KR20120069383A - 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템 - Google Patents

간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20120069383A
KR20120069383A KR1020100130908A KR20100130908A KR20120069383A KR 20120069383 A KR20120069383 A KR 20120069383A KR 1020100130908 A KR1020100130908 A KR 1020100130908A KR 20100130908 A KR20100130908 A KR 20100130908A KR 20120069383 A KR20120069383 A KR 20120069383A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
matrix
interference
efficient
interference alignment
Prior art date
Application number
KR1020100130908A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101172718B1 (ko
Inventor
성영철
이준세
김동건
Original Assignee
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국과학기술원 filed Critical 한국과학기술원
Priority to KR1020100130908A priority Critical patent/KR101172718B1/ko
Publication of KR20120069383A publication Critical patent/KR20120069383A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101172718B1 publication Critical patent/KR101172718B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/0048—Decoding adapted to other signal detection operation in conjunction with detection of multiuser or interfering signals, e.g. iteration between CDMA or MIMO detector and FEC decoder
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0452—Multi-user MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/0328—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with interference cancellation circuitry

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법 및 이를 이용한 시스템을 개시한다.
시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서 효율적인 간섭 정렬을 하기 위한 효율적인 수신 방법에 있어서,
원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 a)단계;
상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 b)단계;
상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계; 및
상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함하는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.

