KR20110110733A - 중계기 및 그의 신호 전달 방법 - Google Patents

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KR20110110733A
KR20110110733A KR1020110030059A KR20110030059A KR20110110733A KR 20110110733 A KR20110110733 A KR 20110110733A KR 1020110030059 A KR1020110030059 A KR 1020110030059A KR 20110030059 A KR20110030059 A KR 20110030059A KR 20110110733 A KR20110110733 A KR 20110110733A
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곽병재
정현규
조준호
강영윤
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한국전자통신연구원
포항공과대학교 산학협력단
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Abstract

중계기의 신호 전달 방법은 송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 단계, 송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하는 단계, 상기 추정 결과를 이용하여 상기 중계기의 자기 간섭(self-interference)을 소정 수준 이하로 낮추기 위한 변환 벡터를 생성하는 단계, 상기 변환 벡터를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 변환하는 단계, 그리고 변환한 무선 주파수 신호를 상기 수신국에게 전송하는 단계를 포함한다.

Description

중계기 및 그의 신호 전달 방법{RELAY AND METHOD FOR SIGNAL TRANSMISSION THEREOF}
본 발명은 중계기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 중계기 및 그의 신호 전달 방법에 관한 것이다.
셀룰러 시스템(cellular system)에서 중계기는 주파수 효율 향상 및 커버리지 확대를 위해 기지국과 단말 사이에 설치된다. 중계기는 반이중 방식(half-duplex) 또는 전이중 방식(full-duplex)으로 동작할 수 있다. 반이중 방식으로 동작하는 중계기는 시간 영역 또는 주파수 영역에서 두 개의 직교 채널을 이용하여 신호를 송수신한다. 따라서, 신호 수신 시 송신 신호에 의한 간섭은 존재하지 않는다. 반면, 전이중 방식으로 동작하는 중계기는 신호의 송수신을 동시에 수행한다. 전이중 방식으로 동작하는 중계기에 따르면, 주파수 효율이 매우 높으나, 신호 수신 시 송신 신호에 의한 간섭이 존재하는 문제가 있다.
정확한 채널 추정이 가능하다면, 중계기는 수신단에서 간섭 신호를 완벽하게 제거할 수 있다. 그러나, 현실적으로 채널 추정의 오류로 인하여 간섭 신호를 완벽하게 제거하는 것은 어렵고, 간섭 신호가 중계기의 수신단에 있는 증폭기에서 비선형 왜곡을 일으킬 수도 있다.
채널 추정의 정확도를 높여 간섭 신호를 완벽하게 제거하도록 설계된 중계기를 사용하더라도, 중계기는 간섭 채널의 널 공간(null space) 방향으로만 송신을 수행한다. 따라서, 송신 방향에 대한 지나친 제약으로 인해, 중계기의 성능은 저하되고, 채널 추정치에 민감하게 동작하는 문제가 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 중계기 및 그의 신호 전달 방법을 제공하는 것이다. 구체적으로, 전이중 방식으로 동작하는 중계기가 송신국의 신호를 수신국으로 전달하는 경우, 중계기의 송신 신호가 중계기의 수신 신호에 미치는 간섭 영향을 최소화하는 방법을 제공하고자 한다.
본 발명의 한 실시예에 따른 중계기의 신호 전달 방법은 송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 단계, 송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하는 단계, 상기 추정 결과를 이용하여 상기 중계기의 자기 간섭(self-interference)을 소정 수준 이하로 낮추기 위한 변환 벡터를 생성하는 단계, 상기 변환 벡터를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 변환하는 단계, 그리고 변환한 무선 주파수 신호를 상기 수신국에게 전송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 한 실시예에 따른 중계기는 송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하는 수신 안테나, 상기 송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 채널 추정부, 상기 채널 추정부의 추정 결과를 이용하여 상기 중계기의 자기 간섭을 소정 수준 이하로 낮추기 위한 변환 벡터를 생성하는 벡터 생성부, 상기 벡터 생성부에 의하여 생성된 변환 벡터를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 변환하는 간섭 억제부, 그리고 변환한 무선 주파수 신호를 상기 수신국에게 전송하는 전송 안테나를 포함한다.
