KR20130060039A - 교류-직류 컨버터 - Google Patents

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Abstract

입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 정류부에 연결되며, 하나의 인덕터, 제 1 스위치 및 제 2 스위치로 이루어지는 승압 변환부; 승압 변환부를 통과한 전압을 평활하는 평활부; 및 승압 변환부가 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 동작하도록 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 온/오프를 제어하는 제어부를 포함함으로써, 돌입 전류 제한을 위한 추가적인 회로 구성은 줄이면서도 돌입 전류를 안정적으로 제어할 수 있다.

Description

교류-직류 컨버터{AC-DC CONVERTER}
본 발명은 돌입 전류 제한 기능을 가지는 교류-직류 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 전기ㆍ전자기기에서는 필요한 전압의 공급을 위해 상용 교류(AC) 전원을 소정의 직류(DC) 전원으로 변환시켜 출력하는 교류-직류 컨버터(전원 변환 장치)를 이용한다. 교류-직류 컨버터의 출력단에 연결되는 평활 캐패시터의 충전 전하는 교류 전원이 공급되기 전에 "0(zero)"이다가 교류-직류 컨버터에 교류 전원이 공급되는 순간에 단락(short circuit)과 같은 상태가 되기 때문에 라인 임피던스에 따라 작게는 수십 A(암페어)에서부터 크게는 100A 이상의 큰 돌입 전류가 발생하게 된다.
여기서, 돌입 전류란 전기ㆍ전자기기의 전원을 켤 때 회로 내에서 일시적으로 발생하는 대용량의 전류값을 말하는 것으로, 교류-직류 컨버터에 제한된 순간 허용 전류(peak current)를 초과하는 큰 돌입 전류가 흐를 경우 교류-직류 컨버터에 사용되는 다이오드를 포함한 반도체 소자의 손상을 일으킬 수 있기 때문에 돌입 전류를 제한(조절)할 필요가 있다.
이러한 돌입 전류를 제한하기 위해 기존에 대표적으로 다음의 두 가지 방법이 제안된 바 있다.
도 1a는 돌입 전류 제한 기능을 가지는 기존 교류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 1a에 도시된 바와 같이, 교류-직류 컨버터(1)는 돌입 전류 제한을 위한 돌입 전류 제한 회로(20), 교류 전압의 정류를 위한 다이오드 브리지 정류기(30), 역률 개선을 위한 승압 변환 회로(boost converter, 40) 및 승압 변환 회로(40)를 통과한 전압을 평활하는 평활 캐패시터(50)를 포함한다.
다이오드 브리지 정류기(30)는 네 개의 다이오드(32, 34, 36, 38)를 연결한 브리지 회로로, 다이오드 브리지 정류기(30)는 어떠한 극성 전압이 입력되더라도 동일한 극성 전압을 출력한다.
승압 변환 회로(40)는 인덕터(42), 스위치(44) 및 다이오드(46)를 포함하여 이루어지며, 스위치(44)가 온(ON)될 때의 동작과 스위치(44)가 오프(OFF)될 때의 동작, 이렇게 두 가지 동작으로 나눌 수 있다. 스위치(44)가 온될 때에는 인덕터(L)에 전류가 흐르며 에너지가 축적되고, 출력단에서는 평활 캐패시터(50)에 축적된 에너지가 소비된다. 스위치(44)가 온될 때 다이오드(46)는 평활 캐패시터(50)의 전하가 스위치(44) 쪽으로 흐르는 것을 차단한다. 한편, 스위치(44)가 오프될 때에는 입력 전압에 인덕터(42)에 축적된 에너지가 더해져 다이오드(46)를 통과하는 전압은 인덕터(42)에 축적된 에너지(전압)만큼 높아지게 된다.
돌입 전류 제한 회로(20)는 저항(22) 및 저항(22)에 병렬 연결되는 스위치(24)를 포함한다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 돌입 전류 제한 회로(20) 내의 스위치(24) 및 승압 변환 회로(40) 내의 스위치(44) 둘 다 오프 상태일 때 교류-직류 컨버터(1)에 교류 전압이 입력되면 초기 돌입 전류는 교류 입력단에 배치된 저항(22)을 통해 흐르고, 교류-직류 컨버터(1)의 출력단에 배치된 평활 캐패시터(50)는 충전된다. 즉, 교류 전압의 입력 초기에 흐르는 전류가 교류 입력단에 배치된 저항(22)을 통해 흐르도록 함으로써 돌입 전류의 크기를 제한한다. 이 때, 일정 시간이 경과하여 직류단의 캐패시터(50)에 충전이 완료되면 저항(22)은 불필요하게 에너지를 소모하게 된다. 따라서, 평활 캐패시터(50)에 충전이 완료되어 평활 캐패시터(50)로 유입되는 전류의 크기가 줄어들면 저항(22)에 병렬 연결된 스위치(24)를 동작(ON)시킴으로써 저항(22)으로 흐르는 전류를 차단하여 저항(22)에서의 에너지 소모를 줄이게 된다.
도 1b는 도 1a에 도시된 기존 교류-직류 컨버터보다 좀 더 발전된 형태의 돌입 전류 제한 회로를 갖춘 기존 교류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 1b에 도시된 바와 같이, 교류-직류 컨버터(2)는 교류 전압의 정류를 위한 다이오드 브리지 정류기(30), 역률 개선을 위한 승압 변환 회로(boost converter, 40), 승압 변환 회로(40)를 통과한 전압을 평활하는 평활 캐패시터(50) 및 돌입 전류 제한을 위한 돌입 전류 제어 회로(60)를 포함한다. 도 1b에 도시된 교류-직류 컨버터(2)는 도 1a에 도시된 교류-직류 컨버터(1)의 교류 입력단에 배치된 저항(22)과 스위치(24) 대신 병렬 연결된 저항(52)과 스위치(54)가 직류단의 캐패시터(50)에 직렬로 연결되는 구조를 가진다. 또한 돌입 전류 제어 회로(60)에는 다이오드 브리지 정류기(30)의 후단에 흐르는 전류를 검출하기 위해 저항(62)이 배치되고, 저항(62)에 전류가 흐를 때 발생하는 전압 강하를 측정하여 저항(62)에 흐르는 전류값을 검출한다.