Description

간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템{Efficient Blind Receiver Architecture for Interference Alignment Systems}
본 발명은 통신 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법 및 이를 이용한 시스템에 관한 것이다.
셀룰러 통신은 서비스 지역을 작은 지역적 단위인 '셀'로 나누게 되는데, 이러한 '셀'은 한 기지국이 커버하는 영역을 의미한다. 상기 '셀'의 크기는 가입자의 밀도에 따라 변화될 수 있으며 통상 가입자의 밀도가 높아질수록 셀의 크기는 작아진다.
따라서, '셀'들이 중첩되는 영역이 계속 증가하고, 이렇게 중첩된 영역에서는 신호들 사이의 간섭으로 인하여 시스템 성능이 떨어진다. 이와 같은 간섭 영향을 효과적으로 해결하는 방법으로 간섭 정렬 기술이 제안되었다.
상기 간섭 정렬 기술은 모든 직접 링크와 간섭 링크의 채널을 알고 있다는 가정하에서 전체 공간을 원하는 신호 공간과 간섭 신호 공간으로 나누어서 여러 개의 간섭 신호들은 제한된 간섭 공간에서만 존재하도록 하는 송신 빔형성 기술이다.
만약, 원하는 신호 공간과 간섭 신호 공간이 선형 독립이라면, 간섭 영향이 없이 원하는 신호를 추출할 수 있기 때문에, 원하는 자유도(Degree of Freedom), 다시 말해서, 다중화 이득(Multiplexing Gain)을 얻을 수 있다.
상기 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 송신신호를 추정하기 위해 모든 채널 정보를 요구하였던 기존 수신기의 구조에서 발생하였던 일부의 채널 정보만으로 신호의 추정이 불가능하였던 것을 직접 링크된 채널 정보만을 이용하여 모든 채널을 사용한 기존 수신기와 동일한 성능을 얻을 수 있는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법 및 이를 이용한 시스템을 제공하는 것이다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 a)단계, 상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 b)단계, 상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계 및 상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함한다.
상기 전체신호는
Figure pat00001
으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
상기 r은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체 수신 신호이며, Ak, bk는 각각 k번째 사용자의 수신 진폭과 심복 스트림이며, Sk는 정규화된 부호 웨이브폼(Waveform) 벡터이다. bk는 동일 확률로 +1과 -1을 갖는 랜덤 변수이다.
상기 b)단계의 자기상관 행렬은
Figure pat00002
으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
이때 S는 [S1S2...Sk]로 웨이브폼 벡터를 모아 놓은 행렬이며, A는 각각의 진폭 A1 2, A2 2, A3 2...Ak 2를 원소로 갖는 대각 행렬이며, C는 전체 수신 신호의 자기상관 행렬이며,
Figure pat00003
는 잡음의 파워이다.
상기 c)단계의 고유값 분해과정은 수학식 10을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 한다.
수학식 10
Figure pat00004
여기서, U는 unitary 행렬,
Figure pat00005
는 대각 행렬, Us는 가장 큰 고유값에 해당하는 k개의 고유 벡터로 이루어진 행렬,
Figure pat00006
는 가장 큰 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬이다.
상기 d)단계의 분해 필터링은 수학식 11을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 한다.
수학식 11
Figure pat00007
여기서, d1는 필터링값을 나타낸다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 시스템은 상기 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 수신 방법을 이용하는 시스템인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 간섭 채널 환경에서 모든 채널 정보를 요구하였던 기존의 간섭정렬 통신시스템 수신기 구조의 문제점을 극복하기 위해 일부의 채널정보로 동등한 성능 및 수신기 구조가 훨씬 더 적은 채널 정보만을 가지고도 기존 대비 비슷한 성능을 낼 수 있는 효과가 있다.
또한 제안한 수신기 구조를 통해 간섭 정렬 통신 시스템의 수신단에서 효율적인 신호 추정을 가능하게 할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 K개의 안테나를 가지는 송신단과 수신단이 존재하는 K-사용자 MIMO 간섭 채널 환경을 나타내는 개념도이다.
도 2는 본 발명의 제안된 수신 필터를 통해 얻은 데이터 전송률의 합과 기존의 모든 채널 정보를 안 상태에서 얻은 데이터 전송률 합을 비교한 그래프이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 수신 방법을 설명하기 위한 플로우 챠트이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "~부","~기" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 첨부 도면 및 도면에 기재된 내용을 참조하여야 한다.