본 발명의 한 실시예에 따른 중계기의 변환 벡터 생성 방법은 송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 단계, 그리고 상기 추정 결과를 이용하여 상기 송신국과 상기 수신국 간의 상호 정보량이 최대가 되도록 변환 벡터를 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 한 실시예에 따르면, 전이중 방식으로 동작하는 중계기의 송신 신호가 중계기의 수신 신호에 미치는 간섭을 최소화할 수 있다. 이에 따라, 중계기의 송신 신호의 송신 방향에 지나친 제약을 가하지 않고도, 중계기의 성능을 높일 수 있다. 이에 따라, 단일 수신 안테나와 단일 송신 안테나를 가지는 중계기뿐만 아니라 단일 수신 안테나와 다중 송신 안테나를 가지는 중계기는 간섭을 최소화하며 신호를 전달할 수 있다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 무선통신 시스템을 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 무선통신 시스템 내의 채널을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 4는 중계기(300) 내의 신호 변환부(340)의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 신호 전달 방법을 나타내는 순서도이다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)에서 변환 벡터를 생성하기 위한 신호 모델을 나타낸 도면이다.
도 7 내지 도 9는 본 발명의 한 실시예에 따라 생성된 변형 벡터(
Figure pat00001
)가 적용되는 일 예를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 한 실시예에 따라 생성된 변형 벡터(
Figure pat00002
)가 적용되는 다른 예를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 수신 안테나에서 단말로부터 전송되는 수신 신호 대 억제된 간섭 신호의 비(Signal to Cancelled Interference Ratio, SCIR)에 따른 기지국과 단말 사이의 채널 용량을 나타낸 그래프이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본 명세서에서 단말(terminal)은 이동국(Mobile Station, MS), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, 이동국, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치, 접근 단말 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 명세서에서 기지국(Base Station, BS)은 접속 노드(Access Point, AP), 무선 접근국(Radio Access Station, RAS), 노드B(Node B), 고도화 노드B(evolved NodeB, eNodeB), 송수신 기지국(Base Transceiver Station, BTS), MMR(Mobile Multihop Relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 접속 노드, 기지국, 무선 접근국, 노드B, eNodeB, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
이하, 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기 및 그의 신호 전달 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 무선통신 시스템을 나타내는 도면이다.
도 1을 참고하면, 무선통신 시스템은 기지국(100), 단말(200) 및 중계기(300)를 포함한다. 중계기(300)는 주파수 효율 향상 및 커버리지 확대를 위한 것으로, 단말(200)과 기지국(100) 사이에 위치한다. 기지국(100)의 커버리지 내에 있는 단말들(200)은 기지국(100)과 직접 통신하고, 기지국(100)의 커버리지 밖에 있는 단말들(200)은 중계기(300)를 거쳐서 기지국(100)과 통신한다. 기지국(100)의 커버리지 내에 있는 단말들(200)이라 할지라도, 다이버시티 효과에 따른 전송 속도의 향상을 위하여 중계기(300)를 거쳐서 기지국(100)과 통신할 수도 있다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 무선통신 시스템 내의 채널을 나타내는 도면이다.
도 2를 참고하면, 중계기(300)는 기지국(100)이 송신한 무선 주파수 신호를 변복조 채널(10)을 통해 수신하고, 이를 변환하여 변복조 채널(20)을 통해 단말(200)로 전송한다. 그리고, 중계기(300)는 단말(200)이 송신한 무선 주파수 신호를 변복조 채널(20)을 통해 수신하고, 이를 변환하여 변복조 채널(10)을 통해 기지국(100)으로 전송한다.
여기서, 중계기(300)는 전이중(full-duplex) 방식으로 동작하는 것을 가정한다. 전이중 방식은 송신과 수신이 양방향으로 동시에 이루어지는 것을 의미한다. 이로 인해, 중계기(300)의 송신 신호는 간섭 채널(30)을 통해 다시 중계기(300)로 수신될 수 있다. 즉, 전이중 방식으로 동작하는 중계기(300)에서 송신 신호가 수신 신호에 대하여 간섭으로 작용하여 신호를 왜곡시킬 수 있다. 이를 자기 간섭(self-interference)이라 한다.
