KR20110087365A - Method for estimating wireless link of a terminal in multi-carrier system - Google Patents

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KR20110087365A
KR20110087365A KR1020100006738A KR20100006738A KR20110087365A KR 20110087365 A KR20110087365 A KR 20110087365A KR 1020100006738 A KR1020100006738 A KR 1020100006738A KR 20100006738 A KR20100006738 A KR 20100006738A KR 20110087365 A KR20110087365 A KR 20110087365A
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Abstract

PURPOSE: A wireless link estimation method of a terminal in a multi carrier wave system is provided to improve the reception performance of a terminal by estimating the accuracy of wireless link quality. CONSTITUTION: A subcarrier automatic co-relator(210) performs automatic co-relation between adjacent pilot subcarriers. A phase calculator(240) and a timing offset estimator(250) performs time synchronization estimation. A phase compensator(280) and an IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)(290) perform delay profile estimation.

Description

다중 반송파 시스템에서의 단말의 무선링크 추정방법 {Method for Estimating Wireless Link of a Terminal in Multi-Carrier System}{Method for Estimating Wireless Link of a Terminal in Multi-Carrier System}

본 발명은 일반적으로 기지국과 단말 간의 무선 이동통신 기술분야에 관한 것으로, 특히 다중 반송파 시스템에서의 단말의 무선링크 추정방법에 관한 것이다.
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention generally relates to the field of wireless mobile communication technology between a base station and a terminal, and more particularly, to a method for estimating a radio link of a terminal in a multi-carrier system.

디지털 무선 통신 시스템에서는 무선 접속과 단말의 이동 등에 따라 시변하는 페이딩을 겪으며, 또한 단말의 위치와 주변 환경에 따른 다중 경로 지연이 발생한다.In a digital wireless communication system, time-varying fading occurs due to a wireless connection and a movement of a terminal, and a multipath delay occurs according to a location of a terminal and a surrounding environment.

따라서, 원활한 무선 통신을 위하여, 무선 링크의 신호상태를 추정하는 다양한 기술이 실시되어 왔다. 그런데, 종래기술을 따를 경우, 다음과 같은 점에서 무선 링크의 신호 상태를 추정함에 있어서 성능이 저하되는 문제점이 있다.Accordingly, various techniques for estimating the signal state of a radio link have been implemented for smooth wireless communication. However, according to the prior art, there is a problem in that performance is degraded in estimating the signal state of the radio link in the following points.

도 6은 다중 반송파 시스템에서 시간과 주파수의 2차원 자원 영역에 전송되는 파일롯과 데이터 신호를 도시한다. 파일롯 신호는 채널 추정과 동기 검출을 위해서 2차원 자원 영역에 균일하게

Figure pat00001
와
Figure pat00002
간격으로 분포되어 있다.
Figure pat00003
은 주파수 축으로
Figure pat00004
번째 부반송파, 시간축으로
Figure pat00005
번째 심볼 위치에 있는 파일롯 신호를 의미한다. 여기서
Figure pat00006
와
Figure pat00007
는 각각 파일롯 부반송파간의 주파수 간격과 심볼간의 시간 간격을 나타낸다. 수신기는 2차원의 수신 신호
Figure pat00008
에 파일롯 패턴을 복소 켤레로 곱하여 채널 성분을 얻을 수 있다. 이는 수학식 1로 표현될 수 있다.6 illustrates pilot and data signals transmitted in a two-dimensional resource region of time and frequency in a multi-carrier system. The pilot signal is uniformly distributed in the 2D resource region for channel estimation and synchronization detection.
Figure pat00001
Wow
Figure pat00002
It is distributed at intervals.
Figure pat00003
Is the frequency axis
Figure pat00004
Subcarrier, on the time base
Figure pat00005
The pilot signal at the first symbol position. here
Figure pat00006
Wow
Figure pat00007
Denotes a frequency interval between pilot subcarriers and a time interval between symbols, respectively. Receiver receives two-dimensional received signal
Figure pat00008
The channel component can be obtained by multiplying the pilot pattern by the complex conjugate. This may be represented by Equation 1.

Figure pat00009
Figure pat00009

여기서 위첨자 *는 복소수 켤레,

Figure pat00010
은 잡음을 포함하는 채널 성분,
Figure pat00011
은 잡음 성분을 각각 나타낸다.Where the superscript * is a complex pair,
Figure pat00010
Is a channel component containing noise,
Figure pat00011
Denote noise components, respectively.

다중 반송파 시스템에서 주파수/시간 옵셋은 위상옵셋으로 수학식 2와 같이 표현된다.In a multi-carrier system, the frequency / time offset is expressed as Equation 2 as a phase offset.

Figure pat00012
Figure pat00012

여기서,

Figure pat00013
는 시간 옵셋, F{ }는 푸리에 변환 (Fourier transform),
Figure pat00014
은 시간 영역의 신호 y(n)의 시간과 주파수 영역의 2차원으로 변환된 신호, f0은 주파수 옵셋, T 는 심볼 시간을 각각 의미한다here,
Figure pat00013
Is the time offset, F {} is the Fourier transform,
Figure pat00014
Denotes the time of the signal y (n) in the time domain and the two-dimensionally transformed signal in the frequency domain, f 0 denotes the frequency offset, and T denotes the symbol time, respectively.

