KR20120091494A

KR20120091494A - 무선랜 시스템에서의 신호 검출 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20120091494A
Application number: KR1020100133436A
Authority: KR
Inventors: 손정보; 강헌식; 이석규
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2010-12-23
Filing date: 2010-12-23
Publication date: 2012-08-20
Also published as: US20120163505A1

Abstract

무선랜 시스템에서 무선 신호를 검출하는 방법 및 수신기를 제공한다. 본 발명의 실시예에 따른 수신기는 무선 신호를 수신하는 RF부, 상기 무선신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC부, 상기 디지털 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT부, 상기 FFT의 수행 결과에 대해 채널 보상을 수행하는 MIMO 검출부, 상기 채널 보상의 결과에 대해 성상 디맵핑하는 성상 디맵퍼부, 상기 성상 디맵핑 결과를 복호하는 복호부, 및, 상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 상기 FFT의 수행 결과를 이용하여 판단하는 HT 검출부를 포함한다.

Description

무선랜 시스템에서의 신호 검출 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS OF SIGNAL DETECTION IN WIRELESS LOCAL AREA NETWORK SYSTEM}

본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선랜 시스템에서의 자기 상관관계에 기반한 신호 검출 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 정보통신 기술의 발전과 더불어 다양한 무선 통신 기술이 개발되고 있다. 이 중에서 무선랜(WLAN)은 무선 주파수 기술을 바탕으로 개인 휴대용 정보 단말기(Personal Digital Assistant, PDA), 랩탑 컴퓨터, 휴대형 멀티미디어 플레이어(Portable Multimedia Player, PMP) 등과 같은 휴대형 단말기를 이용하여 가정이나 기업 또는 특정 서비스 제공지역에서 무선으로 인터넷에 접속할 수 있도록 하는 기술이다.

WLAN 기술의 표준화 기구인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802가 1980년 2월에 설립된 이래, 많은 표준화 작업이 수행되고 있다.

초기의 WLAN 기술은 IEEE 802.11을 통해 2.4GHz 주파수를 사용하여 주파수 호핑, 대역 확산, 적외선 통신 등으로 1~2Mbps의 속도를 지원한 이래, 최근에는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)을 적용하여 최대 54Mbps의 속도를 지원할 수 있다. 이외에도 IEEE 802.11에서는 QoS(Quality for Service)의 향상, 액세스 포인트(Access Point) 프로토콜 호환, 보안 강화(Security Enhancement), 무선 자원 측정(Radio Resource measurement), 차량 환경을 위한 무선 접속 (Wireless Access Vehicular Environment), 빠른 로밍(Fast Roaming), 메쉬 네트워크(Mesh Network), 외부 네트워크와의 상호작용(Interworking with External Network), 무선 네트워크 관리(Wireless Network Management) 등 다양한 기술의 표준을 실용화 또는 개발 중에 있다.

그리고 무선랜에서 취약점으로 지적되어온 통신 속도에 대한 한계를 극복하기 위하여 비교적 최근에 제정된 기술 규격으로써 IEEE 802.11n이 있다. IEEE 802.11n은 네트워크의 속도와 신뢰성을 증가시키고, 무선 네트워크의 운영 거리를 확장하는데 목적을 두고 있다. 보다 구체적으로, IEEE 802.11n에서는 데이터 처리 속도가 최대 540Mbps 이상인 고처리율(High Throughput, HT)을 지원하며, 또한 전송 에러를 최소화하고 데이터 속도를 최적화하기 위해 송신부와 수신부 양단 모두에 다중 안테나를 사용하는 MIMO(Multiple Inputs and Multiple Outputs) 기술에 기반을 두고 있다. 또한, 이 규격은 데이터 신뢰성을 높이기 위해 중복되는 사본을 여러 개 전송하는 코딩 방식을 사용할 뿐만 아니라, 속도를 증가시키기 위해 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM)을 사용할 수도 있다.