본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)는 간섭 채널(30)을 통과한 간섭 신호의 크기가 일정 수준 이하가 되도록 송신 신호를 설정한다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 구조를 나타내는 블록도이고, 도 4는 중계기(300) 내의 신호 변환부(340)의 구조를 나타내는 블록도이며, 도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 신호 전달 방법을 나타내는 순서도이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 중계기(300)는 수신 안테나(310), 수신 처리부(320), 아날로그-디지털 변환부(Analog-Digital Converter, ADC, 330), 신호 변환부(340), 디지털-아날로그 변환부(Digital-Analog Converter, DAC, 350), 송신 처리부(360) 및 송신 안테나(370)를 포함한다.
수신 안테나(310)는 기지국(100) 또는 단말(200)로부터 무선 주파수 신호를 수신한다.
수신 처리부(320)는 수신 안테나(310)를 통해 수신한 무선 주파수 신호를 증폭하고 필터링한 후, 중간 주파수 신호로 하향 변환한다.
ADC(330)는 수신 처리부(320)에 의해 하향 변환된 중간 주파수 신호를 샘플링하여 디지털 중간 주파수 신호로 변환한다.
신호 변환부(340)는 채널 추정부(342), 간섭 제거부(344), 벡터 생성부(346) 및 간섭 억제부(348)를 포함한다. 채널 추정부(342)는 파일럿 신호를 이용하여 변복조 채널(10, 20) 및 간섭 채널(30)을 추정한다. 간섭 제거부(344)는 간섭 채널(30)을 통해 일정 수준 이하의 크기로 수신되는 나머지 간섭신호(residual self-interference signal)를 제거한다. 벡터 생성부(346)는 변복조 채널(10, 20) 및 간섭 채널(30)의 추정 값을 이용하여 간섭 신호의 억제 및 중계기(300)의 성능 최적화를 위한 변환 벡터를 생성한다. 간섭 억제부(348)는 ADC(330)가 변환한 디지털 중간 주파수 신호와 벡터 생성부(346)가 생성한 변환 벡터를 곱한 후 DAC(350)로 전달한다.
여기서, 간섭 채널(30)은 DAC(350)부터 수신 안테나(310)까지 즉, DAC(350), 송신 처리부(360), 송신 안테나(370), 송신 안테나(370) 및 수신 안테나(310) 사이에 형성되는 채널을 의미한다.
또한, 변복조 채널(10)은 기지국(100)의 송신 처리부(도시하지 않음)와 중계기(300)의 수신 처리부(320) 및 기지국(100)과 중계기(300) 사이의 무선 채널(radio channel)을 포함하는 채널을 의미하고, 변복조 채널(20)은 중계기(300)의 송신 처리부(360)와 단말(200)의 수신 처리부(도시하지 않음) 및 중계기(300)와 단말(200) 사이의 무선 채널을 포함하는 채널을 의미한다.
무선 채널은 송수신 안테나와 전파 채널(propagation channel)을 포함하는 채널을 의미한다. 전파 채널은 전자기파가 전파되면서 나타나는 반사, 굴절 등의 물리적인 현상을 의미한다.
한편, DAC(350)는 신호 변환부(340)에 의해 변환된 디지털 중간 주파수 신호를 아날로그 중간 주파수 신호로 변환한다.
송신 처리부(360)는 DAC(350)에 의해 변환된 아날로그 중간 주파수 신호를 무선 주파수 신호로 상향 변환한 후 증폭하고 필터링한다.
송신 안테나(370)는 상향 변환된 무선 주파수 신호를 송신한다.