2007년 출원공개된 삼성전자의 기술(US 20070217495A1, Apparatus and method for measuring for SINR in mobile communication system using preambles)에서는 수학식 3와 같은 연산이 적용되므로 시간 옵셋으로 인한 수신 전력 추정 성능이 저하되는 문제가 있었다.In 2007, the technology of Samsung Electronics (US 20070217495A1, Apparatus and method for measuring for SINR in mobile communication system using preambles), which is published in 2007, is applied to the equation (3). there was.

Figure pat00015
Figure pat00015

여기서, R[·]은 복소수의 실수를 출력하는 함수, E{·}은 평균을 구하는 함수, Ps은 수신 신호 전력을 나타낸다. Here, R [·] is a function for outputting a complex real number, E {·} is a function for obtaining an average, and Ps is a reception signal power.

2003년 IEEE논문(IEEE VTC 2002 Fall, Velocity estimation for OFDM based communication systems)은 수학식 4에서 보는 보와 같이 주파수 옵셋에 의해서 왜곡되는 것을 볼 수 있고 또한 신호 전력을 평준화(normalization)하지 않으므로 추정 크기가 왜곡된다. 따라서 1998년 IEEE 논문 (IEEE VTC 1998, Statistical properties of Jakes’ fading channel simulator)에서 주어진 것처럼 신호 전력으로 나누어주어야 한다. 수신 신호로 나누는 경우에 수학식 5와 같이 잡음에 의해서 성능 저하가 발생하게 된다. 2006년 미국특허(US2006/0239364A1, Doppler spread estimation for OFDM systems)에서는 수학식 6과 같은 연산이 적용되므로 주파수 옵셋과 잡음으로 인한 이동속도 추정 성능이 저하되는 문제점이 있었다.The IEEE paper (IEEE VTC 2002 Fall, Velocity estimation for OFDM based communication systems) in 2003 shows distortion as caused by frequency offset, as shown in Equation 4, and also does not normalize the signal power. It is distorted. Therefore, signal power should be divided as given in the 1998 IEEE paper (IEEE VTC 1998, Statistical properties of Jakes' fading channel simulator). In the case of dividing by the received signal, the performance decreases due to noise as shown in Equation 5 below. In 2006, the US patent (US2006 / 0239364A1, Doppler spread estimation for OFDM systems) has a problem that the performance of moving speed estimation due to the frequency offset and noise is deteriorated because the operation as shown in equation (6) is applied.

여기서

Figure pat00017
은 k번째 파일롯 부반송파의 n번째 심볼 위치에 있는 파일롯 신호, D는 심볼간의 거리, fd 는 도플러 주파수, J0은 0차 1종 Bessel 함수를 각각 나타낸다. 도플러 주파수는 0차 1종 Bessel 함수
Figure pat00018
이 정해지면 D와
Figure pat00019
는 일정한 값이므로 도플러 주파수 fd를 유추할 수 있다. 그러나 수학식 4은 주파수 옵셋 f0 이 원하는 Bessel 결과값을 왜곡하고 또한 신호 전력 Ps에 의해서 추정 크기가 일정하게 유지되지 않는 것을 알 수 있다.here
Figure pat00017
Denotes a pilot signal located at the nth symbol position of a k-th pilot subcarrier, D denotes a distance between symbols, fd denotes a Doppler frequency, and J 0 denotes a zero-order first-order Bessel function. Doppler frequency is 0 order 1 Bessel function
Figure pat00018
Once D is determined
Figure pat00019
Since is a constant value, the Doppler frequency fd can be inferred. However, Equation 4 shows the frequency offset f 0 It can be seen that the desired Bessel result is distorted and the estimated magnitude is not kept constant by the signal power Ps.

Figure pat00020
Figure pat00020

여기서 PN은 잡음 전력을 나타낸다. 수학식 5에서 분모의 잡음 전력에 의해서 추정 결과가 왜곡되는 것을 볼 수 있다.Where P N represents the noise power. In Equation 5, it can be seen that the estimation result is distorted by the noise power of the denominator.

Figure pat00021
Figure pat00021

여기서

Figure pat00022
은 잡음 전력을 각각 나타낸다. 레벨 크로싱은 수신 전력이 일정한 문턱값을 기준으로 흔들림의 정도로 예측하는 것이고 제로 크로싱은 실수값이 영을 기준으로 흔들림의 정도로 예측하는 방식이다. 수학식 6에서 레벨 크로싱과 제로 크로싱이 잡음과 더해지게 되므로 잡음에 의해서 성능이 저하되는 것을 알 수 있다. here
Figure pat00022
Denote noise power, respectively. Level crossing is a method of predicting a degree of shaking based on a constant threshold value, and zero crossing is a method of predicting a degree of shaking based on a real value. In Equation 6, since level crossing and zero crossing are added to noise, it can be seen that performance is degraded by noise.