초기 전원 공급 시, 돌입 전류는 다이오드 브리지 정류기(30) 내의 네 개의 다이오드(32, 34, 36, 38), 인덕터(42), 다이오드(46), 평활 캐패시터(50) 및 돌입 전류 제한 저항(52)을 통과한다. 초기 전원이 공급된 후에 곧바로, 내부 보조 변환기(미도시)가 작동하기 시작하여 돌입 전류 제어 회로(60)를 위한 바이어스 전압(Vcc)를 생성한다. 비교기(91)는 저항(62)에 흐르는 전류가 미리 설정된 값보다 작을 때만 스위치(93)를 턴 온 시킨다. 즉, 저항(62)을 통해 흐르는 전류가 미리 설정된 값 이상이면 직류단에 연결된 스위치(93)를 오프시켜 초기 충전 전류가 전류 제한 저항(52)을 통해 흐르도록 하고, 저항(62)을 통해 흐르는 전류가 미리 설정된 값 미만이면 직류단에 연결된 스위치(93)를 온시켜 전류 제한 저항(52)을 통해 전류가 흐르지 않도록 함으로써 돌입 전류의 크기를 제한한다. 도 1b에 도시된 교류-직류 컨버터(2)는 도 1a에 도시된 교류-직류 컨버터(1)와는 달리 회로 내로 유입되는 전류의 크기를 검출하고, 검출된 전류값에 따라 돌입 전류를 제한할 수 있기 때문에 돌입 전류에 대한 제어가 가능하다는 장점을 가진다(도 1a에 도시된 교류-직류 컨버터(1)는 저항(22)을 이용하여 회로 내로 유입되는 전류의 크기 자체를 줄이는 방식을 채택하고 있음).
도 1a에 도시된 교류-직류 컨버터(1)에는 돌입 전류의 제한을 위해 교류 입력단에 저항(22)과 스위치(24)가 배치되는데, 이러한 저항(22)과 스위치(24)가 차지하는 부피가 크다는 문제점이 있다. 캐패시터(50)의 용량이 큰 시스템일수록 저항(22)의 값도 커야하고 정격도 커야 한다. 이렇게 되면 저항(22)의 크기와 함께 스위치(24)의 크기와 용량도 커져야 한다. 또한 스위치(24)로 보통 이용되는 릴레이(relay)는 기계적인 접점을 가지기 때문에 기계적인 접점에서 에너지 손실이 발생한다는 문제점도 있다.
도 1b에 도시된 교류-직류 컨버터(2)는 회로 내로 유입되는 전류의 크기를 측정하기 위한 저항(62)을 포함하고 있기 때문에 저항(62)에서 전력 소모가 발생하며, 직류단의 스위치(54)에서도 도통 손실이 발생한다는 문제점이 있다.
또한 돌입 전류를 제한하기 위한 제어 구성을 회로로 구현했기 때문에 도 1a에 도시된 교류-직류 컨버터(1)보다 더 많은 회로 소자를 추가적으로 사용하게 된다. 또한 다양한 회로 소자들로 이루어져 있는 돌입 전류 제어 회로(60)를 조절(변경)하거나 돌입 전류 제어 회로(60)에 새로운 기능을 추가하기 위해서는 돌입 전류 제어 회로(60) 자체를 수정해야 하는 문제점이 있다.
역률 개선을 위한 기존 승압 변환 회로(boost converter)를 수정하여 돌입 전류 제한 회로로 이용하고, 기존 역률 보상 회로를 제어하기 위한 마이컴 내부에 돌입 전류를 제한하기 위한 제어블록을 부가함으로써, 돌입 전류 제한을 위한 추가적인 회로 구성은 줄이면서도 돌입 전류를 안정적으로 제어할 수 있는 교류-직류 컨버터를 제안하고자 한다.
또한 역률 개선을 위한 기존 승압 변환 회로(boost converter)를 수정하여 돌입 전류 제한 회로로 이용하고, 기존 역률 보상 회로를 제어하기 위한 마이컴 내부에 돌입 전류를 제한하기 위한 제어블록을 부가함으로써, 승압 변환 회로를 제어 모드에 따라 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 이용할 수 있는 교류-직류 컨버터를 제안하고자 한다.
또한 돌입 전류 제한 회로를 구성하는데 있어 기존에 비해 저항 성분의 사용을 줄임으로써 전력 손실을 저감할 수 있는 교류-직류 컨버터를 제안하고자 한다.
또한 제어신호를 생성하기 위한 구성부를 회로로 구성하지 않고 마이컴 내부에 제어블록으로 구현함으로써, 회로 소자의 추가 없이도 제어방식의 변경 및 확장이 용이한 교류-직류 컨버터를 제안하고자 한다.
이를 위해 본 발명의 일 측면에 따른 교류-직류 컨버터는 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 정류부에 연결되며, 하나의 인덕터, 제 1 스위치 및 제 2 스위치로 이루어지는 승압 변환부; 승압 변환부를 통과한 전압을 평활하는 평활부; 및 승압 변환부가 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 동작하도록 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 온/오프를 제어하는 제어부를 포함한다.
또한 제어부는: 승압 변환부가 역률 개선 회로로 동작하는 역률 제어모드를 수행하기 위해 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 역률 제어블록; 승압 변환부가 돌입 전류 제한 회로로 동작하는 돌입 전류 제어모드를 수행하기 위해 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 돌입 전류 제어블록; 및 역률 제어블록을 통해 생성된 제어신호와 돌입 전류 제어블록을 통해 생성된 제어신호 중 어느 하나를 선택하여 제 1 스위치 및 제 2 스위치로 전송하는 멀티플렉서를 포함한다.
또한 돌입 전류 제어블록은 제 1 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 스위치 제어신호 생성기 및 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 제 2 스위치 제어신호 생성기를 포함하되, 제 2 스위치 제어신호 생성기는: 시간의 경과에 따라 크기가 증가하다가 일정 시간 경과 후 크기가 특정값을 유지하는 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기; 고정 주파수를 가지는 삼각파 형태의 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기; 및 기준 신호와 캐리어 신호를 비교하여 제 2 스위치 제어신호를 생성하는 비교기를 포함한다.
또한 돌입 전류 제어블록은 기준 신호가 특정값을 유지하기 시작한 시점으로부터 설정 시간이 경과되면 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 변환 신호를 생성하는 타이머를 더 포함한다.
또한 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 제 1 스위치 제어신호 생성기는 제 1 스위치의 오프 제어신호를 생성한다.