도 3 내지 도 5를 참고하면, 중계기(300)의 신호 변환부(340)는 파일럿 신호를 이용하여 변복조 채널(10, 20) 및 간섭 채널(30)을 추정한다(S510). 채널 추정을 통하여, 중계기(300)의 신호 변환부(340)는 간섭 채널(30)의 벡터와 변복조 채널(10, 20)의 채널 행렬을 알 수 있다.
중계기(300)의 수신 안테나(310)가 송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하면(S520), 수신 처리부(320)는 무선 주파수 신호를 증폭하고 필터링한 후 중간 주파수 신호로 하향 변환하고(S530), ADC(330)는 중간 주파수 신호를 디지털 중간 주파수 신호로 변환한다(S540). 여기서, 하향링크 전송인 경우, 송신국은 기지국(100)이고 수신국은 단말(200)이다. 반대로, 상향링크 전송인 경우, 송신국은 단말(200)이고 수신국은 기지국(100)이다.
중계기(300)의 신호 변환부(340)는 단계 S510에서 추정한 채널 추정 값을 이용하여 변환 벡터(
Figure pat00003
)를 생성한다(S550). 변환 벡터(
Figure pat00004
)를 생성하는 구체적인 방법은 후술한다.
중계기(300)의 신호 변환부(340)는 단계 S540에서 변환한 디지털 중간 주파수 신호에 변환 벡터(
Figure pat00005
)를 곱한다(S560).
그리고, DAC(350)는 단계 S560에서 출력된 디지털 중간 주파수 신호를 아날로그 중간 주파수 신호로 변환하고(S570), 송신 처리부(360)는 아날로그 중간 주파수 신호를 다시 무선 주파수 신호로 상향 변환하여 증폭하고 필터링한다(S580). 그리고, 송신 안테나(370)는 상향 변환된 무선 주파수 신호를 수신국으로 송신한다(S590).
이와 같이 송신 안테나(370)를 통해 송신되는 무선 주파수 신호는 신호 변환부(340)로부터 생성된 변환 벡터(
Figure pat00006
)에 의해 변환된 신호이다. 이에 따라, 송신 안테나(370)를 통해 송신되는 무선 주파수 신호는 간섭 채널(30)을 통과하면서 일정 수준 이하로 간섭이 억제된다.
이하, 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)가 변환 벡터(
Figure pat00007
)를 생성하는 방법에 대해 구체적으로 설명한다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)에서 변환 벡터를 생성하기 위한 신호 모델을 나타낸 도면이다. 여기서, 중계기(300)가 기지국(100)이 송신한 신호를 단말(200)에게 하향링크 전송하는 경우를 예시한다.
도 6을 참고하면, 간섭 채널(
Figure pat00008
)을 통과한 나머지 간섭 신호(
Figure pat00009
)를 중계기(300) 내부에서 디지털 신호처리 방식으로 제거하는 경우, 단말(200)이 수신하는 수신 신호(
Figure pat00010
)는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00011
여기서,
Figure pat00012
는 단말(200)이 수신하는 수신 신호 벡터이고,
Figure pat00013
는 기지국(100)이 송신하는 송신 신호이다.
Figure pat00014
은 기지국(100)과 중계기(300) 사이의 변복조 채널(10)이고,
Figure pat00015
는 중계기(300)와 단말(200) 사이의 변복조 채널(20)의 채널 행렬 이다.
Figure pat00016
은 중계기(300)의 수신단에서 더해지는 잡음이고,
Figure pat00017
는 단말(100)의 수신단에서 더해지는 잡음 벡터이다.
Figure pat00018
는 중계기(300)가 생성한 변환 벡터이며,
Figure pat00019
는 중계기에서의 처리지연시간(processing delay)이다.
본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 신호 변환부(340)는 간섭 신호를 억제하는 동시에 중계기(300)의 성능을 최적화할 수 있도록 변환 벡터(
Figure pat00020
)를 생성한다.
이를 위하여, 변환 벡터(
Figure pat00021
)는 기지국(100)과 단말(200) 사이의 상호 정보량(mutual information) 또는 단말(200)에서의 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal-to-Interference plus Noise Ratio, SINR)가 최대화되도록 설정될 수 있다.