한편, 지연 프로파일 추정을 함에 있어서, 2003년 미국특허(US6522706B1, Delay spread estimation for multipath fading channel)에서는 수학식 7과 같은 연산이 수신 신호의 크기의 제곱을 수행하므로 잡음에 민감한 것을 볼 수 있고, 2003년 IEEE논문(IEEE ISCC, Delay spread estimation for wireless communication systems)에서는 수학식 8과 같이 시간 옵셋에 의해서 위상 왜곡이 발생하는 것을 알 수 있고, 2008년 IEEE논문(IEEE Trans. VT, ‘Time dispersion and delay spread estimation for adaptive OFDM systems)에서는 수학식 9과 같은 연산이 시간 옵셋의 영향을 피하기 위해서 least square (LS) 최적화 알고리즘을 수행해야 하므로 복잡도가 상당히 증가하게 된다. 따라서 기존 방식들은 잡음과 동기 오차에 취약하여 지연 프로파일 추정 성능이 저하되거나 구현이 불가능할 정도의 복잡도를 갖는 문제점이 있다.Meanwhile, in the delay profile estimation, in the U.S. Patent (US6522706B1, Delay spread estimation for multipath fading channel) in 2003, the operation as shown in Equation 7 performs a square of the magnitude of the received signal, so it can be seen that it is sensitive to noise. Delay spread estimation for wireless communication systems (IEEE ISCC) shows that phase distortion occurs due to a time offset as shown in Equation 8, and in 2008, IEEE paper (IEEE Trans.VT, 'Time dispersion and delay' In spread estimation for adaptive OFDM systems, the computation as shown in Equation 9 requires the least square (LS) optimization algorithm to be avoided by the time offset, thereby increasing the complexity. Therefore, the conventional methods are vulnerable to noise and synchronization errors, and thus have a problem that the delay profile estimation performance is degraded or impossible to implement.

Figure pat00023
Figure pat00023

여기서

Figure pat00024
은 n번째 파일롯 심볼에서 최대 크기의 부반송파 인덱스
Figure pat00025
을 갖는 파일롯 부반송파,
Figure pat00026
은 n번째 심볼의 부반송파 인덱스
Figure pat00027
에 있는 순수한 파일롯 부반송파,
Figure pat00028
은 n번째 심볼의 부반송파 인덱스
Figure pat00029
에서 잡음 전력을 각각 나타낸다. 최대 크기를 갖는 부반송파를 기준으로
Figure pat00030
만큼 이동시키면서 변화량에 근거하여 지연 프로파일을 추정한다.here
Figure pat00024
Is the maximum subcarrier index in the nth pilot symbol.
Figure pat00025
A pilot subcarrier with
Figure pat00026
Is the subcarrier index of the nth symbol
Figure pat00027
Pilot subcarrier in the
Figure pat00028
Is the subcarrier index of the nth symbol
Figure pat00029
Represent each noise power at. Based on the subcarrier with the maximum size
Figure pat00030
The delay profile is estimated based on the amount of change while moving by.

Figure pat00031
Figure pat00031

여기서

Figure pat00032
으로 주파수 축에서 L개의 파일롯 부반송파 간격을 가질 때 두 개의 파일롯 부반송파간의 자기 상관값을 나타낸다. here
Figure pat00032
In this case, when the L pilot subcarriers are spaced on the frequency axis, they represent autocorrelation values between two pilot subcarriers.

Figure pat00033
Figure pat00033

여기서 F-1{·} 은 역 푸리에 변환을 나타낸다.Where F −1 {·} represents an inverse Fourier transform.

이를 정리하자면, 종래기술에서는, 시간 옵셋에 의해서 수신 신호 전력 추정성능 및 지연 프로파일 추정 성능이 저하되며, 주파수 옵셋에 의해 도플러 주파수 추정 성능이 저하되는 문제가 있었다. 또한, 종래기술에서 AGC(Automatic Gain Control)등으로 인하여 수신 신호 이득이 변경될 때 수신 신호의 크기 변화에 따른 추정 성능이 저하되는 문제도 있었다. 그리고, 종래기술에서는 신호품질 추정과 동기 추정을 별도로 실행하여 복잡도가 증가하였다.
In summary, in the related art, the received signal power estimation performance and the delay profile estimation performance are deteriorated by the time offset, and the Doppler frequency estimation performance is deteriorated by the frequency offset. In addition, in the related art, when the received signal gain is changed due to AGC (Automatic Gain Control), there is a problem that the estimation performance due to the change in the size of the received signal is degraded. In the prior art, complexity is increased by separately performing signal quality estimation and synchronization estimation.

따라서 본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 다중 반송파 시스템에서 단말의 수신 동기 오차와 잡음이 존재하는 환경에서 정확한 무선 링크 신호 상태를 추정할 수 있는 무선 링크 품질 추정방법을 제공하는 것이다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a radio link quality estimation method capable of estimating an accurate radio link signal state in an environment in which reception synchronization error and noise of a terminal exist in a multi-carrier system.