IEEE 802.11n HT(High Throughput) 무선랜 시스템에서는 레거시 STA을 지원하는 PLCP 포맷 이외에도 IEEE 802.11n을 지원하는 HT STA들로만 구성된 시스템에서 사용될 수 있는, HT STA에 효율적으로 설계된 PLCP 포맷인 HT 그린필드(green field) PLCP 포맷을 도입하였다. 또한 레거시 STA과 HT STA이 공존하는 시스템에서 HT 시스템을 지원할 수 있도록 설계된 PLCP 포맷인 HT 혼합(mixed) PLCP 포맷을 지원한다.

HT 혼합 PLCP 프레임에서 HT-SIG 필드는 인코딩(encoding), 인터리빙(interleaving) 과정을 거친 후 변조(modulation)를 위해 맵핑(mapping) 시키는데 이때 QBPSK 성상(constellation)을 사용한다. QBPSK 성상은 BPSK 성상을 90˚ 회전 시킨 것이다. L-SIG 필드가 일반 BPSK 성상을 사용하고 있기 때문에 HT-SIG 필드의 검파(detection)를 간편하게 할 수 있다.

HT 그린필드 PLCP 포맷 및 HT 혼합 PLCP 포맷에 대한 보다 상세한 내용은 2009년 6월 개시된 "IEEE P802.11n™/D11.0, Draft STANDARD for Information Technology-Telecommunications and information exchange between systems-Local and metropolitan area networks-Specific requirements Part 11: Wireless LAN Medium Access Control(MAC) and Physical Layer(PHY) specifications Amendment 5: Enhancements for Higher Throughput, Clause 20. High Throughput PHY specification"을 참조할 수 있다.

HT STA이 HT 혼합 PLCP 프레임의 HT-SIG 필드를 검파할 때 정상적으로 HT-SIG 필드를 읽고 동작하는 모드 외에 2가지 동작이 더 가능하다. HT STA은 HT-SIG 필드가 아닌 것으로 인식하여 레가시 모드로 동작하거나, HT-SIG 필드로 인식을 하였지만 CRC 수행 결과 오류가 검출 되면서 PHY-RXSTART.indication이 전송되지 않고 대신 PHY-RXEDN.indication(Format Violation)으로 CRC 에러를 알리게 되고 이 때 HT PHY단은 수신 레벨(received level)이 비사용중인 채널(idle channel)임을 의미하는 특정 CCA 감도 수준(sensitivity level)(e.g., 에너지 검출 임계치(Energy Detection Threshold)) 미만으로 떨어질 때까지 일단 PHY-CCA.indication(BUSY, channel-list)를 유지한다.

IEEE 802.11n 무선랜 시스템에서 동작하는 STA이 정상적으로 동작하기 위해서, HT SIG 필드를 보다 효과적이고 정확하게 검출하여, HT 모드 검출 오류로 인하여 발생하는 전체 패킷 에러를 줄이는 방법에 대한 고려가 필요하다.

본 발명이 해결하려 하는 과제는 IEEE 802.11n 무선랜 시스템에서 HT SIG 필드 신호를 보다 효과적이고 정확하게 검출(detection)하여, HT 모드 검출 오류로 인하여 발생하는 전체 패킷 에러를 줄이고, 무선 자원을 효율성은 높이는 자기 상관 관계에 기반한 신호 검출 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 양태에 있어서, 무선랜 시스템의 신호 검출 방법은 무선 신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하고, 상기 디지털 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하고, 상기 FFT의 수행 결과에 대해 채널 보상을 수행하고, 상기 채널 보상의 결과에 대해 성상 디맵핑하고, 및 상기 성상 디맵핑 결과를 복호하는 것을 포함하되, 상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부는 상기 FFT의 수행 결과를 이용하여 판단한다.

상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단하는 것은 상기 무선 신호 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과와 상기 무선 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과간의 자기 상관관계를 기반으로 판단할 수 있다.

상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단하는 것은 상기 무선 신호의 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과를 저장하고, 및 상기 L-SIG 신호의 소정의 부반송파에서의 값 YL과 상기 무선신호의 상기 소정의 부반송파에서의 값 YHT 간의 자기 상관도 값을 구하는 것을 더 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 양태에 있어서, 본 발명에 따른 수신기는 무선 신호를 수신하는 RF부, 상기 무선신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC부, 상기 디지털 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT부, 상기 FFT의 수행 결과에 대해 채널 보상을 수행하는 MIMO 검출부, 상기 채널 보상의 결과에 대해 성상 디맵핑하는 성상 디맵퍼, 상기 성상 디맵핑 결과를 복호하는 복호부 및 상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 상기 FFT의 수행 결과를 이용하여 판단하는 HT 검출부를 포함한다.