도 1은 K개의 안테나를 가지는 송신단과 수신단이 존재하는 K-사용자 MIMO 간섭 채널을 나타낸 예시도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명은 간섭 정렬 기술을 기반으로 한다. 여기서 도 1은 K개의 안테나를 가지는 송신단과 수신단이 존재하는 K-사용자 MIMO 간섭 채널 환경을 나타낸다. 즉, K개의 송신단과 각 송신단에 해당하는 수신단이 존재하고, 각 송신단과 수신단은 N개와 M개의 안테나를 갖는다고 가정한다. 그리고, 무선 채널의 특성상 수신단 k에서 n번째 시간에 수신하는 신호는 하기의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00008
여기서, sk[n]과 Vk[n]은 송신단 k가 전송하는 송신 데이터 벡터(d×1)와 빔형성 행렬(N×d)을 나타낸다. 그리고, Hkl[n]과 nk[n]은 송신단 l에서 수신단 k까지의 채널 행렬(M×N)과 잡음 벡터(M×1)을 가리킨다. 그래서 상기 수학식 1의 첫 번째 항은 '원하는 신호'를 두 번째와 세 번째 항은 '간섭'과 '잡음'을 나타낸다.
한편, 간섭 정렬 기술이란 각 수신단에서 M차원의 신호 공간을 d차원의 신호 부공간과 (M-d)차원의 간섭 부공간으로 나누어 (K-1)개의 간섭 신호들을 모두 (M-d)차원의 공간에 정렬하여 간섭 공간과 선형 독립적인 신호 공간을 확보함으로써 원하는 신호에서 간섭의 영향을 완전히 제거하는 기술을 의미한다.
이렇게 하여 얻을 수 있는 최대 자유도는
Figure pat00009
이다. 이와 같은 최대 자유도를 얻는 경우는 각 송신단에서
Figure pat00010
개의 데이터 스트림을 전송하는, 즉
Figure pat00011
인 경우이다. 이와 같은 경우 간섭 정렬 조건을 하기의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00012
여기서 C(A)는 A행렬의 열들이 스팬(span)하는 열공간(column space)을 의미한다. 따라서 상기 수학식 2의 각 행은 각 수신단에서 정렬해야 하는 신호들의 공간을 의미한다. 위 조건에서 첫 번째 행의 첫 등식은 하기의 수학식 3과 같이 다시 나타낼 수 있다.
Figure pat00013
여기서,
Figure pat00014
는 Vi의 k번째 열을 의미하고,
Figure pat00015
은 선형 조합 계수이다. 즉, 두 행렬이 스팬(span)하는 열공간이 일치한다는 것은 한쪽 행렬의 각 열은 다른 쪽 행렬의 선형 조합으로 나타낼 수 있다는 것을 의미한다, 이를 크로네커 곱(Kronecker Product)을 이용하여 다시 정리하면 하기의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00016
여기서, Id는 d×d 단위 행렬을 나타내고,
Figure pat00017
는 두 행렬의 크로네커 곱(Kronecker Product)이다. 그리고, vec(A)은 행렬의 열을 계속 쌓아서 만든 벡터를 의미한다.
위의 결과를 바탕으로 Aij들과 Hij들이 주어지면, 상기 수학식 2의 전체 등식을 하기의 수학식 5와 같이 하나의 선형식으로 나타낼 수 있다.
Figure pat00018
여기서, Aij는
Figure pat00019
를 k번째 행과 l번째 열로 갖는 선형 조합 계수 행렬이다. 이 때 앞에 있는 행렬을
Figure pat00020
라고 정의하고 뒤에 있는 벡터를 v로 정의하면 하기의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00021
여기서
Figure pat00022
행렬의 크기는
Figure pat00023
이다.
행렬의 크기 및 Aij 의 값에 따라서 수학식 5의 해가 존재하지 않을 수 있다.
우선
Figure pat00024
이 옆으로 긴 행렬(fat matrix)인 경우 (예, K=3, N>M, d=M/2)에는 해가 항상 존재하고, 그 해는
Figure pat00025
의 널공간 (null space)에 있는 임의 벡터가 된다.
반면
Figure pat00026
가 정방 행렬 또는 위로 긴 행렬(tall matrix)인 경우에는 두 가지의 경우도 다시 나눌 수 있다.
첫 번째의 경우는 Aij를 잘 선택하여
Figure pat00027
가 d의 nullity를 갖는 경우이고, 두번째의 경우는 어떤 Aij를 선택하더라도
Figure pat00028
가 full rank가 되어 [수학식 5]의 해가 존재하지 않는 경우이다.
상기 첫 번째의 경우(예컨대,
Figure pat00029
가 d의 nullity를 갖는 경우)의 예는 K=3, N=M=2d인 경우를 예로 들 수 있다.
이 예는 간섭 정렬이 실제 환경에서 쓰일 수 있는 현실적인 경우 중 하나이다. 그래서 본 특허에서는 이 경우를 중점적으로 설명한다.
상기 두 번째의 경우(예컨대, 어떤 Aij를 선택하더라도
Figure pat00030
가 full rank가 되는 경우)에 해당하는 예로는, K=4, M=N=2d인 경우로 간섭 정렬이 불가능하다고 알려진 경우이다.
앞에서 언급한 바와 같이, K=3, N=M=2d의 경우에는 Aij를 잘 선택하여
Figure pat00031
가 d의 nullity를 갖는다는 사실을 확인할 수 있다.
그리고 d 차원을 널 공간의 기저벡터로 이루어진 (KdN×d) 행렬은 다음과 같은 형태를 띤다.
Figure pat00032
여기서,
Figure pat00033
의 각 column은 같은 크기 N의 벡터 d개가 각각 다른 상수가 곱해져서 있는 형태이다.
그래서
Figure pat00034
의 최소 고유치를 갖는 고유값 벡터 하나를 선택하여 송신 빔을 결정할 경우에는 동일 송신 단에서 전송되는 다수의 스트림이 모두 같은 빔 방향으로 전송되는 현상이 나타난다.
그래서 다수의 송신 데이터를 수신 단에서 분리할 수 없는 문제점이 발생한다.
하지만, Aij를 잘 설계되었을 경우에는 의 nullity가 d이므로 d개의 널벡터 중 어떤 것을 선택하더라고 간섭 정렬이 가능하다.
이때, 주어진
Figure pat00035
에 대해 v[n]을 계산하여 송신 데이터 벡터로 사용하면 각각의 수신단 입장에서 간섭이 정렬되어 들어오게 된다.
앞에서 상술한 간접 정렬 상황에서도 간섭 신호와 원하는 신호가 섞여서 들어올 때 원하는 신호만을 남겨두고 원하지 않는 신호를 차단하는 필터를 만들 수 있다.
우선, 본 발명에서 사용된 K명의 사용자가 있는 시스템 모델은 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00036
