KR20110109884A - 시간적으로 가변적인 ｄｃ 출력 전압을 갖는 복수의 전압 공급원으로부터 ａｃ 전압을 생성하기 위한 회로 배열 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 응용예는 적어도 하나의 인버터 회로에 전력을 공급하기 위한 하나 또는 복수의 병렬 연결된 부분 회로 배열을 포함하는 회로 배열에 관한 것이다. 부분 회로 배열은 시간적으로 변화하는 DC 출력 전압을 갖는 비조정 전압 공급원, 전압 배가 회로, 및 조정 소자를 구비하는 전압 조정 회로로 구성된다. 관련된 방법에서, 전압 조정 회로는 비조정 전압 공급원의 전압을 배가시킨다. 비조정 전압 공급원의 전류/전압 특성 곡선의 조정은, 즉 MPP 트래킹은 전압 조정 회로의 조정 소자에 의해 달성된다.

Description

시간적으로 가변적인 ＤＣ 출력 전압을 갖는 복수의 전압 공급원으로부터 ＡＣ 전압을 생성하기 위한 회로 배열 및 방법{CIRCUIT ARRANGEMENT AND METHOD FOR GENERATING AN AC VOLTAGE FROM A PLURALITY OF VOLTAGE SOURCES HAVING A TEMPORALLY VARIABLE DC OUTPUT VOLTAGE}
본 발명은 시간적으로 가변적인 DC 출력 전압을 갖는 복수의 비조정 전압 공급원으로부터 AC 전압을 생성하기 위한 회로 배열에 관한 것이며, 또한 그 회로 배열을 구동하기 위한 방법에 관한 것이다.
광전 설비 또는 이러한 광전 설비의 부품은 이러한 비조정 전압 공급원으로서 바람직하다. 본 명세서에서 광전 설비는 복수의 광전 모듈들의 배열 및 전기적 연결을 배타적으로 의미하는 것으로 이해되어야 하며, 마찬가지로 부분 설비도 본 명세서에 포함되는 것으로 이해되어야 한다. 이러한 광전 모듈들은 서로 연결되어 광전 설비를 형성하며, 일사량(insolation)에 따라 달라지고 따라서 시간적으로 서서히 가변인 설계 의존형 DC 출력 전압을 갖는다. DC 출력 전압에서의 이러한 변화는 수 분 범위 또는 보다 긴 시간 단위 내에서의 시간 상수(time constant)를 갖는다.
이러한 광전 설비의 출력 전류를 공용 또는 국부 전력 그리드로 공급하기 위해, DC 출력 전압은 인버터 회로를 매개로 일정한 주파수 및 전압을 갖는 AC 전압으로 전환(converting)되어야 한다.
이러한 AC 전압을 생성하기 위한 하나의 예시적인 회로 배열은 DE 10 2008 034 955 A1에 설명되어 있으며, DE 10 2008 034 955 A1은 시간적으로 변화하는 출력 전압을 갖는 광전 설비, 레벨 컨버터(level converter) 및 인버터를 갖는 전력 컨버터 배열을 개시한다. 이와 관련된 방법에서, 레벨 컨버터의 제 1 및 제 2 커패시터는 입력 전압에 무관하게 각각의 경우에 요구된 중간 회로 전압의 값의 절반으로 충전된다. 이러한 회로 배열에 대한 단점은 이러한 경우에 광전 설비가 레벨 컨버터의 구동을 위한 주파수 범위에서 짧은 시간 동안 요동하는 전류로 로드(load)된다는 것이다.
이러한 회로 배열인 경우에, 응용례에 따라 달라지며 부분적으로 상충하는 많은 수의 요구 조건이 있다. 예를 들어, 별개인 광전 모듈들은 가능한 한 선형적으로 로드되도록 의도된다. 다시 말해서, 별개인 광전 모듈들의 출력 전압은 전력 반도체 회로에서 전형적인 시간 간격 내에서, 즉 1초보다 작은 시간 범위 내에서, 또는 1Hz보다 큰 주파수 범위 내에서 가능한 한 시간적으로 일정하도록 의도된다. 마찬가지로, 인버터 회로에서 입력 전압은 가능한 한 일정하도록 의도되며, 광전 설비로부터 인버터 회로로의 전송은 라인 손실이 작게 유지되게 하기 위해 가능한 최고 전압을 이용하여 달성되도록 의도된다.