또한, 변환 벡터(
Figure pat00022
)는 기지국(100)의 송신 신호와 단말(200)의 수신 신호 사이의 평균제곱오차(Mean Square Error, MSE) 또는 기지국(100)의 송신 신호와 단말(200)의 수신 신호 사이의 비트 에러율(Bit Error Rate, BER)이 최소화되도록 설정될 수도 있다.
이하, 기지국(100)과 단말(200) 사이의 상호 정보량(mutual information)을 목적 함수로 하여 이를 최대화하는 변환 벡터(
Figure pat00023
)를 생성하는 방법을 예시한다.
먼저, 중계기(300)의 신호 변환부(340)는 수학식 2를 이용하여 채널 용량을 계산한다.
Figure pat00024
Figure pat00025
는 기지국(100)이 송신하는 송신 신호
Figure pat00026
와 단말(200)이 수신하는 수신 신호 벡터
Figure pat00027
사이의 상호 정보량이다.
Figure pat00028
는 기대값을 의미하며
Figure pat00029
은 중계기(300)의 송신 신호 벡터이고
Figure pat00030
는 간섭 채널(
Figure pat00031
)을 통과한 나머지 간섭 신호이다.
Figure pat00032
는 중계기(300)의 최대 출력 전력이고,
Figure pat00033
는 중계기(300)의 수신 안테나에서 허용 가능한 간섭 신호의 최대 전력이다. 수학식 2의 목적 함수인 상호 정보량은 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00034
여기서,
Figure pat00035
는 기지국(100)의 송신 전력이고,
Figure pat00036
는 중계기(300)의 잡음 분산이며,
Figure pat00037
는 단말(200)의 잡음 분산이다.
Figure pat00038
은 기지국(100)과 중계기(300) 사이의 변복조 채널(10)이고,
Figure pat00039
는 중계기(300)와 단말(200) 사이의 변복조 채널(20)의 채널 행렬이며,
Figure pat00040
는 중계기(300)의 변환 벡터이다.
또한, 수학식 2의 최대 출력 전력
Figure pat00041
은 수학식 4또는 수학식 5에 기반하여 나타낼 수 있다. 수학식 4는 평균 전력 제한 조건(average power constraint)을 의미하고, 수학식 5는 안테나 당 전력 제한 조건(per-antenna power constraint)을 의미한다.
Figure pat00042
Figure pat00043
수학식 5에서,
Figure pat00044
는 변환 벡터(
Figure pat00045
)의
Figure pat00046
번째 성분을 나타내고,
Figure pat00047
는 중계기(300)의
Figure pat00048
번째 송신 안테나의 최대 전력을 나타낸다.
한편, 수학식 3의 상호 정보량은 셔먼-모리슨(Sherman-Morrison) 식을 이용하여 수학식 6과 같이 변형할 수 있다.
Figure pat00049
상호 정보량을 최대로 하는 변형 벡터(
Figure pat00050
)를 찾는 것은
Figure pat00051
을 최대로 하는 변형 벡터(
Figure pat00052
)를 찾는 것과 동일하므로 수학식 7과 같은 최적화 문제를 만들 수 있다.
Figure pat00053
Figure pat00054
Figure pat00055
여기서,
Figure pat00056
는 변환 벡터이고,
Figure pat00057
는 중계기(300)와 단말(200) 사이의 변복조 채널(20)의 채널 행렬이며,
Figure pat00058
는 간섭 채널 벡터이다.
Figure pat00059
은 변환 벡터의 최대 크기이고,
Figure pat00060
는 간섭 채널 벡터와 변환 벡터 사이의 최대 내적(inner product)의 크기이다.
도 7 내지 도 9는 본 발명의 한 실시예에 따라 생성된 변형 벡터(
Figure pat00061
)가 적용되는 일 예를 나타낸다. 여기서, 단말(200)과 기지국(100) 간에 다이렉트 링크(direct link)가 존재하지 않는 경우를 예시한다.
