KR20120122283A - 중성점 전압을 클램핑하는 ｕｐｓ - Google Patents

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Abstract

본 발명은 중성점 전압을 클램핑하는 UPS에 관한 것으로, 출력 측에 변압기가 구비되지 않으며, 정상 가동시에는 교류전원을 직류전원으로 변환하고 상기 직류전원을 다시 교류전원으로 변환하여 부하에 공급하고, 정전시에는 배터리로부터 상기 부하에 전원을 공급하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS에 있어서, 교류전원을 입력받아 직류전원으로 변환하여 출력하는 승압 컨버터, 상기 승압 컨버터에 연결되되, 상기 배터리에 전원을 공급하기 위하여 강압시키거나, 상기 배터리로부터 전원을 공급받기 위하여 승압하기 위한 양방향 컨버터, 상기 양방향 컨버터에 연결되되, 상기 양방향 컨버터에서 출력되는 직류전원의 중성점 전압이 균등하게 유지되도록 2개의 커패시터를 이용하여 가상의 중성점을 생성하는 전압제어부 및 상기 전압제어부에 연결되되, 직류전원을 교류전원으로 변환하여 상기 부하에 공급하는 인버터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기와 같이 구성된 본 발명에 따르면, 중성점의 전압을 일정하게 유지시킬 수 있는 전압제어부를 구비함으로써 DC 링크 전압 리플(ripple)을 최소화하고 입력 중성선 전류를 억제함으로써 부하에 고조파 및 노이즈를 제거된 우수한 품질의 전원을 공급할 수 있는 효과가 있으며, 대용량의 커패시터를 사용하지 않고 중성점의 전압을 일정하게 유지시키므로 제품의 크기 및 생산 비용을 줄일 수 있는 효과가 있다.

Description

중성점 전압을 클램핑하는 ＵＰＳ{UNINTERRUPTABLE POWER SYSTEM CLAMPING NEUTRAL VOLTAGE}
본 발명은 중성점 전압을 클램핑하는 UPS에 관한 것으로, 특히 스위칭 작용에 의하여 중성점 전압을 일정하게 할 수 있는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS 에 관한 것이다.
가정에서 컴퓨터를 조작할 때 데이터 등이 순간적으로 사라지거나 TV화면이 찌그러지고 오디오의 음질이 저하되는 경우가 있다. 상기 현상들은 기기자체의 문제로 인하여 발생될 수 있으나, 공급 전압이 불안정하거나 주변 기기에 의한 전원교란 때문에 주로 발생된다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 전압 자동 안정기(AVR; Automatic Voltage Regulator)가 제안되었는데, 전압 자동 안정기는 전압변동에 관계없이 연결된 컴퓨터, 오디오와 같은 기기에 안정된 전압을 공급한다.
그러나, 전압 자동 안정기도 정전이 되면 부하에 전원을 공급해주는 기능이 없어 부하 측에 인가되는 전원이 차단된다. 또한, 외부에서 발생되는 노이즈가 기기에 필터링되지 않고 전달되는 문제점이 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 무정전 전원장치(UPS; Uninterruptible Power System)가 제안되었는데, 무정전 전원장치(UPS)는 전력 계통에 정전이 발생할 경우 부하에 연속적인 전원을 공급해주는 기기이다. 무정전 전원장치는 크게 교류전원을 직류로 변환 후 다시 교류로 변환시키는 이중변환(Double Conversion)방식과 정전되거나 또는 허용치 이하의 전원이 인가되는 경우 구동되며 출력전압을 일정하게 유지시켜주는 계통연계형(Line interactive)방식으로 나누어지며, 이중변환 방식의 UPS가 널리 이용된다.
이중변환 방식의 UPS는 출력측에 변압기가 구비된 변압기 구비형과 출력측에 변압기가 구비되지 않은 무변압기형으로 나누어진다. 변압기 구비형 이중변환 방식 UPS는 입력과 출력의 절연성이 우수하나 효율이 떨어지고, 고가이며, 비교적 넓은 설치면적을 요구하는 문제점이 있다.
무변압기형 이중변환 방식 UPS는 출력측에 변압기를 가지고 있지 않기 때문에 이중변환방식이면서도 효율이 높으며, 변압기를 사용하지 않아 크기가 작아지는 장점을 가진다. 또한, 직류전원과 배터리 사이에 양방향 컨버터를 이용하여 낮은 전압을 가지는 배터리를 이용할 수 있어 적은 비용으로도 설치할 수 있는 장점이 있다. 따라서, 점차적으로 무변압기형 이중변환 방식 UPS가 세계적으로 사용량이 늘어나는 추세이다.