상기 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 무선 링크 품질 추정방법은: 다중 반송파 시스템에서 적용되는 것으로서, 상기 무선링크 품질 추정에 수신 신호 전력 추정, 시간 동기 추정, 지연 프로파일 추정, 주파수 동기 추정 및 도플러 주파수 추정이 포함되며, 상기 추정방법이 주파수와 시간에 대한 잔여 동기 오차를 고려하여 위상성분을 제거하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a method for estimating a radio link quality, which is applied in a multicarrier system, and includes a received signal power estimation, a time synchronization estimation, a delay profile estimation, a frequency synchronization estimation, and a Doppler frequency for the radio link quality estimation. Estimation is included, characterized in that the estimation method includes the step of removing the phase component in consideration of the residual synchronization error for frequency and time.

이 경우, 상기 수신 신호의 전력 추정에서 잔여 시간 옵셋 강인하도록 인접 부반송파간의 복소 자기 상관값을 평균하고 위상 제거를 수행하게 하여도 좋다.In this case, the complex autocorrelation value between adjacent subcarriers may be averaged and phase removal may be performed so that the residual time offset is strong in the power estimation of the received signal.

또한, 상기 도플러 주파수 추정에서 잔여 주파수 옵셋 강인하도록 심볼간의 복소 상관값을 평균한 후에 위상 제거를 수행하게 할 수도 있다.In addition, the phase elimination may be performed after averaging the complex correlation value between symbols so that the residual frequency offset is strong in the Doppler frequency estimation.

또한, 상기 지연 프로파일 추정에서 잔여 시간 옵셋 강인하도록 반송파 간의 복소 상관을 평균한 후에 위상 제거를 수행하게 할 수도 있다.In addition, the phase elimination may be performed after averaging the complex correlation between carriers so that the residual time offset is robust in the delay profile estimation.

한편, 상기 다중 반송파 시스템이 자동 이득 제어기(AGC)등에 의해서 수신 신호 전력이 변경되는 경우에 이미 추정된 수신 신호 전력으로 평준화를 수행하는 단계를 더 거쳐도 좋다.On the other hand, the multi-carrier system may be further subjected to leveling with the received signal power already estimated when the received signal power is changed by an automatic gain controller (AGC).

또한, 상기 시간 동기 추정을 상기 수신 신호 전력 추정 및 지연 프로파일 추정과 부반송파 상관기 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시킬 수도 있다.In addition, the complexity of the receiver may be reduced by using the time synchronization estimation as the received signal power estimation, delay profile estimation, and subcarrier correlator sharing.

더욱이, 상기 주파수 동기 추정을 상기 도플러 주파수 추정과 심볼 상관기 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시켜도 좋다.Furthermore, the frequency synchronization estimate may be shared with the Doppler frequency estimate and symbol correlator to reduce the complexity of the receiver.

특히, 상기 시간 동기 추정 값을 상기 수신 신호 전력 추정과 상기 지연 프로파일 추정에 적용하여 시간 옵셋에 의한 왜곡을 방지하는 것이 바람직하다.In particular, it is preferable to apply the time synchronization estimation value to the received signal power estimation and the delay profile estimation to prevent distortion due to time offset.

그리고, 상기 주파수 동기 추정 값을 상기 도플러 주파수 추정에 적용하여 주파수 옵셋에 의한 왜곡을 방지하여도 좋다.The frequency synchronization estimation value may be applied to the Doppler frequency estimation to prevent distortion due to frequency offset.

본 발명에 따르면, 동기 오차와 잡음이 존재하는 환경에서도 무선 링크 품질의 정확한 추정으로 인해 단말의 수신 성능이 개선되고, 동기 추정과 무선 링크 추정의 상관기 공유로 단말 복잡도를 감소시킬 수 있다. 그 결과, 이동통신 시스템의 전송효율을 개선할 수 있다.According to the present invention, the reception performance of the terminal can be improved due to the accurate estimation of the radio link quality even in the presence of the synchronization error and noise, and the complexity of the terminal can be reduced by the correlator sharing of the synchronization estimation and the radio link estimation. As a result, the transmission efficiency of the mobile communication system can be improved.

도 1은 본 발명의 방법이 적용되는 단말 수신기의 일 예를 나타낸 구성도;
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 무선링크 추정방법이 직접 실시되는 장치의 개략적 구성도;
도 3은 본 발명의 효과를 확인하기 위해 SNR 추정성능을 조사한 결과를 나타낸 그래프;
도 4는 본 발명의 효과를 확인하기 위해 도플러 주파수 추정성능을 조사한 결과를 나타낸 그래프;
도 5는 본 발명의 효과를 확인하기 위해 지연 프로파일 추정성능을 조사한 그래프;
도 6은 다중 반송파 시스템에서 시간과 주파수의 2차원 자원 영역에 전송되는 파일롯과 데이터 신호를 도시한 것이다.1 is a configuration diagram showing an example of a terminal receiver to which the method of the present invention is applied;
2 is a schematic structural diagram of an apparatus for directly executing a method of estimating a radio link of a terminal according to an embodiment of the present invention;
3 is a graph showing the results of investigating the SNR estimation performance to confirm the effect of the present invention;
4 is a graph showing the results of investigating Doppler frequency estimation performance to confirm the effect of the present invention;
5 is a graph examining delay profile estimation performance to confirm the effect of the present invention;
6 illustrates pilot and data signals transmitted in a two-dimensional resource region of time and frequency in a multi-carrier system.

이하에서, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 아래의 실시예는 본 발명의 내용을 이해하기 위해 제시된 것일 뿐이며 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 기술적 사상 내에서 많은 변형이 가능할 것이다. 본 발명의 권리범위가 이러한 실시예에 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, preferred embodiments of the present invention will be described in detail. The following examples are only presented to understand the content of the present invention, and those skilled in the art will be capable of many modifications within the technical spirit of the present invention. The scope of the invention should not be construed as limited to these examples.

도 1은 본 발명의 방법이 적용되는 단말 수신기(100)의 일 예를 나타낸 구성도이다. 도 1을 참조하면, 단말 수신기(100) 전체의 구성은 종래기술과 유사하지만, 무선링크 추정부(110)에서 본 발명의 방법이 적용된다는 점이 종래기술과는 다르다. 도 1의 단말 수신기(100)에서는 시간 및 주파수에 따른 동기 추정 및 보상이 이루어지며, AGC에 의해 수신 신호레벨이 일정하게 유지된다. 채널 추정부(120)에서는 무선 링크 정보를 이용하여 채널 추정을 하게 된다. 한편, 프로토콜 스택(Protocol Stack)에서는 무선 링크 정보를 기지국에 피드백하고(feedback message), 무선 링크 상태에 따른 링크 적응(link adaptation)이 행해진다. 여기서, 무선링크 추정부(110)가 종래기술과 마찬가지라면, 무선 채널의 실시간 변화로 인한 추정 오차가 발생하며, 하드웨어 한계로 주파수 옵셋과 시간 옵셋의 완벽한 보상은 불가능하다. 또한, AGC 보정 이득의 가변등으로 수신 신호 크기의 변경에 따른 추정 성능이 저하되는 문제가 발생하므로, 이를 극복하기 위해 무선링크 추정부(110)에서 본 발명의 방법이 실행되는 것이다.1 is a diagram illustrating an example of a terminal receiver 100 to which the method of the present invention is applied. Referring to FIG. 1, the configuration of the entire terminal receiver 100 is similar to the related art, but differs from the prior art in that the method of the present invention is applied to the radio link estimator 110. In the terminal receiver 100 of FIG. 1, synchronization estimation and compensation are performed according to time and frequency, and the reception signal level is maintained constant by the AGC. The channel estimator 120 estimates a channel using radio link information. Meanwhile, in the protocol stack, the radio link information is fed back to the base station (feedback message), and link adaptation according to the radio link state is performed. Here, if the radio link estimator 110 is the same as in the prior art, an estimation error occurs due to a real-time change of the radio channel, and hardware compensation is impossible to completely compensate for the frequency offset and the time offset. In addition, since the estimation performance is reduced due to the change in the received signal size due to the AGC correction gain, etc., the method of the present invention is executed in the radio link estimator 110 to overcome this problem.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 무선링크 추정방법이 직접 실시되는 장치의 개략적 구성도이다. 도 2를 참고하면, DFT (Discrete Fourier transform) 출력신호가 파일럿 부반송파 자기 상관기(210) 및 파일럿 심볼 자기 상관기(220)로 들어간다. 부반송파 자기 상관기 (210)는 주파수축으로 인접한 파일롯 부반송파간에 자기 상관을 수행한다. 수학식 10으로 표현될 수 있다.2 is a schematic block diagram of an apparatus in which a method for estimating a radio link of a terminal according to an embodiment of the present invention is directly performed. Referring to FIG. 2, a Discrete Fourier transform (DFT) output signal enters a pilot subcarrier autocorrelator 210 and a pilot symbol autocorrelator 220. The subcarrier autocorrelator 210 performs autocorrelation between adjacent pilot subcarriers on the frequency axis. It may be represented by Equation 10.

Figure pat00034
Figure pat00034

여기서

Figure pat00035
(수학식 1 참조), L은 주파수 축으로 자기상관을 수행하는 두 개의 파일롯 부반송파 사이의 파일롯 반송파의 개수를 나타내고 K, N은 각각 주파수축 파일롯 부반송파 개수와 시간축 파일롯 심볼의 개수를 나타낸다. 가장 인접한 파일롯 부반송파간의 자기 상관 (L=1)에 대해서는 위상 계산기(Phase calculator; 240) 및 시간 옵셋 추정기(Timing offset estimator; 250)를 차례로 거치게 하여, 시간 동기 추정을 하게 한다. 위상 계산기는 수학식 11으로 표현될 수 있다.here
Figure pat00035
(See Equation 1), L denotes the number of pilot carriers between two pilot subcarriers performing autocorrelation on the frequency axis, and K and N represent the number of frequency axis pilot subcarriers and the number of time axis pilot symbols, respectively. The autocorrelation (L = 1) between the nearest pilot subcarriers is passed through a phase calculator 240 and a timing offset estimator 250 to perform time synchronization estimation. The phase calculator can be expressed by Equation (11).

Figure pat00036
Figure pat00036

여기서 tan-1{·}은 복소수의 위상을 구하는 함수이다. 시간 옵셋 추정기는 수학식 12로 표현될 수 있다. Where tan −1 {·} is a function to find the complex phase. The time offset estimator may be represented by Equation 12.

Figure pat00037
Figure pat00037

여기서

Figure pat00038
은 가장 인접한 파일롯 부반송파 간격을 나타낸다.here
Figure pat00038
Denotes the nearest pilot subcarrier spacing.

L=1에 파일롯 부반송파 상관기 (210)에서 나온 신호 중의 일부는 분기되어 제1 절대화기 또는 위상 보상기(Absolute or Phase compensation; 260)를 거치는데 여기서 수학식 13과 14은 각각 연산을 만족하도록 처리된다.At L = 1 some of the signals from the pilot subcarrier correlator 210 are branched and passed through a first absolute or phase compensation 260, where equations 13 and 14 are processed to satisfy the operation, respectively. .

Figure pat00039
Figure pat00039

여기서 abs{·}은 복소수의 절대값을 구하는 함수을 나타낸다. 잡음은 평균을 통하여 제거되고 인접한 부반송파간에 채널 성분이 거의 동일하므로

Figure pat00040
으로 표현될 수 있고 복소수에 대한 평균 이후에 절대값 연산으로 시간 옵셋에 의한 위상 왜곡을 제거할 수 있다.Where abs {·} represents a function for finding the absolute value of a complex number. Since the noise is removed through the mean and the channel components are nearly identical between adjacent subcarriers,
Figure pat00040
It can be expressed as, and it is possible to remove phase distortion due to time offset by an absolute value operation after an average of complex numbers.

Figure pat00041
Figure pat00041

위상 계산기 (240)에서 얻은 위상 정보를 사용하여 시간 옵셋에 의한 위상 왜곡을 제거할 수 있다.The phase information obtained by the phase calculator 240 may be used to remove phase distortion due to time offset.

또한, 파일럿 부반송파 자기 상관기(210)를 나온 L=1 ~ K-1에 해당하는 신호는 제2 위상 보상기(280)와 IDFT (inverse discrete Fourier transform) (290)를 차례로 거쳐서 지연 프로파일 추정을 하게 한다. 이 때, 제2 위상 보상기(280)에서는 수학식 15와 같은 연산을 만족하도록 처리된다. 위상 계산기 (240)에서 얻은 위상 정보를 이용하여 시간 옵셋에 의한 위상 왜곡 성분을 제거하여 줌으로써 시간 옵셋에 강인하게 동작한다.In addition, a signal corresponding to L = 1 to K-1 from the pilot subcarrier autocorrelator 210 causes a delay profile estimation through a second phase compensator 280 and an inverse discrete Fourier transform (IDFT) 290 in turn. . At this time, the second phase compensator 280 is processed to satisfy the operation as shown in Equation (15). The phase information obtained by the phase calculator 240 is used to remove the phase distortion component due to the time offset, thereby operating robustly to the time offset.

Figure pat00042
Figure pat00042

이와 같이 연산처리는 잔여 시간 옵셋 강인하도록 반송파 간의 복소 상관을 평균한 후에 위상 제거를 수행하는 것에 해당한다. 도 2를 참조하면, 시간 동기 추정을 상기 수신 신호 전력 추정 및 지연 프로파일 추정과 파일럿 부반송파 자기 상관기(210) 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시켰다는 것을 알 수 있다.In this way, the computation process corresponds to performing phase removal after averaging the complex correlations between carriers so that the residual time offset is robust. Referring to FIG. 2, it can be seen that the complexity of the receiver is reduced by using the time synchronization estimation as the received signal power estimation and delay profile estimation and pilot subcarrier autocorrelator 210 sharing.

IDFT 연산기(290)는 수학식 16로 표현될 수 있다.The IDFT operator 290 may be represented by equation (16).

Figure pat00043
Figure pat00043

여기서 F-1{·}은 IDFT, M은 IDFT의 포인트 개수, PL은 T간격의 L번째 포인트에서 채널 지연 성분의 전력을 나타낸다. Where F −1 {·} is the IDFT, M is the number of points of the IDFT, and PL is the power of the channel delay component at the L-th point of the T interval.

한편, 파일럿 심볼 자기 상관기(220)는 시간축으로 인접한 파일롯 심볼간의 자기 상관을 수행한다. 수학식 17로 표현될 수 있다Meanwhile, the pilot symbol autocorrelator 220 performs autocorrelation between adjacent pilot symbols on the time axis. Can be represented by Equation 17

Figure pat00044
Figure pat00044

여기서 D은 시간축으로 자기상관을 수행하는 두 개의 파일롯 심볼 사이의 파일롯 심볼의 개수를 나타낸다.Where D represents the number of pilot symbols between two pilot symbols performing autocorrelation on the time axis.

파일럿 심볼 자기 상관기(220)를 나온 신호는 제2 절대화기 또는 위상 보상기(Absolute or Phase compensation; 340)과 레벨 표준화기(Level normalization; 350)를 거치고, 그 중 D=1에 해당하는 신호만 분기되어서 제2 위상 계산기(320)와 주파수 옵셋 추정기(330)을 거친다. The signal from the pilot symbol autocorrelator 220 passes through a second absolute or phase compensation (340) and a level normalization (350), of which only the signal corresponding to D = 1 branches. And passes through the second phase calculator 320 and the frequency offset estimator 330.

