponding to the pair B ₁ and B ₂ may be added. In step 98, a symbol decision may be finally performed by determining corresponding QPSK symbols in which the sum of square calculations of two Provenius norms is minimized using the result of the calculation.

전술한 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템은 추가적인 프리코딩(precoding)을 통해 DCM 프리코딩 대비 두 배의 다이버시티를 얻을 수 있게 된다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템은 MDCM 검출 블록의 계산 과정을 두 번 이용하여 수행되는 것이 가능하므로, 기존의 MDCM 검출 블록을 공유하여 DDCM 검출부를 구성함으로서, 하드웨어 복잡도(hardware complexity)를 줄일 수 있다. 그리고, 본 발명의 일 실시예에 따르면, MDCM 검출 블록(detection block)의 계산 과정을 순차적으로 두 번 이용하여 네 개의 심볼을 한 번에 결정할 수 있으므로, 한 번에 두 개의 심볼을 검출하는 DCM 검출과 비교했을 때 지연(latency)에 대한 손해가 없도록 할 수 있다.The OFDM data transmission / reception system using DDCM precoding according to the embodiment of the present invention can obtain twice the diversity of DCM precoding through additional precoding. In addition, the OFDM data transmission and reception system using the DDCM precoding according to an embodiment of the present invention can be performed by using the calculation process of the MDCM detection block twice, by configuring the DDCM detection unit by sharing the existing MDCM detection block This can reduce hardware complexity. In addition, according to an embodiment of the present invention, since four symbols may be determined at once by sequentially using the calculation process of the MDCM detection block, the DCM detection for detecting two symbols at a time is performed. In comparison with the above, there is no loss of latency.

도 10 내지 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 성능을 평가한 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션은 와이미디어(WiMedia) UWB 시스템으로 수행되었다. IEEE802.15.3a UWB 실내 채널 모델(indoor channel model) CM1에 따라, 100 채널 구현(channel realization)이 만들어졌다. 열악한 10%의 채널은 버리고 90%의 채널 구현이 활용되었다. 각 채널 구현 당 200패킷(packets)이 시뮬레이션되었다. 각 패킷은 1024옥텟(octets)으로 구성되며, 채널 평가(channel estimation)와 모든 동기화(synchronization)는 완벽(perfect)한 것으로 가정되었다. 서브밴드의 호핑 패턴은 표 1에 나타낸 TFC = 1 이 사용되었다. 성능 비교를 위해 QPSK, DCM, AFT(Algebraic Time-Frequency coding)의 시뮬레이션 또한 수행하였다.10 to 13 are simulation results for evaluating the performance of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention. Simulations were performed with a WiMedia UWB system. According to the IEEE802.15.3a UWB indoor channel model CM1, 100 channel realization was made. The poor 10% channel was discarded and 90% channel implementation was utilized. 200 packets were simulated for each channel implementation. Each packet consists of 1024 octets, and channel estimation and all synchronizations are assumed to be perfect. As the hopping pattern of the subband, TFC = 1 shown in Table 1 was used. Simulations of QPSK, DCM, and Algebraic Time-Frequency coding (AFT) were also performed for performance comparison.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 비코드화된(Uncoded) BER(Bit Error Rate) 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM의 경우, DCM 대비 10^-5의 BER에서 3dB의 성능 향상이 있으며, 보다 가파른 기울기를 가지고 있음을 확인할 수 있다. 이 것은 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용하는 데이터 송수신 시스템이 DCM 프리코딩만을 이용하는 통신 시스템에 비해 높은 다이버시티(diversity)를 얻는다는 것을 보여준다.FIG. 10 is a simulation result of evaluating Uncoded Bit Error Rate (BER) performance of Eb / N ₀ of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention. In the case of the DDCM according to an embodiment of the present invention, there is a 3 dB performance improvement in the BER of 10 ^-5 compared to the DCM, and it can be seen that it has a steeper slope. This shows that a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention achieves higher diversity than a communication system using only DCM precoding.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 PER(coded Packet Error Rate) 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이고, 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 코드화된 BER 성능을 Eb/N₀에 대하여 평가한 시뮬레이션 결과이다. 송신단에서의 채널 코딩(channel coding)은 3/4 코딩율(coding rate)의 컨볼루션 인코딩(convolution encoding)이 사용되었으며, 수신단에서의 채널 디코딩(channel decoding)은 경판정(hard decision) 및 역추적 깊이(trace-back depth)가 80인 비터비 디코딩(Viterbi decoding)이 사용되었다. 데이터 전송율(data rate)은 480Mbps이다. 11 is a simulation result of evaluating coded packet error rate (PER) performance of Eb / N ₀ of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention, and FIG. This is a simulation result of evaluating the coded BER performance of Eb / N ₀ of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment. As for channel coding at the transmitter, convolution encoding of 3/4 coding rate is used, and channel decoding at the receiver is hard decision and backtracking. Viterbi decoding with a trace-back depth of 80 was used. The data rate is 480 Mbps.