3상 4선식 무변압기형 이중변환 방식 UPS에서 불평형 부하, 비선형 부하가 인가되면 중성선 전류가 증가한다. 이에 따라 입력전류 불평형이 발생하여 DC 링크의 직렬 커패시터 중성점이 이동되어 커패시터 사이에 전압 불균형이 발생하면 출력 전압 파형에 고조파 성분이 포함된다. 이로 인하여 제어계통과 통신계통 신호선에 전자유도 장애가 발생되거나 각종 계전기들에도 오동작이 발생된다.
DC 링크의 직렬 커패시터 중성점 이동을 방지하기 위해 도 1에 도시된 3상 Split DC 인버터 UPS를 사용하고 있으나, 이는 대용량 커패시터를 사용하므로 고가이다. 따라서 대용량 커패시터를 사용하지 않고 효과적으로 DC 링크의 직렬 커패시터 중성점 이동을 방지하여 효과적이며 안정한 전압을 공급할 수 있는 방법이 요구된다.
구체적으로, 3상 4선식 무변압기형 UPS에서 불평형 부하와 비선형 부하로 인한 DC 링크 중성점 이동 현상을 방지하기 위하여 도 1과 같이 3상 Split DC 인버터 UPS 방식이 널리 사용되고 있다. 두 개의
Figure pat00001
,
Figure pat00002
커패시터를 사용하여 DC 링크에 중성점 N을 만들어 중성선 전류 패스를 형성시켜 준다. 하지만 이 방법은 부하 불균형이 심한 경우에는 DC 링크 커패시터인
Figure pat00003
,
Figure pat00004
를 통해 중성선에 큰 전류가 흘러 중성점 N 이 이동되므로 중성점 N 을 정확히 유지하기 어렵다. 또한 대용량의 DC 링크 커패시터를 사용하여 DC 링크의 전압 편차를 낮출 수 있으나, 커패시터의 용량증가에 따라 생산 비용 및 제품의 부피가 증가하는 문제가 발생한다.
본 발명의 목적은 종래의 Split DC 방식의 이중변환 UPS에서 DC 링크 리플(ripple)과 입력 중성선 전류를 감소시켜 중성점 전압이 일정 전압을 유지할 수 있는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS는, 정전시 보조전원을 공급하기 위하여 배터리를 구비하는 UPS에 있어서, 교류전원을 입력받아 직류전원으로 변환하여 출력하는 승압 컨버터, 상기 배터리 및 상기 승압컨버터에 연결되어 전압을 승압하거나 강압하기 위한 양방향 컨버터, 상기 양방향 컨버터에 연결되되, 상기 양방향 컨버터에서 출력되는 직류전원의 중성점 전압이 균등하게 유지되도록 2개의 커패시터를 이용하여 가상의 중성점을 생성하는 전압제어부 및 상기 전압제어부에 연결되되, 직류전원을 교류전원으로 변환하여 상기 부하에 공급하는 인버터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하되, 상기 전압제어부는 상기 2개의 커패시터에 연결된 스위치를 더 포함하며, 상기 스위치의 온오프에 의하여 상기 2개의 커패시터에 인가되는 전압을 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전압제어부는, 상기 2개의 커패시터에 각각 인가된 전압 값(V+, V-)의 평균 값인 오차전압{Vavg=(V++V-)/2}을 피드백하여 상기 오차전압 값을 최소화하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 전압제어부는 입력에 상호 직렬 연결된 커패시터 CN1, 커패시터 CN2가 병렬연결되며, 출력에 상호 직렬 연결된 스위치 TOPSW, 스위치 BOTSW가 병렬연결되고, 상기 커패시터 CN1 및 상기 커패시터 CN2 사이에 가상의 중성점(Nd)이 생성되며, 상기 중성점과 상기 스위치 TOPSW와 스위치 BOTSW 사이에 인덕터가 구비된 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 스위치 TOPSW 및 스위치 BOTSW 중 하나는 온, 나머지는 오프되는 상보적 스위칭을 통하여 상기 커패시터 CN1, 커패시터 CN2중 하나를 충전시키고 나머지는 방전시켜 상기 가상의 중성점(Nd)의 전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 커패시터 CN1, 커패시터 CN2 중 인가되는 전압이 더 큰 커패시터는 방전되고, 나머지 커패시터는 충전되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 상보적 스위칭은 하기 도통시간 d 및 차단시간 1-d의 듀티를 가지는 스위칭 함수 P에 의하여 스위칭되는 것을 특징으로 한다.
Figure pat00005
또한, 상기 인버터는 출력에 고주파 스위칭 전압을 감쇄시킬 수 있는 LC 필터가 더 포함된 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 양방향 컨버터는, 상기 승압 컨버터 및 상기 배터리에 연결되되, 정상가동 시 상기 승압 컨버터의 전압을 강압하여 상기 배터리를 충전하고, 정전 시 상기 배터리의 전압을 승압하여 상기 배터리로부터 전원을 공급받는 것을 특징으로 한다.
상기와 같이 구성된 본 발명에 따르면, 중성점의 전압을 일정하게 유지시킬 수 있는 전압제어부를 구비함으로써 DC 링크 전압 리플(ripple)을 최소화하고 입력 중성선 전류를 억제함으로써 부하에 고조파 및 노이즈가 제거된 우수한 품질의 전원을 공급할 수 있는 효과가 있다.
또한, 대용량의 커패시터를 사용하지 않고 중성점의 전압을 일정하게 유지시키므로 제품의 크기 및 생산 비용를 줄일 수 있는 효과가 있다.
도 1은 종래의 3상 Split DC 인버터 UPS의 회로도를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 3상 Split DC 인버터 UPS의 회로도를 도시한 도면이다.
도 3은 전압제어부의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 4는 전압제어부의 제어시스템을 블록다이어그램으로 도시한 도면이다.
도 5는 PI 제어기를 사용한 전압제어부의 제어시스템을 블록다이어그램으로 도시한 도면이다.
도 6a 및 도 6b는 각각 |V+|≥|V-| 및 |V+|<|V-|인 경우 전압제어부의 동작원리를 도시한 도면이다.
도 7a는 종래기술에 의한 3상 Split DC 인버터 UPS의 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이고, 도 7b는 종래기술에 의한 3상 Split DC 인버터 UPS의 중성점에 흐르는 전류를 도시한 도면이다.
도 8a는 본 발명에 따른 3상 Split DC 인버터 UPS의 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이고, 도 8b는 본 발명에 따른 3상 Split DC 인버터 UPS의 중성점에 흐르는 전류를 도시한 도면이다.
도 9a는 일반적인 Split DC 방식이 적용된 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이고, 도 9b는 입력 중성선 전류를 나타낸 도면이다.
도 10a는 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS의 DC 링크 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이고, 도 10b는 입력 중성선 전류를 나타낸 도면이다.
이하에서는 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)에 대한 일 실시예를 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)를 도시한 도면이다. 도 2에 도시한 바와 같이 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)는 교류전원을 입력받아 직류전원으로 변환하여 출력하는 승압 컨버터(10), 상기 승압 컨버터(10)에 연결되되, 상기 배터리에 전원을 공급하기 위하여 강압시키거나, 상기 배터리로부터 전원을 공급받기 위하여 승압하기 위한 양방향 컨버터(20), 상기 양방향 컨버터(20)에 연결되되, 상기 양방향 컨버터(20)에서 출력되는 직류전원의 중성점(N) 전압이 균등하게 유지되도록 2개의 커패시터를 이용하여 가상의 중성점(Nd)을 생성하는 전압제어부(30) 및 상기 전압제어부(30)에 연결되되, 직류전원을 교류전원으로 변환하여 부하(50)에 공급하는 인버터(40)를 포함하여 구성된다. 인버터(40)의 출력단에는 부하(50)가 접속되며, 부하(50)은 다양한 종류가 접속될 수 있으나 중성점(N)의 전압이 일정하지 않은 비선형 부하 또는 불평형 부하도 접속될 수 있다.
본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)는 출력 측에 변압기가 구비되지 않기 때문에 인버터(40)의 출력에는 고주파 스위칭 전압을 감쇄시킬 수 있는 LC 필터(41)가 포함되는 것이 바람직하다. 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)에서는 커패시터 CN1, CN2에 의하여 이루어지는 중성점(Nd)을 부하(50)의 중성선(N)으로 이용할 수 있다.