이때 r은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체 수신 신호이며, Ak, bk는 각각 k번째 사용자의 수신 진폭과 심복 스트림이며, Sk는 정규화된 부호 웨이브폼(Waveform) 벡터이다. bk는 동일 확률로 +1과 -1을 갖는 랜덤 변수이다.
이 때 전체 수신 신호의 자기상관(autocorrelation) 행렬을 C라 하였을 때 C는 아래에 기재된 수학식 9와 같다.
Figure pat00037
이때 S는 [S1S2...Sk]로 웨이브폼 벡터를 모아 놓은 행렬이다. 또한 A는 각각의 진폭 A1 2, A2 2, A3 2...Ak 2를 원소로 갖는 대각 행렬이다.
Figure pat00038
는 잡음의 파워이다. 이때 C를 고유값 분해(eigendecomposition)하면 수학식 5와 같이 된다.
Figure pat00039
이 때 U는 unitary 행렬이고
Figure pat00040
는 대각 행렬이다. 또한 Us는 가장 큰 고유값에 해당하는 k개의 고유 벡터로 이루어진 행렬이며
Figure pat00041
는 가장 큰 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬이다.
위와 같은 상황에서 아래에 기재된 수학식 10과 같은 필터를 통해서 간섭 신호를 차단한다.
Figure pat00042
상기 수학식 11의 필터를 사용하면 d1 Ts1=1이고 k≠1에 대하여 d1 Ts1=0이 된다. 즉, s1만을 원하는 수신단에서 이 필터를 사용하면 원하는 신호만을 받을 수 있다.
마찬가지로 위의 필터를 간섭 정렬 상황으로 가지고 온다. 간섭이 정렬되어 있는 상황에서 수학식 8에서 Akbk는 송신하고자 하는 데이터로, sk는 채널과 송신 데이터 벡터가 곱해진 HikVk라고 생각을 한다면 일반성을 잃지 않고 데이터가 독립이고 평균 0, 분산을 1을 가지는 가우시안 분포를 가진다고 할때 수학식 8은 간섭 정렬 상황에서 i번째 수신단에서 받는 데이터의 자기상관행렬(autocorrelation matrix)는 수학식 12와 같이 될 것이다.
Figure pat00043
이 때 k≠i인 k에 대하여 HikVk끼리는 선형 의존이기 때문에 s1=HiiVi, s2=HikVk라 하면 수학식 9와 같이 Ci를 고유값 분해(eigendecomposition)하여 얻은 Us와
Figure pat00044
를 통하여 i번째 수신단에서 i번 째 송신 단으로부터 오는 신호만 살리는 수신 필터 di를 설계할 수 있다.
도 2는 본 발명의 제안된 수신 필터를 통해 얻은 데이터 전송률의 합과 기존의 모든 채널 정보를 안 상태에서 얻은 데이터 전송률 합을 비교한 그래프이다.
도 2를 참조하면, 제안된 수신 필터를 통해서 얻은 데이터 전송률 합은 기존에 모든 채널 정보를 안 상태에서 데이터 전송률 합에 비해 거의 차이가 없이 얻게 됨을 알 수 있다.
여기서, 도 2의 가로축은 잡음비(SNR(dB))를 나타내며, 세로축은 전송률 합(sum(bps/Hz))을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 수신 방법을 설명하기 위한 플로우 챠트이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 상기 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 수신 방법은 a)단계(S10) 내지 d)단계(S40)를 포함한다.
상기 a)단계(S10)는 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 단계일 수 있다.
상기 b)단계(S20)는 상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 단계일 수 있다.
상기 c)단계(S30)는 상기 b)단계(S20)에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 단계일 수 있다.
상기 d)단계(S40)는 상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 단계일 수 있다.
보다 구체적으로, 상기 a)단계(S10)의 전체신호는 상술한 수학식 8로 표현될 수 있다.
상기 수학식 8의 r은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체 수신 신호이며, Ak, bk는 각각 k번째 사용자의 수신 진폭과 심복 스트림이며, Sk는 정규화된 부호 웨이브폼(Waveform) 벡터이다. bk는 동일 확률로 +1과 -1을 갖는 랜덤 변수이다.
상기 b)단계(S20)의 자기상관 행렬은 수학식 9로 표현될 수 있으며, 앞에서 상술한 수학식 8의 S는 [S1S2...Sk]로 웨이브폼 벡터를 모아 놓은 행렬이며, A는 각각의 진폭 A1 2, A2 2, A3 2...Ak 2를 원소로 갖는 대각 행렬이며, C는 전체 수신 신호의 자기상관 행렬이며,
Figure pat00045
는 잡음의 파워을 나타낸다.
상기 c)단계(S30)의 고유값 분해과정은 수학식 10을 이용하여 수행되며, 상기 수학식 10의 U는 unitary 행렬,
Figure pat00046
는 대각 행렬, Us는 가장 큰 고유값에 해당하는 k개의 고유 벡터로 이루어진 행렬,
Figure pat00047
는 가장 큰 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬이다.
상기 d)단계(S40)의 분해 필터링은 수학식 11을 이용하여 수행될 수 있다. 앞에서 상술한 수학식 11의 d1는 필터링값을 나타낸다.
따라서, 본 발명은 간섭 채널 환경에서 모든 채널 정보를 요구하였던 기존의 간섭정렬 통신시스템 수신기 구조의 문제점을 극복하기 위해 일부의 채널정보로 동등한 성능 및 수신기 구조가 훨씬 더 적은 채널 정보만을 가지고도 기존 대비 비슷한 성능을 낼 수 있는 효과를 가지며, 또한 제안한 수신기 구조를 통해 간섭 정렬 통신 시스템의 수신단에서 효율적인 신호 추정을 가능하게 할 수 있는 효과가 있다.
본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형의 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
S10: a)단계 S20: b)단계
S30: c)단계 S40: d)단계