또한 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 제 2 스위치 제어신호 생성기 내 비교기는 기준 신호가 캐리어 신호보다 크면 제 2 스위치의 온 제어신호를 생성하고, 기준 신호가 캐리어 신호보다 작거나 같으면 제 2 스위치의 오프 제어신호를 생성한다.
또한 돌입 전류 제어블록은 제 1 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 스위치 제어신호 생성기 및 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 제 2 스위치 제어신호 생성기를 포함하되, 제 2 스위치 제어신호 생성기는: 크기가 일정값을 유지하다가 일정 시간 경과 후 크기가 특정값으로 변화하는 스텝 신호 형태의 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기; 가변 주파수를 가지는 삼각파 형태의 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기; 및 기준 신호와 캐리어 신호를 비교하여 제 2 스위치 제어신호를 생성하는 비교기를 포함한다.
또한 돌입 전류 제어블록은 기준 신호가 일정값보다 큰 값으로 변화한 시점으로부터 설정 시간이 경과되면 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 제어신호를 생성한다.
또한 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 제 1 스위치 제어신호 생성기는 제 1 스위치의 오프 제어신호를 생성한다.
또한 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 제 2 스위치 제어신호 생성기 내 비교기는 기준 신호가 캐리어 신호보다 크면 제 2 스위치의 온 제어신호를 생성하고, 기준 신호가 캐리어 신호보다 작거나 같으면 제 2 스위치의 오프 제어신호를 생성한다.
또한 정류부는 다이오드 브리지(diode bridge)로 이루어진다.
또한 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)이다.
제안된 교류-직류 컨버터에 의하면, 역률 개선을 위한 기존 승압 변환 회로(boost converter)를 수정하여 돌입 전류 제한 회로로 이용하고, 기존 역률 보상 회로를 제어하기 위한 마이컴 내부에 돌입 전류를 제한하기 위한 제어블록을 부가함으로써, 돌입 전류 제한을 위한 추가적인 회로 구성은 줄이면서도 돌입 전류를 안정적으로 제어할 수 있다.
또한 제안된 교류-직류 컨버터에 의하면, 역률 개선을 위한 기존 승압 변환 회로(boost converter)를 수정하여 돌입 전류 제한 회로로 이용하고, 기존 역률 보상 회로를 제어하기 위한 마이컴 내부에 돌입 전류를 제한하기 위한 제어블록을 부가함으로써, 승압 변환 회로를 제어 모드에 따라 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 이용할 수 있다.
또한 제안된 교류-직류 컨버터에 의하면, 돌입 전류 제한 회로를 구성하는데 있어 기존에 비해 저항 성분의 사용을 줄임으로써 전력 손실을 저감할 수 있다.
또한 제안된 교류-직류 컨버터에 의하면, 제어신호를 생성하기 위한 구성부를 회로로 구성하지 않고 마이컴 내부에 제어블록으로 구현함으로써, 회로 소자의 추가 없이도 제어방식의 변경 및 확장이 용이하다.
도 1a 및 도 1b는 돌입 전류 제한 기능을 가지는 기존 교류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 교류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 3은 도 2에 도시된 돌입 전류 제어블록의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4는 도 3에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하는 방식을 설명하기 위한 각종 파형을 도시한 도면이다.
도 5는 도 2에 도시된 돌입 전류 제어블록의 다른 구성을 나타낸 도면이다.
도 6은 도 5에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하는 방식을 설명하기 위한 각종 신호 파형을 도시한 도면이다.
도 7은 도 2에 도시된 역률 제어블록의 구성을 나타낸 도면이다.
도 8은 도 2에 도시된 멀티플렉서의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 돌입 전류를 제한하지 않았을 때의 입력 전압(Vin), 출력 전압(Vdc) 및 캐패시터 전류(Iin)의 신호 파형을 도시한 도면이다.
도 10은 도 3에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하였을 때의 입력 전압(Vin), 출력 전압(Vdc) 및 캐패시터 전류(Iin)의 신호 파형을 도시한 도면이다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세하게 설명하도록 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 교류-직류 컨버터의 회로도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 교류-직류 컨버터(100)는 정류부(110), 승압 변환부(120), 평활부(130) 및 제어부(140)를 포함한다.
정류부(110)는 교류 전원부(AC)로부터 입력되는 교류 전압을 정류한다. 정류부(110)는 다이오드 브리지(diode bridge)로 이루어진다. 다이오드 브리지(110)는 네 개의 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 연결한 브리지 회로로, 다이오드 브리지(110)는 어떠한 극성 전압이 입력되더라도 동일한 극성 전압을 출력한다.
승압 변환부(120)는 정류부(110)에 연결되며 도 1a 또는 도 1b에 도시된 바와 같은 기존의 승압 변환 회로(boost converter, 40)에서 다이오드(46)에 해당하는 부분을 전력 스위치로 대체하여 구성한다. 즉, 승압 변환부(120)는 하나의 인덕터(L), 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)로 이루어진다. 기존의 승압 변환 회로(40)는 하나의 스위치(도 1a의 44 또는 도 1b의 45)와 하나의 다이오드(46)를 사용하고 있는데 비해, 본 실시예에 개시된 승압 변환부(120)는 두 개의 스위치(SW1, SW2)를 사용한다는 점에서 차이가 있다. 여기서, 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)로는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT) 또는 다른 적절한 트랜지스터를 사용할 수 있다.
기존의 승압 변환 회로(40)에서는 스위치(도 1a의 44 또는 도 1b의 45)가 오프 상태일 때 다이오드(46)에 전류가 흐르게 된다. 본 실시예에 개시된 승압 변환부(120)에서도 제 1 스위치(SW1)가 오프 상태일 때 제 2 스위치(SW2)를 통해 전류가 흐를 수 있도록 제 2 스위치(SW2)를 제어하면 본 실시예에 개시된 승압 변환부(120)도 기존의 승압 변환 회로(40)와 동일하게 역률 개선(Power Factor Correction; PFC) 회로로 동작할 수 있다.
평활부(130)는 승압 변환부(120)를 통과한 전압을 평활하여 직류 전압으로 출력한다. 평활부(130)는 비교적 큰 캐패시턴스(capacitance)를 가지는 캐패시터(C)로 이루어진다.
제어부(140)는 교류-직류 컨버터(100)의 전반적인 동작을 제어하는 마이컴(micro computer)으로, 제어부(140)는 다시 역률 개선을 위한 역률 제어블록(200), 돌입 전류 제한을 위한 돌입 전류 제어블록(300), 역률 개선 기능 및 돌입 전류 제한 기능 이외의 다른 기능들이 구현되어 있는 타기능 제어블록(400) 및 승압 변환부(120)가 제어모드에 따라 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 동작하도록 역률 제어블록(200) 및 돌입 전류 제어블록(300)으로부터 입력되는 제어신호들을 선택적으로 출력하는 멀티플렉서(500)를 포함하여 이루어진다. 멀티플렉서(500)를 통해 출력되는 제 1 스위치 제어신호는 제 1 스위치(SW1)의 온/오프를 제어하고, 제 2 스위치 제어신호는 제 2 스위치(SW2)의 온/오프를 제어한다. 여기서, 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작하는 상태를 역률 제어모드로 정의하고, 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작하는 상태를 돌입 전류 제어모드로 정의하기로 한다.
승압 변환부(120)를 구동시키기 위한 제어는 제어회로를 구성하여 수행할 수도 있고, 마이컴을 통해 수행할 수도 있다. 하지만, 승압 변환부(120)를 역률 개선 회로로 동작하도록 하기 위한 제어회로와 승압 변환부(120)를 돌입 전류 제한 회로로 동작하도록 하기 위한 제어회로를 별도로 구성하는 것보다는 마이컴을 통해 승압 변환부(120)를 구동시키기 위한 제어를 수행함으로써, 하나의 마이컴을 통해 두 가지 회로(역률 개선 회로, 돌입 전류 제한 회로)의 동작을 함께 제어하는 것이 더 효율적이다. 따라서, 본 실시예에서는 마이컴 내에 역률 개선을 위한 역률 제어블록(200) 및 돌입 전류 제한을 위한 돌입 전류 제어블록(300)을 구성하여, 하나의 마이컴을 통해 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작하는 경우와 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작하는 경우를 모두 제어한다.
이하에서는 도 3 내지 도 8을 참조하여 제어부(140)를 구성하는 역률 제어블록(200), 돌입 전류 제한을 위한 돌입 전류 제어블록(300) 및 멀티플렉서(500) 각각의 구성 및 동작에 대해 상세하게 설명하기로 한다. 본 발명의 실시예는 역률 개선 기능과 돌입 전류 제한 기능 중에서 돌입 전류 제한 기능에 초점이 맞춰져 있기 때문에 먼저 돌입 전류 제어블록(300)에 대해 설명하고, 이후 역률 제어블록(200)과 멀티플렉서(500)에 대해 차례대로 설명하기로 한다.
도 3은 도 2에 도시된 돌입 전류 제어블록의 구성을 나타낸 도면이다. 돌입 전류 제어블록(300)은 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작할 때의 스위칭 제어신호를 발생시키는 블록이다. 여기서, "제 1 스위치 제어신호_A"는 돌입 전류 제어블록(300)에서 출력되는 제 1 스위치 제어신호를 의미하고, "제 2 스위치 제어신호_A"는 돌입 전류 제어블록(300)에서 출력되는 제 2 스위치 제어신호를 의미한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 돌입 전류 제어블록(300)은 제 1 스위치 제어신호 생성기(310), 제 2 스위치 제어신호 생성기(320) 및 타이머(330)를 포함하여 이루어진다.
제 1 스위치 제어신호 생성기(310)는 제 1 스위치(SW1)를 온/오프 제어하기 위한 제어신호를 생성한다. 도 2에서, 인덕터(L)와 그라운드(GND) 사이를 연결하는 제 1 스위치(SW1)가 온 상태일 때 인덕터(L)는 에너지를 축적하게 되는데, 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작할 때에는 제 1 스위치(SW1)를 동작시키지 않아도 된다. 따라서, 제 1 스위치 제어신호 생성기(310)는 제 1 스위치(SW1)를 오프시키기 위해 제 1 스위치 제어신호_A로서 제어신호 0(zero)를 생성하여 출력한다(즉, 제 1 스위치 제어신호_A=0).
제 2 스위치 제어신호 생성기(320)는 제 2 스위치(SW2)를 온/오프 제어하기 위한 제어신호를 생성한다. 제 2 스위치 제어신호 생성기(320)는 다시 기준 신호 생성기(322), 캐리어 신호 생성기(324) 및 비교기(326)를 포함하여 이루어진다.
실질적으로 돌입 전류를 제한하기 위해서는 제 2 스위치(SW2)를 제어해야 하는데, 제 2 스위치(SW2)의 제어신호는 기준 신호와 캐리어 신호를 비교하고, 그 비교 결과에 따라 생성한다.
기준 신호 생성기(322)는 도 4의 (a)에 도시된 바와 같이 시간의 경과에 따라 그 크기가 0(zero)에서부터 점차적으로 증가하다가 일정 시간이 경과한 후에는 그 크기가 특정값(예: 100)을 유지하는 기준 신호(도 4의 (a)에 도시된 실선 참조)를 생성한다.
캐리어 신호 생성기(324)는 도 4의 (a)에 도시된 바와 같이 특정 주파수를 가지며 그 크기(amplitude)가 0(zero)과 특정값(예: 100) 사이에서 증감을 계속하는 삼각파 형태의 캐리어(carrier) 신호(도 4의 (a)에 도시된 점선 참조)를 생성한다.
비교기(326)는 기준 신호 생성기(322)를 통해 생성된 기준 신호와 캐리어 신호 생성기(324)를 통해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 기준 신호가 캐리어 신호보다 크면 제 2 스위치 제어신호_A로서 1을 출력하고(제 2 스위치 제어신호_A=1), 기준 신호가 캐리어 신호보다 작거나 같으면 제 2 스위치 제어신호_A로서 0을 출력한다(제 2 스위치 제어신호_A=0). 이 때, 비교기(326)에서 출력되는 1이라는 신호는 제 2 스위치의 온 제어신호를 의미하고, 비교기(326)에서 출력되는 0(zero)이라는 신호는 제 2 스위치의 오프 제어신호를 의미한다.
비교기(326)의 출력 신호 즉, 제 2 스위치(SW2) 제어신호(스위칭 신호)는 도 4의 (b)에 도시된 바와 같이 일정한 주기(T)를 가지는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM) 파형으로 나타낼 수 있으며, 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 신호의 듀티비(duty ratio)는 기준 신호의 크기가 증가함에 따라 0%~100%를 가진다.