도 7을 참고하면, 복수의 단말이 상향링크 전송을 하는 경우, 목적 함수를 기지국(100)의 수신단에서의 신호 대 잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)로 할 때, 수학식 7과 같은 최적화 적용이 가능하다.
도 8을 참고하면, 중계기(300)가 다중 수신 안테나를 사용하지만, 수신 빔포밍(receiver beamforming)을 음영 지역으로만 고정된 이득으로 수행한다. 이때에도, 수학식 7과 같은 최적화 적용이 가능하다.
도 9를 참고하면, 중계기(300)가 인접한 기지국들에는 간섭을 일으키지 않으면서 원하는 기지국으로만 전송을 시도하는 경우, 간단한 널 공간(null space)상의 투사를 통해 수학식 7의 최적화 적용이 가능하다.
도 10은 본 발명의 한 실시예에 따라 생성된 변형 벡터(
Figure pat00062
)가 적용되는 다른 예를 나타낸다. 여기서, 단말(200)과 기지국(100) 간에 다이렉트 링크가 존재하는 경우를 예시한다.
도 10을 참고하면, 중계기(300) 내부에서의 지연 시간을 인위적으로 조정함으로써, 기지국(100)이 중계기(300)로부터 수신한 신호와 단말(200)이 전송한 신호가 서로 분리되도록 만들고, 기지국(100)에서의 잡음을 다이렉트 링크로부터 오는 신호들을 포함하는 유색 잡음(colored noise)으로 모델링 한 후에 잡음 백색화(noise whitening) 과정을 거치면 수학식 7의 최적화 적용이 가능하다.
수학식 7의 최적화 문제에서 간섭 제한 조건을 간단하게 하기 위하여, 최적화 문제의 변수인
Figure pat00063
를 수학식 8 과 같이 유니터리 변환(unitary transformation)을 통하여 새로운 최적화 변수인
Figure pat00064
로 변환한다.
Figure pat00065
여기서, 유니터리 행렬
Figure pat00066
는 수학식 9와 같다. 즉, 행렬
Figure pat00067
의 첫 번째 열은 간섭채널 벡터
Figure pat00068
를 표준화하여 구해지고, 나머지 열은 그람-슈미트(Gram-Schmidt) 직교화 방법을 이용하여 구해진다.
Figure pat00069
이렇게 하여 변형된 최적화 문제에서는 수학식 10과 같이 간섭 제한 조건이 최적화 변수인 벡터
Figure pat00070
의 첫 번째 성분의 크기에 대한 제한 조건으로 나타난다.
Figure pat00071
Figure pat00072
Figure pat00073
여기서,
Figure pat00074
은
Figure pat00075
의 첫 번째 성분을 말한다. 이 문제의 최적 해를 찾기 위해 먼저 최적해의 필요조건에 해당되는 Karush-Kuhn-Tucker (KKT) 해를 찾는다. 이 문제에 대한 라그랑지안(Lagrangian) 함수는 수학식 11과 같다.
Figure pat00076
KKT해는 수학식 12와 같은 조건을 만족해야 한다.
Figure pat00077
수학식 12의 KKT 조건을 살펴보면 KKT 해는
Figure pat00078
와
Figure pat00079
의 값에 따라 다음과 같이 두 가지 경우로 나눌 수 있다.
첫 번째 경우:
Figure pat00080
두 번째 경우:
Figure pat00081
첫 번째 경우에는 수학식 13과 같이 행렬
Figure pat00082
의 최대 고유값(eigenvalue)에 해당되는 고유벡터(eigenvector)가 최적해(
Figure pat00083
)가 된다.
Figure pat00084
여기서
Figure pat00085
는
Figure pat00086
를 만족하는 행렬
Figure pat00087
의 고유벡터 중에서 최대 고유값에 해당되는 고유벡터가 된다.
두 번째 경우에 해를 구하기 위해
Figure pat00088
를 수학식 14와 같이 간섭채널벡터방향의 성분과 나머지 방향의 성분으로 나눈다.
Figure pat00089
이 경우에 KKT 조건들을 다시 정리하면 수학식 15와 같다.