상기 수신기는 상기 FFT부 전단에서 동작하며 동작 클럭 속도를 높이는 제1 버퍼, 및 상기 FFT부 후단에서 동작하며 동작 클럭 속도를 낮추는 제2 버퍼;를 더 포함할 수 있다.

상기 HT 검출부는 상기 무선 신호 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과와 상기 무선 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과간의 자기 상관관계를 기반으로 상기 무선신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단할 수 있다.

상기 HT 검출부는 상기 무선 신호의 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과를 저장하는 메모리, 상기 L-SIG 신호의 소정의 부반송파에서의 값 YL과 상기 무선신호의 상기 소정의 부반송파에서의 값 YHT 각각의 실수부와 허수부의 절대값을 구하는 ABS 부, 및 상기 절대값을 누적하는 ACC부를 포함할 수 있다.

상기 메모리의 크기는 상기 소정의 부반송파의 개수에 의해 결정될 수 있다.

IEEE 802.11n 무선랜 시스템의 HT SIG 검출에 있어서, 기존의 MIMO 검출기(또는 등화기(equalizer)) 이후에 I/Q 에너지 비교를 통하여 신호 검출을 수행하던 방식에 비하여, 더 많은 부반송파에 대한 위상 회전(phase rotation)을 확인할 수 있어 HT SIG 검출의 정확도를 증가 시킬 수 있다. 또한 채널 정보에 대한 가중치를 적용하게 되므로, 이로 인한 성능 향상도 기대할 수 있다.

도 1은 IEEE 802.11의 물리계층 아키텍처를 나타낸 도면이다.
도 2는 L-STA 및 HT-STA이 공존하는 무선랜 시스템에서 HT 혼합(HT mixed) PLCP 프레임 포맷의 일례를 나타낸 블록도이다.
도 3은 HT-SIG 필드에 포함되는 제어정보를 보여준다.
도 4는 각각 L-SIG 필드와 HT-SIG 필드의 맵핑에 사용되는 BPSK, Q-BPSK 성상을 나타낸 것이다.
도 5는 I-위상과 Q-위상을 비교하여 HT 모드 검출을 수행하는 수신기의 구성 일례를 나타낸 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예가 적용될 수 있는 버퍼를 가진 수신기 구조를 나타낸 블록도이다.
도 7은 도 6의 구조를 가진 수신기 각 부의 타이밍 다이어그램이다.
도 8은 HT-SIG 검출을 위하여 사용할 수 있는 부반송파를 나타낸 것이다.
도 9은 본 발명의 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 HT-SIG 검출 블록의 일례를 나타낸 것이다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 상세히 설명한다.

본 발명의 실시예가 구현되는 WLAN(wireless local area network) 시스템은 적어도 하나의 BSS(basic service set)을 포함한다. BSS는 서로 통신하기 위해 성공적으로 동기화된 스테이션(station, STA)의 집합이다. BSS는 독립(Independent) BSS(IBSS)와 인프라스트럭쳐(Infrastructure) BSS로 분류할 수 있다.

BSS는 적어도 하나의 STA과 AP(access point)를 포함한다. AP는 BSS내의 STA 각각 무선매체(wireless medium)를 통해 연결을 제공하는 기능 매체이다. AP는 집중 제어기(centralized controller), BS(base station), 스케줄러 등과 같은 다른 명칭으로 불릴 수 있다.

STA은 IEEE 802.11 표준을 만족하는 MAC(medium access control) 및 PHY(wireless-medium physical layer) 인터페이스를 포함하는 임의의 기능 매체이다. STA는 AP 또는 non-AP STA 일 수 있으나, 이하에서 별도로 표시하지 않는 한 non-AP STA를 지칭한다. STA는 UE(user equipment), MS(mobile station), MT(mobile terminal), 휴대용 기기, 인터페이스 카드 등과 같은 다른 명칭으로 불릴 수 있다.

