KR20110083537A - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북 구성 및 하향링크 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북 구성 및 하향링크 신호 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국이 하향링크 신호를 8개의 안테나를 이용하여 전송하는 방법은, 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 단계; 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 단계; 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하는 단계; 및 OFDM 심볼을 8개의 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함할 수 있으며, 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고, 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.

Description

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북 구성 및 하향링크 신호 전송 방법 및 장치{A METHOD AND AN APPRATUS FOR CODEBOOK CONFIGURATION AND DOWNLINK SIGNAL TRANSMISSION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM SUPPORTING MULTIPLE ANTENNAS}

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 코드북 구성 및 하향링크 신호 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.

MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.

기존의 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4 개의 전송 안테나를 지원하기 위한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 보다 개선된 성능(예를 들어, 개선된 스펙트럼 효율(spectral efficiency))을 위하여 확장된 안테나 구성을 도입하는 것을 고려하여 있고, 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원하는 것이 논의되고 있다. 또한, 높은 수율(throughput)을 제공하기 위해서 하향링크 8 안테나 전송을 위해 폐루프(Closed Loop)-MIMO 방식을 사용할 수 있다. 또한, FDD(Frequency Division Duplex) 방식의 폐루프-MIMO 전송의 경우에, 코드북에 기반한 폐루프-MIMO 방식을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.

본 발명은 하향링크 다중 안테나 전송에 있어서 확장된 안테나 구성을 지원할 수 있는 코드북 구성 및 데이터 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

또한, 코드북 설계에 있어서, 일정 계수 특성(constant modulus property), 유한 알파벳(infinite alphabet), 코드북 크기에 대한 제한, 네스티드 특성(nested property), 다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다. 따라서, 본 발명에서는, 코드북 설계에 대한 위와 같은 일반적인 요구사항을 최대한 만족하면서도, 단일-셀 하향링크 전송에 있어서의 8 전송 안테나 프리코딩에 대한 양호한 성능을 제공할 수 있는 코드북 설계 방안을 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국이 하향링크 신호를 8개의 안테나를 이용하여 전송하는 방법은, 상기 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 단계; 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 단계; 상기 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하는 단계; 및 상기 OFDM 심볼을 상기 8개의 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함할 수 있으며, 상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고, 상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 단말이 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하는 방법은, 상기 기지국으로부터, N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑되고 8개의 안테나를 통하여 전송된 상기 하향링크 신호를 수신하는 단계; 및 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함할 수 있고, 상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고, 상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 신호를 전송하는 기지국 장치는, 신호 송수신을 위한 8개의 안테나; 하나 이상의 레이어에 매핑된 신호를 상기 8개의 안테나를 통해 전송하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 하향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함할 수 있고, 상기 프로세서는, 상기 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 레이어 맵퍼; 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및 상기 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 8 개의 안테나를 통해 전송하는 전송 모듈을 포함할 수 있고, 상기 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고, 상기 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 단말 장치에 있어서, 신호 송수신용 안테나; 상기 기지국에서 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑되고 8개의 안테나를 통하여 전송된, 상기 하향링크 신호를 수신하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및 상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 하향링크 신호 수신을 처리하는 프로세서를 포함할 수 있고, 상기 프로세서는 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성될 수 있으며, 상기 코드북은, 상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고, 상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.

상기 본 발명의 여러 실시예들에 있어서, 상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가질 수 있다.

상기 본 발명의 여러 실시예들에 있어서, 상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 각각 소정의 8×8 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되고, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 각각 상기 소정의 8×8 행렬이 퍼뮤테이션된 행렬의 상이한 열 벡터로 구성될 수 있다.

상기 본 발명의 여러 실시예들에 있어서, 상기 코드북은,

로 구성되고,

W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는,

이고,

e _k (1≤k≤8) 는 k 번째 요소에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터이며,

DFT_{4 ×4} 및 DFT_{8 ×8} 은,

로 구성될 수 있다.

본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

본 발명에 따르면, 하향링크 다중 안테나 전송에 있어서 확장된 안테나 구성을 지원할 수 있는 코드북 구성 및 데이터 전송 방법 및 장치를 제공할 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 코드북 설계에 있어서 일정 계수 특성(constant modulus property), 유한 알파벳(infinite alphabet), 코드북 크기에 대한 제한, 네스티드 특성(nested property), 다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등의 요구조건을 최대한 만족하면서도, 단일-셀 하향링크 전송에 있어서의 8 전송 안테나 프리코딩에 대한 양호한 성능을 제공하는 코드북이 제공될 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 다중안테나를 구비한 송신기의 구조를 도시한 블록도이다.
도 2는 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 7은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 다중 안테나 시스템에서 안테나의 배치 형태를 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 하향링크 8 안테나의 예시적인 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 10 내지 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북의 성능을 나타내는 시뮬레이션 결과들의 그래프이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 기반 하향링크 신호 송수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 21는 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치에 대한 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 본 문서에서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 한편, 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

도 1은 다중안테나를 구비한 송신기의 구조를 도시한 블록도이다. 도 1 의 송신기는 하향링크 전송 주체인 기지국 또는 상향링크 전송 주체인 단말일 수 있다.

도 1을 참조하면, 송신기(100)는 인코더(encoder, 110-1,...,110-K), 변조 맵퍼(modulation mapper, 120-1,...,120-K), 레이어 맵퍼(layer mapper, 130), 프리코더(precoder, 140), 자원요소 맵퍼(resource element mapper, 150-1,...,150-K) 및 OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)를 포함한다. 송신기(100)는 Nt 개의 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)를 포함한다.

인코더(110-1,...,110-K)는 입력되는 데이터를 정해진 코딩 방식에 따라 인코딩하여 부호화된 데이터(coded data)를 형성한다. 변조 맵퍼(120-1,...,120-K)는 부호화된 데이터를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 변조 심볼에 맵핑한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 예를 들어, m-PSK는 BPSK, QPSK 또는 8-PSK 일 수 있다. m-QAM은 16-QAM, 64-QAM 또는 256-QAM 일 수 있다.

레이어 맵퍼(130)는 프리코더(140)가 안테나 특정 심볼(antenna-specific symbol)을 각 안테나의 경로로 분배할 수 있도록 변조 심볼의 레이어를 정의한다. 레이어는 프리코더(140)로 입력되는 정보 경로(information path)로 정의된다. 프리코더(140) 이전의 정보 경로를 가상 안테나(virtual antenna) 또는 레이어라고 할 수 있다.

프리코더(140)는 변조 심볼을 다중 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)에 따른 MIMO 방식으로 처리하여 안테나 특정 심볼을 출력한다. 프리코더(140)는 안테나 특정 심볼을 해당 안테나의 경로의 자원요소 맵퍼(150-1,...,150-K)로 분배한다. 프리코더(140)에 의해 하나의 안테나로 보내어지는 각 정보 경로를 스트림(stream)이라 한다. 이를 물리적 안테나(physical antenna)라 할 수 있다.

자원요소 맵퍼(150-1,...,150-K)는 안테나 특정 심볼을 적절한 자원요소(resource element)에 할당하고, 사용자에 따라 다중화한다. OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 안테나 특정 심볼을 OFDM 방식으로 변조하여 OFDM 심볼을 출력한다. OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 안테나 특정 심볼에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행할 수 있으며, IFFT가 수행된 시간 영역 심볼에는 CP(cyclic prefix)가 삽입될 수 있다. CP는 OFDM 전송 방식에서 다중 경로에 의한 심볼 간 간섭(inter-symbol interference)을 제거하기 위해 보호구간(guard interval)에 삽입되는 신호이다. OFDM 심볼은 각 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)를 통해 송신된다.

도 2는 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 무선 프레임은 10 개의 서브프레임을 포함하고, 하나의 서브프레임은 시간 영역에서 2 개의 슬롯을 포함한다. 하나의 서브프레임을 전송하는 시간은 전송시간간격(Transmission Time Interval; TTI)으로 정의된다. 예를 들어, 하나의 서브프레임은 1ms의 길이를 가질 수 있고, 하나의 슬롯은 0.5ms의 길이를 가질 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수개의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있다. 3GPP LTE 시스템은 하향링크에서 OFDMA 방식을 이용하므로, 상기 OFDM 심볼은 하나의 심볼 길이(period)를 나타낸다. 하나의 심볼은 상향링크에서 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 길이로 칭하여질 수 있다. 자원블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위로서, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속하는 부반송파를 포함한다. 위와 같은 무선 프레임의 구조는 단지 예시적인 것이다. 따라서, 하나의 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수, 하나의 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 개수는 다양한 방식으로 변경될 수도 있다.