Figure pat00090
수학식 15의 KKT 조건에서
Figure pat00091
는 수학식 16으로부터 구할 수 있다.
Figure pat00092
여기서
Figure pat00093
는
Figure pat00094
의 고유값이며
Figure pat00095
는 이에 해당되는 고유벡터이다. 이렇게 구한 최적해의 후보들로부터 각각 계산한
Figure pat00096
벡터를 목적함수에 대입하여 가장 큰 값을 주는 벡터가 최적해(
Figure pat00097
)가 된다. 따라서 두 번째 경우의 최적해는 수학식 17과 같다.
Figure pat00098
도 11은 본 발명의 한 실시예에 따른 중계기(300)의 수신 안테나에서 단말로부터 전송되는 수신 신호 대 억제된 간섭 신호의 비(Signal to Cancelled Interference Ratio, SCIR)에 따른 기지국과 단말 사이의 채널 용량을 나타낸 그래프이다.
여기서, 변복조 채널(10, 20) 및 간섭 채널(30)은 중계기(300)에게 완벽하게 알려져 있다는 것을 가정한다. SCIR은 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00099
여기서, 상향링크 전송을 전제로, SNR2(중계기(300)와 기지국(100) 사이의 SNR)는 10dB로 고정하고, 채널은 제로 민 콤플렉스 가우시안(zero mean complex Gaussian)으로 가정하며 간섭 채널(30)의 크기는 변복조 채널(10,20)의 크기에 비해 50dB만큼 크다고 가정하였다. 그리고, 중계기(300)의 송신 안테나가 2개이고, 기지국(100)의 수신 안테나가 2개인 것을 가정하여 SNR1(단말(200)과 중계기(300) 사이의 SNR)을 변화시키며, 평균 채널용량을 계산하였다.
이로부터, 수신 안테나(310)에 수신된 자기 간섭 신호가 수신 처리부(320)에서 비선형 왜곡을 일으키지 않을 만큼 상쇄되도록 SCIR 제한조건을 주어 변환 벡터를 최적화 하면 간섭을 완벽하게 제거하는 기법의 성능인 하계(lower bound)와 비교하여 성능이 향상됨을 알 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (18)

  1. 중계기의 신호 전달 방법에 있어서,
    송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 단계,
    송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하는 단계,
    상기 추정 결과를 이용하여 상기 중계기의 자기 간섭(self-interference)을 소정 수준 이하로 낮추기 위한 변환 벡터를 생성하는 단계,
    상기 변환 벡터를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 변환하는 단계, 그리고
    변환한 무선 주파수 신호를 상기 수신국에게 전송하는 단계
    를 포함하는 신호 전달 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 중계기는 신호의 송신과 수신을 동시에 수행하는 전이중(full-duplex) 방식으로 동작하는 신호 전달 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 추정하는 단계는 파일럿(pilot) 신호를 이용하는 신호 전달 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 변환 벡터는 상기 중계기의 성능을 최적화하는 목적 함수 및 전력 제한 조건에 기초하여 생성되는 신호 전달 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전력 제한 조건은 평균 전력 제한 조건 또는 안테나 당 전력 제한 조건인 신호 전달 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 목적 함수는 상기 송신국과 상기 수신국 간의 상호 정보량(mutual information), 상기 수신국에서의 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal to Interference and Noise Ratio, SINR), 상기 송신국과 상기 수신국 간의 평균 제곱 오차(Mean Square Error, MSE) 및 상기 송신국과 상기 수신국 사이의 비트 에러율(Bit Error Rate, BER) 중 적어도 하나인 신호 전달 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 목적 함수가 상기 상호 정보량인 경우, 상기 변환 벡터는 상기 상호 정보량이 최대가 되도록 생성되고,
    상기 목적 함수가 상기 신호 대 간섭 및 잡음비인 경우, 상기 변환 벡터는 상기 신호 대 간섭 및 잡음비가 최대가 되도록 생성되며,
    상기 목적 함수가 상기 평균 제곱 오차인 경우, 상기 변환 벡터는 상기 평균 제곱 오차가 최소가 되도록 생성되고,
    상기 목적 함수가 상기 비트 에러율인 경우, 상기 변환 벡터는 상기 비트 에러율이 최소가 되도록 생성되는 신호 전달 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 목적 함수가 상기 상호 정보량인 경우, 상기 변환 벡터는
    Figure pat00100
    을 만족시키도록 생성되는 신호 전달 방법:
    여기서,
    Figure pat00101
    는 변환 벡터이고,
    Figure pat00102
    는 중계기와 수신국 사이의 변복조 채널의 채널 행렬이며,
    Figure pat00103
    는 간섭 채널 벡터이고,
    Figure pat00104
    은 변환 벡터의 최대 크기이며,
    Figure pat00105
    는 간섭 채널 벡터와 변환 벡터 사이의 최대 내적(inner product)의 크기이다.