STA은 HT-STA 및 L(Legacy)-STA으로 구분될 수 있다. HT-STA는 IEEE 802.11n을 지원하는 STA을 말하고, L-STA는 IEEE 802.11n의 하위 버전, 예를 들어 IEEE 802.11a/g을 지원하는 STA을 말한다. L-STA는 non-HT STA라고도 한다.

도 1은 IEEE 802.11의 물리계층 아키텍처를 나타낸 도면이다.

IEEE 802.11 의 물리계층 아키텍처(PHY layer architecture)는 PLME(PHY Layer Management Entity), PLCP(Physical Layer Convergence Procedure) 부계층(110), PMD(Physical Medium Dependent) 부계층(100)으로 구성된다. PLME는 MLME(MAC Layer Management Entity)와 협조하여 물리계층의 관리기능을 제공한다. PLCP 부계층(11)은 MAC 부계층(120)과 PMD 부계층(100) 사이에서 MAC 계층(120)의 지시에 따라 MAC 부계층(120)으로부터 받은 MPDU(MAC Protocol Data Unit)를 PMD 부계층에 전달하거나, PMD 부계층(100)으로부터 오는 프레임을 MAC 부계층(120)에 전달한다. PMD 부계층(100)은 PLCP의 하위 계층으로서 무선 매체를 통한 두 스테이션간 물리 계층 개체(entity)의 송수신이 가능하도록 한다.

PLCP 부계층(110)은 MPDU를 MAC 부계층(120)으로부터 받아 PMD 부계층(100)으로 전달하는 과정에서 물리계층 송수신기에 의해 필요한 정보를 포함하는 부가필드를 덧붙인다. 이때 부가되는 필드는 MPDU에 PLCP 프리앰블(preamble), PLCP 헤더(header), 데이터 필드 위에 필요한 꼬리 비트(Tail Bits) 등이 될 수 있다. PLCP 프리앰블은 PSDU(PLCP Service Data Unit = MPDU)가 전송되기 전에 수신기로 하여금 동기화 기능과 안테나 다이버시티를 준비하도록 하는 역할을 한다. PLCP 헤더에는 프레임에 대한 정보를 포함하는 필드가 포함되는데 이는 이후에 도 2를 참조하여 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

PLCP 부계층(110)에서는 MPDU에 상술한 필드를 부가하여 PPDU(PLCP Protocol Data Unit)를 생성하여 PMD 부계층을 거쳐 수신 스테이션으로 전송하고, 수신 스테이션은 PPDU를 수신하여 PLCP 프리앰블, PLCP 헤더로부터 데이터 복원에 필요한 정보를 얻어 데이터를 복원한다.

도 2는 L-STA 및 HT-STA이 공존하는 무선랜 시스템에서 HT 혼합(HT mixed) PLCP 프레임 포맷의 일례를 나타낸 블록도이다.

HT 혼합 PLCP 프레임은 L-STF 필드(210), L-LTF 필드(220), L-SIG 필드(230), HT-SIG 필드, HT-STF 필드(260), HT-LTF 필드(270) 및 HT-DATA 필드(290)를 포함할 수 있다. HT-SIG 필드는 HT-SIG1(240-1) 및 HT-SIG2(240-2), 두 부분으로 구성된다. HT-SIG1(240-1) 및 HT-SIG2(240-2)은 각각 24비트를 포함할 수 있다.

PLCP 부계층에서는 MAC 계층으로부터 전달 받은 MPDU에 필요한 정보를 더하여 도 2의 데이터(290)로 변환하고 L-STF 필드(210), L-LTF 필드(220), L-SIG 필드(230), HT-SIG 필드, HT-STF 필드(260), HT-LTF 필드(270) 등의 필드를 더하여 PPDU 프레임(200)을 생성하고 PMD 계층을 통해 하나 또는 그 이상의 STA에게 전송한다.

L-STF 필드(210)는 프레임 타이밍 획득(frame timing acquisition), AGC(automatic gain control) 제어, 거친(coarse) 주파수 획득 등에 사용된다.

L-LTF 필드(220)는 L-SIG 필드(230) 및 HT-SIG 필드(240)의 복조를 위한 채널 추정에 사용한다.

HT-STF 필드(260)는 MIMO 시스템에서 AGC 추정을 향상을 위해 전송한다. HT-STF 필드(260)의 전송기간(duration)은 4us(micro second)이다.

HT-LTF 필드(270)는 복수로 구성되어 데이터 필드(290)의 복조를 위한 채널 추정에 사용된다.

L-STF 필드(210), HT STF 필드(260)와 같은 STF(Short Training field) 필드는 프레임 타이밍 획득(frame timing acquisition), AGC(automatic gain control) 제어 등에 사용되므로 동기신호 또는 동기채널이라고도 한다. 즉, STF는 STA간 또는 STA과 AP간 동기를 맞추기 위해 사용된다.

L-LTF 필드(220), HT LTF 필드(270)와 같은 LTF 필드(Long Training field)는 데이터 및/또는 제어정보의 복조를 위한 채널 추정에 사용되므로 기준신호, 훈련신호(training signal) 또는 파일럿(pilot)이라고도 한다.

L-SIG 필드(230) 및 HT-SIG 필드(240-1, 240-2)는 데이터의 복조 및 디코딩에 필요한 여러가지 정보를 제공하므로 제어정보라고도 한다.

도 3은 HT-SIG 필드(240-1, 240-2)에 포함되는 제어정보를 보여준다. 각 제어정보의 역할 및 기능에 대한 보다 상세한 내용은 2009년 6월 개시된 "IEEE P802.11n™/D11.0, Draft STANDARD for Information Technology-Telecommunications and information exchange between systems-Local and metropolitan area networks-Specific requirements Part 11: Wireless LAN Medium Access Control(MAC) and Physical Layer(PHY) specifications Amendment 5: Enhancements for Higher Throughput, Clause 20. High Throughput PHY specification"을 참조할 수 있다.

도 2의 HT 혼합 모드 PLCP 프레임의 포맷에서 볼 수 있듯이 기존의 레거시 무선랜 시스템과의 호환성을 유지하기 위해서, HT-SIG 필드 이전까지는 레거시 무선랜 시스템에서와 동일한 프레임 포맷을 유지하고 있다.

HT-SIG 필드는 HT-SIG1, HT-SIG2 두 분으로 구성되며 코딩율 R=1/2로 인코딩되고 BPSK 성상(constellation)으로 맵핑된다. 또한 복수의 파일럿(pilots)을 갖는다. HT-SIG 필드(240-1, 240-2)의 맵핑에 사용되는 성상은 수신 STA이 HT-SIG 필드가 시작됨을 쉽게 검출할 수 있도록 하기 위하여, L-SIG 필드 맵핑에 사용되는 BPSK 성상을 90도 위상 쉬프트(shift)한 Q-BPSK 성상으로 맵핑한다.

도 4는 각각 L-SIG 필드와 HT-SIG 필드의 맵핑에 사용되는 BPSK, Q-BPSK 성상을 나타낸 것이다.

HT-SIG 필드에 적용되는 성상을 달리하여 맵핑하고 전송된 PPDU를 수신한수신 STA은, 수신한 OFDM 신호를 FFT(Fast Fourier Transform) 수행 후, 채널에 대한 보상이 완료된 상태에서 HT-SIG 필드의 값이 들어올 때, I-위상(I-phase) 성분의 에너지(energy)와 Q-위상(Q-phase) 성분의 에너지를 비교하여, Q-위상 성분이 I-위상 성분에 비하여 크게 나타날 경우, HT-SIG 필드임을 인식하고 HT 모드임을 검출할 수 있다.

이후, HT-SIG 신호를 Q-BPSK 변조에 맞추어 복원하여, 뒤따라오는 신호를 HT 프레임 포맷 형태로 복원하게 된다. 만일, HT-SIG 필드의 검출이 잘못된 경우, 다시 말해서 Q-위상 성분과 I-위상 성분의 비교를 통한 HT-SIG 필드 판단이 옳지 않을 경우, CRC를 통한 오류 확인과정에서 실패(fail)의 결과를 얻게 되어 해당 수신 패킷 전체를 잃을 수 있다. 따라서, HT-SIG 필드 검출의 정확도에 따라, 전체 HT 신호 검출 및 시스템 전체의 쓰루풋(throughput)에 영향을 줄 수 있다.