제2 위상 계산기는 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.The second phase calculator may be expressed as Equation 18.

Figure pat00045
Figure pat00045

주파수 옵셋 추정기는 수학식 19와 같이 표현될 수 있다.The frequency offset estimator may be expressed as Equation 19.

Figure pat00046
Figure pat00046

D=1, 2, ...에 해당하는 신호는 제2 절대화기 또는 위상 보상기(350)를 거쳐서 도플러 주파수 추정을 하게 한다. 이 때, 제3 절대화기와 위상 보상기(350)에서는 각각 수학식 20, 21과 같은 연산을 만족하도록 처리된다.Signals corresponding to D = 1, 2, ... allow the Doppler frequency estimation through the second absoluteizer or phase compensator 350. At this time, the third absoluteizer and the phase compensator 350 are processed to satisfy the operations as shown in Equations 20 and 21, respectively.

Figure pat00047
Figure pat00047

절대화기는 주파수 옵셋에 의한 위상 왜곡 성분을 제거하여 추정 성능을 개선하여주는 것을 알 수 있다. It can be seen that the absoluteizer improves the estimation performance by removing the phase distortion component caused by the frequency offset.

Figure pat00048
Figure pat00048

제2 위상 계산기 (320)에서 얻은 위상 정보를 이용하여 주파수 옵셋에 의한 위상 왜곡을 보정하여줌으로써 주파수 옵셋에 의한 성능 저하를 방지할 수 있다. 수신 신호의 크기가 변경됨에 따라서 추정치가 변경되므로 레벨 표준화기 (350)을 통과한다. 레벨 표준화기는 수학식 13과 14의 방식을 통하여 분모 값을 구한다. 레벨 표준화기는 수학식 22와 같이 표현된다.The performance degradation due to the frequency offset can be prevented by correcting the phase distortion due to the frequency offset using the phase information obtained by the second phase calculator 320. As the magnitude of the received signal changes, the estimate changes and passes through the level normalizer 350. The level normalizer obtains the denominator value through the equations (13) and (14). The level normalizer is expressed as in Equation 22.

Figure pat00049
Figure pat00049

이와 같이 주파수 옵셋과 잡음에 영향을 받지 않고 신호 크기가 변경되는 경우에도 도플러 주파수에 따른 정확한 Bessel 함수 결과를 얻을 수 있다. In this way, accurate Bessel function results according to the Doppler frequency can be obtained even when the signal size is changed without being affected by the frequency offset and noise.

한편, 도 2를 참조하면, 주파수 동기 추정기 (330)을 도플러 주파수 추정과 심볼 자기 상관기(220) 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시켰다는 것을 알 수 있다.Meanwhile, referring to FIG. 2, it can be seen that the complexity of the receiver is reduced by sharing the frequency synchronization estimator 330 with the Doppler frequency estimation and the symbol autocorrelator 220.

이하에서, TEDS(TETRA enhanced data service) 50㎑의 대역폭 수신에서 본 발명의 성능을 확인하였다. 이 때, 시간 옵셋 오차는 13㎲였으며, 주파수 옵셋 오차는 50㎐였다. Hereinafter, the performance of the present invention was confirmed in bandwidth reception of TETRA enhanced data service (TEDS) of 50 ms. At this time, the time offset error was 13 Hz and the frequency offset error was 50 Hz.

도 3은 본 발명의 효과를 확인하기 위해 신호대 잡음비 (SNR) 추정성능을 조사한 것이다. 도 3을 참조하면, 본 발명은 수학식 13과 14와 같이 시간 옵셋과 잡음에 영향을 받지 않고 수신 신호 전력을 산출하여 정확한 SNR을 추정할 수 있으나 종래 기술은 시간 옵셋과 잡음에 취약하므로 SNR값 추정 성능이 크게 저하된다.Figure 3 is to investigate the signal-to-noise ratio (SNR) estimation performance to confirm the effect of the present invention. Referring to FIG. 3, the present invention can estimate the correct SNR by calculating the received signal power without being affected by the time offset and noise as shown in Equations 13 and 14, but the conventional technology is vulnerable to the time offset and the noise. Estimation performance is greatly reduced.

도 4는 본 발명의 효과를 확인하기 위해 도플러 주파수 추정성능을 조사한 것이다. 도 4을 참조하면, 본 발명은 수학식 20와 21에서 주어진 것처럼 복소 평균 값을 절대값을 취하거나 위상을 보정하여서 시간 옵셋에 강인하게 동작한다. 또한 수학식 22에서 주어진 것처럼 수신 신호의 크기가 변경되는 경우에 성능 저하가 발생하므로 수학식 13과 14에서 구한 신호 전력으로 평준화를 수행하여 수신 신호 크기의 변동에 강인하게 동작한다.Figure 4 is to investigate the Doppler frequency estimation performance to confirm the effect of the present invention. Referring to FIG. 4, the present invention operates robustly to the time offset by taking an absolute value or correcting a phase of a complex mean value as given in Equations 20 and 21. In addition, since the performance degradation occurs when the magnitude of the received signal is changed as given in Equation 22, the signal powers obtained in Equations 13 and 14 are equalized to be robust to the variation of the received signal.