  9. 송신국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하는 수신 안테나,
    상기 송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 채널 추정부,
    상기 채널 추정부의 추정 결과를 이용하여 상기 중계기의 자기 간섭을 소정 수준 이하로 낮추기 위한 변환 벡터를 생성하는 벡터 생성부,
    상기 벡터 생성부에 의하여 생성된 변환 벡터를 이용하여 상기 무선 주파수 신호를 변환하는 간섭 억제부, 그리고
    변환한 무선 주파수 신호를 상기 수신국에게 전송하는 전송 안테나
    를 포함하는 중계기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 중계기는 신호의 송신과 수신을 동시에 수행하는 전이중 방식으로 동작하는 중계기.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 중계기는 상기 간섭채널을 통하여 소정 수준 이하로 낮아진 나머지 간섭신호(residual self-interference signal)을 제거하는 간섭 제거부를 더 포함하는 중계기.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 변환 벡터는 상기 중계기의 성능을 최적화하는 목적 함수 및 전력 제한 조건에 기초하여 생성되는 중계기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전력 제한 조건은 평균 전력 제한 조건 또는 안테나 당 전력 제한 조건인 중계기.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 목적 함수는 상기 송신국과 상기 수신국 간의 상호 정보량(mutual information), 상기 수신국에서의 신호 대 간섭 및 잡음비(Signal to Interference and Noise Ratio, SINR), 상기 송신국과 상기 수신국 간의 평균 제곱 오차(Mean Square Error, MSE) 및 상기 송신국과 상기 수신국 사이의 비트 에러율(Bit Error Rate, BER) 중 적어도 하나인 중계기.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 수신 안테나를 통하여 수신한 상기 무선 주파수 신호를 중간 주파수 신호로 하향 변환하는 수신 처리부,
    상기 중간 주파수 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부,
    상기 변환한 무선 주파수 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환부, 그리고
    상기 아날로그 신호를 무선 주파수 신호로 상향 변환하는 송신 처리부
    를 더 포함하는 중계기.
  16. 중계기의 변환 벡터 생성 방법에 있어서,
    송신국과 상기 중계기 간의 제1 변복조 채널, 상기 중계기와 수신국 간의 제2 변복조 채널 및 상기 중계기의 간섭채널을 추정하는 단계, 그리고
    상기 추정 결과를 이용하여 상기 송신국과 상기 수신국 간의 상호 정보량이 최대가 되도록 변환 벡터를 생성하는 단계
    를 포함하는 변환 벡터 생성 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 변환 벡터는
    Figure pat00106
    을 만족시키도록 생성되는 방법:
    여기서,
    Figure pat00107
    는 변환 벡터이고,
    Figure pat00108
    는 중계기와 수신국 사이의 변복조 채널의 채널 행렬이며,
    Figure pat00109
    는 간섭 채널 벡터이고,
    Figure pat00110
    은 변환 벡터의 최대 크기이며,
    Figure pat00111
    는 간섭 채널 벡터와 변환 벡터 사이의 최대 내적(inner product)의 크기이다.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 최대 출력 전력은 평균 전력 제한 조건 또는 안테나 당 전력 제한 조건을 의미하는 변환 벡터 생성 방법.
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