도 4의 (a)에 도시된 바와 같이 기준 신호는 그 크기가 점차적으로 증가하는 형태로 생성되며, 일정 시간이 경과하여 그 크기가 특정값(예: 100)에 도달한 이후에는 도 4의 (b)에 도시된 바와 같이 제 2 스위치(SW2)가 계속 온 상태를 유지하게 되므로, 정류부(110)를 통해 정류된 전압(Vrect)과 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 같아질 때까지 캐패시터(C)에 전류가 흐르게 된다.
타이머(330)는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)을 유지하기 시작한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하면 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 변환 신호를 생성한다. 타이머(330)는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)을 유지하기 시작한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하면 모드 변환 신호로서 1을 출력하고(모드 변환 신호=1), 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)을 유지하기 시작한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하지 않았으면 모드 변환 신호로서 0을 출력한다(모드 변환 신호=0). 교류-직류 컨버터(100)에 맨 처음 전원이 공급되는 시점에서는 초기 돌입 전류의 크기를 제한하기 위해 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제어모드를 수행해야 하므로, 초기 전원 공급 시 즉, 교류-직류 컨버터(100)가 구동하기 시작하는 시점에서 모드 변환 신호는 0(zero)으로 설정된다. 이후 시간의 경과에 따라 타이머(330)가 모드 변환 신호로서 1을 출력한다는 것은 승압 변환부(120)의 제어모드가 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환되는 것을 의미한다.
도 4는 도 3에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하는 방식을 설명하기 위한 각종 파형을 도시한 도면이다.
도 3에 관한 설명 부분에서 전술한 바와 같이, 비교기(326)는 기준 신호 생성기(322)를 통해 생성된 기준 신호와 캐리어 신호 생성기(324)를 통해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 제 2 스위치(SW2)를 제어하기 위한 스위칭 신호를 발생시킨다. 제 2 스위치(SW2) 제어신호(스위칭 신호)가 1인 경우 즉, 제 2 스위치(SW2)가 온되는 경우에만 캐패시터(C)로 전류가 흐르게 되며, 도 4의 (c) 및 (d)에 도시된 바와 같이 캐패시터(C)에 흐르는 전류(Iin)의 크기는 정류부(110)를 통해 정류된 전압(Vrect)과 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc) 사이의 차이 및 인덕터(L)와 캐패시터(C)의 시상수(time constant, 時常數)에 의해 결정된다. 초기 전원 공급 시 즉, 정류된 전압(Vrect)과 출력 전압(Vdc) 사이의 차이가 큰 경우에는 돌입 전류가 커지기 때문에 돌입 전류의 크기를 제한하기 위해 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 시간을 짧게 한다. 캐패시터(C)에 어느 정도의 전압이 충전된 이후에는 정류된 전압(Vrect)과 출력 전압(Vdc) 사이의 차이가 크지 않기 때문에 캐패시터(C)에 흐르는 전류의 크기도 크게 증가하지 않는다. 따라서, 도 4의 (b)에 도시된 바와 같이 점차적으로 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 시간을 증가시키다가 최종적으로는 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 신호의 듀티비를 100%하여 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 정류된 전압(Vrect)의 피크값(peak value)에 도달하도록 한다. 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 정류된 전압(Vrect)의 피크값에 도달한 이후에는 모드 변환 신호를 0에서 1로 변환하여 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작하도록 한다. 본 발명의 실시예에서는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)을 유지하기 시작한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과한 시점을 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하는 시점(모드 변환 신호가 0에서 1로 변환되는 시점)으로 설정한다.
도 5는 도 2에 도시된 돌입 전류 제어블록의 다른 구성을 나타낸 도면이다. 도 5에 도시된 돌입 전류 제어블록(300)의 제 2 스위치 제어신호 생성부(320)에서 사용하는 기준 신호 및 캐리어 신호는 도 3에 도시된 돌입 전류 제어블록(300)의 제 2 스위치 제어신호 생성부(320)에서 사용하는 기준 신호 및 캐리어 신호와 다르다.
도 5에 도시된 바와 같이, 돌입 전류 제어블록(300)은 제 1 스위치 제어신호 생성기(310), 제 2 스위치 제어신호 생성기(320) 및 타이머(330)를 포함하여 이루어진다.
제 1 스위치 제어신호 생성기(310)는 제 1 스위치(SW1)를 온/오프 제어하기 위한 제어신호를 생성한다. 도 2에서, 인덕터(L)와 그라운드(GND) 사이를 연결하는 제 1 스위치(SW1)가 온 상태일 때 인덕터(L)는 에너지를 축적하게 되는데, 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작할 때에는 제 1 스위치(SW1)를 동작시키지 않아도 된다. 따라서, 제 1 스위치 제어신호 생성기(310)는 제 1 스위치(SW1)를 오프시키기 위해 제 1 스위치 제어신호_A로서 제어신호 0(zero)를 생성하여 출력한다(즉, 제 1 스위치 제어신호_A=0).
제 2 스위치 제어신호 생성기(320)는 제 2 스위치(SW2)를 온/오프 제어하기 위한 제어신호를 생성한다. 제 2 스위치 제어신호 생성기(320)는 다시 기준 신호 생성기(323), 캐리어 신호 생성기(325) 및 비교기(326)를 포함하여 이루어진다.
실질적으로 돌입 전류를 제한하기 위해서는 제 2 스위치(SW2)를 제어해야 하는데, 제 2 스위치(SW2)의 제어신호는 기준 신호와 캐리어 신호를 비교하고, 그 비교 결과에 따라 생성한다.
기준 신호 생성기(323)는 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 그 크기가 일정한 값을 유지하다가 일정 시간이 경과한 후 그 크기가 특정값(예: 100)으로 변화하는 스텝 신호 형태의 기준 신호(도 6의 (a)에 도시된 실선 참조)를 생성한다.
캐리어 신호 생성기(325)는 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 가변 주파수를 가지며 그 크기(amplitude)가 0(zero)과 특정값(예: 100) 사이에서 증감을 계속하는 삼각파 형태의 캐리어(carrier) 신호(도 6의 (a)에 도시된 점선 참조)를 생성한다.