상기와 같은 구성을 채택함으로써, 커패시터 CN1 및 CN2에는 항상 일정한 전압이 인가된다. 또한, 승압 컨버터(10)에 입력되는 전류를 제어하고, 부하(50)에 인가되는 출력전압을 제어한다. 승압 컨버터(10)의 출력 전압은 양방향 컨버터(20)를 이용하여 배터리 전압과 동일하도록 강압시킨다. 정전시에는 역으로 배터리 전압은 상기 양방향 컨버터(20)을 통하여 승압되어 상기 전압제어부(30)로 전압을 공급할 수 있다.
도 3은 도 2에 도시한 커패시터 CN1, CN2에 인가되는 직류전압을 동일하게 유지시키는 전압제어부(30)를 도시한 도면이다. 상기 도면에는 설명의 편의상 3상 4선식으로 설명하나 당업자가 통상적으로 창작가능한 범위에서 단상 2선식, 3상 3선식 등의 자유로운 변경이 가능하다. 도 3에 도시한 바와 같이 변압기 없이 출력전압을 만들기 위해서 인버터(40)는 3-LEG를 갖는 3상 인터버인 것이 바람직하고, 상기 인버터(40)는 직류를 분할하는 Split DC를 이용하는 것이 바람직하다. 즉, 각 상마다 전압을 제어하는 LEG를 3개 갖는 3-LEG 인버터와 마찬가지로 3개의 LEG 는 3상 전압제어를 사용하고 마지막 하나의 LEG는 전압제어부(30)를 구성하여 커패시터 CN1, CN2들의 균등한 전압을 유지하도록 제어한다.
다음은 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)가 균등 전압을 제어하는 과정을 살펴본다.
도 3에 도시한 회로로부터 하기 수 1과 같은 식이 산출된다.
Figure pat00006
상기 수 1에서 VDC는 승압 컨버터(10) 또는 양방향 컨버터(20)의 출력 전압이며, V+ 및 V-는 각각 커패시터 CN1 및 CN2에 인가되는 전압이다.
DC 링크 평균전압(중성점 Nd의 전압, Vavg)은 하기 수 2와 같이 정의한다. 본발명에서 DC 링크 전압은 승압 컨버터(10) 또는 양방향 컨버터(20)에서 출력되는 전압을 의미한다.
Figure pat00007
상기 수 2에서 Vavg는 V+와 V-의 평균 값이며 V+와 V-간의 오차전압을 의미한다.
즉, |V+|=|V-|가 되기 위하여 V+와 V-간의 오차전압인 Vavg=0이 되어야 한다.
한편, 도 3에서 키르히호프 전류 법칙에 의해서 하기 수 3 내지 수5가 유도된다.
Figure pat00008
Figure pat00009
Figure pat00010
Figure pat00011
Figure pat00012
상기 수 6 및 수 7을 상기 수 5에 대입하여 iC를 VDC 및 Vavg에 관하여 정리하면 하기 수 8과 같다.
Figure pat00013
Figure pat00014

Vo를 하기 수 9와 같이 정의하면, 상기 수 8은 하기 수 10와 같이 정리할 수 있다.
Figure pat00015
Figure pat00016
스위칭주기 Ts에서 도통시간 d동안은 TOPSW을 ON, BOTSW는 OFF, 차단시간 (1-d)동안은 TOPSW은 OFF, BOTSW을 ON으로 상보적인 스위칭 함수 P를 하기 수 11과 같이 정의하면, 도통시간 d는 하기 수 12와 같다.
Figure pat00017
Figure pat00018
한편 수 3의 인덕터(LN) 양단 전압(VNn)을 도통시간 d에 관하여 나타내면 하기 수 13과 같다.
Figure pat00019
상기 수 12, 수 1 및 수 2를 상기 수 13에 대입하면 하기 수 14와 같이 산출된다.
Figure pat00020
상기 수 14, 수 3 및 수 10을 이용하여 블록도를 생성할 수 있다. 즉, 상기 수 3 및 수 10을 각각 VNn 및 iC에 관하여 정리하고 이를 상기 수 14에 대입하면 도 4와 같은 블록도가 산출된다.
또한, 상기 수 8에서 VDC가 일정하다고 가정하면, VO도 일정하므로
Figure pat00021
이다. 따라서, 식 10은 하기 수 15와 같이 다시 나타낼 수 있다.
Figure pat00022
도 4에 도시된 제어 시스템에서 제어 목표는 Vavg를 가능한 작게 만드는 것이므로
Figure pat00023
이면
Figure pat00024
이고 따라서 iL=iN 이다. 즉, 중성선 전류(iN)은 모두 인덕터 LN을 통해 흐르게 되며, 커패시터 CN1, CN2에는 흐르지 않는다.
만약, 중성선 전류(iN)가 증가하면 iL≠iN 이 되므로 ic가 증가하고 따라서Vavg값은 0보다 커진다. Vavg가 0보다 커지면 피드백되어 VNn 값이 증가하고 다시 iL값도 증가된다. iL값도 증가에 따라 iC(=iN-iL) 값도 감소하므로 Vavg값도 감소한다. 도 4에 도시된 제어루프에 따라 여러 번 Vavg값이 피드백되면 결국에는Vavg는 0에 수렴하게 된다.
도 5는 본 발명에 따른 전압제어부(30)의 일 실시예를 도시한 도면이다. 전압제어부(30)는 Vavg가 0이 되도록 제어하는 것이다. 상기 도면에 도시한 바와 같이 V+와 V-의 차에 0.5를 곱하면 평균 값 Vavg가 산출된다. 0의 초기 값을 가지는 VavgRef에서Vavg의 차는 PI제어기(32)를 거쳐 -1이 곱하여 반전되어 PWM 제어신호를 출력한다.
도 6a 및 도 6b는 각각 |V+|≥|V-| 및 |V+|<|V-|인 경우 상기 전압제어부(30)의 동작원리를 도시한 도면이다. 도 6a에서 Top 스위치의 동작상태를 나타내는 상태 1에서 Top 스위치는 On 되어 커패시터 CN1은 방전되고 방전된 전하는 Top 스위치의 트랜지스터 부분을 거쳐 리액터 LN에 에너지가 충전된다. Bottom 스위치의 동작상태를 나타내는 상태 2에서는 Bottom 스위치가 Off가 되어 리액터 LN에 충전된 에너지는 Bottom 스위치의 다이오드 부분을 거쳐 커패시터 CN2에 충전된다. 즉, 높은 전위가 인가되는 커패시터는 방전되고, 방전된 전하량이 인덕터를 거쳐 낮은 전위가 인가되는 커패시터로 전달되어 중성점(Nd)의 전압은 항상 일정해 진다. 마찬가지로, 도 6b의 상태 1에서는 Bottom 스위치는 On되어 커패시터 CN2는 방전되고 리액터 LN에 에너지가 충전된다. 상태 2에서는 Top 스위치가 Off 되어 리액터 LN에 충전된 에너지가 방전되어 커패시터 CN2는 충전된다. 상기 도 6a 및 도 6b에서 Top 스위치와 Bottom 스위치의 듀티비는 0.5보다 크거나 작게 하여 커패시터 CN1, CN2의 전압을 균등하게 제어할 수 있으므로 Vavg는 0이 된다.
다음은 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)에 대한 시험예를 설명한다. 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)에 불평형 부하를 접속한 상태에서 DC 링크의 직렬 커패시터 중성점 이동 방지여부를 알아본다.
시뮬레이션은 PSIM을 이용하였고 무정전 전원장치에 적용되는 50[kVA] 용량을 두 개의 DSP(TMS320C6711, TMS320F2812)를 사용하여 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)를 제작한 후 제어알고리즘을 구현하였다. 본 실험에서 사용된 주요 파라미터는 하기 표 1과 같다.
Figure pat00025
도 7a는 종래기술에 의한 Split DC 방식이 적용된 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이다. R/L 100%이고, R상 불평형(부하의 N상은 74A전류가 출력됨) 부하에서 DC 링크 전압 리플 V+ 는 26V, V- 는 26V로 확인되었다. 도 7b는 입력 중성선 전류를 나타낸 도면이다. 입력 중성선 전류는 63 A로 확인되었다.
도 8a는 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)의 DC 링크 전압 V+ 및 V-의 전압파형을 도시한 도면이다. DC 링크 전압 리플 V+ 는 17 V, V- 는 17V로 확인되었다. 도 8b는 중성선 전류(iC)의 파형을 도시한 도면이다. 중성선 전류(iC)는 23A로 확인되었다. 상기와 같은 결과를 통하여 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)을 이용한 경우 종래기술을 이용한 경우보다 DC 링크 전압의 리플(ripple)과 입력 중성선 전류가 감소되었음을 알 수 있다.
도 9a는 일반적인 Split DC 방식이 적용된 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이다. R/L 100%, R상 불평형(부하의 N상은 71A전류가 출력됨) 부하에서 각 DC 링크 전압 리플 V+은 28 V, V-는 27 V로 확인되었다. 도 9b는 입력 중성선 전류를 나타낸 도면이다. 입력 중성선 전류는 50 A로 확인되었다.
도 10a는 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)의 DC 링크 V+, V- 전압 파형을 도시한 도면이다. 각 DC 링크 전압 리플 V+는 19 V, V-는 20 V로 확인되었다. 도 10b는 입력 중성선 전류를 나타낸 도면이다. 입력 중성선 전류는 19 A로 확인되었다. 상기 시험 결과에 따르면, 본 발명에 따른 중성점 전압을 클램핑하는 UPS(1)에 불평형 부하를 접속시킨 경우 DC 링크 중성점 이동 억제로 DC 링크 전압 리플 및 중성선 전류(iN)가 감소하는 것을 알 수 있었다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이 같은 특정 실시예에만 한정되지 않으며 해당 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 특허청구범위 내에 기재된 범주 내에서 적절하게 변경이 가능할 것이다.
10: 승압 컨버터 20: 양방향 컨버터
30: 전압제어부 40: 인버터
41: LC 필터 50: 부하

Claims (8)

  1. 정전시 보조전원을 공급하기 위하여 배터리를 구비하는 UPS에 있어서,
    교류전원을 입력받아 직류전원으로 변환하여 출력하는 승압 컨버터;
    상기 배터리 및 상기 승압컨버터에 연결되어 전압을 승압하거나 강압하기 위한 양방향 컨버터;
    상기 양방향 컨버터에 연결되되, 상기 양방향 컨버터에서 출력되는 직류전원의 중성점 전압이 균등하게 유지되도록 2개의 커패시터를 이용하여 가상의 중성점을 생성하는 전압제어부;
    상기 전압제어부에 연결되되, 직류전원을 교류전원으로 변환하여 상기 부하에 공급하는 인버터;
    를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하되,
    상기 전압제어부는 상기 2개의 커패시터에 연결된 스위치를 더 포함하며, 상기 스위치의 온오프에 의하여 상기 2개의 커패시터에 인가되는 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전압제어부는, 상기 2개의 커패시터에 각각 인가된 전압 값(V+, V-)의 평균 값인 오차전압{Vavg=(V++V-)/2}을 피드백하여 상기 오차전압 값을 최소화하는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전압제어부는 입력에 상호 직렬 연결된 커패시터 CN1, 커패시터 CN2가 병렬연결되며, 출력에 상호 직렬 연결된 스위치 TOPSW, 스위치 BOTSW가 병렬연결되고, 상기 커패시터 CN1 및 상기 커패시터 CN2 사이에 가상의 중성점(Nd)이 생성되며, 상기 중성점과 상기 스위치 TOPSW와 스위치 BOTSW 사이에 인덕터가 구비된 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 스위치 TOPSW 및 스위치 BOTSW 중 하나는 온, 나머지는 오프되는 상보적 스위칭을 통하여 상기 커패시터 CN1, 커패시터 CN2중 하나를 충전시키고 나머지는 방전시켜 상기 가상의 중성점(Nd)의 전압을 일정하게 유지시키는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 커패시터 CN1, 커패시터 CN2 중 인가되는 전압이 더 큰 커패시터는 방전되고, 나머지 커패시터는 충전되는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 상보적 스위칭은 하기 도통시간 d 및 차단시간 1-d의 듀티를 가지는 스위칭 함수 P에 의하여 스위칭되는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
    Figure pat00026
  7. 제1항에 있어서,
    상기 인버터는 출력에 고주파 스위칭 전압을 감쇄시킬 수 있는 LC 필터가 더 포함된 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 양방향 컨버터는, 상기 승압 컨버터 및 상기 배터리에 연결되되, 정상가동 시 상기 승압 컨버터의 전압을 강압하여 상기 배터리를 충전하고, 정전 시 상기 배터리의 전압을 승압하여 상기 배터리로부터 전원을 공급받는 것을 특징으로 하는 중성점 전압을 클램핑하는 UPS.
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