Claims (9)

  1. 시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서 효율적인 간섭 정렬을 하기 위한 효율적인 수신 방법에 있어서,
    원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 a)단계;
    상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 b)단계;
    상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계; 및
    상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함하는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전체신호는,
    Figure pat00048
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 간섭정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
    상기 r은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체 수신 신호이며, Ak, bk는 각각 k번째 사용자의 수신 진폭과 심복 스트림이며, Sk는 정규화된 부호 웨이브폼(Waveform) 벡터이다. bk는 동일 확률로 +1과 -1을 갖는 랜덤 변수이다.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 b)단계의 자기상관 행렬은,
    Figure pat00049
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
    이때 S는 [S1S2...Sk]로 웨이브폼 벡터를 모아 놓은 행렬이며, A는 각각의 진폭 A1 2, A2 2, A3 2...Ak 2를 원소로 갖는 대각 행렬이며, C는 전체 수신 신호의 자기상관 행렬이며,
    Figure pat00050
    는 잡음의 파워이다.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 c)단계의 고유값 분해과정은,
    수학식 10을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
    수학식 10
    Figure pat00051

    여기서, U는 unitary 행렬,
    Figure pat00052
    는 대각 행렬, Us는 가장 큰 고유값에 해당하는 k개의 고유 벡터로 이루어진 행렬,
    Figure pat00053
    는 가장 큰 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬이다.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 d)단계의 분해 필터링은,
    수학식 11을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
    수학식 11
    Figure pat00054

    여기서, d1는 필터링값을 나타낸다.
  6. 시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서 효율적인 간섭 정렬을 하기 위한 효율적인 수신 방법에 있어서,
    원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 a)단계;
    상기 전체신호의 자기상관 행렬을
    Figure pat00055
    으로 표현하는 b)단계;
    상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계; 및
    상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함하며,
    이때 S는 [S1S2...Sk]로 웨이브폼 벡터를 모아 놓은 행렬이며, A는 각각의 진폭 A1 2, A2 2, A3 2...Ak 2를 원소로 갖는 대각 행렬이며, C는 전체 수신 신호의 자기상관 행렬이며,
    Figure pat00056
    는 잡음의 파워인 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
  7. 시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서 효율적인 간섭 정렬을 하기 위한 효율적인 수신 방법에 있어서,
    원하는 신호와 간섭 신호가 섞인
    Figure pat00057
    으로 표현되는 전체신호를 수신하는 a)단계;
    상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 b)단계;
    상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계; 및
    상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함하며,
    상기 r은 원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체 수신 신호이며, Ak, bk는 각각 k번째 사용자의 수신 진폭과 심복 스트림이며, Sk는 정규화된 부호 웨이브폼(Waveform) 벡터이다. bk는 동일 확률로 +1과 -1을 갖는 랜덤 변수인 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
  8. 시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서 효율적인 간섭 정렬을 하기 위한 효율적인 수신 방법에 있어서,
    원하는 신호와 간섭 신호가 섞인 전체신호를 수신하는 a)단계;
    상기 전체신호의 자기상관 행렬을 구하는 b)단계;
    상기 b)단계에 생성된 상기 자기상관 행렬을 수학식 10인
    Figure pat00058
    을 이용하여 고유값 분해과정을 수행하여 결과값을 도출하는 c)단계; 및
    상기 결과값을 분해 필터링하여 원하는 신호만을 도출하는 d)단계를 포함하며,
    상기 U는 unitary 행렬,
    Figure pat00059
    는 대각 행렬, Us는 가장 큰 고유값에 해당하는 k개의 고유 벡터로 이루어진 행렬,
    Figure pat00060
    는 가장 큰 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬인 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법.
  9. 청구항 1항 내지 5항에 기재된 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적인 수신 방법을 이용한 시스템.
KR1020100130908A 2010-12-20 2010-12-20 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템 KR101172718B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020100130908A KR101172718B1 (ko) 2010-12-20 2010-12-20 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020100130908A KR101172718B1 (ko) 2010-12-20 2010-12-20 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120069383A true KR20120069383A (ko) 2012-06-28
KR101172718B1 KR101172718B1 (ko) 2012-08-14