그러나, 일반적인 40MHz 동작 클럭(operating clock)을 사용하며, 40MHz 대역폭(band width)에 128 포인트(point) FFT를 이용한 시스템의 경우, 연속적으로 들어오는 입력 데이터에 대하여 HT-SIG 필드를 검출하는데 주어진 시간은, 수개의 클럭 사이클(clock cycle)에 지나지 않는다. 즉, 이 시간은 OFDM 신호가 가지는 특성인 보호 간격(Guard Interval, GI) 시간을 초과할 수 없다. 여기에 덧붙여, 채널 보상에 사용되는 시간을 포함할 경우, 이 HT-SIG 검출을 위해서 사용될 수 있는 부반송들(subcarriers)의 수는 더욱 줄어들게 된다.

이러한 문제점을 극복하기 위한 방법으로, 전체 시스템의 동작 클럭속도를 높여, HT-SIG 검출에서 사용하는 시간을 충분히 확보하는 방법을 고려할 수 있다. 그러나, 시스템의 복잡도 및 구현상의 어려움 등으로 인하여, 전체 시스템 클럭을 무한정 높일 수 없는 문제점이 존재하며, 또한 채널 보상과 관련한 동작을 수행하는 블록(block)이 다중안테나를 포함하는 경우에는 시스템의 복잡도로 인하여, 다른 블록들에 비하여 클럭 속도를 높이는데 더욱 큰 어려움이 발생할 수도 있다.

앞에서 기술하였듯이, HT-SIG 필드에서의 Q-BPSK 신호를 검출 해내기 위해, 기존에는 수신한 OFDM 신호를 FFT 수행 후, 채널에 대한 보상이 완료된 상태에서 HT-SIG 필드의 값이 들어올 때, I-위상/Q-위상 간의 에너지 크기를 비교한 후, Q-위상 신호가 단순히 크게 나타날 경우에, 이 정보를 바탕으로 HT 모드 검출이 이루어지도록 하였다.

도 5는 I-위상과 Q-위상을 비교하여 HT 모드 검출을 수행하는 수신기의 구성 일례를 나타낸 블록도이다.

도 5와 같은 수신단에서, 계속하여 연속적으로 입력되는 데이터를 처리하기 위해, 시간 영역(time domain)에서의 동작이 일어나는 수신기 전단부(receiver front-end)단 이후, FFT를 수행하는 부분은 FFT부를 병렬적으로 다수 개 사용하여 연속적인 동작이 일어나게 하거나, 그렇지 않은 경우, 동작 클럭 속도를 두 배 이상 높여 동작하도록 설계할 수 있다.

여기서는 수신기 전단부 이후, FFT 클럭 속도를 두 배 높이는 경우를 가정한 수신단을 기준으로 설명하도록 한다.

도 6은 본 발명의 일 실시예가 적용될 수 있는 버퍼를 가진 수신기 구조를 나타낸 블록도이다.

도 6의 수신단 구조는 FFT 입력단에 제1 버퍼(buffer)(610)가 존재하게 되며, FFT 이후 타이밍(timing)에 민감한 MIMO 검출기(MIMO detector)의 동작을 위하여, 동작 클럭 속도를 낮추는 제2 버퍼(620)가 존재한다.

도 7은 도 6의 구조를 가진 수신기 각 부의 타이밍 다이어그램이다.

검출기의 출력을 이용하여 HT-SIG 검출을 수행할 경우, 연속해서 나오는 데이터로 인하여, 실제 HT-SIG 검출을 위하여 사용할 수 있는 부반송파 수는 GI 구간에서 검출기 및 HT-SIG 검출에서 사용되는 지연구간을 제외한 구간 동안 가능하다.

도 8은 HT-SIG 검출을 위하여 사용할 수 있는 부반송파를 나타낸 것이다.