결국, 전체적인 회로 배열은 고효율로 작동하도록 의도되며, 이 경우에 요구된 구성 요소의 개수는 작도록 의도되고, 마찬가지로 구성 요소의 치수는, 특히 코일 및 커패시터의 치수는 가능한 한 작도록 의도된다. 동시에, 광전 설비 또는 광전 설비의 광전 모듈들은 전체적인 회로 배열이 최대 전력 출력점(최대 전력점(Maximum Power Point: MPP))에서 작동하도록 작동되어야 한다. 이러한 목적을 위해 적절한 조정은, 즉 소위 MPP 트래킹은 필수적이다.
본 발명은 시간적으로 가변적인 DC 출력 전압을 각각 갖는 복수의 전압 공급원으로부터 AC 전압을 생성하기 위한 회로 배열 및 관련 방법을 제공하는 것을 목적으로 하며, 이러한 전압 공급원을 로드하는 전류는 균일하고 인버터 회로로의 전송은 가능한 최저의 손실을 겪는다.
이러한 목적은 청구항 1의 특징부를 포함하는 회로 배열을 매개로 그리고 청구항 8에 따른 방법을 매개로 본 발명에 따라 달성된다. 바람직한 실시예들은 각각의 종속 청구항에서 설명된다.
본 발명에 따른 회로 배열은 적어도 하나의 할당된 변압기에 연결 가능한 적어도 하나의 인버터 회로에 전력을 공급하기 위한 하나의 또는 복수의 병렬 연결된 부분 회로 배열을 포함한다. 이 경우에, 각각의 부분 회로 배열은 시간적으로 변화하는 DC 출력 전압을 갖는 비조정 전압 공급원, 전압 배가 회로, 및 할당된 조정 소자를 구비하는 전압 조정 회로로 구성된다.
이러한 회로 배열을 구동하기 위한 본 발명에 따른 방법에서, 입력 전압은 시간적으로 오프셋(offset)되도록 그리고 각각의 경우에 스위칭 주기의 절반인 동일한 주기 기간만큼 켜지는 하프 브리지 회로의 전력 트랜지스터에 의해 전압 배가 회로를 매개로 배가된다. 결과적으로, 비조정된 전압 공급원은 일정하게 로드되며, 다시 말해서 비조정된 전압 공급원의 출력 전류는 특히 광전 설비 또는 광전 모듈의 경우에 바람직한 바와 같이 짧은 시간 범위에서, 즉 1초 이하의 범위에서 요동이 없게 된다.
전압 배가 회로가 각각의 양극 및 음극 브랜치를 갖고, 그 입력에는 제 1 코일 및 제 2 코일로부터 형성되거나 또는 그렇지 않으면 비조정 전압 공급원으로부터의 각각의 공급 라인의 인덕턴스로부터 바로 형성된 제1 인덕턴스 및 제 2 인덕턴스가 각각 제공되는 것이 바람직하다. 제 1 인덕턴스 및 제 2 인덕턴스 뒤에는 양극 브랜치와 음극 브랜치 사이에 두 개의 전력 트랜지스터에 의해 형성된 하프 브리지 회로가 뒤따른다. 그 뒤에, 양극 브랜치와 음극 브랜치에는 각각 하나의 다이오드가 제공되고, 다이오드 뒤에는 양극 브랜치와 음극 브랜치를 연결하는 두 개의 제 1 커패시터에 의해 형성된 직렬 회로가 제공된다.
전압 조정 회로의 구성을 위해, 특히 두 개의 변형예가 원칙적으로 바람직하다. 제 1 변형예는 두 개의 별개인 부분 회로를, 즉 점증 컨버터(step-up converter) 및 점감 컨버터(step-down converter)를 갖는다. 마찬가지로, 이러한 배열인 경우에 두 개의 변형예가 유리하다. 제 1 변형예에서, 출력 전압을 동일한 전위로 높이기 위해, 할당된 전압 배가 회로 바로 뒤에 점증 컨버터가 제공된다. 그런 다음, 전송 전압을 중간 회로 전압의 적절한 값으로 낮추기 위해 인버터 회로에 각각의 점감 컨버터가 제공된다. 이러한 변형예는 광전 설비와 인버터 회로 사이의 전력 전송을 위해 특히 높은 전압을 이용 가능하게 하는 장점과 그에 따라 라인 손실을 가능한 최대 범위까지 낮게 유지시키는 장점을 갖는다. 결과적으로, 더 낮은 전송 전류값 때문에 전송 케이블의 치수 및 관련 비용을 줄일 수도 있다.
두 개의 별개인 부분 회로를 갖는 제 2 변형예는 할당된 전압 배가 회로 바로 뒤에 각각의 점감 컨버터를 갖는 반면, 점증 컨버터는 인버터 회로에 배열된다. 결과적으로, 전송은 제 1 변형예에 비해 더 낮은 전압에서 발생한다. 그러나, 전체적인 설비를 안전 가이드라인에 적응시키기 위해 그리고 더 높은 전압에 대한 예시적으로 특별한 보호 사양을 실현하지 않도록 하기 위해 이러한 것이 유리할 수 있다. 전반적으로, 두 개의 별개인 컨버터 회로를 포함하는 전압 조정 회로는 부분 회로 배열을 응용예에 특정된 조건에 적응시키는 것에 대한 높은 융통성을 제공한다.
원칙적으로, 전압 조정 회로의 제 2 변형예는 전압 배가 회로와 동일하게 구성되며, 따라서 유리하게는 동일한 전력 반도체 모듈을 이용하여 생산될 수도 있다. 그러나, 그 과제에 따라, 이러한 전압 조정 회로는 전압 배가 회로와 상이하게 구동되며, 서로 병렬 연결되어야 하는 상이한 부분 회로 배열의 DC 출력 전압을 적응시키기 위해 작용한다.
마찬가지로, 광전 설비에 필요한 전류/전압 특성 곡선의 조정은, 즉 MPP 트래킹(MPP tracking)은 전압 배가 회로의 출력 전압이 인버터 회로의 중간 회로 전압으로 전술된 바와 같이 적응되는 것 이외에 전압 조정 회로의 조정 소자에 의해 달성된다.
인버터 회로로서 작용하는 3상 인버터(three-phase inverter)는 원칙적으로 다양하게 제공될 수 있다. 두 개의 3상 인버터를 병렬로 배열하고 스위칭 주기의 절반만큼 오프셋되도록 두 개의 3상 인버터를 구동시키는 것이 특히 유리하다. 이는 요구된 사인파형 출력에 충분히 근사된 전압을 초래한다.
본 발명에 따른 회로 배열은 전압 공급원의 일정한 로드, 인버터 회로에 대한 전송 전압의 융통성 있는 선택, 전압 배가 회로 및 전압 조정 회로 내에서의 작은 치수를 갖는 코일, 및 낮은 리플을 갖는 출력 전류의 장점을 가질 수 있다.
본 발명의 해결 방안은 도 1a 내지 도 5b 내의 예시적인 실시예를 기반으로 보다 상세하게 설명된다.
도 1a 내지 도 1d는 본 발명에 따른 제 1 회로 배열의 기본 원리 및 제 1 회로 배열의 구성 요소 중 몇 가지를 도시한다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명에 따른 회로 배열의 추가 구성 요소를 도시한다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명에 따른 회로 배열의 추가 구성의 기본 원리를 도시한다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명에 따른 회로 배열의 추가 구성 요소를 도시한다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명에 따른 방법을 적용하는 경우에 본 발명에 따른 회로 배열의 출력 전력에 대한 시뮬레이션을 도시한다.
도 1a 내지 도 1d는 본 발명에 따른 제 1 회로 배열의 기본 원리 및 제 1 회로 배열의 구성 요소 중 몇 가지를 개략적으로 도시한다. 도 1a는 본 명세서에서 광전 설비인 비조정 전압 공급원(12)을 도시하며, 비조정 전압 공급원(12)은 일사량(insolation)의 변동 때문에 DC 출력 전압의 알려진 바와 같은 요동은 물론 출력 전류의 알려진 바와 같은 요동도 갖는다. 이러한 광전 설비(12)의 유리한 작동을 위해, 출력 전력이 최대가 되도록 출력 전압 및 전류를 조정할 필요가 있다. 이는 MPP 트래킹이라는 용어로 공지되어 있다. 또한, 출력 전류가 단기간의 요동을 갖지 않도록 광전 설비(12)를 로드(load)시키는 것이 유리하다.
그러므로, 본 발명에 따라, 광전 설비(12)의 출력은 전압 배가 회로(20)로 전달되며, 전압 배가 회로(20)는 단기간의 요동 없이 출력 전류에 이르게 된다. 각각의 양극 브랜치 및 음극 브랜치를 포함하는 도 1b에 도시된 전압 배가 회로(20)는 할당된 인덕턴스(200, 202)를 각각의 브랜치에 갖는다. 본 명세서에서 인덕턴스(200, 202)는 광전 설비와 전압 배가 회로의 추가 구성 요소 사이의 연결 라인에 의해 형성된다. 종래 기술과 비해 이들 공급 라인의 인덕턴스(200, 202)가 충분하지 않으면, 낮은 인덕턴스를 갖는 코일들이 추가로 제공될 수도 있다. 그러므로, 본 명세서에서 전압 배가 회로(20)는 광전 설비(12)로의 연결 라인을 정식으로 포함한다. 이들 연결 라인은 대략 수십 미터의 길이 치수를 갖는다.
인덕턴스(200, 202) 뒤에는 양극 브랜치와 음극 브랜치 사이에 하프 브리지 회로가 제공된다. 한편, 하프 브리지 회로는 해당되는 경우에 역방향으로 평행하게 연결된 동력이 인가되지 않은(freewheeling) 다이오드들과 함께 제 1 전력 트랜지스터(210)와 제 2 전력 트랜지스터(212)에 의해 형성된 직렬 회로를 갖는다.
하프 브리지 회로는 브랜치마다 각각의 하나의 다이오드(220, 222)를 매개로 두 개의 커패시터(230, 232)에 의해 형성된 직렬 회로(230, 232)에 연결된다. 이 경우에, 제 1 브랜치에서, 즉 양극 브랜치에서 다이오드의 애노드가 하프 브리지 회로에 연결되고, 캐소드는 커패시터 회로에 연결된다. 제 2 브랜치에서, 즉 음극 브랜치에서 캐소드는 하프 브리지 회로에 연결되고, 애노드는 커패시터 회로에 연결된다.
또한, 하프 브리지 회로와 커패시터 회로의 각각의 중앙 탭들이 서로 연결되는 것이 바람직하다. 전압 배가 회로(20)로서의 작용을 위해, 두 개의 전력 트랜지스터(210, 212)는 바람직하게는 500Hz 내지 2KHz 사이의 적정 스위칭 주파수로 각각의 경우에 동일한 시간 간격 동안에 교대로 켜진다. 250Hz 미만의 스위칭 주파수 및 최대 5KHz까지의 스위칭 주파수도 또한 적절하지만 일반적으로 반드시 그런 것은 아니다. 결과적으로, 제 1 전력 트랜지스터(210) 또는 제 2 전력 트랜지스터(212)를 통한 전류가 항상 제공되며, 결과적으로 광전 설비(12)의 전류 로드는 일정하게 유지된다. 본 명세서에서, 일정하다는 것은 특히 전력 트랜지스터(210, 212)의 구동 주파수의 크기의 자릿수에서의 단기간의 요동이 일어나지 않는다는 것을 의미한다.
전압 배가 회로 뒤에는 사용 조건에 따라 상이하게 구성될 수 있는 전압 조정 회로(30, 40)가 뒤따른다. 제 1 변형예는 점감 컨버터(34, step-down converter) 및 점증 컨버터(32, step-up converter)의 조합을 가지며, 그 순서는 원칙적으로 임의적이다. 그러나, 도 1c 및 도 1d에 따라 연결 라인(300)이 광전 설비(12)와 인버터 회로(50) 사이의 거리를 필수적으로 브리지(bridge)하기보다는 본 명세서에서는 두 개의 컨버터 회로가 바로 인접하여 배열되지 않는 것이 필수이다.
결과적으로, 전압 배가 회로(20) 뒤에 점감 컨버터(34)를 배열함으로써, 연결 라인(300)의 전압을 예를 들어 600V 미만이거나 1000V 미만인 규정 문턱값 미만의 값으로 설정할 수 있다. 이로 인해 국내 사양(national specification)에 따라 달라지는 감전에 대처하는 보호를 위한 복잡성이 더 높은 전압에 비해 상당히 단순화될 수 있다.
이에 비해, 두 개의 컨버터 회로(32, 34)의 교대와 유사한 구성은 연결 라인(300) 내에 가능한 최대 전압을 가능하게 하며, 이에 따라 전류값이 상응하여 더 작아지게 되고, 따라서 연결 라인(300)의 전기 손실, 치수, 및 비용과 관련하여 유리해진다.
제 2 변형예는 전압 배가 회로(20)와 동일하게 구현되지만 전압 배가 회로(20)와 동일하게 구동되지 않는 부분 회로를 전압 조정 회로(40)로서 갖는다. 전압 조정을 위해, 두 개의 스위치는 각각의 경우에 동일한 시간 간격 동안에 구동되지만 적절한 길이로 구동되는 것이 바람직하며, 해당되는 경우에 요동하는 입력 전압을 요구된 일정한 출력 전압으로 적응시키기 위해 겹쳐지는 것이 바람직하다.
두 개의 변형예에서, 광전 설비(12)의 MPP 트래킹은 전압 배가 회로(20)에 의해 제어되지 않고 전압 조정 회로(30, 40)에 의해 제어된다. 결과적으로, 전압 배가 회로(20)가 전압 배가 회로(20)의 조정 소자(250)의 전압 조정 회로(30, 40) 또는 인버터 회로(50)로의 제어 연결부를 가질 필요는 없다.
광전 설비(12), 전압 배가 회로(20) 및 각각의 전압 조정 회로(30, 40)는 인버터 회로(50)에 연결된 부분 회로 배열을 형성하여, 본 발명에 따른 회로 배열을 형성한다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명에 따른 회로 배열의 구성 요소를 도시하며, 본 명세서에서는 종래 기술에 상응하는 두 개의 컨버터 회로를 도시한다. 도 2a에 따른 점감 컨버터(34)는 양극 브랜치인 제 1 브랜치에 전력 트랜지스터(340)를 갖는다. 전력 트랜지스터(340) 뒤에는 제 1 브랜치와 제 2 브랜치를 연결하는 다이오드(342) 및 제 1 브랜치의 인덕턴스(344)가 뒤따르며, 그리고 두 브랜치를 연결하는 커패시터(346)도 뒤따른다. 점감 컨버터(34)를 뒤따르는 연결 라인을 구비하는 전술된 응용예에서, 인덕턴스(344)가 연결 라인(300, 도 1d 참조)의 인덕턴스에 의해 형성되기에 충분할 수 있거나 그에 상응하여 작은 치수를 구비하는 코일이 제공되기에 충분할 수 있다.
도 2b에 따른 점증 컨버터(32)는 제 1 브랜치에 인덕턴스(320)를 가지며, 마찬가지로 인덕턴스(320)는 해당되는 경우에 낮은 인덕턴스를 갖는 추가 코일과 함께 연결 라인(300, 도 1c 참조)에 의해 형성되는 것이 유리하다. 인덕턴스(320) 뒤에는 제 1 브랜치와 제 2 브랜치를 연결하는 전력 트랜지스터(322) 및 제 1 브랜치의 다이오드(324)가 뒤따르며, 그리고 두 브랜치를 연결하는 커패시터(326)도 뒤따른다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명에 따른 회로 배열의 추가 구성의 기본 원리를 도시한다. 본 명세서에서 도 3a는 제 1 변형예에 따라 도 1a 내지 도 1d를 참고로 설명된 바와 같이 두 개의 컨버터 회로(32, 34)로 구성되는 전압 조정 회로로 구성되는 부분 회로(10)들의 배열을 도시한다. 이 경우에, 부분 회로들은 서로 연결되며, 두 개의 컨버터 회로(32, 34)의 연결 라인(300)의 영역에서 서로 병렬 연결된다. 그런 다음, 각각의 부분 회로들의 출력들은 적절한 인버터 회로(50)에 연결된다.
도 3b는 동일한 형태로 구현되지만 다르게 구동되는 두 개의 회로인 전압 배가 회로(20) 및 전압 조정 회로(40)를 구비하는 도 1a 내지 도 1d의 경우에 전술된 제 2 변형예에 따른 배열을 도시한다. 이 경우에, 부분 회로들의 출력들은 서로 연결되며 적절한 인버터 회로(50)에 연결된다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명에 따른 회로 배열의 추가 구성 요소를 도시하며, 본 명세서에서는 인버터 회로(50)의 두 개의 실시예를 도시한다. 가장 단순한 경우에, 인버터 회로는 도 4a에 도시된 종래 기술에 따른 3상 브리지 회로(60)로서 구현된다.
그러나, 도 4b에 도시된 바와 같이, 이런 유형의 두 개의 3상 브리지 회로(60)가 병렬 연결되어 스위칭 주기의 절반만큼 서로에 대해 오프셋되도록 시간 설정(clocking)되는 것이 유리하다. 이 경우에, 두 개의 3상 브리지 회로(60)의 중간점은 접지 전위(612)에 있거나 전압 배가 회로(20)의 중간 전위(212)에 있다. 마찬가지로, 3 지점 인버터(three-point inverter)를 인버터 회로(50)로서 제공하는 것이 대안적으로 유리할 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 도 4a에 따른 인버터 회로의 출력 전류에 대비하여 본 명세서에 언급된 바와 같은 본 발명에 따른 방법을 적용하는 경우에 도 4b에 따른 인버터 회로(50)를 포함하는 본 발명에 따른 회로 배열의 출력 전류의 시뮬레이션을 도시한다. 도 4a에 따른 인버터 회로의 출력 전류는 전압 조정 회로(30, 40)를 사용하기 때문에 사인파 곡선의 상응하여 크게 교란된 프로파일을 갖는다. 도 4b에 따른 인버터 회로(50)를 사용함으로써 그리고 인버터 회로의 두 개의 부품의 오프셋 시간 설정의 결과로서, 출력 전류의 세 개의 위상에 대한 각각의 사인파 곡선 내의 리플(ripple)을 상당히 감소시킬 수 있다.