비교기(326)는 기준 신호 생성기(323)를 통해 생성된 기준 신호와 캐리어 신호 생성기(325)를 통해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 기준 신호가 캐리어 신호보다 크면 제 2 스위치 제어신호_A로서 1을 출력하고(제 2 스위치 제어신호_A=1), 기준 신호가 캐리어 신호보다 작거나 같으면 제 2 스위치 제어신호_A로서 0을 출력한다(제 2 스위치 제어신호_A=0). 이 때, 비교기(326)에서 출력되는 1이라는 신호는 제 2 스위치의 온 제어신호를 의미하고, 비교기(326)에서 출력되는 0(zero)이라는 신호는 제 2 스위치의 오프 제어신호를 의미한다.
비교기(326)의 출력 신호 즉, 제 2 스위치(SW2) 제어신호(스위칭 신호)는 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이 일정한 듀티비를 가지는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM) 파형으로 나타낼 수 있으며, 캐리어 신호의 주파수가 감소함에 따라 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 신호의 주기는 증가한다.
도 6의 (a)에 도시된 바와 같이 기준 신호는 그 크기가 일정한 값을 유지하다가 일정 시간이 경과한 후 그 크기가 특정값(예: 100)으로 변화하는 스텝 신호 형태로 생성되며, 일정 시간이 경과하여 그 크기가 특정값(예: 100)으로 변화한 이후에는 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이 제 2 스위치(SW2)가 계속 온 상태를 유지하게 되므로, 정류부(110)를 통해 정류된 전압(Vrect)과 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 같아질 때까지 캐패시터(C)에 전류가 흐르게 된다.
타이머(330)는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)으로 변화한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하면 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 변환 신호를 생성한다. 타이머(330)는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)으로 변화한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하면 모드 변환 신호로서 1을 출력하고(모드 변환 신호=1), 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)으로 변화한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과하지 않았으면 모드 변환 신호로서 0을 출력한다(모드 변환 신호=0). 교류-직류 컨버터(100)에 맨 처음 전원이 공급되는 시점에서는 초기 돌입 전류의 크기를 제한하기 위해 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제어모드를 수행해야 하므로, 초기 전원 공급 시 즉, 교류-직류 컨버터(100)가 구동하기 시작하는 시점에서 모드 변환 신호는 0(zero)으로 설정된다. 이후 시간의 경과에 따라 타이머(330)가 모드 변환 신호로서 1을 출력한다는 것은 승압 변환부(120)의 제어모드가 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환되는 것을 의미한다.
도 6은 도 5에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하는 방식을 설명하기 위한 각종 파형을 도시한 도면이다.
도 5에 관한 설명 부분에서 전술한 바와 같이, 비교기(326)는 기준 신호 생성기(323)를 통해 생성된 기준 신호와 캐리어 신호 생성기(325)를 통해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 제 2 스위치(SW2)를 제어하기 위한 스위칭 신호를 발생시킨다. 제 2 스위치(SW2) 제어신호(스위칭 신호)가 1인 경우 즉, 제 2 스위치(SW2)가 온되는 경우에만 캐패시터(C)로 전류가 흐르게 되며, 도 6의 (c) 및 (d)에 도시된 바와 같이 캐패시터(C)에 흐르는 전류(Iin)의 크기는 정류부(110)를 통해 정류된 전압(Vrect)과 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc) 사이의 차이 및 인덕터(L)와 캐패시터(C)의 시상수(time constant, 時常數)에 의해 결정된다. 초기 전원 공급 시 즉, 정류된 전압(Vrect)과 출력 전압(Vdc) 사이의 차이가 큰 경우에는 돌입 전류가 커지기 때문에 돌입 전류의 크기를 제한하기 위해 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 시간을 짧게 한다. 캐패시터(C)에 어느 정도의 전압이 충전된 이후에는 정류된 전압(Vrect)과 출력 전압(Vdc) 사이의 차이가 크지 않기 때문에 캐패시터(C)에 흐르는 전류의 크기도 크게 증가하지 않는다. 따라서, 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이 점차적으로 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 시간을 증가시키다가 최종적으로는 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 신호를 1로 하여 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 정류된 전압(Vrect)의 피크값(peak value)에 도달하도록 한다. 캐패시터(C)의 충전 전압(출력 전압, Vdc)이 정류된 전압(Vrect)의 피크값에 도달한 이후에는 모드 변환 신호를 0에서 1로 변환하여 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작하도록 한다. 본 발명의 실시예에서는 기준 신호의 크기가 특정값(예: 100)으로 변화한 시점으로부터 미리 설정된 시간이 경과한 시점을 돌입 전류 제어모드에서 역률 제어모드로 변환하는 시점(모드 변환 신호가 0에서 1로 변환되는 시점)으로 설정한다.
교류-직류 컨버터(100)의 동작 초기에는 출력단의 캐패시터(C)가 충전되어 있지 않기 때문에 교류 전원이 공급되면, 캐패시터(C)를 충전하기 위해 돌입 전류가 발생하며, 이 돌입 전류의 크기는 캐패시터(C)의 용량이 클수록, 공급되는 전원 전압이 높을수록 커진다. 하지만, 본 발명의 실시예에서 출력단의 캐패시터(C)로 흐르는 전류는 제 2 스위치(SW2)를 통해 제어할 수 있기 때문에, 초기에 교류 전원이 공급될 때 제 2 스위치(SW2)를 오프시키고 제 1 스위치(SW1)도 오프시키면, 출력단의 캐패시터(C)로 전류가 흐르지 않는다. 이후 출력단의 캐패시터(C)를 충전하기 위해 제 2 스위치(SW2)의 스위칭 제어를 통해 캐패시터(C)에 펄스파(pulse wave) 형태의 전류가 흐르도록 하면, 캐패시터(C)로 유입되는 전류의 최대값을 제한할 수 있을 뿐만 아니라 캐패시터(C)의 전압이 급격히 상승하는 것 또한 방지할 수 있다.
도 7은 도 2에 도시된 역률 제어블록의 구성을 나타낸 도면이다. 역률 제어블록(200)은 출력단의 캐패시터(C)의 전압(Vdc)이 안정된 이후에 역률을 개선하기 위한 스위칭 제어신호를 발생시키는 블록이다. 즉, 역률 제어블록(200)은 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작할 때의 스위칭 제어신호를 발생시키는 부분이다. 여기서, "제 1 스위치 제어신호_B"는 역률 제어블록(200)에서 출력되는 제 1 스위치 제어신호를 의미하고, "제 2 스위치 제어신호_B"는 역률 제어블록(200)에서 출력되는 제 2 스위치 제어신호를 의미한다.