Family

ID=46687637

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020100130908A KR101172718B1 (ko) 2010-12-20 2010-12-20 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101172718B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104918261A (zh) * 2015-06-08 2015-09-16 中国人民解放军信息工程大学 Mimo认知无线电干扰网络中基于信道学习的频谱共享方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4509929B2 (ja) 2003-06-13 2010-07-21 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ プレフィルタおよびポストフィルタの係数の同時最適化

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104918261A (zh) * 2015-06-08 2015-09-16 中国人民解放军信息工程大学 Mimo认知无线电干扰网络中基于信道学习的频谱共享方法
CN104918261B (zh) * 2015-06-08 2018-10-02 中国人民解放军信息工程大学 Mimo认知无线电干扰网络中基于信道学习的频谱共享方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR101172718B1 (ko) 2012-08-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3900207B1 (en) Methods and apparatuses for feedback reporting in a wireless communications network
KR101408938B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 일반화된 아이겐 분석을이용한 빔포밍 장치 및 방법
US20170195084A1 (en) Method and apparatus for combining space-frequency block coding, spatial multiplexing and beamforming in a mimo-ofdm system
EP1505741B1 (en) Method and apparatus for scheduling multiple users in a mobile communication system using multiple transmit/receive antennas
EP3514980A1 (en) Multi-input and multi-output communication method in large-scale antenna system
EP1919115A2 (en) Method, system, base station and user equipment for determining delay value of cyclic delay diversity
CA2593821A1 (en) Pattern diversity to support a mimo communications system and associated methods
KR20070108419A (ko) 채널 행렬의 특이값 분해를 위한 장치 및 방법
JP2014519227A (ja) ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）のための空間ＣＳＩのフィードバック方法、および空間ＣＳＩフィードバックシステム
KR20070091402A (ko) 다중 안테나 시스템에서 스케줄링을 위한 채널 상태 정보피드백 장치 및 방법
JP5865485B2 (ja) 多重入出力（ｍｉｍｏ）のための空間チャネル状態情報のフィードバック方法およびシステム
US9468009B2 (en) Signal processing method and related device
Somekh et al. Detecting the number of transmit antennas with unauthorized or cognitive receivers in MIMO systems
KR101345387B1 (ko) 빔포밍을 이용한 무선 송수신 장치 및 방법
KR20090062617A (ko) 다중안테나 수신장치 및 수신 방법
WO2014138656A2 (en) Multiple transmitter codebook methods and devices
CN101394257B (zh) 多用户多输入多输出预编码的天线选择方法及其装置
KR101172718B1 (ko) 간섭 정렬 통신 시스템을 위한 효율적 수신 방법 및 이를 이용한 시스템
US9178598B2 (en) Wireless transmission apparatus, wireless reception apparatus, wireless communication system and integrated circuit
KR101055573B1 (ko) 다중 사용자, 다중 안테나 무선 송출 시스템에서의 프리 코딩 장치
Kanno et al. Fronthaul Load-Reduced Scalable Cell-Free massive MIMO by Uplink Hybrid Signal Processing
KR101172717B1 (ko) 시변 다중 사용자 다중 안테나 간섭 채널 환경에서의 다중 송신 스트림을 위한 알고리즘 및 이를 이용한 빔 설계 방법
KR101679132B1 (ko) 대규모 안테나를 이용하는 다중 사용자 무선 통신 시스템에서 다중 신호 전송 방법
KR20160015473A (ko) 타이트 프레임 기반 프리코더를 이용한 다중안테나 통신시스템
US9467212B2 (en) System and method for multiple-input multiple-output communication

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150729

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee