KR20110107493A - 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 송수신 시스템 - Google Patents

Abstract

테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치는 복수의 채널들을 통해 입력된 복수의 입력 신호들 중 어느 하나를 기저 대역의 신호로 변환함으로써 하나의 송신 데이터 신호를 출력하는 기저대역 송신 인터페이스 모듈; 상기 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈; 및 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 방사(radiate)하는 송신 안테나를 포함한다.

Description

테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 송수신 시스템{RADIO FREQUENCY(RF) TRANSCEIVER SYSTEM AND TRANSMITTER, RECEIVER ACTING IN TERAHERTZ FREQUENCY}

아래의 실시예들은 주파수 송, 수신 장치 및 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 송, 수신 장치 및 시스템에 관한 것이다.

본 발명은 지식경제부 및 한국산업기술평가관리원의 정보통신 산업원천기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2009-F-037-01, 과제명: 테라 헤르츠 대역 전파환경 및 무선전송 플랫폼 기술연구].

테라 헤르츠 기술은 일반적으로 주파수 범위가 100GHz에서 10THz 사이의 전자파를 사용한다. 파장은 3mm ~ 30mm 이고, 에너지는 0.4 ~ 40meV, 흑체 방사온도(Blackbody Radiation Temperature)는 5 K ~ 500 K 이다. 테라 헤르츠 기술은 우주 및 대기 과학, 분자 분광(Molecular Spectroscopy), 원격 감지, 생물학, 의료 영상 및 통신 등 다양한 분야에서 수많은 잠재적인 응용을 가지고 있다. 금속 및 물과 같은 극성을 갖는 액체는 테라 헤르츠 영역에서 투과되지 않고 반사된다. 그러나, 육안으로 불투명한 많은 비금속 물질은 테라 헤르츠 영역에서 부분적으로 투과하거나 분자 공진현상을 일으킨다.

이처럼 테라 헤르츠 신호는 아주 넓은 대역폭을 가지고 있어서 잠재적으로 자유 공간 통신에 대단히 유용하다. 그러나, 수분과 산소 흡수에 의한 제한된 대기 전파는 레이더 및 지상 통신 분야에서 테라 헤르츠 기술의 개발에 장애 요소가 되고 있다.

그럼에도 불구하고 테라 헤르츠 기술은 제한된 영역의 단거리에서 무선통신과 같이 비교적 비간섭 통신에 매력적이다. 테라 헤르츠의 무선은 마이크로파에 비해 아주 높은 주파수를 이용하기 때문에 10Gbps 이상의 높은 데이터 전송속도를 가능하게 한다. 또한, 파장이 아주 짧기 때문에 지향성이 매우 높다. 따라서, 이러한 테라 헤르츠 대역에서 동작 가능한 무선 주파수 송, 수신 장치에 대한 필요성이 높아지고 있다.

본 발명의 일실시예는 주파수 상향 또는 하향 변환을 위하여 서브 하모닉 구조의 믹서를 이용하여 중간 주파수(Intermediate Frequency :IF) 대역에서 신호를 증폭하거나 필터링 함으로써 10 Gbps 이상의 데이터 전송 속도를 지원하는 테라 헤르츠(THz) 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 송수신 시스템을 제공한다.

본 발명의 일실시예는 혼 안테나와 폴리에틸렌 렌즈를 결합하여 안테나의 빔이 평행하게 방사하도록 함으로써 안테나에 의한 송신 및 수신 채널의 이들을 증대시킬 수 있는 테라 헤르츠(THz) 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 송수신 시스템을 제공한다.

본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 송신 장치는 복수의 채널들을 통해 입력된 복수의 입력 신호들 중 어느 하나를 기저 대역의 신호로 변환함으로써 하나의 송신 데이터 신호를 출력하는 기저대역 송신 인터페이스 모듈; 상기 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈; 및 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 방사(radiate)하는 송신 안테나를 포함한다.

상기 기저대역 송신 인터페이스 모듈은 상기 복수의 입력 신호들을 다중화(Multiplexing)하거나 광/전기 변환함으로써 상기 하나의 송신 데이터 신호를 출력할 수 있다.

상기 기저대역 송신 인터페이스 모듈은 상기 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 비압축 비디오 신호들을 8:1의 다중화 비율로 다중화하는 제1 다중화기(MUX); 상기 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나를 버퍼링 하는 신호 구동기(driver); 상기 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나의 광신호를 전기 신호로 변환하는 광/전기 변환기; 및 상기 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호들을 8:1의 다중화 비율로 다중화하는 제2 다중화기를 포함할 수 있다.

상기 무선 주파수 신호는 220 [GHz] 내지 325 [GHz] 범위의 H-밴드 내에 있는 주파수를 가질 수 있다.

상기 RF 송신 장치 모듈은 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 송신 데이터 신호에 대해 저대역 필터링을 수행하는 제1 저역 통과 필터(LPF); 상기 제1 저역 통과 필터의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기; 상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄하는 신호 감쇄기(Attenuator); 및 상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)를 포함할 수 있다.

상기 서브 하모닉 믹서는 적어도 두 개의 대역 통과 필터들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환할 수 있다.

상기 국부 발진 신호 발생기는 기준 발진 신호를 생성하는 발진 신호 발생기; 상기 기준 발진 신호를 이용하여 정현파 발진 신호를 발생시키는 PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator); 상기 정현파 발진 신호를 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)와 제1 국부 발진 신호(LO)로 분지하는 전력 분배기; 상기 제1 국부 발진 신호(LO)의 주파수를 2배로 체배하는 제1 주파수 체배기(Multiplier); 상기 제1 주파수 체배기의 출력을 증폭하는 증폭기; 및 상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 생성하기 위하여 상기 증폭기의 출력을 3배로 체배하는 제2 주파수 체배기를 포함할 수 있다.

상기 RF 송신 장치 모듈은 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합하는 믹서 모듈; 상기 믹서 모듈의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기; 상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄시키는 신호 감쇄기(Attenuator); 및 상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)를 포함할 수 있다.

상기 믹서 모듈은 저역 통과 필터(LPF), 더블 밸런스트 믹서(Double Balanced Mixer), 및 대역 통과 필터(BPF)를 이용하여 상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합할 수 있다.

상기 송신 안테나는 혼(Horn) 안테나 및 폴리에틸렌 렌즈를 포함하고, 상기 무선 주파수 신호를 평행하게 만들어 방사할 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 수신 장치는 수신 안테나로부터 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호를 생성하는 RF 수신 장치 모듈; 및 상기 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원함으로써 복수의 출력 신호들을 전송하는 기저 대역 수신 인터페이스 모듈을 포함한다.

상기 RF 수신 장치 모듈은 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서; 상기 서브 하모닉 믹서의 출력을 증폭하는 제1 IF 증폭기; 상기 제1 IF 증폭기의 출력으로부터 기저 대역의 신호를 검출하는 검출기(Detector); 상기 검출기의 출력에 대해 저대역 필터링을 수행하는 저역 통과 필터(LPF); 및 상기 저역 통과 필터의 출력을 증폭하는 제2 IF 증폭기를 포함할 수 있다.

상기 서브 하모닉 믹서는 적어도 두 개의 대역 통과 필터들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터를 이용하여 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환할 수 있다.

상기 RF 수신 장치 모듈은 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer); 및 상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합하는 DB 믹서 모듈을 포함할 수 있다.

상기 DB 믹서 모듈은 제1 증폭기, DB 믹서, 저역 통과 필터(LPF) 및 제2 증폭기를 이용하여 상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합할 수 있다.

상기 기저 대역 수신 인터페이스 모듈은 상기 수신 데이터 신호로부터 데이터 신호와 클럭 신호를 분리하는 클럭 및 데이터 복원기(CDR); 상기 분리된 데이터 신호 중 다중화된 HD-SDI 비압축 비디오 신호를 8채널의 신호로 역다중화 하는 제1 역다중화기; 상기 분리된 데이터 신호 중 적어도 하나의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호를 복구하는 구동 증폭기; 상기 분리된 데이터 신호 중 전기 신호를 적어도 하나의 광 신호로 변환하는 전기/광 변환기; 및 상기 분리된 데이터 신호 중 다중화된 기가 비트 이더넷(GbE)를 8채널의 신호로 역다중화 하는 제2 역다중화기를 포함할 수 있다.

상기 국부 발진 신호 발생기는 기준 발진 신호를 생성하는 발진 신호 발생기; 상기 기준 발진 신호를 이용하여 정현파 발진 신호를 발생시키는 PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator); 상기 정현파 발진 신호를 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)와 제1 국부 발진 신호(LO)로 분지하는 전력 분배기; 상기 제1 국부 발진 신호(LO)의 주파수를 2배로 체배하는 제1 주파수 체배기(Multiplier); 상기 제1 주파수 체배기의 출력을 증폭하는 증폭기; 및 상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 생성하기 위하여 상기 증폭기의 출력을 3배로 체배하는 제2 주파수 체배기를 포함할 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 송수신 시스템은 송/수신 안테나; 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환하는 RF 수신 장치 모듈; 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈; 상기 주파수 상향 변환 및 상기 주파수 하향 변환을 위해 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 국부 발진 신호를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제1 분배기; 제어 신호 및 상기 수신 데이터 신호 또는 상기 송신 데이터 신호를 송수신하는 송수신 인터페이스 모듈; 및 상기 제어 신호에 기초하여 상기 송/수신 안테나를 상기 RF 수신 장치 모듈 또는 상기 RF 송신 장치 모듈 중 어느 하나와 스위칭하는 안테나 스위치를 포함한다.

상기 송수신 인터페이스 모듈은 상기 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원하여 데이터 싱크로 전송하는 기저대역 수신 인터페이스 모듈; 상기 수신된 다채널 신호를 다중화하거나 광/전기 변환하는 기저대역 송신 인터페이스 모듈; 및 상기 제어 신호를 생성하는 송수신 제어 회로를 포함할 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 송수신 시스템은 송/수신 안테나; 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환하는 RF 수신 장치 모듈; 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈; 상기 주파수 상향 변환 및 상기 주파수 하향 변환을 위해 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator); 상기 국부 발진 신호를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제1 분배기; 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제2 분배기; 제어 신호 및 상기 수신 데이터 신호 또는 상기 송신 데이터 신호를 송수신하는 기저대역 송수신 인터페이스 모듈; 및 상기 제어 신호에 기초하여 상기 송/수신 안테나를 상기 RF 수신 장치 모듈 또는 상기 RF 송신 장치 모듈 중 어느 하나와 스위칭하는 안테나 스위치를 포함하고, 상기 RF 송신 장치 모듈은 상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합하는 믹서 모듈; 상기 믹서 모듈의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기; 상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄시키는 신호 감쇄기(Attenuator); 및 상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)을 포함하며, 상기 RF 수신 장치 모듈은 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer); 및 상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합하는 DB 믹서 모듈을 포함한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 안테나와 믹서의 직접 결합으로 RF 블록의 결합에서 발생하는 임피던스 부정합과 추가 부품의 삽입으로 인한 전력의 손실을 최대한으로 줄일 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 서브 하모닉 믹서의 RF 단자, LO 단자, IF 단자에 각각 연결된 외부 필터들을 사용하지 않음으로써 송신 장치와 수신 장치의 RF 블록을 대폭적으로 단순화할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 고차 변조 방식을 사용하는 다채널의 하드웨어 구조의 복잡성을 획기적으로 줄일 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 기저대역 Gbps 신호 인터페이스만으로 저비용과 초소형으로 테라 헤르츠 무선 통신 시스템을 구현할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 현재 비면허 대역인 275 GHz이상의 테라 헤르츠 대역의 주파수를 사용할 수 있으며, 43HGz의 주파수 대역을 사용하면 간단한 구조의 ASK 변조 방식으로도 미래의 ULTRA-HDTV에서 요구하는 24Gbps의 데이터 전송 속도를 구현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치 및 수신 장치의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2A는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(130)의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2B는 도 2A의 서브 하모닉 믹서의 구조 및 (n + m=odd)일 때의 동작을 나타낸 도면이다.
도 2C는 도 2A의 서브 하모닉 믹서의 구조 및 (n + m=even)일 때의 동작을 나타낸 도면이다.
도 2D는 도 2A의 서브 하모닉 믹서의 고조파 출력 스펙트럼을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(300)의 구조를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 국부 발진 신호 발생기(LO)(150)의 구조를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(230)의 구조를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(600)의 구조를 나타내 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)을 나타낸 도면이다
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 11은 종래 멀티 기가 비트 무선 통신 시스템의 송, 수신 장치 구조 및 주파수 계획을 나타낸 도면이다.
도 12A는 종래 테라 헤르츠 대역 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 12B는 종래 테라 헤르츠 대역 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 13A는 테라 헤르츠 대역에서의 대기 전파 감쇠 특성을 나타낸 그래프이다.
도 13B는 테라 헤르츠 대역에서의 강우율에 따른 강우 감쇠 특성을 나타낸 그래프이다.
도 13C는 테라 헤르츠 대역에서의 주파수와 전송 거리에 따른 자유 공간 손실을 나타낸 그래프이다.

[테라 헤르츠 기술]

테라 헤르츠 주파수에서 전자파의 발생 및 검출은 대단히 어려운 기술이다. 현재까지 능동형 테라 헤르츠 발생기는 비교적 낮은 파워에서만 구현되었다. 반도체를 기반으로 하는 전자 고체 신호 발생기는 전자의 전이 시간(Transit time)과 아주 높은 주파수에서 Roll-off에 의해 0.1 THz 이하로 제한된다.

그러므로, 테라 헤르츠 주파수를 발생시키기 위하여 보통 고차 하모닉 기술을 사용하여 밀리미터파 주파수를 상향 변환하거나, 광 믹싱과 같은 비선형 광학 프로세스를 사용하여 가시광선 또는 근적외선으로부터 하향 변환을 하는 주파수 변환 기술을 사용한다.

그러나, 밀리미터파 상향 변환기 또는 적외선 하향 변환기를 사용하는 연속파 신호 발생기는 약 2 ~ 3THz에서 평균 전력이 1mW를 넘기 어렵다. 최초의 반도체 신호 발생기로서 QCL(Quantum Cascade Laser)은 펄스 모드에서 평균 전력이 250mW 이상이나, 이는 극저온(Cryogenic) 상태에서 가능하며, 실온에서 동작하는 시스템은 현재까지 개발되어 있지 않다.

수동형 및 종래의 능동형 테라 헤르츠 발생기로부터의 아주 미약한 출력 전력과 특히 수증기와 같은 가스의 분자 흡수로 인한 높은 대기 감쇠는 잡음과 구분하기 어려울 만큼 수신 전력이 아주 미약하다.

따라서, 테라 헤르츠 신호 검출 역시 매우 어렵다. 현재의 테라 헤르츠 신호 검출기는 직접 검출기와 헤테로다인 검출기가 있다.

헤테로다인 검출에 사용되는 믹서(Mixer)는 국부 발진 신호 발생기(LO)의 주파수로 가변할 수 있는 중간 주파수(IF) 차이 신호를 발생하기 위하여 이미 알고 있는 국부 발진 신호 발생기의 주파수로 RF 신호 주파수를 비트(Beat)한다.

국부 발진 신호 발생기의 신호는 일반적으로 수신 RF 신호의 전력 보다 훨씬 큰 고정된 출력 전력을 갖는다. 비선형 믹서는 수신 RF 신호와 국부 발진 신호 발생기의 신호의 전력의 곱에 비례하는 중간 주파수(IF) 출력 전력을 발생시킨다.

믹서는 비동기 잡음과 간섭에 양호한 억제(Rejection) 특성을 가지며, 보통 중간 주파수(IF)의 대역폭이 10GHz 이상으로 아주 넓다. 따라서, 헤테로다인 검출기는 분자 분광 응용에서와 같이 낮은 테라 헤르츠 주파수에서 협대역 및 고해상도 응용에 사용된다.

그러나, 중간 주파수(IF) 대역폭이 넓은 전자 소자 테라 헤르츠 믹서는 고해상도를 필요로 하는 테라 헤르츠 응용에서 동기식 검출을 하기 위하여 아직도 개발이 필요하다. 특히, 상용 응용을 위하여 마이크로 전자 기반의 집적화 헤테로다인 테라 헤르츠 송수신 장치가 요구되고 있고, 이러한 송수신 장치는 검출기와 신호 발생기, 광학 소자, 제어 전자 소자 등을 단일 칩에 집적화하여야 신뢰성이 보장되고 소형화할 수가 있다. 또한, 송수신 장치의 성능으로서 10mW 이상의 높은 출력 전력과 검출 감도가 요망된다.

[테라 헤르츠 대역의 통신 채널 특성]

테라 헤르츠 대역에서 무선 통신을 하기 위해서는 높은 대기 전파 감쇠와 자유 공간 손실을 보상하기 위한 30dBi정도의 높은 지향성을 갖는 안테나가 필요하며, 송신 장치와 수신 장치 사이의 LOS(Line-Of-Sight)가 유지되어야 한다.

이는 준 전방향(Quasi-Omnidirectional) 안테나와 NLOS(Non-LOS)에 기반을 둔 WPAN(Wireless Personal Area Network)과 같은 현재의 옥내 시스템과는 개념적으로 중요한 차이가 있다. 안테나의 이득이 높아질수록 커버리지 영역이 작아지고 송신 장치와 수신 장치를 일직선상으로 정렬하기가 매우 어려워진다. 또한, 수신 장치의 잡음 지수(NF)를 더욱 줄이더라도 고이득 안테나는 필요하다.

그러나, 실제 옥내 환경에서 LOS 조건은 분명한 문제점이 있다. 이동하는 사람이나 물체에 의해 LOS 통신 링크가 차단되는 경우 옥내의 벽면으로부터 반사파를 이용하는 "Directed NLOS" 수단이 필요하다.

일반적으로 옥내의 무선시스템은 다중경로(Multi-path) 현상이 심각한 환경이다. 그러나 고지향성 안테나를 사용하는 옥내 시스템에서는 다중 경로를 무시할 수 있다.

이는 테라 헤르츠 주파수 대역에서 안테나 이득이 최대인 방향으로부터 벗어난 빔 패턴에서 발생되는 다중 경로는 신호가 대부분 감쇠가 되어 신호 크기가 아주 작아지기 때문이다. 따라서, 테라 헤르츠 대역에서는 LOS와 벽면의 반사파를 이용하는 "Directed NLOS" 두 가지 경우만을 고려할 수 있다.

그러나 옥내 벽면의 반사파를 이용하는 경우 무선 주파수에 따라서 건물 재질의 표면에서 추가적인 반사손실이 발생한다. 그러므로 이러한 시나리오에서는 건물 벽면의 반사율을 1 에 근접시킬 수 있는 THz 반사기(Mirror)가 필요하다.

이하, 본 발명에 따른 실시예들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 그러나, 본 발명이 일실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 또한, 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치 및 수신 장치의 구성을 나타낸 도면이다. 본 발명의 일 실시예들에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치 및 수신 장치는 10Gbps급의 데이터 전송속도를 지원하는 Simplex 구조를 가지며, 비트 오류율이 10^-12 이하에서 10 Gbps의 데이터 전송 속도를 실현할 수 있다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치(100)는 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120), RF 송신 장치 모듈(130) 및 송신 안테나(140)를 포함한다.

테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치(100)는 멀티 기가 비트 데이터 소스(110)로부터 4 가지 종류의 Gbps 신호(111 ~ 114)를 수신하여 기저대역 송신 인터페이스(Tx I/F) 모듈(120)에 입력한다.

기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)은 복수의 채널들을 통해 입력된 복수의 입력 신호들 중 어느 하나를 기저 대역의 신호로 변환함으로써 하나의 송신 데이터 신호를 출력한다.

또한, 기저대역 송신 인터페이스(Tx I/F) 모듈(120)은 데이터를 다중화하거나 신호 처리 과정을 거쳐 10Gbps급의 송신 데이터 신호(Tx_Data)(121)를 RF 송신 장치 모듈(130)에 입력한다.

RF 송신 장치 모듈(130)은 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)로부터 출력된 송신 데이터 신호(Tx_Data)(121)를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 신호로 상향 변환(변조)한다.

변조된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호(RF_Tx)(141)는 송신 안테나(140)를 통하여 대기 중으로 방사(radiate)한다.

본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 수신 장치(200)는 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220), RF 수신 장치 모듈(230) 및 수신 안테나(240)를 포함한다.

기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)은 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원함으로써 복수의 출력 신호들을 전송한다.

RF 수신 장치 모듈(230)은 수신 안테나(240)로부터 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호(RF_Rx)(241)를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호를 생성한다.

또한, RF 수신 장치 모듈(230)은 상기 무선 주파수 송신 장치(100)로부터 전송된 멀티 기가 비트 데이터 소스(110) 신호를 검출하여 수신 데이터 신호(Rx_Data)(221)를 기저 대역 수신 인터페이스(Rx I/F)모듈(220)에 입력한다.

여기서, 테라 헤르츠 대역과 같이 아주 높은 주파수 대역에서 동작하는 부품들의 경우, 송, 수신 장치를 구성하는 부품 간의 상호 접속에 의해 큰 삽입 손실이 발생할 수 있다. 따라서, 상기 RF 송, 수신 장치 모듈(130,230)을 단일 모듈로 집적화함으로써 이러한 삽입 손실을 줄일 수 있다.

기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F)모듈(220)은 10Gbps급 수신 데이터 신호(Rx_Data)(221)로부터 클럭 및 데이터를 복원한 후 역다중화하거나 신호처리를 하여 멀티 기가 비트 데이터 싱크(Data Sinks)(210)로 Gbps급 데이터(211 ~ 214)를 포함하는 복수의 출력 신호들을 전송한다.

여기서, 기저대역 송신 인터페이스(Tx I/F)모듈(120)과 기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F)모듈(220)은 도 11A의 디지털 변조기(710)에서 디지털-아날로그 변환기(713)와 도 11B의 디지털 복조기(810)에서 아날로그-디지털 변환기(813)를 사용하지 않고 간단한 인터페이스 회로만으로 구성될 수 있다.

이는 기저대역 송신 인터페이스(Tx I/F)모듈(120)과 기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F)모듈(220)이 도 11F와 같이 하나의 넓은 주파수 대역을 사용하기 때문이다.

송신 안테나(Tx Antenna)(140)와 수신 안테나(Rx Antenna)(240)는 혼(Horn) 안테나와 폴리에틸렌 렌즈를 결합하여 방사되는 빔(무선 주파수 신호)을 평행하게 만들어 방사함으로써 무선 통신 채널의 전체 이득을 향상시킬 수 있다.

현재까지 표준화된 Gbps급의 데이터 신호는 1.25 Gbps의 데이터 속도를 지원하는 IEEE 802.3z 표준의 Gigabit Ethernet(GbE) 신호(114, 214)와 10Gbps의 데이터 속도를 지원하는 IEEE 802.3ae 표준의 10 Gigabit Ethernet(10GbE) 신호(112, 212) 및 9.953Gbps를 지원하는 광 화이버 신호(OC-192)(113, 213)와 1.485 Gbps 데이터 속도를 지원하는 SMPTE-292M 표준의 HD-SDI 비압축 비디오신호(111, 211)가 있다.

상기 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치(100) 측의 무선 주파수 신호(RF_Tx)(141)와 수신 장치(200) 측의 무선 주파수 신호(RF_Rx)(241)는 220 [GHz] 내지 325 [GHz] 범위의 H-밴드 내에 있는 주파수를 가진다.

또한, 상기의 무선 주파수 신호들(141,241)은 적어도 15GHz의 주파수 대역폭을 이용하여ASK(Amplitude Shift Keying) 또는 BPSK(Binary Phase Shift Keying)와 같은 간단한 변조 방식에 의해 10Gbps급으로 데이터를 전송할 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(130)을 포함하는 무선 주파수 송신 장치를 나타낸 도면이다.

도 2A를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(130)은 제1 저역 통과 필터(Low Pass Filter: LPF)(131), 광대역 증폭기(132), 신호 감쇄기(Attenuator)(133), 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)(136) 및 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)를 포함한다.

제1 저역 통과 필터(Low Pass Filter: 이하 LPF)(131)는 송신 데이터 신호에 대해 저대역 필터링을 수행한다.

광대역 증폭기(132)는 제1 저역 통과 필터(131)의 출력을 증폭한다.

신호 감쇄기(Attenuator)(133)는 광대역 증폭기의 출력을 감쇄한다.

서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)(136)는 국부 발진 신호(RF_LO)(151)를 이용하여 신호 감쇄기(133)의 출력을 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환한다.

여기서, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)는 국부 발진 신호 발생기(150)에서 발생한 신호이다.

또한, 서브 하모닉 믹서(136)는 적어도 두 개의 대역 통과 필터들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터를 이용하여 신호 감쇄기(133)의 출력을 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환할 수 있다.

국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)(151)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)를 발생한다.

RF 송신 장치 모듈(130)은 기저대역의 멀티 기가 비트 데이터 소스(110)를 서브 하모닉 믹서(136)를 통하여 직접 주파수 상향 변환할 수 있다.

일반적으로 ASK 변조 방식은 RF 스위치 등을 이용하여 무선 주파수를 디지털 데이터 신호로 ON/OFF 변조할 수 있다.

본 발명의 일실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(130)은 기저대역 송신 인터페이스 (Tx I/F)모듈(120)로부터 10Gbps급 송신 데이터 신호(Tx_Data)(121)를 받는다. 이 때, 송신 데이터 신호(Tx_Data)(121)는 NRZ(Non Return-to-Zero) 형태의 구형파 일 수 있으며, 제1 저역 통과 필터(131)에 의해 저대역 필터링이 수행된다.

제1 저역 통과 필터(131)의 출력은 20GHz 정도의 대역폭을 갖는 광대역 증폭기(132)를 거쳐 신호감쇄기(133)와 제2 저역 통과 필터(134)를 통하여 서브 하모닉 믹서(136)의 IF 포트에 입력된다.

여기서, 신호감쇄기(133)는 서브 하모닉 믹서(136)의 IF 포트에 입력되는 전력을 감쇄시켜 과도한 전력이 서브 하모닉 믹서(136)의 IF 포트에 입력되지 않도록 한다.

서브 하모닉 믹서(136)는 국부 발진 신호 발생기(150)에서 생성된 국부 발진 신호(RF_LO)(151)를 제2 저역 통과 필터(134)로부터 입력된 데이터 신호에 의해 테라 헤르츠(THz) 대역의 주파수로 상향 변환한다.

이 때, 국부 발진 신호(151)는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적일 수 있으며, 예를 들어, 무선 주파수 신호가 갖는 주파수의 1/2에 해당하는 주파수를 가질 수 있다.

ASK 변조된 서브 하모닉 믹서(136)의 출력은 대역 통과 필터(137)를 통하여 송신 안테나(140)로 전송된다.

여기서, 서브 하모닉 믹서(136)의 IF 포트, RF 포트, LO 포트에 각각 접속된 점선으로 표시된 LPF(134), BPF(137), BPF(138)는 서브 하모닉 믹서(136)의 외부에 접속된 필터들이다.

특히, 서브 하모닉 믹서(136)의 RF 포트에 접속된 BPF(137)와 LO 포트에 접속된 BPF(138)는 높은 THz 주파수에서는 구현이 대단히 어려우며, BPF(137)은 20GHz 정도의 넓은 대역폭이 요구된다.

서브 하모닉 믹서(136)가 도 2B 또는 2C와 같은 구조를 가질 경우, 서브 하모닉 믹서(136)의 외부에 접속된 LPF(134), BPF(137), BPF(138)는 생략할 수 있어서 RF 송신 장치 모듈(130)은 아주 간단해질 수 있다. 서브 하모닉 믹서의 구조에 대하여는 도 2B 및 2C를 통해 상세히 설명한다.

앞서 설명한 바와 같이, 국부 발진 신호 발생기(150)는 국부 발진 신호(RF_LO)(151)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)를 발생시킨다.

여기서, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)는 서브 하모닉 믹서(136)에 제1 국부 발진 신호(LO)를 공급하는데 이용될 수 있다.

중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 국부 발진 신호 발생기(150) 내부의 PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator)의 튜닝 주파수를 외부에서 모니터 하는데 이용될 수 있다. 또한, 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 이하의 도 3 및 도 6을 통해 설명하는 헤테로다인 방식의 RF 송신 장치 모듈(300) 및 RF 수신 장치 모듈(600)에 중간 주파수(IF) 대역의 국부 발진 신호(LO)를 공급하는데 이용될 수 있다.

이렇게 함으로써 하나의 국부 발진 신호 발생기(150)를 사용하여 다양한 방식의 RF 송수신 장치 구조에서 필요한 다양한 국부 발진 주파수를 발생시킬 수 있다.

도 2B는 도 2A의 서브 하모닉 믹서(136)의 구조 및 (n + m=odd)일 때의 동작을 나타낸 도면이고, 도 2C는 (n + m=even)일 때의 동작을 나타낸 도면이다. 또한, 도 2D는 도 2A의 서브 하모닉 믹서(136)의 고조파 출력 스펙트럼을 나타낸 도면이다.

도 2B 및 도 2C를 참조하면, 서브 하모닉 믹서는 LO 단자와 RF 단자에 각각 대역 통과 필터(BPF)가 접속되고, 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드(SBD) D1과 D2가 역병렬(Anti-Parallel)로 연결될 수 있다.

도 2D를 참조하면, 주파수 상향 변환 시에 서브 하모닉 믹서의 RF 출력단의 고조파 특성을 볼 수 있다. 여기서, 중간 주파수(IF)의 고조파 차수 m과 국부 발진 주파수(LO)의 고조파 차수 n에 의하여 nLO + mIF의 고조파가 RF 출력에 발생된다.

도 2B 및 도 2C와 같은 서브 하모닉 믹서의 동작에 의하여 도 2D와 같이 2LO 주파수와 같은 짝수 차(n + m = 짝수) 고조파는 자연적으로 억제가 되고, 2LO ±IF와 같은 홀수 차(n + m = 홀수) 고조파만이 발생될 수 있다.

본 발명의 일실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(130)에서 서브 하모닉 믹서(136)의 출력은 대역 통과 필터(BPF)(137)를 사용하지 않고 직접 송신 안테나 (140)에 접속된다.

일반적인 RF 송신 장치의 경우, 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 통하여 출력 전력을 증폭하여 안테나로 입력한다. 그러나 테라 헤르츠 대역의 높은 주파수에서 동작하는 전력 증폭기는 아직 개발되어 있지 않다. 따라서, 송신 안테나 (140)에서 자유 공간으로 방사되는 RF 전력은 50 ~ 200mW 정도일 수 있으며, 본 발명의 일실시예에 따른 구현에 의하면 100mW(145)임을 알 수 있다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(300)의 구조를 나타낸 도면이다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 송신 장치 모듈(300)은 국부 신호 발생기(150), 믹서 모듈(340), 광대역 증폭기(350), 신호 감쇄기(360) 및 서브 하모닉 믹서(370)를 포함한다.

국부 신호 발생기(150)는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생한다.

믹서 모듈(340)은 송신 데이터 신호와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)를 혼합한다.

이 때, 믹서 모듈(340)은 저역 통과 필터(LPF)(310), 더블 밸런스트 믹서(Double Balanced Mixer)(320), 및 대역 통과 필터(BPF)(330)를 이용하여 송신 데이터 신호와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합할 수 있다.

광대역 증폭기(350)는 믹서 모듈(340)의 출력을 증폭한다.

신호 감쇄기(Attenuator)(360)는 광대역 증폭기(350)의 출력을 감쇄시킨다.

서브 하모닉 믹서(370)는 국부 발진 신호(RF_LO)(151)를 이용하여 신호 감쇄기(360)의 출력을 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환한다.

여기서, 서브 하모닉 믹서(370)는 도 2A를 통해 설명한 서브 하모닉 믹서(136)과 동일하므로 해당 부분의 설명을 참조하기로 한다.

도 3에 도시된 RF 송신 장치 모듈(300)은 이중 주파수 변환 구조로서 BPSK 변조 방식과 같은 동기식(Coherent) 신호 전송에 이용될 수 있다.

앞서 도 2의 RF 송신 장치 모듈(130)의 구조와 비교할 때, 점선으로 표시된 서브 하모닉 믹서의 블록(370)의 앞 단에 DB(Double-Balanced) 믹서(320)를 포함하는 믹서 모듈(340)이 위치함을 볼 수 있다.

여기서, 국부 발진 신호 발생기(150)로부터 발생된 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 DB 믹서(320)의 LO 단자에 연결되고, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)는 블록 370에 포함된 서브 하모닉 믹서(136)의 LO 단자로 연결된다. 이하 도 3의 구성 요소 중 광대역 증폭기(350) 및 신호 감쇄기(Attenuator)(360)는 도 2와 유사하므로 해당 부분의 설명을 참조하도록 한다.

도 4는 본 발명의 일(Local Oscillator) 실시예에 따른 국부 발진 신호 발생기(150)의 구조를 나타낸 도면이다.

도 4에 도시된 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)는 도 2 및 도 3에서 공통적으로 사용되는 국부 발진 신호 발생기의 내주 구조를 나타낸다.

국부 발진 신호 발생기(150)는 도 12에 도시된 종래 테라 헤르츠 대역 송수신 장치 구조에서 사용된 광 LO 신호 발생기(950)를 사용하지 않는다. 대신 국부 발진 신호 발생기(150)는 밀리미터파 대역의 발진기와 주파수 체배기 및 증폭기 등과 같은 전자 부품만을 이용할 수 있다.

광 LO 신호 발생기(950)의 경우, 부품의 수가 많고 장치가 복잡하다는 단점이 있기 때문이다

국부 발진 신호 발생기(150)는 발진 신호 발생기(153), PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator)(154), 전력 분배기(Power Divider)(155), 제1 주파수 체배기(Multiplier)(156), 증폭기(157) 및 제2 주파수 체배기(158)를 포함한다.

발진 신호 발생기(153)는 기준 발진 신호를 생성한다. 여기서, 발진 신호 발생기(153)는 예를 들어, 100MHz의 기준 발진 신호를 생성할 수 있다.

PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator)(154)는 기준 발진 신호를 이용하여 정현파 발진 신호를 발생시킨다.

전력 분배기(Power Divider)(155)는 정현파 발진 신호를 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)와 제1 국부 발진 신호(LO)로 분지한다.

제1 주파수 체배기(Multiplier)(156)는 제1 국부 발진(LO)의 주파수를 2재로 체배(Multiply)한다.

증폭기(157)는 제1 주파수 체배기(156)의 출력을 증폭한다.

제2 주파수 체배기(158)는 국부 발진 신호(RF_LO)를 생성하기 위하여 증폭기(157)의 출력을 3배로 체배한다.

예를 들어, 국부 발진 신호 발생기(150)는 발진 신호 발생기(153) 및 PLDRO(154)를 사용하여 18 ~ 20GHz 정도의 정현파 발진 신호를 발생시키고, 전력 분배기(155)를 통하여 두 가지 경로로 정현파 발진 신호를 분지시킬 수 있다.

여기서, 정현파 발진 신호의 하나의 경로는 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)로서 PLDRO(154)의 출력 주파수를 모니터 하는데 이용할 수 있다.

이러한 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 도 3의 RF 송신 장치 모듈(300) 및 도 6의 RF 수신 장치 모듈(600)에 중간 주파수 대역의 발진 신호로 제공될 수 있다.

정현파 발진 신호의 또 다른 경로는 주파수 2배기(156)에 입력되고, 증폭기(157)를 거쳐 주파수 3배기(158)로 입력된다. 여기서 정현파 발진 신호는 테라 헤르츠 대역에서 사용되는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)(151)가 된다. 이때, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)는 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수의 1/2에 해당하는 주파수를 가질 수 있다.

즉, 예를 들어, 본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치에서 사용되는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수가 240GHz 라고 가정하자. 그러면, PLDRO(154)에서의 출력 주파수 20GHz는 주파수 2배기(156), 증폭기(157) 및 주파수 3배기(158)를 거치면서 6배의 주파수로 체배된다. 따라서, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)의 주파수는 120GHz 가 된다.

이와 같이 국부 발진 신호 발생기(150)는 주파수 체배기(156, 158)의 조합에 의하여 테라 헤르츠 대역의 원하는 무선 주파수를 발생시킬 수 있다.

일반적으로 채배율이 높으면 아주 높은 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수를 발생할 수 있지만 채배기의 효율이 매우 낮아지고, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)의 출력 전력 또한 따라 낮아진다. 결국, 테라 헤르츠 대역의 송, 수신 장치에서 주파수 변환을 위한 믹서의 LO 입력에 충분한 전력을 공급할 수 없게 된다는 문제점이 발생할 수도 있다.

그러나, 본 발명의 일실시예에 따른 국부 발진 신호 발생기(150)의 경우, 국부 발진 신호(RF_LO)(151)의 출력 전력이 도 2와 도 3에 도시된 서브 하모닉 믹서(136)를 구동하기 충분한 5mW이므로 이러한 문제는 발생하지 않는다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(230)의 구조를 나타낸 도면이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(230)은 서브 하모닉 믹서(136), 제1 IF 증폭기(231), 검출기(232), 저역 통과 필터(LPF)(233), 제2 IF 증폭기(234) 및 국부 발진 신호 발생기(150)를 포함한다.

국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생시킨다.

서브 하모닉 믹서(136)는 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 무선 주파수 신호와 국부 발진 신호를 혼합한다.

여기서, 서브 하모닉 믹서(136)는 적어도 두 개의 대역 통과 필터(BPF)들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드(SBD)들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터(LPF)를 이용하여 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환할 수 있다.

제1 IF 증폭기(231)는 서브 하모닉 믹서(136)의 출력을 증폭한다.

검출기(Detector)(232)는 제1 IF 증폭기(231)의 출력으로부터 기저 대역의 신호를 검출한다.

저역 통과 필터(LPF)(233)는 검출기(232)의 출력에 대해 저대역 필터링을 수행한다.

제2 IF 증폭기(234)는 저역 통과 필터(233)의 출력을 증폭한다.

수신 안테나(240)로부터 수신된 240 ± 10GHz의 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호(RF_Rx)(241)는 일반적인 RF 수신 장치 구조에서 사용하는 대역 통과 필터(BPF)와 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier)를 사용하지 않는다. 대신 도 2에 도시된 것과 같은 구조의 서브 하모닉 믹서(136)를 통하여 수신 안테나(240)와 직접 연결될 수 있다.

이는 테라 헤르츠 대역의 높은 주파수에서 동작하는 20GHz 정도의 대역폭을 갖는 광대역의 대역 통과 필터(BPF)(137)와 저잡음 증폭기(LNA)가 아직 개발되어 있지 않기 때문이다.

또한 도 2의 RF 송신 장치 모듈(130)을 통해 설명한 것과 같은 서브 하모닉 믹서(136)를 이용하면 RF 수신 장치 모듈(230)에서도 마찬가지로 제1 대역 통과 필터(BPF)(137), 저대역 통과 필터(LPF)(134) 및 제2 대역 통과 필터(BPF)(138)를 생략할 수가 있다.

이와 같은 서브 하모닉 믹서(136)을 이용하는 경우, 두 가지 방법으로 데이터 신호를 검출할 수 있다.

첫째는, 국부 발진 신호 발생기(150)의 국부 발진 신호(RF_LO)(151)의 주파수를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호(RF_Rx)(241)의 주파수와 동일하게 하는 것이다. 이 경우, 중간 주파수(Intermediate Frequency)가 제로인 직접 변환 수신 장치로 동작한다. 따라서, 서브 하모닉 믹서(136)는 기저대역(baseband)의 신호를 출력하고, 기저대역에서 제1 IF 증폭기(231)과 같은 신호 증폭기를 통해 신호를 증폭한다.

증폭된 신호는 검출기(232), 저역 통과 필터(LPF)(233) 및 제2 IF 증폭기(234)를 통해 기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F) 모듈(220)에 입력된다. 여기서, 검출기(232)는 검출된 ASK 변조 신호를 쓰레솔드(Threshold)에 의하여 데이터 신호로 변환하는 쓰레솔드(Threshold) 검출 방식을 사용할 수 있다.

둘째는, 국부 발진 신호 발생기(150)의 국부 발진 신호(RF_LO)(151)를 수신 안테나(240)에서 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호(RF_Rx)(241)의 주파수 보다 10 ~ 20GHz 정도 낮거나 높게 설정하는 것이다. 이와 같이 설정하면, RF 수신 장치 모듈(230)은 헤테로다인 방식의 수신 장치가 된다.

이 때, 10 ~ 20GHz의 차이 주파수은 중간 주파수(IF)의 중심 주파수가 되고, 이 중간 주파수(IF) 대역에서 수신 신호를 처리한다.

여기서, 외부에 접속된 LPF(134)는 중심 주파수가 10 ~ 20GHz이고 대역폭이 20GHz 정도인 대역 통과 필터(BPF)로 대체할 수 있다. 그리고, 기저대역의 신호는 제1 IF 증폭기(231)와 검출기(232)를 통하여 검출되고, 저역 통과 필터(LPF)(233)와 증폭기(234)를 통하여 수신 데이터 신호(Rx_Data)(221)를 생성할 수 있다.

검출기(232)는 상술한 첫 번째의 쓰레솔드(Threshold) 검출 방식을 사용하지 않고 전력 검출기(Power Detector)를 사용할 수 있다.

예를 들어, 검출기(232)의 출력 비디오 신호를 LPF(233), 증폭기(234)를 통하여 기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F) 모듈(220)에 입력한다. 그 후, 기저대역 수신 인터페이스(Rx I/F) 모듈(220) 내부의 클럭 및 데이터 복원회로(CDR)를 사용하여 송신된 원래의 디지털 신호로 복원할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(230)은 상술한 두 번째 방법을 사용하여 중간 주파수(IF)의 중심 주파수를 20GHz로 구현하였다.

RF 송신 장치 모듈(130)은 서브 하모닉 믹서(136)의 출력 외부에 접속된 대역 통과 필터(BPF)(137)를 사용하지 않기 때문에 각각 중간 주파수(IF)의 2배만큼 떨어진 양측대파(Double Side Band)의 무선 주파수 신호가 송신 안테나(140)로 송신된다.

송신된 무선 주파수 신호는 RF 수신 장치 모듈(230)에 접속된 수신 안테나(240)에게 전달된다. 이때, 무선 주파수(RF) 대역에서는 양측대파 중 하나의 측대파를 선택할 장치가 없다. 그러므로, RF 수신 장치 모듈(230)에 있는 서브 하모닉 믹서(136)의 출력에 연결된 대역 통과 필터(BPF)를 사용하여 중간 주파수(IF) 대역에서 원하는 측대파 신호만을 이용할 수 있다. 여기서, 대역 통과 필터(BPF)는 저역 통과 필터(LPF)(134)를 대신하여 사용한 것이다.

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(600)의 구조를 나타내 도면이다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 RF 수신 장치 모듈(600)은 국부 발진 신호 발생기(150), 서브 하모닉 믹서(610) 및 DB 믹서 모듈(660)을 포함한다.

국부 발진 신호 발생기(150)는 상술한 바와 같이 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생시킨다.

서브 하모닉 믹서(610)는 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 무선 주파수 신호와 국부 발진 신호를 혼합한다.

DB 믹서 모듈(660)은 서브 하모닉 믹서(610)의 출력과 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합한다.

또한, DB 믹서 모듈(660)은 제1 증폭기(620), DB 믹서(630), 저역 통과 필터(LPF)(640) 및 제2 증폭기(650)를 이용하여 서브 하모닉 믹서의 출력과 중간 주파수 대역의 발진 신호(152)를 혼합할 수 있다.

RF 수신 장치 모듈(600)은 전형적인 헤테로다인 수신 장치의 구조로서 도 5의 RF 수신 장치 모듈(230)과 같이 도 2B 및 도 2C의 구조를 갖는 서브 하모닉 믹서(136)를 포함한다.

여기서, 서브 하모닉 믹서(136)로 구성되는 점선으로 표시된 블록(610)의 뒷 단에 DB 믹서(630)를 포함하는 DB 믹서 모듈(660)이 추가 된다.

국부 발진 신호 발생기(150)으로부터 발생된 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 DB 믹서(630)의 LO 단자에 연결되고, RF_LO 신호(151)는 블록 610에 포함된 서브 하모닉 믹서(136)의 LO 단자에 연결된다. 이하 도 6에 대한 상세한 설명은 도 5와 유사하므로 해당 부분의 설명을 참조하기로 한다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)을 나타낸 도면이다.

도 7을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)은 복수의 입력 신호들(111,112,113,114)을 다중화(Multiplexing)하거나 광/전기 변환함으로써 하나의 송신 데이터 신호(121)를 출력할 수 있다.

또한, 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)은 제1 다중화기(MUX)(126), 신호 구동기(driver)(127), 광/전기 변환기(O/E)(128) 및 제2 다중화기(MUX)(129)를 포함할 수 있다.

제1 다중화기(MUX)(126)는 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 비압축 비디오 신호들(111)을 8:1의 다중화 비율로 다중화할 수 있다.

신호 구동기(driver)(127)는 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나(112)를 버퍼링 할 수 있다.

광/전기 변환기(O/E)(128)는 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나의 광신호(113)를 전기 신호(124)로 변환할 수 있다.

제2 다중화기(MUX)(129)는 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호들(114)을 8:1의 다중화 비율로 다중화(125)할 수 있다.

멀티 기가 비트 데이터 신호원(Multi-Gigabit Data Sources)(110)으로서 8채널의 1.5Gbps HD-SDI 신호(111)는 8:1 다중화기(126)를 통하여 12Gbps의 다중화된 HD-SDI신호(122)를 생성한다. 또한, 10.3125Gbps 의 10 GbE 전기 신호(112)는 신호 구동기(127)를 통하여 버퍼링 된 10GbE 신호(123)를 출력할 수 있다.

9.953 Gbps OC-192(114)의 광 화이버 신호는 광/전기 변환기(128)를 통하여 9.953 Gbps의 전기신호(124)를 출력하고, 8채널의 1.25Gbps 기가 비트 이더넷(GbE) 신호들(114)은 8:1 다중화기(129)를 통하여 다중화된 10Gbps 신호(125)를 출력할 수 있다.

여기서, 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)은 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 송, 수신 장치를 이용하여 전송하고자 하는 멀티 기가 비트 데이터 신호원(110) 중에서 1개를 선택한다. 그리고, 송신 데이터 신호(Tx_Data)(121) 중에서 1개의 신호만이 RF 송신 장치 모듈(130)에 접속될 수 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)을 나타낸 도면이다.

도 8을 참조하면, 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)은 클럭 및 데이터 복원기(CDR)(222), 제1 역다중화기(223), 구동 증폭기(driver)(224), 전기/광 변환기(225) 및 제2 역다중화기(226)를 포함한다.

클럭 및 데이터 복원기(CDR)(222)는 수신 데이터 신호로부터 데이터 신호와 클럭 신호를 분리할 수 있다.

제1 역다중화기(223)는 분리된 데이터 신호 중 다중화된 HD-SDI 비압축 비디오 신호를 8채널의 신호로 역다중화할 수 있다.

구동 증폭기(driver)(224)는 분리된 데이터 신호 중 적어도 하나의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호를 복구할 수 있다.

전기/광 변환기(225)는 분리된 데이터 신호 중 전기 신호를 적어도 하나의 광 신호로 변환할 수 있다.

제2 역다중화기(226)는 분리된 데이터 신호 중 다중화된 기가 비트 이더넷(GbE)를 8채널의 신호로 역다중화할 수 있다.

기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)은 도 7의 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)의 역순으로 동작한다. 즉, 테라 헤르츠 RF 수신 장치 모듈(230)에서 검출한 수신 데이터 신호(Rx_Data)(221)를 입력하여 먼저 클럭 및 데이터 복원기(CDR)(222)를 통하여 데이터 신호(227)와 클럭 신호(228)로 분리한다.

이 때, 클럭 신호(228)는 예를 들어, 제1 역다중화기(223)과 같은 다른 장치의 동기 신호로 사용될 수 있다.

기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)의 동작을 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)에서 다중화되었던 HD-SDI 신호(111)는 클럭 및 데이터 복원기(222)를 거쳐 데이터 신호(227)로 분리되고, 1:8 역다중화기(Demultiplexer)(223)을 통하여 8채널의 1.5 Gbps HD-SDI 신호(211)로 출력된다.

또한, 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)에서 다중화되었던 기가 비트 이더넷(GbE) 신호(114) 역시 클럭 및 데이터 복원기(222)를 거쳐 데이터 신호(227)와 클럭 신호(228)로 분리된다. 그리고, 1:8 역다중화기(226)를 거쳐 8채널의 1.25Gbps 기가 비트 이더넷(GbE) 신호(214)로 출력된다.

10GbE 신호는 구동 증폭기(224)를 통하여 10.3125 Gbps의 10GbE 신호(212)를 출력하고, OC-192 신호는 전기/광 변환기(225)를 통하여 9.953 Gbps의 OC-192 신호(213)를 출력하여 멀티 기가 비트 데이터 싱크(210)에 접속된다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.

도 9를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템(900)은 송/수신 안테나(910), 안테나 스위치(920), RF 수신 장치 모듈(940), RF 송신 장치 모듈(950), 국부 발진 신호 발생기(150), 제1 분배기(930), 기저대역 송수신 인터페이스 모듈(980)을 포함한다.

송/수신 안테나(910)는 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 송/수신한다.

또한, 송/수신 안테나(910)는 혼(Horn) 안테나 및 폴리에틸렌 렌즈를 포함하고, 무선 주파수 신호를 평행하게 만들어 방사할 수 있다.

RF 수신 장치 모듈(940)은 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환한다.

RF 송신 장치 모듈(950)은 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환한다.

국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)는 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)(151)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)를 발생한다.

국부 발진 신호 발생기(150)에서 발생되는 각 발진 신호(151,152)는 RF 수신 장치 모듈(940)에서의 주파수 하향 변환 또는 RF 송신 장치 모듈(950)에서의 주파수 하향 변환에 이용될 수 있다.

제1 분배기(930)는 국부 발진 신호(151)를 RF 송신 장치 모듈(950) 및 RF 수신 장치 모듈(940)로 분배한다. 여기서, 제1 분배기(930)는 전력 분배기일 수 있다.

기저대역 송수신 인터페이스 모듈(980)은 제어 신호(985) 및 수신 데이터 신호(960) 또는 송신 데이터 신호(970)를 송수신한다.

기저대역 송수신 인터페이스 모듈(980)은 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220), 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120) 및 송수신 제어 회로(981)를 포함할 수 있다.

기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)은 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원하여 데이터 싱크(Data Sinks)로 전송할 수 있으며, 이는 도 8을 통해 상술한 기저대역 수신 인터페이스 모듈(220)과 동일하므로 해당 부분의 설명을 참조하도록 한다.

기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)은 수신된 다채널 신호를 다중화하거나 광/전기 변환할 수 있다. 기저대역 송신 인터페이스 모듈(120)에 대하여는 도 7에서의 설명을 참조하도록 한다.

송수신 제어 회로(981)는 제어 신호(985)를 생성한다. 송수신 제어 회로(981)에서 생성된 제어 신호(985)에 의해 안테나 스위치가 송신 또는 수신 경로 중 하나를 선택할 수 있게 된다.

안테나 스위치(920)는 제어 신호(985)에 기초하여 송/수신 안테나(910)를 RF 수신 장치 모듈(940) 또는 RF 송신 장치 모듈(950) 중 어느 하나와 스위칭 한다.

테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템(900)은 송신과 수신을 겸용하는 하나의 안테나(910)을 사용하며, 안테나 스위치(920)를 사용하여 송신 경로와 수신 경로를 선택하는 Simplex TDD 구조로 되어 있다.

안테나 스위치(920)는 기저대역 송수신 인터페이스 모듈(980)의 송수신(Tx/Rx) 제어 회로(981)를 통하여 발생된 Tx/Rx 제어 신호(985)에 의해 송신 경로와 수신 경로를 선택한다. 여기서, Tx/Rx 제어 신호(985)는 간단한 회로 구현될 수 있다.

도 9와 같은 구조에서 RF 수신 장치 모듈(940) 및 RF 송신 장치 모듈(950)은 상술한 RF 송신 장치 모듈(130) 및 RF 수신 장치 모듈(230)에 공통적으로 내장되어 있는 국부 발진 신호 발생기(150)를 제거한 것이다.

대신 RF 수신 장치 모듈(940) 및 RF 송신 장치 모듈(950)은 외부에 공토의 국부 발진 신호 발생기(150)를 두고, 제1 분배기(930)에 의해 국부 발진 신호(RF_LO)(151)를 RF 수신 장치 모듈(940)과 RF 송신 장치 모듈(950)로 각각 공급한다.

이는 TDD(Time Division Duplex) 방식을 사용하는 송, 수신 장치의 장점으로써, 하나의 국부 발진 신호 발생기에 의해 다양한 믹서(Mixer)에서 사용되는 국부 발진 신호를 공급할 수 있다.

도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.

도 10을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템(1000)은 송/수신 안테나(1010), 안테나 스위치(1020), 제1 분배기(1030), 제2 분배기(1040), 국부 발진 신호 발생기(150), RF 수신 장치 모듈(1070), RF 송신 장치 모듈(1080) 및 기저대역 송수신 인터페이스 모듈(1090)을 포함한다.

송/수신 안테나(1010)는 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 송/수신한다.

RF 수신 장치 모듈(1070)은 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환한다.

RF 송신 장치 모듈(1080)은 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환한다.

국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator)(150)는 주파수 상향 변환 및 주파수 하향 변환을 위해 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생한다.

제1 분배기(1030)는 국부 발진 신호를 RF 송신 장치 모듈(1080) 및 RF 수신 장치 모듈(1070)로 분배한다.

제2 분배기(1040)는 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)를 RF 송신 장치 모듈(1080) 및 RF 수신 장치 모듈(1070)로 분배한다.

기저대역 송수신 인터페이스 모듈(1090)은 제어 신호(1091) 및 수신 데이터 신호 또는 송신 데이터 신호를 송수신한다.

안테나 스위치(1020)는 제어 신호(1060)에 기초하여 송/수신 안테나(1010)를 RF 수신 장치 모듈(1070) 또는 RF 송신 장치 모듈(1080) 중 어느 하나와 스위칭 한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 주파수 송수신 시스템(1000)에서 RF 송신 장치 모듈(1070) 및 RF 수신 장치 모듈(1080)은, 내부가 있던 국부 발진 신호 발생기가 삭제된 것을 제외하고는, 도 3에 도시된 RF 송신 장치 모듈(300) 및 도 6에 도시된 RF 수신 장치 모듈(600)과 같다. 따라서, 이에 대한 설명은 도 3 및 도 6의 해당 부분을 참조하도록 한다.

국부 발진 신호 발생기(150)로부터 발생된 국부 발진 신호(RF_LO)(151)는 제1 분배기(1030)을 통하여 RF 송신 장치 모듈(1070) 및 RF 수신 장치 모듈(1080)로 제공된다.

또한, 국부 발진 신호 발생기(150)로부터 발생된 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)(152)는 제2 분배기(1040)을 통하여 RF 송신 장치 모듈(1070) 및 RF 수신 장치 모듈(1080)로 제공된다.

상기의 차이점을 제외하고는 무선 주파수 송수신 시스템(1000)은 도 9에 도시된 무선 주파수 송수신 시스템(900)과 동일한 동작을 한다.

도 11은 종래 멀티 기가 비트 무선 통신 시스템의 송,수신 장치 구조 및 주파수 계획을 나타낸 도면이다.

옥내 무선 통신 시스템은 급속도로 발전하고 있으며 높은 데이터 전송속도에 대한 요구도 증가하고 있다. 유선과 무선전송에 있어서 20년간 성장을 고려해 보면 현 시점에서 10년 이내에 약 10Gbps의 전송속도가 필요할 것으로 예측된다.

응용 분야로는 10Gbps Ethernet(10GbE, IEEE802.3ae)과 초고속 광 화이버 네트워크의 무선 대체와 HDTV 및 Ultra-HDTV의 비압축 비디오신호 전송이 대표적이다.

미래의 Ultra-HDTV는 33 메가 픽셀(7,680 x 4,320)의 해상도에서 비압축 비디오 전송을 위하여 24 Gbps의 전송속도가 요구된다.

IEEE 802.11 a, b, g, n 의 WLAN, IEEE 802.3a의 UWB, IEEE 802.15.3c의 60GHz WPAN과 같은 무선통신시스템은 현재 면허 대역의 가용한 전체 주파수 대역폭이 최대 7GHz로 제한되어 있고, 전체 대역폭을 여러 개의 채널로 나누어서 사용하기 때문에 대략 3 Gbps 수준에 머물러 있다. 물론, 여기서 최대 달성 가능한 데이터 전송 속도는 무선 링크의 거리와 최대 출력 전력에 따라 달라질 수 있다.

2003년에 미국의 FCC는 71 ~ 76 GHz, 81 ~ 86 GHz, 92 ~ 95 GHz 대역의 13 GHz 주파수 대역폭을 고정 무선서비스 응용을 위하여 면허 대역으로 분배하였다.

이로써 1 마일 이상의 전송거리에서 무선 급 성능을 갖는 기가 비트급 무선 통신 시스템이 실현되었고, 기가 비트 데이터 속도 및 그 이상에서 광 화이버 대체 또는 확장, 점대점 무선 네트워크 및 광대역 인터넷 접속에 대한 새로운 시장을 열었다.

이들 70 GHz, 80 GHz, 90 GHz를 통틀어 E-밴드라 하며, 70/80 GHz 대역에서는 5 GHz, 90 GHz 에서는 3GHz의 연속적인 대역폭이 가용하여 간단한 송수신 장치 구조로 멀티 기가 비트 급 데이터 전송속도를 용이하게 실현할 수 있다. 현재 E-밴드에서 상용 시스템의 전송속도는 1.25Gbps급이 주류를 이루고 있다.

멀티 기가 비트급 데이터 전송속도를 얻기 위해서는 크게 두 가지 방법이 있다. 첫째로, 주어진 주파수 대역폭을 이용하여 스펙트럼 효율이 높은 변조방식을 적용하는 방법이다.

예를 들면, 5 GHz의 대역폭일 때 데이터 심볼 당 비트수가 2비트인 QPSK 변조방식을 이용하면 이론적인 스펙트럼 효율이 2[bps/Hz] 이므로 5 GHz의 대역폭과 곱하면 10 Gbps의 전송속도가 얻어진다.

또한 심볼당 비트수가 3 비트인 16QAM 변조방식을 사용하면 15 Gbps의 전송속도가 얻어진다. 이와 같이 고차 변조방식을 사용하면 기저대역의 신호처리부가 대단히 복잡해지는 단점이 있다.

둘째로, 스펙트럼 효율을 1 이하인 ASK, BPSK 변조방식을 사용한다고 가정하면 전송 대역폭이 10 GHz 이면 10 Gbps의 전송속도를 얻을 수 있고, 송수신 시스템도 아주 간단히 구현된다. 테라 헤르츠 대역에서는 가용한 주파수 대역폭이 E-밴드와 같은 기존의 밀리미터파에서 보다 월등히 넓기 때문에 후자의 방법에 의한 멀티 기가 비트급의 무선통신시스템을 구현할 수 있는 장점이 있다.

도 11A은 종래 멀티 기가 비트 대역에서 동작하는 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이고, 도 11B는 종래 멀티 기가 비트 대역에서 동작하는 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.

도 11A 및 도 11B를 참조하면, 종래의 방식에 의한 Multi-Gigabit 통신 송신 장치 구조(700)와 수신 장치 구조(800)를 각각 나타낸다.

단일의 제한된 주파수 대역폭을 사용하여 다수의 채널로 분할할 때 각 채널의 주파수 대역폭은 디지털 변조기(710)의 디지털-아나로그 변환기(DAC)(713)와 디지털 복조기(810)의 아나로그-디지털 변환기(ADC)(813)의 하드웨어 성능에 크게 좌우된다.

현재 상용으로 개발된 디지털-아나로그 변환기(713)와 아나로그-디지털 변환기(813)의 데이터 샘플링 속도는 각각 5 GSPS[Sample Per Second]이다.

이 5 GSPS의 샘플링 속도의 디지털-아나로그 변환기(713)와 아나로그-디지털 변환기(813)를 사용하려면 데이터 심볼 속도는 Nyquist 샘플링 이론에 의하여 최대 2.5 GSPS[Symbol Per Second]이다.

그러나, 실제 시스템 응용에서는 4배의 Oversampling를 사용하므로 실제 데이터의 심볼 속도는 5 /4 = 1.25 GSPS[Symbol/Sec]가 된다.

데이터 심볼의 속도 1.25 GSPS[Symbol/Sec]는 도 11A와 도 11B의 IF 모듈(720, 820)에서 각각 IQ-변조기(722)와 IQ-복조기(822)에 의해 1/2의 심볼 속도에 해당하는 625 MSPS[Symol/Sec]의 I-채널과 Q-채널을 통하여 각각 전송되고 수신된다.

그러나, 디지털 모뎀(710, 810)에서 FPGA(Field Programmable Gate Array), DAC(713), ADC(813) 등의 하드웨어 동작 속도와 실제 구현의 가능성을 고려해 보면 데이터 심볼의 속도는 500MSPS[Symbol/Sec]가 최적이다.

이 경우 채널 당 주파수 스펙트럼의 대역폭은 디지털 필터의 Roll-off 계수 a = 0.25 를 사용할 때 500 x (1 + 0.25) = 625 MHz가 필요하다.

예를 들면, 주파수 스펙트럼 효율이 2.4인 8PSK의 변조방식을 사용하고, 625 MHz의 대역폭을 갖는 8개의 채널을 사용하면 총 625 MHz x 8 = 5 GHz 의 대역폭을 이용하여 채널 당 전송속도 2.4 x 625 MHz = 1.5Gbps 와 전체 8채널의 전송속도는 1.5 Gbps x 8 = 12 Gbps가 된다.

상기의 도 11A와 도 11B와 같은 구조를 갖는 Multi-Gigabit 통신 송수신 장치는 제한된 주파수 대역폭을 사용하기 때문에 본질적으로 하드웨어가 복잡하고 부피가 매우 크다.

디지털 모뎀(710, 810)에서 사용되는 디지털-아나로그 변환기(713)와 아나로그-디지털 변환기(813)는 매우 고가이고, CH1 ~ CHn으로 분할된 각 채널마다 두 개씩(I-축과 Q-축) 사용되기 때문에 비트의 분해능(Bit Resolution)이 높은 경우 부품간 연결선이 기하급수적으로 늘어난다.

또한, IF 모듈(720, 820)에 있어서 LO1 ~ LOn 으로 표시된 LO 신호발생기(726, 826)와, LPF(721, 821), IQ-변조기(722)와 IQ-복조기(822), BPF(724, 823), IF Amp(723, 824) 등이 채널 수만큼 필요하다. 도 11C는 도 11A의 IQ-변조기(722)의 구조를 나타낸 도면이고, 도 11D는 도 11B의 IQ-변조기(822)의 구조를 나타낸 도면이다.

그러나, RF송신모듈(730) 과 RF수신모듈(830)은 일반적인 송수신 장치와 동일한 구조를 사용한다.

따라서, 본 발명에 따른 테라 헤르츠 대역의 주파수를 사용하면 데이터 전송을 위한 주파수 대역폭에 제한을 받지 않기 때문에 ASK, BPSK와 같은 스펙트럼 효율이 1 이하인 간단한 변조 방식으로도 10 Gbps급 이상의 전송속도를 갖는 송,수신 장치를 용이하게 구현할 수 있다.

멀티 기가 비트 무선통신시스템의 주파수 채널 이용 방법에 대하여는 도 11E 및 도 11F를 통해 설명한다.

도 11E는 멀티 채널 주파수 계획(Multi-Channel Frequency Plan)을 나타낸 도면이고, 도 11F는 단일 채널 광대역 주파수 계획(Single Channel Broadband Plan)을 나타낸 도면이다.

멀티 기가 비트 무선통신시스템의 주파수 채널 이용 방법 중 하나는 도 11E와 같이 다수의 좁은 주파수 대역폭을 갖는 Gbps 신호를 중간 주파수(IF) 대역에서 다수의 채널을 전력 결합기(Power Combiner)를 이용하여 단일 채널로 결합하는 것이다.

또 다른 방법은 도 11F와 같이 광대역의 단일 주파수 채널을 그대로 사용하는 것이다.

예를 들면, 10 Gbps급 데이터 전송속도를 실현하기 위하여 도 11E에서는 1.5Gbps 전송에 필요한 주파수 대역폭 2.25GHz의 7 채널(1.5Gbps x 7 = 10.5Gbps)을 사용한다.

반면에 도 11F에서는 15GHz의 넓은 대역폭을 갖는 하나의 채널만을 사용한다.

도 11E의 경우 총 주파수 대역폭은 2.25 GHz x 7 = 15.75GHz이나 채널과 채널 사이의 보호 대역(Guard Band)을 고려하면 15.75GHz 보다 더 넓은 대역폭이 요구된다.

E-밴드의 단일 주파수 대역폭은 5 GHz로 제한되어 있으며, 단일 주파수 대역폭을 사용하여 달성할 수 있는 데이터 전송속도는 변조방식에 크게 의존한다.

일반적으로 데이터 전송속도 Rb[bps]는 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency; SE[bps/Hz])과 주파수 대역폭(BW[Hz])의 곱으로 Rb = SE x BW와 같이 표현된다.

예를 들면, 주파수 대역폭 BW = 5 GHz, 스펙트럼 효율 SE = 2 이면 데이터 전송속도 Rb = 10 Gbps가 된다. 이론적인 스펙트럼 효율 SE = 2 는 데이터 심볼당 디지털 비트의 수가 2일 때이며 QPSK와 같은 변조방식이 여기에 해당한다.

8PSK, 16QAM 변조방식과 같이 데이터 심볼당 비트의 수가 각각 3 과 4 이면 5GHz의 대역폭으로 달성 가능한 데이터 전송속도는 각각 15 Gbps와 20Gbps가 된다.

그러나, 실제의 스펙트럼 효율은 데이터 심볼당 비트의 수 k[Bits]와 펄스정형 Raised Cosine 필터의 Roll-off 계수 a 에 의하여 SE = k/(1+a)로 계산되며, 이론적인 스펙트럼 효율 SE 보다 낮은 값을 갖는다.

예를 들면, a = 0.25 이고, 심볼당 비트의 수 k = 3(8PSK)이면 실제의 스펙트럼 효율은 SE = 2.4[bps/Hz] 가 되며, 5GHz의 주파수 대역폭을 사용하였을 때 실현 가능한 데이터 전송속도는 Rb = 2.4 x 5 = 12 Gbps 가 된다.

테라 헤르츠 대역의 주파수는 RF 측면에서 보면 너무 높고, 광 측면에서는 너무 낮아서 LO(Local Oscillator) 신호를 발생시키는 방식에 따라 상향 접근법(Bottom-Up)과 하향 접근법(Top-Down) 두 가지로 구분된다.

상향 접근법은 기존의 낮은 밀리미터파 대역에서 개발된 발진기와 증폭기 부품을 이용하여 체배기(Multiplier)를 통해 높은 주파수의 연속파 신호를 발생시키는 방법으로, 체배기의 효율은 출력 주파수에 따라 10 ~ 30% 수준이어서 믹서의 LO 입력에 충분한 신호 전력을 공급하는데 다소 제약이 있다.

반면, 하향 접근법은 높은 광 주파수를 헤테로다인 포토 믹싱(Photo-mixing) 등의 방법으로 주파수를 낮추어 THz 대역에서의 연속파 신호를 발생시키는 방법으로, 출력 전력은 수십 mW 정도이어서 THz 대역에서의 통신 응용에는 부적합하다.

현재 광 믹싱(Photomixing)에 의한 LO 신호발생 방법은 모두 전 전자(All-Electronic) 방식으로 전환되고 있다

도 12A는 종래 테라 헤르츠 대역 송신 장치의 구조를 나타낸 도면이고, 도 12B는 종래 테라 헤르츠 대역 수신 장치의 구조를 나타낸 도면이다.

도 12A 및 도 12B를 참조하면, 120GHz 이상의 무선 주파수를 사용하는 종래의 테라 헤르츠 대역 송신 장치 구조(1100)와 수신 장치 구조(1200)를 나타낸다.

도 12A는 광전방식(Opto-Electronics) 구조로서 1550 nm의 파장을 갖는 단일모드 레이저(SML)(1151)를 사용하여 광 LO신호(1180)를 발생시킨다.

그리고, Gbps 데이터 신호(1160)를 광 변조기(1123)로 변조한 후 광 화이버 증폭기(1124)를 거쳐 UTC-PD(1131)에서 광 신호를 전기신호로 변환한다. 최종적으로 HEMT 증폭기(1132)와 안테나(1140)를 통하여 테라 헤르츠 대역의 RF 신호가 자유 공간으로 전송된다.

도 12B의 테라 헤르츠 대역 수신 장치(1200)는 송신 장치(1100)처럼 광 소자를 사용하지 않고 모두 전자부품을 이용한 아주 간단한 구조이다.

도 12A에서 보면, 200GHz 이상의 테라 헤르츠 주파수 대역에서는 10mW급 정도의 출력 전력을 갖는 HEMT 증폭기(1132)는 현재의 기술수준에서 아직 개발되어 있지 않다.

따라서, 상용품이 없으며, 데이터 변조기 모듈(1120)과 광 LO신호 발생기(1150)는 광 부품과 전자부품을 혼합하여 사용하기 때문에 부품의 수가 많아서 시스템이 복잡하고 부피도 크다. 또한, 이들 모듈은 안정적인 동작을 하기 위하여 하나의 모듈로 집적화하는 기술이 요구된다.

도 12B의 수신 장치(1200)에서 보면, 송신 장치(1100)에서와 마찬가지로 LNA(1221)는 현재의 기술수준에서 개발된 상용품이 없다. 따라서, 종래 방식에 의한 테라 헤르츠 대역의 송신 장치(1100)와 수신 장치(1200)의 구조를 단순화하고, 200GHz 이상의 테라 헤르츠 대역의 주파수에서 기 개발된 상용부품을 이용하여 송신 장치와 수신 장치를 구현할 필요가 있다.

본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 시스템은 앞서 도 11A 및 도 11B를 통해 언급한 주파수 대역폭의 제한에 의해 발생되는 디지털 모뎀(710, 810)과 IF 모듈(720,820)의 복잡성 문제를 해결할 수 있다.

또한, 본 발명의 일실시예에 따른 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송, 수신 장치 및 시스템은 도 12A 및 도 12B를 통해 언급한 광전방식 송신 장치(1100) 구조의 복잡성과 송신 장치 출력단에서 HEMT 증폭기(1132), 수신 장치 입력단에서 LNA(1021) 부재 등의 문제점을 해결할 수 있다.

이를 위해 본 발명의 실시예들에서는 기존의 밀리미터파 대역의 발진기, 증폭기, 주파수 체배기(Frequency Multiplier)를 이용하여 국부 발진 신호(LO)를 발생시킨다.

또한, 본 발명의 실시예들은 송신 장치의 출력단과 수신 장치의 입력단에 쇼트키 배리어 다이오드(SBD) 구조의 수동형 서브 하모닉 믹서를 사용하여 테라 헤르츠 대역에서 단일 채널의 넓은 주파수 대역폭을 이용한 10 Gbps급의 데이터 전송 속도를 가질 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들은 TDD 방식의 듀플렉스 동작을 하는 테라헤츠 대역의 송수신 장치(Transceiver)를 간단한 구조로 구현 가능하게 하였고, 송신 장치와 수신 장치에 사용되는 모든 부품을 전자 소자로 구성하였기 때문에 향후 MMIC 개발에 매우 유용할 것으로 기대된다.

테라 헤르츠 대역에서의 감쇠 특성 및 손실에 대하여는 도 13을 참조하여 설명한다.

도 13A는 테라 헤르츠 대역에서의 대기 전파 감쇠 특성을 나타낸 그래프이고, 도 13B는 테라 헤르츠 대역에서의 강우율에 따른 강우 감쇠 특성을 나타낸 그래프이며, 도 13C는 테라 헤르츠 대역에서의 주파수와 전송 거리에 따른 자유 공간 손실을 나타낸 그래프이다.

테라 헤르츠 대역에서 동작하는 송신 장치에서 송신된 신호는 대기 중을 전파하면서 청정 대기 및 악천후 조건에 의하여 송신된 전자기파 에너지는 확산이 되어 자유 공간에서 심한 감쇠 현상이 발생한다.

이 자유 공간 감쇠는 잘 알려진 Friis 공식에 의해 계산할 수 있다. 자유공간으로 전파되어 수신된 전력은 파장의 제곱에 비례하고, 전파된 거리의 제곱에 반비례한다. 예를 들면, 10m 거리에서 주파수 300GHz와 1 THz에서는 102 dB와 112 dB의 감쇠가 발생한다.

대기와 기후 상태가 전자기파의 전파(Propagation)에 미치는 영향은 감쇠(Attenuation), 위상 천이, 전파의 도달 각도 등에 있어서의 변화로 나타난다.

주로 수증기(H2O)와 산소(O2)에 의하여 분자 흡수가 발생하고, 하이드로미터(Hydrometeor)와 신틸레이션(Scintillation)에 의해 산란이 발생한다.

분자(가스) 흡수의 경우 대기에서 수증기가 주요한 흡수요소이며 300 GHz 이상의 특정 주파수 대역에서 대단히 큰 감쇠가 일어난다.

산소에 의한 영향은 주로 60 GHz 대역에서 영향을 미친다. 분자 흡수에 의한 감쇠량은 수백 dB/km에 달하지만 감쇠량이 100dB/km 이하인 여러 개의 주파수 윈도우가 존재한다.

하이드로미터에 의한 산란은 옥외 무선통신시스템에 대하여 적용되며, 강우, 안개 및 구름 등에서 발생한다.

300 GHz 이상의 주파수에서 강우 감쇠는 시간당 강우율(mm/hr)로 표현되고 200[mm/hr]에서 약 50 dB/km 정도이고, 구름과 안개에 의한 감쇠량은 주파수와 입자 알갱이의 밀도의 함수로 표현되며, 가시거리 50m에서 약 10 dB/km 정도이다.

신틸레이션은 주로 옥외 환경에서 발생되며, 전파된 신호의 급격한 신호크기의 변동에 영향을 미쳐 수 dB에 이르는 페이딩(Fading) 현상이 일어난다.

옥내 및 청정 상태의 옥외 환경에서는 자유공간의 경로 손실과 대기의 분자에 의한 감쇠가 지배적이다.

도 13A는 주파수의 함수로 나타낸 산소와 수증기에 의한 대기 감쇠량이며, 도 13B는 자유공간의 감쇠량을 전파경로 거리와 주파수의 함수로 나타낸 것이며, 도 13C는 강우율[mm/hr]에 따른 전파감쇠 특성을 나타낸다.

도 13A에서와 같이 200 GHz와 1 THz 사이에 6개의 주파수 윈도우가 존재하며, 중심주파수, 감쇠량, 가용한 대역폭은 아래 [표 1]에 요약하였다.

가용한 대역폭은 중심 주파수에서의 최소 감쇠량에서 30dB/km 이상 벗어나지 않은 주파수 윈도우로부터 계산하였다. 중심 주파수가 증가함에 따라 가용 대역폭과 감쇠량이 증가하며, 최대 감쇠량은 80 dB/km를 넘지 않는다.

테라 헤르츠 대역 주파수 윈도우의 감쇠량 및 가용대역폭

도파관 대역	주파수 범위 [GHz]	가용 대역폭 [GHz]	중심 주파수 [GHz]	중심주파수감쇠량 [dB/km]
WR-8	90 - 140	50	115	1.05
WR-6	110 - 170	60	140	0.92
WR-5	140 - 220	36	156.5	1.31
		28	206	2.46
WR-4	170 - 260	68	226	4.46
WR-3	220 - 325	90	265	3.38
		48	299	4.90
WR-2	325 - 500	45	347.5	9.40
		46	412	17.10
WR-1.5	500 - 750	66	665	56.4
WR-1	750-1000	85	851	52.5

테라 헤르츠 대역 통신 시스템을 위한 무선 주파수는 200 GHz에서 1 THz 사이의 주파수 윈도우 중에서 상온에서 동작하는 기 개발되었거나 조만간 개발될 전자소자 부품의 가용성을 고려하여 선택되어야 한다.

1 테라 헤르츠(THz) 이상의 주파수에서는 대기 전파 감쇠가 대단히 크고, 10 Gbps급 상의 데이터 전송속도를 필요로 하는 초 광 대역폭과 충분한 링크 버짓(link budget)을 유지하기는 매우 어렵다.

테라 헤르츠 통신을 위하여 중심 주파수가 220 GHz, 300 GHz, 350 GHz 인 주파수 윈도우가 현재의 소자 및 부품 기술의 발전에 비추어 가장 유력하며, 이 대역은 높은 주파수 윈도우에 비하여 비교적 대기 감쇠가 낮다.

이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가지 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.

그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

100 : 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치
110 : 멀티 기가 비트 데이터 소스
120 : 기저대역 송신 인터페이스(BaseBand(BB) Tx I/F) 모듈
130 : RF 송신 장치(Transmitter) 모듈
140 : 송신 안테나(Tx Antenna)
200 : 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치
210 : 멀티 기가 비트 데이터 싱크(Data Sink)
220 : 기저대역 수신 인터페이스(BaseBand(BB) Rx I/F) 모듈
230 : RF 수신 장치(Receiver) 모듈
240 : 수신 안테나(Rx Antenna)

Claims (20)

1. 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치에 있어서,
   복수의 채널들을 통해 입력된 복수의 입력 신호들 중 어느 하나를 기저 대역의 신호로 변환함으로써 하나의 송신 데이터 신호를 출력하는 기저대역 송신 인터페이스 모듈;
   상기 송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈; 및
   상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 방사(radiate)하는 송신 안테나
   를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 기저대역 송신 인터페이스 모듈은
   상기 복수의 입력 신호들을 다중화(Multiplexing)하거나 광/전기 변환함으로써 상기 하나의 송신 데이터 신호를 출력하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
3. 제1항에 있어서,
   상기 기저대역 송신 인터페이스 모듈은
   상기 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 비압축 비디오 신호들을 8:1의 다중화 비율로 다중화하는 제1 다중화기(MUX);
   상기 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나를 버퍼링 하는 신호 구동기(driver);
   상기 복수의 입력 신호들 중 적어도 하나의 광신호를 전기 신호로 변환하는 광/전기 변환기; 및
   상기 복수의 입력 신호들 중 8 채널의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호들을 8:1의 다중화 비율로 다중화하는 제2 다중화기
   를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
4. 제1항에 있어서,
   상기 무선 주파수 신호는
   220 [GHz] 내지 325 [GHz] 범위의 H-밴드 내에 있는 주파수를 갖는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
5. 제1항에 있어서,
   상기 RF 송신 장치 모듈은
   상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
   상기 송신 데이터 신호에 대해 저대역 필터링을 수행하는 제1 저역 통과 필터(LPF);
   상기 제1 저역 통과 필터의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기;
   상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄하는 신호 감쇄기(Attenuator); 및
   상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)
   를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
6. 제5항에 있어서,
   상기 서브 하모닉 믹서는
   적어도 두 개의 대역 통과 필터들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
7. 제5항에 있어서,
   상기 국부 발진 신호 발생기는
   기준 발진 신호를 생성하는 발진 신호 발생기;
   상기 기준 발진 신호를 이용하여 정현파 발진 신호를 발생시키는 PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator);
   상기 정현파 발진 신호를 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)와 제1 국부 발진 신호(LO)로 분지하는 전력 분배기;
   상기 제1 국부 발진 신호(LO)의 주파수를 2배로 체배하는 제1 주파수 체배기(Multiplier);
   상기 제1 주파수 체배기의 출력을 증폭하는 증폭기; 및
   상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 생성하기 위하여 상기 증폭기의 출력을 3배로 체배하는 제2 주파수 체배기
   를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
8. 제1항에 있어서,
   상기 RF 송신 장치 모듈은
   상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
   상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합하는 믹서 모듈;
   상기 믹서 모듈의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기;
   상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄시키는 신호 감쇄기(Attenuator); 및
   상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)
   를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
9. 제8항에 있어서,
   상기 믹서 모듈은
   저역 통과 필터(LPF), 더블 밸런스트 믹서(Double Balanced Mixer), 및 대역 통과 필터(BPF)를 이용하여 상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
10. 제1항에 있어서,
    상기 송신 안테나는
    혼(Horn) 안테나 및 폴리에틸렌 렌즈를 포함하고,
    상기 무선 주파수 신호를 평행하게 만들어 방사하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송신 장치.
11. 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 주파수 수신 장치에 있어서,
    수신 안테나로부터 수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호를 생성하는 RF 수신 장치 모듈; 및
    상기 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원함으로써 복수의 출력 신호들을 전송하는 기저 대역 수신 인터페이스 모듈
    을 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 RF 수신 장치 모듈은
    상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
    상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서;
    상기 서브 하모닉 믹서의 출력을 증폭하는 제1 IF 증폭기;
    상기 제1 IF 증폭기의 출력으로부터 기저 대역의 신호를 검출하는 검출기(Detector);
    상기 검출기의 출력에 대해 저대역 필터링을 수행하는 저역 통과 필터(LPF); 및
    상기 저역 통과 필터의 출력을 증폭하는 제2 IF 증폭기
    를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
13. 제12항에 있어서,
    상기 서브 하모닉 믹서는
    적어도 두 개의 대역 통과 필터들, 적어도 두 개의 쇼트키 배리어 다이오드들 및 적어도 하나의 저역 통과 필터를 이용하여 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
14. 제11항에 있어서,
    상기 RF 수신 장치 모듈은
    상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
    상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer); 및
    상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합하는 DB 믹서 모듈
    을 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
15. 제14항에 있어서,
    상기 DB 믹서 모듈은
    제1 증폭기, DB 믹서, 저역 통과 필터(LPF) 및 제2 증폭기를 이용하여 상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
16. 제11항에 있어서,
    상기 기저 대역 수신 인터페이스 모듈은
    상기 수신 데이터 신호로부터 데이터 신호와 클럭 신호를 분리하는 클럭 및 데이터 복원기(CDR);
    상기 분리된 데이터 신호 중 다중화된 HD-SDI 비압축 비디오 신호를 8채널의 신호로 역다중화 하는 제1 역다중화기;
    상기 분리된 데이터 신호 중 적어도 하나의 기가 비트 이더넷(GbE) 신호를 복구하는 구동 증폭기;
    상기 분리된 데이터 신호 중 전기 신호를 적어도 하나의 광 신호로 변환하는 전기/광 변환기; 및
    상기 분리된 데이터 신호 중 다중화된 기가 비트 이더넷(GbE)를 8채널의 신호로 역다중화 하는 제2 역다중화기
    를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
17. 제12항에 있어서,
    상기 국부 발진 신호 발생기는
    기준 발진 신호를 생성하는 발진 신호 발생기;
    상기 기준 발진 신호를 이용하여 정현파 발진 신호를 발생시키는 PLDRO(Phase-Locked Dielectric Resonator Oscillator);
    상기 정현파 발진 신호를 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)와 제1 국부 발진 신호(LO)로 분지하는 전력 분배기;
    상기 제1 국부 발진 신호(LO)의 주파수를 2배로 체배하는 제1 주파수 체배기(Multiplier);
    상기 제1 주파수 체배기의 출력을 증폭하는 증폭기; 및
    상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 생성하기 위하여 상기 증폭기의 출력을 3배로 체배하는 제2 주파수 체배기
    를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 수신 장치.
18. 송/수신 안테나;
    수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환하는 RF 수신 장치 모듈;
    송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈;
    상기 주파수 상향 변환 및 상기 주파수 하향 변환을 위해 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
    상기 국부 발진 신호를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제1 분배기;
    제어 신호 및 상기 수신 데이터 신호 또는 상기 송신 데이터 신호를 송수신하는 기저대역 송수신 인터페이스 모듈; 및
    상기 제어 신호에 기초하여 상기 송/수신 안테나를 상기 RF 수신 장치 모듈 또는 상기 RF 송신 장치 모듈 중 어느 하나와 스위칭하는 안테나 스위치
    를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템.
19. 제18항에 있어서,
    상기 기저대역 송수신 인터페이스 모듈은
    상기 수신 데이터 신호로부터 클럭 및 데이터를 복원하여 데이터 싱크로 전송하는 기저대역 수신 인터페이스 모듈;
    상기 수신된 다채널 신호를 다중화하거나 광/전기 변환하는 기저대역 송신 인터페이스 모듈; 및
    상기 제어 신호를 생성하는 송수신 제어 회로
    를 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템.
20. 송/수신 안테나;
    수신된 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하여 수신 데이터 신호로 변환하는 RF 수신 장치 모듈;
    송신 데이터 신호를 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 상향 변환하는 RF 송신 장치 모듈;
    상기 주파수 상향 변환 및 상기 주파수 하향 변환을 위해 상기 무선 주파수 신호가 갖는 주파수에 의존적인 국부 발진 신호(RF_LO)와 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 발생하는 국부 발진 신호 발생기(Local Oscillator);
    상기 국부 발진 신호를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제1 분배기;
    상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 상기 RF 송신 장치 모듈 및 상기 RF 수신 장치 모듈로 분배하는 제2 분배기;
    제어 신호 및 상기 수신 데이터 신호 또는 상기 송신 데이터 신호를 송수신하는 기저대역 송수신 인터페이스 모듈; 및
    상기 제어 신호에 기초하여 상기 송/수신 안테나를 상기 RF 수신 장치 모듈 또는 상기 RF 송신 장치 모듈 중 어느 하나와 스위칭하는 안테나 스위치
    를 포함하고,
    상기 RF 송신 장치 모듈은
    상기 송신 데이터 신호와 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호(IF_LO)를 혼합하는 믹서 모듈;
    상기 믹서 모듈의 출력을 증폭하는 광대역 증폭기;
    상기 광대역 증폭기의 출력을 감쇄시키는 신호 감쇄기(Attenuator); 및
    상기 국부 발진 신호(RF_LO)를 이용하여 상기 신호 감쇄기의 출력을 상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호로 변환하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer)을 포함하며,
    상기 RF 수신 장치 모듈은
    상기 테라 헤르츠 대역의 무선 주파수 신호를 주파수 하향 변환하기 위하여 상기 무선 주파수 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 서브 하모닉 믹서(Sub-Harmonic Mixer); 및
    상기 서브 하모닉 믹서의 출력과 상기 중간 주파수 대역의 발진 신호를 혼합하는 DB 믹서 모듈
    을 포함하는 테라 헤르츠 대역에서 동작하는 무선 주파수 송수신 시스템.

Images