본 발명의 실시예는 돌입 전류 제한을 주목적(主目的)으로 하고 있기 때문에 역률 개선을 위한 제어에 대해서는 대표적인 방식을 도 7에 도시하였다. 도 7에 도시된 역률 제어 알고리즘 외의 다른 역률 제어 알고리즘을 역률 제어블록(200) 내에 구성하는 것도 가능하다.
도 7에 도시된 바와 같이, 역률 제어블록(200)은 절대값 산출기(210), 비례기(220), 가감산기(230), 비례-적분 제어기(240), 리미터(250), 캐리어 신호 생성기(260), 비교기(270), NOT 연산기(280)를 포함하여 이루어진다.
절대값 산출기(210)는 교류 전압(입력 전압, Vin)의 절대값을 산출한다.
비례기(scaler, 220)는 절대값 산출기(210)를 통해 산출된 입력 전압(Vin)의 절대값에 비례 팩터(scaling factor, 0＜K＜1)를 곱하여 입력 전압 신호의 크기를 감소시킨다.
가감산기(230)는 비례기(220)의 출력 신호와 인덕터(L)에 흐르는 전류 신호의 차를 산출한다.
PI(Proportional Integral) 제어기(240)는 가감산기(230)를 통해 산출된 비례기(220)의 출력 신호와 인덕터(L)에 흐르는 전류 신호의 차를 PI 제어한다.
리미터(250)는 PI 제어기(240)의 출력 신호의 크기를 미리 설정된 레벨로 제한한다.
캐리어 신호 생성기(260)는 특정 주파수를 가지며 그 크기(amplitude)가 0(zero)과 특정값 사이에서 증감을 계속하는 삼각파 형태의 캐리어(carrier) 신호를 생성한다.
비교기(270)는 리미터(250)의 출력 신호와 캐리어 신호 생성기(260)를 통해 생성된 캐리어 신호를 비교하여 리미터(250)의 출력 신호가 캐리어 신호보다 크면 제 1 스위치 제어신호_B로서 1을 출력하고(제 1 스위치 제어신호_B=1), 리미터(250)의 출력 신호가 캐리어 신호보다 작거나 같으면 제 1 스위치 제어신호_B로서 0을 출력한다(제 1 스위치 제어신호_B=0).
NOT 연산기(280)는 비교기(270)의 출력 신호(제 1 스위치 제어신호_B)를 반전하여(inverting) 제 2 스위치 제어신호_B로서 출력한다. 즉, NOT 연산기(280)는 비교기(270)의 출력 신호가 0(zero)이면 제 2 스위치 제어신호_B로서 1을 출력하고(제 2 스위치 제어신호_B=1), 비교기(270)의 출력 신호가 1이면 제 2 스위치 제어신호_B로서 0(zero)을 출력한다(제 2 스위치 제어신호_B=0).
본 발명의 실시예에서는 승압 변환부(120)를 기존의 승압 변환 회로(boost converter)의 구조에서 다이오드에 해당하는 부분을 제 2 스위치(SW2)로 대체하여 구성하고 있기 때문에 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작할 때 제 2 스위치(SW2)에 대한 스위칭 제어가 필요하다. 역률 제어모드에서 제 1 스위치(SW1)와 제 2 스위치(SW2)의 온/오프를 제어하는 방식 중에서 가장 간단한 방식은 제 1 스위치(SW1)와 제 2 스위치(SW2)를 상보적으로 동작시키는 것으로, 도 7에 도시된 바와 같이 제 1 스위치 제어신호_B를 반전하여(inverting) 제 2 스위치 제어신호_B를 생성한다.
도 8은 도 2에 도시된 멀티플렉서의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 멀티플렉서(500)는 제어모드에 따라 역률 제어블록(200) 및 돌입 전류 제어블록(300)으로부터 입력되는 제어신호들을 선택적으로 출력하는 블록이다. 즉, 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작할지 아니면 역률 개선 회로로 동작할지에 따라 최종적으로 제 1 스위치(SW1) 및 제 2 스위치(SW2)에 출력할 스위칭 제어신호를 선택한다.
도 8에 도시된 바와 같이, 멀티플렉서(500)는 입력 신호로서 제 1 스위치 제어신호_A(돌입 전류 제어블록의 출력 신호), 제 1 스위치 제어신호_B(역률 제어블록의 출력 신호), 제 2 스위치 제어신호_A(돌입 전류 제어블록의 출력 신호), 제 2 스위치 제어신호_B(역률 제어블록의 출력 신호) 및 모드 변환 신호(돌입 전류 제어블록 내 타이머의 출력 신호)를 수신한다. 또한 멀티플렉서(500)는 출력 신호로서 제 1 스위치(SW1)에 제 1 스위치 제어신호를 전송하고, 제 2 스위치(SW2)에 제 2 스위치 제어신호를 전송한다.
멀티플렉서(500)가 수행하는 제어신호들의 선택적 출력 동작은 모드 변환 신호에 의해서 결정된다. 모드 변환 신호가 0인 경우 즉, 승압 변환부(120)가 돌입 전류 제한 회로로 동작하는 경우 멀티플렉서(500)는 제 1 스위치 제어신호_A를 제 1 스위치 제어신호로서 출력하고, 제 2 스위치 제어신호_A를 제 2 스위치 제어신호로서 출력한다. 한편, 모드 변환 신호가 1인 경우 즉, 승압 변환부(120)가 역률 개선 회로로 동작하는 경우 멀티플렉서(500)는 제 1 스위치 제어신호_B를 제 1 스위치 제어신호로서 출력하고, 제 2 스위치 제어신호_B를 제 2 스위치 제어신호로서 출력한다.
도 9는 돌입 전류를 제한하지 않았을 때의 입력 전압(Vin), 출력 전압(Vdc) 및 캐패시터 전류(Iin)의 신호 파형을 도시한 도면이다.
일반적인 다이오드 브리지 정류기와 승압 변환 회로를 가지는 교류-직류 컨버터의 초기 동작을 살펴보면 도 9에 도시된 바와 같은 신호 파형을 얻을 수 있다. 여기서, 교류-직류 컨버터에는 피크 전압값이 200V(볼트)인 60Hz의 교류 전원이 공급되고, 교류-직류 컨버터를 구성하는 회로 소자로 2mH의 인덕터, 2000uF의 캐패시터 및 200Ω(옴)의 저항을 사용한 경우를 예로 들었다. 이 경우 초기에 캐패시터(C)를 충전하기 위해 거의 175A에 달하는 돌입 전류가 발생함을 알 수 있다. 또한 돌입 전류에 의해 출력단의 캐패시터 전압도 정류된 피크 전압 200V보다 높은 330V까지 올라갔다가 서서히 감소하여 200V에 도달함을 확인할 수 있다. 이 정도의 돌입 전류라면 다이오드 브리지 정류기에 손상을 입힐 수 있는 정도의 크기이다.