도 8의 점선으로 표시한 원내의 아주 짧은 구간 동안의 부반송파에 대해서만, I 위상 성분/Q 위상 성분의 에너지 비교를 통하여 HT-SIG 검출이 이루어지게 된다.

도 9은 본 발명의 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.

상술한 문제점을 줄이면서, HT-SIG 검출 확률을 높이기 위하여 본 발명에 따른 수신기는 HT-SIG의 검출을 FFT 출력단에서 이루어지도록 한다.

위와 같이 FFT 출력단에서 HT-SIG 검출을 하기 위해서는, HT-SIG 필드 부분의 위상 회전을 검출해야 하며, 이는 L-SIG 필드와 HT-SIG 필드간의 자기 상관도(auto-correlation)를 이용하여 판단할 수 있다.

즉, L-SIG와 HT-SIG의 동일한 하나의 부반송파에 대한 주파수 영역에서의 식을 전개하면 아래 수식 1과 같다.

[수식 1]

y ₁= h x ₁ + n ₁(L-SIG)

y ₂= hx ₂+ n ₂(HT-SIG)

여기에서 y ₁, y ₂는 수신단에서 수신한 L-SIG, HT-SIG 신호, x ₁, x ₂는 전송단에서 전송한 신호, h는 채널 행렬, n ₁, n ₂는 백색잡음(adaddi white gaussian noise, AWGN)을 의미한다.

그리고, 무선랜 시스템에서 채널은 한 패킷 구간 동안 반고정(quasi-static)적인 것으로 가정하므로, 동일한 부반송파에 대해서 채널행렬 h 는 바뀌지 않고, 전송한 신호인 x ₁, x ₂만이 변하며, I-위상에 정보를 갖는 x ₁과, Q-위상에 정보를 갖는 x ₂에 의해 수신된 y ₁, y ₂의 상관도 결과는 아래 수식 2와 같다.

[수식 2]

y ₁ ^*·y ₂=(h x ₁ + n ₁)^*·(hx ₂+ n ₂)=∥h∥²(x ₁ ^* x ₂+x ₁ ^* n ₂+x ₂ x ₂ ^*+n ₁ ^* n ₂)

위 상관도 값의 기대치(expectation)를 구하면, 수식 2의 우변에서 AWGN 잡음과 곱해지는 신호의 항은 0으로 근사화 할 수 있으므로 무시할 수 있다. 그리고, x ₁ ^* x ₂값은 허수(imaginary) 값을 가지므로, 이를 이용하여 HT-SIG의 회전을 확인할 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 HT-SIG 검출 블록의 일례를 나타낸 것이다.

L-SIG 필드의 FFT 출력(910)이 출력되는 동안 메모리(920)에 이를 저장한다. 이때, 메모리의 크기는 HT-SIG 검출에 사용할 자기 상관도 연산 결과의 수만큼 정의할 수 있다. 그리고, 다음 HT-SIG 필드의 FFT 출력이 출력될 때, 메모리에 저장된 같은 부반송파에서의 값과 자기 상관도를 구하는 연산을 수행한다. 이렇게 연산된 실수부의 절대값 및 허수부의 절대값을 계산하는 ABS 부(930)를 거쳐 획득한 실수부의 절대값과 허수부의 절대값을 ACC 부(940)에 누적(accumulation)한다.

더 이상 상관도를 구할 데이터가 없을 때, 누적된 실수부의 절대값과 허수부의 절대값의 크기를 비교하여, 허수부의 절대값이 실수부의 절대값 보다 클 경우, HT SIG 검출 신호를 발생하여, 디맵핑 블록에 HT SIG 신호를 검출하였음을 알려주게 된다.

위와 같이 FFT 출력단에서 상관도를 구하는 경우, 기존의 MIMO 검출기출력을 이용하여 HT SIG 필드를 검출하는 것에 비하여, 두 배 이상의 부반송파 데이터에 대해 HT SIG의 회전을 확인할 수 있으므로, 기존에 비해 검출 성능 향상을 얻을 수 있다.