비코드화된(uncoded) 시스템에서의 결과와 마찬가지로, 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 DCM 대비 1%의 PER에서 1.5dB, 및 10^-5의 BER에서 1.5dB의 성능 향상이 있으며, 보다 가파른 기울기를 가지고 있음을 확인할 수 있다.Similar to the results in an uncoded system, a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention is 1.5 dB at a PER of 1% compared to DCM and 1.5 dB at a BER of 10 ⁻⁵ . There is an improvement in performance and a steeper slope.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템의 거리에 따른 코드화된 PER 성능을 평가한 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션에서, 세 개의 서브밴드(subband)에 대해 528MHz×3=1584MHz의 대역폭(bandwidth)을 고려하여, 전송 파워는 FCC의 유효 등방성 복사 전력(Effective Isotropic Radiated Power; EIRP) 제한(regulation)을 만족하는 -10.3dBm 으로 설정되었다. 구현 손실(implementation loss)와 링크 마진(link margin)은 각각 2.5dB 과 3.0dB로 가정되었다. 본 발명의 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 1%의 PER에서 3.2m의 전송거리를 가지며, DCM 대비 전송거리가 0.5m 증가된다.13 is a simulation result of evaluating the coded PER performance according to the distance of a data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention. In the simulation, considering the bandwidth of 528MHz × 3 = 1584MHz for the three subbands, the transmit power satisfies the FCC's Effective Isotropic Radiated Power (EIRP) regulation. It was set to -10.3 dBm. Implementation loss and link margin are assumed to be 2.5dB and 3.0dB, respectively. A data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention has a transmission distance of 3.2m at a PER of 1%, and a transmission distance is increased by 0.5m compared to DCM.

이상에서, UWB 시스템의 성능 향상과 효율적인 구현이 가능한 DDCM 프리코딩을 이용한 OFDM 데이터 송수신 시스템에 대해 설명하였다. 본 발명의 일 실시예에 따른 DDCM 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 시스템은 하드웨어 복잡도(hardware complexity) 증가 없이 DCM에 추가적인 프리코딩(precoding)을 적용함으로써 높은 다이버시티(diversity)를 달성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 송수신 시스템은 UWB를 사용하고 있는 무선(wireless) USB, 블루투스(Bluetooth) 등의 전송거리를 향상시킬 수 있으며, 효과적인 구현이 가능하다.In the above, the OFDM data transmission and reception system using DDCM precoding that can improve the performance and efficient implementation of the UWB system has been described. A data transmission / reception system using DDCM precoding according to an embodiment of the present invention may achieve high diversity by applying additional precoding to DCM without increasing hardware complexity. Data transmission and reception system according to an embodiment of the present invention can improve the transmission distance, such as wireless USB, Bluetooth (Bluetooth) using UWB, it is possible to effectively implement.

10: 송신기 11: 채널 인코더
12: 심볼 매핑부 13: 프리코딩부
131: 제1 프리코딩부 132: 제2 프리코딩부
14: 역고속 푸리에 변환부 15: 제로 패드 삽입부
16: D/A 컨버터 17,22: 곱셈기
20: 수신기 23: A/D 컨버터
24: 제로 패드 제거부 25: 고속 푸리에 변환부
26: DDCM 검출부 27: 채널 디코더10: transmitter 11: channel encoder
12: symbol mapping section 13: precoding section
131: first precoding part 132: second precoding part
14: inverse fast Fourier transform unit 15: zero pad insertion unit
16: D / A Converter 17,22: Multiplier
20: Receiver 23: A / D Converter
24: zero pad removing unit 25: fast Fourier transform unit
26: DDCM detector 27: channel decoder

Claims

A data transmitting apparatus including a precoding unit for precoding data symbols, and transmitting the precoded symbols to a data receiving apparatus through an allocated frequency band.
The precoding unit,
A first precoding unit precoding the data symbols; And
And a second precoding unit for precoding the symbols precoded by the first precoding unit.

The method according to claim 1,
The first precoding unit precodes the data symbols by using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix to generate DCM symbols,
And the second precoding unit generates double dual carrier modulation (DDCM) symbols by precoding the DCM symbols.

The method of claim 2,
And the data transmitting apparatus transmits the DDCM symbols to the data receiving apparatus through subbands of different frequency bands among the allocated frequency bands.