도 10은 도 3에 도시된 돌입 전류 제어블록을 이용하여 돌입 전류를 제한하였을 때의 입력 전압(Vin), 출력 전압(Vdc) 및 캐패시터 전류(Iin)의 신호 파형을 도시한 도면이다.
여기서 캐리어 신호의 주파수는 1kHz로 설정하고, 기준 신호는 1.1초 동안 그 크기를 0~100까지 증가하도록 하면, 1.1초까지 캐패시터(C)가 천천히 충전되어 피크 전압이 200V에 도달하게 된다. 또한, 스위칭에 의해 돌입 전류가 분산되어 가장 큰 경우가 18A 정도로 제한된다는 사실을 확인할 수 있다. 이는 정상적인 다이오드 브리지의 동작 범위 내에 들게 되며, 다이오드 브리지 정류기는 손상없이 동작할 수 있다.
승압 변환부(120)를 돌입 전류 제한 회로로 동작시킨 이후에 2초 부근에서 모드 변환 신호를 1로 설정하여 승압 변환부(120)를 역률 개선 회로로 동작하게 하면, 역률 개선 기능 역시 양호하게 수행됨을 확인할 수 있다.
100 : 교류-직류 컨버터 110 : 정류부
120 : 승압 변환부 130 : 평활부
140 : 제어부 200 : 역률 제어블록
300 : 돌입 전류 제어블록 400 : 타기능 제어블록
500 : 멀티플렉서

Claims (12)

  1. 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부;
    상기 정류부에 연결되며, 하나의 인덕터, 제 1 스위치 및 제 2 스위치로 이루어지는 승압 변환부;
    상기 승압 변환부를 통과한 전압을 평활하는 평활부; 및
    상기 승압 변환부가 역률 개선 회로 또는 돌입 전류 제한 회로로 동작하도록 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 온/오프를 제어하는 제어부를 포함하는 교류-직류 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제어부는:
    상기 승압 변환부가 역률 개선 회로로 동작하는 역률 제어모드를 수행하기 위해 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 역률 제어블록;
    상기 승압 변환부가 상기 돌입 전류 제한 회로로 동작하는 돌입 전류 제어모드를 수행하기 위해 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치의 온/오프 제어신호를 생성하는 돌입 전류 제어블록; 및
    상기 역률 제어블록을 통해 생성된 상기 제어신호와 상기 돌입 전류 제어블록을 통해 생성된 상기 제어신호 중 어느 하나를 선택하여 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치로 전송하는 멀티플렉서를 포함하는 교류-직류 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 돌입 전류 제어블록은 상기 제 1 스위치의 상기 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 스위치 제어신호 생성기 및 상기 제 2 스위치의 상기 온/오프 제어신호를 생성하는 제 2 스위치 제어신호 생성기를 포함하되,
    상기 제 2 스위치 제어신호 생성기는:
    시간의 경과에 따라 크기가 증가하다가 일정 시간 경과 후 상기 크기가 특정값을 유지하는 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기;
    고정 주파수를 가지는 삼각파 형태의 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기; 및
    상기 기준 신호와 상기 캐리어 신호를 비교하여 상기 제 2 스위치 제어신호를 생성하는 비교기를 포함하는 교류-직류 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어블록은 상기 기준 신호가 상기 특정값을 유지하기 시작한 시점으로부터 설정 시간이 경과되면 상기 돌입 전류 제어모드에서 상기 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 변환 신호를 생성하는 타이머를 더 포함하는 교류-직류 컨버터.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 상기 제 1 스위치 제어신호 생성기는 상기 제 1 스위치의 오프 제어신호를 생성하는 교류-직류 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 상기 제 2 스위치 제어신호 생성기 내 상기 비교기는 상기 기준 신호가 상기 캐리어 신호보다 크면 상기 제 2 스위치의 온 제어신호를 생성하고, 상기 기준 신호가 상기 캐리어 신호보다 작거나 같으면 상기 제 2 스위치의 오프 제어신호를 생성하는 교류-직류 컨버터.
  7. 제 2 항에 있어서, 상기 돌입 전류 제어블록은 상기 제 1 스위치의 상기 온/오프 제어신호를 생성하는 제 1 스위치 제어신호 생성기 및 상기 제 2 스위치의 상기 온/오프 제어신호를 생성하는 제 2 스위치 제어신호 생성기를 포함하되,
    상기 제 2 스위치 제어신호 생성기는:
    크기가 일정값을 유지하다가 일정 시간 경과 후 상기 크기가 특정값으로 변화하는 스텝 신호 형태의 기준 신호를 생성하는 기준 신호 생성기;
    가변 주파수를 가지는 삼각파 형태의 캐리어 신호를 생성하는 캐리어 신호 생성기; 및
    상기 기준 신호와 상기 캐리어 신호를 비교하여 상기 제 2 스위치 제어신호를 생성하는 비교기를 포함하는 교류-직류 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어블록은 상기 기준 신호가 상기 일정값보다 큰 값으로 변화한 시점으로부터 설정 시간이 경과되면 상기 돌입 전류 제어모드에서 상기 역률 제어모드로 변환하기 위한 모드 제어신호를 생성하는 타이머를 더 포함하는 교류-직류 컨버터.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 상기 제 1 스위치 제어신호 생성기는 상기 제 1 스위치의 오프 제어신호를 생성하는 교류-직류 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 돌입 전류 제어모드의 수행 시, 상기 제 2 스위치 제어신호 생성기 내 상기 비교기는 상기 기준 신호가 상기 캐리어 신호보다 크면 상기 제 2 스위치의 온 제어신호를 생성하고, 상기 기준 신호가 상기 캐리어 신호보다 작거나 같으면 상기 제 2 스위치의 오프 제어신호를 생성하는 교류-직류 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류부는 다이오드 브리지(diode bridge)로 이루어지는 교류-직류 컨버터.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)인 교류-직류 컨버터.
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