도 5는 본 발명의 효과를 확인하기 위해 지연 프로파일 추정성능을 조사한 것이다. 도 5을 참조하면, 본 발명은 수학식 15와 같이 위상 보정을 수행하여 시간 옵셋의 의한 성능 저하를 겪지 않으므로 시간 옵셋에 민감한 종래기술보다 우수한 지연 프로파일의 편차 성능 보인다.5 is to investigate the delay profile estimation performance to confirm the effect of the present invention. Referring to FIG. 5, since the present invention does not suffer the performance degradation caused by the time offset by performing phase correction as shown in Equation 15, the delay performance of the delay profile is better than that of the conventional technology sensitive to the time offset.

100: 단말 수신기 110: 무선링크 추정부
120: 채널 추정부 210: 파일럿 부반송파 자기 상관기
220: 파일럿 심볼 자기 상관기 240: 제1 위상 계산기
250: 시간 옵셋 추정기 260: 제1 절대화기 또는 위상 보상기
280: 제2 위상 보상기
290: IDFT 320: 제2 위상 계산기
330: 주파수 옵셋 추정기 350: 제3 절대화기 또는 위상 보상기
360: 레벨 표준화기100: terminal receiver 110: radio link estimation unit
120: channel estimator 210: pilot subcarrier autocorrelator
220: pilot symbol autocorrelator 240: first phase calculator
250: time offset estimator 260: first absoluteizer or phase compensator
280: second phase compensator
290: IDFT 320: Second Phase Calculator
330: frequency offset estimator 350: third absoluteizer or phase compensator
360: level normalizer

Claims (9)

다중 반송파 시스템에서 단말의 무선링크 품질 추정방법에 있어서, 상기 무선링크 품질 추정에 수신 신호 전력 추정, 시간 동기 추정, 지연 프로파일 추정, 주파수 동기 추정 및 도플러 주파수 추정이 포함되며, 상기 추정방법이 주파수와 시간에 대한 잔여 동기 오차를 고려하여 위상성분을 제거하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.In the radio link quality estimation method of a terminal in a multi-carrier system, the radio link quality estimation includes received signal power estimation, time synchronization estimation, delay profile estimation, frequency synchronization estimation, and Doppler frequency estimation. And removing the phase component in consideration of the residual synchronization error with respect to time. 제1항에 있어서, 상기 수신 신호의 전력 추정에서 잔여 시간 옵셋 강인하도록 인접 부반송파간의 복소 자기 상관값을 평균하고 위상 제거를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.2. The method of claim 1, wherein a complex autocorrelation value between adjacent subcarriers is averaged and phase elimination is performed so that the residual time offset is strong in the power estimation of the received signal. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 도플러 주파수 추정에서 잔여 주파수 옵셋 강인하도록 심볼간의 복소 상관값을 평균한 후에 위상 제거를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.3. The method of claim 1 or 2, wherein the phase elimination is performed after averaging the complex correlation value between symbols so that the residual frequency offset is strong in the Doppler frequency estimation. 제1항에 있어서, 상기 지연 프로파일 추정에서 잔여 시간 옵셋 강인하도록 반송파 간의 복소 상관을 평균한 후에 위상 제거를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.2. The method of claim 1, wherein phase cancellation is performed after averaging the complex correlations between carriers so that the residual time offset is robust in the delay profile estimation. 제3항에 있어서, 상기 다중 반송파 시스템이 자동 이득 제어기(AGC)등에 의해서 수신 신호 전력이 변경되는 경우에 이미 추정된 수신 신호 전력으로 평준화를 수행하는 단계를 더 거치는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.4. The method of claim 3, wherein the multi-carrier system further comprises leveling the received signal power when the received signal power is changed by an automatic gain controller (AGC). Way. 제1항, 제2항 및 제4항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 시간 동기 추정을 상기 수신 신호 전력 추정 및 지연 프로파일 추정과 부반송파 상관기 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시키는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.5. A radio link as claimed in any one of claims 1, 2 and 4, wherein the time synchronization estimate is shared with the received signal power estimate and delay profile estimate and subcarrier correlator is used to reduce the complexity of the receiver. Quality estimation method. 제3항에 있어서, 상기 주파수 동기 추정을 상기 도플러 주파수 추정과 심볼 상관기 공유로 하여 수신기의 복잡도를 감소시키는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.4. The method of claim 3, wherein the frequency synchronization estimate is shared with the Doppler frequency estimate and symbol correlator to reduce the complexity of the receiver. 제6항에 있어서, 상기 시간 동기 추정 값을 상기 수신 신호 전력 추정과 상기 지연 프로파일 추정에 적용하여 시간 옵셋에 의한 왜곡을 방지하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.7. The method of claim 6, wherein the time synchronization estimation value is applied to the received signal power estimation and the delay profile estimation to prevent distortion due to time offset. 제7항에 있어서, 상기 주파수 동기 추정 값을 상기 도플러 주파수 추정에 적용하여 주파수 옵셋에 의한 왜곡을 방지하는 것을 특징으로 하는 무선링크 품질 추정방법.8. The method of claim 7, wherein the frequency synchronization estimation value is applied to the Doppler frequency estimation to prevent distortion due to frequency offset.
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