The method of claim 2,
The second precoding unit precodes the DCM symbols using a DDCM precoding matrix, which is given the same as a Modified Dual Carrier Modulation (MDCM) precoding matrix of an OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ultra-WideBand (UWB) communication system. Data transmission apparatus.

5. The method of claim 4,
The second precoding portion

And precoding the DCM symbols using a DDCM precoding matrix given by.

The method according to claim 1,
The OFDM data transmission device,
An inverse fast Fourier transform unit for inverse fast Fourier transform of the precoded symbols;
A zero pad insertion unit inserting a zero pad into each inverse fast Fourier transformed symbol;
A D / A converter that converts each symbol into a continuous-time baseband signal; And
And a multiplier for up-converting each symbol converted to a continuous-time baseband signal.

A first precoding unit to precode data symbols using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix; And
And a second precoding unit generating DDCM symbols by precoding the symbols precoded by the first precoding unit using a double dual carrier modulation (DDCM) precoding matrix.

A first precoding section for primary precoding the data symbols, and a second precoding section for secondary precoding the first precoded symbols, wherein the second precoded symbols are received via an assigned frequency band A data transmission device for transmitting to the device; And
And a data receiving device for determining symbols from signals received from the data transmitting device.

The method of claim 8,
The first precoding unit generates DCM symbols by precoding the data symbols by using a dual carrier modulation (DCM) precoding matrix,
And the second precoding unit generates DDCM symbols by precoding the DCM symbols using a Doule Dual Carrier Modulation (DDCM) precoding matrix.

10. The method of claim 9,
The second precoding unit precodes the symbol components of two subcarriers separated by a predetermined number of subcarriers included in the first DCM symbols among the DCM symbols, or prefreezes the first DCM symbol and the second DCM symbol among the DCM symbols. And coding to generate a first DDCM symbol and a second DDCM symbol.

The method of claim 8,
And the data transmitting device transmits the second precoded symbols to the data receiving device through subbands of different frequency bands among the allocated frequency bands.

12. The method of claim 11,
The data receiving device,
A Provenius norm calculator for calculating a square value of the Provenius norm of two signals received through subbands of different frequency bands;
An adder configured to calculate a sum of square values of Provenius norms of the calculated two signals; And
And a symbol determiner configured to determine the symbols based on the sum of squared values of Provenius norms.

The method of claim 12,
The Provenius norm calculating unit performs a square calculation of the Provenius norm by substituting all elements of the 2-dimensional 16QAM constellation set for the received symbols.

The method of claim 12,
The adder,
A buffer for temporarily storing a square value of the first Provenius norm calculated for the first received signal; And
And an adder that adds the square value of the second Provenius norm calculated for the second received signal to the square value of the Provenius norm stored in the buffer.

A data receiving apparatus for receiving precoded signals to determine data symbols, comprising:
A Provenius norm calculator for calculating a square value of Provenius norms of two precoded signals received through subbands of different frequency bands;
An adder configured to calculate a sum of square values of Provenius norms of the calculated two signals; And
And a symbol determiner configured to determine the symbols based on the sum of square values of the calculated Provenius norms.

A first precoding step of generating DCM symbols by precoding the data symbols using a Dual Carrier Modulation (DCM) precoding matrix; And
And a second precoding step of generating Dual Carrier Modulation (DDCM) symbols by precoding the DCM symbols.

17. The method of claim 16,
The second precoding step,
DDCM precoding of the DCM symbols using a DDCM precoding matrix given in the same manner as a Modified Dual Carrier Modulation (MDCM) precoding matrix of a multi-band orthogonal frequency division multiplexing ultra-wideband (MB-OFDM UWB) system Coding method.

A first precoding step of generating DCM symbols by precoding data symbols using a Dual Carrier Modulation (DCM) precoding matrix, and generating dual carrier modulation (DDCM) symbols by precoding the DCM symbols A DDCM precoding step comprising a second precoding step; And
And determining symbols from DDCM symbols received on subbands of different frequency bands.

19. The method of claim 18,
Wherein the determining comprises:
Calculating a square value of the Provenius norms of the received DDCM symbols; And
And determining the symbols based on the sum of squares of the Provenius norms of the calculated DDCM symbols.

19. The method of claim 18,
Wherein the determining comprises:
Determine a B _ML that satisfies Equation 1 below among all elements B ₁ and B ₂ of a 2-dimensional 16QAM constellation set, and determine the QPSK symbols corresponding to the determined B _ML as the symbols. Data transmission and reception method characterized in that.
[Equation 1]

In this case, Y ₁ and Y ₂ denote first and second DDCM symbols, H ₁ and H ₂ denote channel states of the first and second DDCM symbols, and P _X denotes a DDCM precoding matrix.