상술한 실시예들은 다양한 양태의 예시들을 포함한다. 다양한 양태들을 나타내기 위한 모든 가능한 조합을 기술할 수는 없지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 다른 조합이 가능함을 인식할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허청구범위 내에 속하는 모든 다른 교체, 수정 및 변경을 포함한다고 할 것이다.

Claims

무선랜 시스템의 신호 검출 방법에 있어서,
무선 신호를 수신하여 디지털 신호로 변환하는 단계;
상기 디지털 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 단계;
상기 FFT의 수행 결과에 대해 채널 보상을 수행하는 단계;
상기 채널 보상의 결과에 대해 성상 디맵핑하는 단계; 및
상기 성상 디맵핑 결과를 복호하는 단계;를 포함하되,
상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부는 상기 FFT의 수행 결과를 이용하여 판단하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1 항에 있어서,
상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단하는 것은,
상기 무선 신호 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과와 상기 무선 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과간의 자기 상관관계를 기반으로 판단하는 방법.
제2 항에 있어서,
상기 L-SIG 신호는 상기 BPSK 성상으로 변조되어 전송되는 방법.
제1 항에 있어서,
상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단하는 것은,
상기 무선 신호의 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과를 저장하는 단계;, 및
상기 L-SIG 신호의 소정의 부반송파에서의 값 Y_L과 상기 무선신호의 상기 소정의 부반송파에서의 값 Y_HT 간의 자기 상관도 값을 구하는 단계;을 더 포함하는 방법.
제4 항에 있어서 상기 Y_L과 상기 Y_HT 간의 자기 상관도 값은 하기 수식과 같이 구해지는 방법.
y _L ^*·y ₂=(hx _L + n _L)^*·(hx _HT+ n _HT)=∥h∥²(x _L ^* x _HT+x _L ^* n _HT+x _HT x _HT ^*+n _L ^* n _HT)
여기에서 h는 채널행렬, x _L은 상기 L-SIG의 상기 소정의 부반송파에서의 데이터, n _L은 상기 L-SIG의 상기 소정의 부반송파에서의 잡음, x _HT은 상기 무선 신호의 상기 소정의 부반송파에서의 데이터, n _HT은 상기 무선 신호의 상기 소정의 부반송파에서의 잡음이다.
제4 항에 있어서,
상기 L-SIG 신호는 상기 BPSK 성상으로 변조되어 전송되는 방법.
무선 신호를 수신하는 RF부;
상기 무선신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC부;
상기 디지털 신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하는 FFT부;
상기 FFT의 수행 결과에 대해 채널 보상을 수행하는 MIMO 검출부;
상기 채널 보상의 결과에 대해 성상 디맵핑하는 성상 디맵퍼부;
상기 성상 디맵핑 결과를 복호하는 복호부; 및,
상기 무선 신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 상기 FFT의 수행 결과를 이용하여 판단하는 HT 검출부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제7 항에 있어서,
상기 FFT부 전단에서 동작하며 동작 클럭 속도를 높이는 제1 버퍼; 및
상기 FFT부 후단에서 동작하며 동작 클럭 속도를 낮추는 제2 버퍼;를 더 포함하는 수신기.
제7 항에 있어서,
상기 HT 검출부는 상기 무선 신호 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과와 상기 무선 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과간의 자기 상관관계를 기반으로 상기 무선신호가 BPSK 성상을 90도 회전하여 얻은 Q-BPSK 성상으로 변조된 신호인지 여부를 판단하는 수신기.
제9 항에 있어서,
상기 L-SIG 신호는 상기 BPSK 성상으로 변조되어 전송되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제8 항에 있어서,
상기 HT 검출부는 상기 무선 신호의 직전에 전송되는 L-SIG 신호에 대한 상기 FFT의 수행결과를 저장하는 메모리;
상기 L-SIG 신호의 소정의 부반송파에서의 값 YL과 상기 무선신호의 상기 소정의 부반송파에서의 값 YHT 각각의 실수부와 허수부의 절대값을 구하는 ABS 부; 및
상기 절대값을 누적하는 ACC부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제11 항에 있어서,
상기 메모리의 크기는 상기 소정의 부반송파의 개수에 의해 결정되는 수신기.