따라서, 전체적인 회로 배열은 다음과 같은 장점을 가질 수 있다:
전압 공급원의 일정한 로드,
인버터 회로에 대한 전송 전압의 융통성 있는 선택,
전압 배가 회로 및 전압 조정 회로 내에서의 작은 치수를 갖는 코일, 및
낮은 리플을 갖는 출력 전류
12: 비조정 전압 공급원
20: 전압 배가 회로
30, 40: 전압 조정 회로
50: 인버터 회로

Claims (10)

  1. 변압기(80)에 연결 가능한 적어도 하나의 인버터 회로(50)에 전력을 공급하기 위한 하나의 또는 복수의 병렬 연결된 부분 회로 배열(10)을 포함하고,
    하나의 부분 회로 배열(10)은 시간적으로 변화하는 DC 출력 전압을 갖는 비조정 전압 공급원(12), 전압 배가 회로(20), 및 조정 소자(328, 348)를 구비하는 전압 조정 회로(30, 40)를 포함하는 회로 배열.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 전압 배가 회로(20)는 각각의 양극 및 음극 브랜치를 갖고, 그 입력에는 제 1 코일 및 제 2 코일로부터 형성되거나 상기 비조정 전압 공급원(12)으로부터의 각각의 공급 라인의 인덕턴스로부터 형성된 제1 인덕턴스(200) 및 제 2 인덕턴스(202)가 각각 제공되고, 상기 제 1 인덕턴스(200) 및 상기 제 2 인덕턴스(202) 뒤에는 상기 양극 브랜치와 상기 음극 브랜치 사이에 두 개의 전력 트랜지스터(210, 212)에 의해 형성된 하프 브리지 회로가 뒤따르고, 상기 양극 브랜치와 상기 음극 브랜치에는 각각 하나의 다이오드(220, 222)가 추가로 제공되며, 상기 다이오드(220, 222) 뒤에는 상기 양극 브랜치와 상기 음극 브랜치를 연결하는 두 개의 제 1 커패시터(230, 232)에 의해 형성된 직렬 회로가 제공되는 회로 배열.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 하프 브리지 회로(210, 212)의 중앙 탭과 상기 커패시터(230, 232)에 의해 형성된 상기 직렬 회로의 중앙 탭이 서로 연결되는 회로 배열.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 전압 조정 회로는, 상기 양극 브랜치의 전력 트랜지스터(340), 상기 양극 브랜치와 상기 음극 브랜치를 연결하는 다이오드(342), 및 바람직하게는 제 3 코일인 제 3 인덕턴스(344)를 구비하는 점감 컨버터(34); 및 바람직하게는 제 4 코일인 제 4 인덕턴스(320), 상기 양극 브랜치와 상기 음극 브랜치를 연결하는 전력 트랜지스터(322), 및 상기 양극 브랜치의 다이오드(324)를 구비하며 상류 또는 하류에 연결된 점증 컨버터(32);로 구성된 회로 배열.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 점감 컨버터(34)는 전압 배가 회로(20)에 바로 인접하게 배열되고, 상기 전압 배가 회로(20)는 상기 비조정 전압 공급원(12)에 바로 인접하게 배열되며, 상기 점증 컨버터(32)는 상기 인버터 회로(50)에 바로 인접하게 배열되는 회로 배열.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 점증 컨버터(32)는 상기 전압 배가 회로(20)에 바로 인접하게 배열되고, 상기 전압 배가 회로(20)는 상기 비조정 전압 공급원(12)에 바로 인접하게 배열되며, 상기 점감 컨버터(34)는 상기 인버터 회로(50)에 바로 인접하게 배열되는 회로 배열.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 전압 조정 회로(40)는 상기 전압 배가 회로(20)에 유사하게 구현되는 회로 배열.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 회로 배열을 구동하기 위한 방법에 있어서, 상기 전압 배가 회로(20)는 상기 비조정 전압 공급원(12)의 전압을 배가시키고, 상기 비조정 전압 공급원(12)의 전류/전압 특성 곡선의 조정, 즉 MPP 트래킹은 상기 전압 조정 회로(30)의 조정 소자(328, 348)에 의해 달성되는 회로 배열을 구동하기 위한 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 전압 배가 회로(20)는 시간적으로 오프셋되며 각각의 경우 스위칭 주기의 절반인 동일한 주기 기간만큼 켜지는 상기 하프 브리지 회로의 상기 두 개의 전력 트랜지스터(210, 212)에 의해 상기 비조정 전압 공급원(12)의 전압을 배가시키는 회로 배열을 구동하기 위한 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 전압 배가 회로(20)의 상기 두 개의 전력 트랜지스터(210, 212)는 250Hz 내지 5KHz 사이의 주파수, 바람직하게는 500Hz 내지 2KHz 사이의 주파수로 구동되는 회로 배열을 구동하기 위한 방법.
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