도 3은 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록(RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만, 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소(resource element; RE)라 한다. 하나의 자원블록은 12×7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 N^DL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

다중 안테나 시스템

다중 안테나(MIMO) 기술은, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.

다중 안테나 기술은 동일 데이터 전송 여부에 따라 공간 다중화 기법과 공간 다이버시티 기법으로 나눌 수 있다. 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 기법은 서로 다른 데이터를 여러 송수신 안테나를 통해 동시에 전송하는 방법으로서, 송신측에서는 각 전송 안테나를 통해 서로 다른 데이터를 전송하고, 수신측에서는 적절한 간섭제거 및 신호처리를 통해 송신 데이터를 구분하여, 전송률을 송신 안테나 수만큼 향상시키는 기법이다. 공간 다이버시티(Spatial Diversity) 기법은 같은 데이터를 다중의 송신 안테나를 통해 전송하여 송신 다이버시티를 얻는 방법으로서, 공간-시간 채널 코딩(Space Time Channel Coding) 기법의 일종이다. 공간 다이버시티 기법은 다중의 송신 안테나에서 같은 데이터를 전송함으로써 송신 다이버시티 이득(성능이득)을 극대화시킬 수 있다. 다만, 공간 다이버시티 기법은 전송률을 향상시키는 방법은 아니며 다이버시티 이득에 의한 전송의 신뢰도를 높이는 기술이다. 이러한 두 가지 기법을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다. 또한, 다중 안테나 시스템은 수신측에서 송신측으로의 채널 정보의 귀환 여부에 따라 개루프(open loop) 방식(또는 채널 독립(channel independent) 방식) 및 폐루프(closed loop) 방식(또는 채널 종속(channel dependent) 방식)이 있다.

도 6은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(R₀)에 하기의 수학식 1의 증가율(R_i)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 전송 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 6(a)에 도시된 바와 같이 N_T개의 전송 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 전송 신호에 대해 살펴보면, N_T개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보

에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을

라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.

또한,

를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 N_T 개의 전송신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 W_ij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

N_R개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

을 벡터로 나타내면 하기의 수학식 6과 같다.

한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 h_ij 로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 6(b)는 N_T개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.

도 6(b)에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 전송 안테나로부터 N_R 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, N_R개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음

을 벡터로 표현하면 하기의 수학식 9와 같다.

상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 10과 같다.

한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H 의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수(N_R)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수(N_T)와 동일하다. 즉, 채널 행렬 H는 N_R x N_T 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로, 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로, 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 11에 의해 표현될 수 있다.

한편, 전술한 MIMO 전송 기법들과 관련하여, 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 설명한다.

도 7은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12 는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.

수학식 12를 참조하면, 레이어에게 매핑된 정보는 x ₁ , x ₂ 이고, 4×2 행렬의 각 요소 p _ij 는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ 는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*U^H = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

또한, 프리코딩은 다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다.

도 8은 다중 안테나 시스템에서 안테나의 배치 형태를 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어, 다중 안테나 기술에서 4개의 전송 안테나가 이용되는 경우, 최적의 상태를 위해서는 4개의 전송 안테나 각각이 서로 독립적인 채널 환경을 구성해야 한다. 이를 위해 일반적으로 각각의 안테나를 물리적으로 떨어뜨려 위치시킬 수 있다.

도 8(a)의 경우 4개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이다. 도 8(a)에서 각 안테나는 순서에 따라 제 1 안테나 내지 제 4 안테나를 나타낸 것으로, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 이러한 안테나 구성(antenna configuration)은 낮은 상관(low correlated)을 가진 안테나 구성이라고 칭할 수 있다. 그러나, 이와 같이 4개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신측 및/또는 수신측의 공간이 부족할 수 있으며, 특히 이동 단말에 적용하기 곤란할 수 있다.

따라서, 도 8(b)에서 도시하는 바와 같이, 2개의 안테나를 서로 그룹화하여 각각의 그룹 내의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 서로 다른 그룹의 안테나 간에는 독립적인 채널을 가지는 방식이 이용될 수 있다. 이러한 안테나 구성은 높은 상관(high correlated)을 가진 안테나 구성이라고 칭할 수 있다.

또한, 도 8(c)에 도시된 바와 같이 크로스- 편극(Cross Polarized) 안테나 시스템에서의 안테나 배치를 이용할 수도 있다. 도 8(c)를 참조하면 제 1 안테나 및 제 3 안테나가 동일한 방향으로 편극(polarized)되어 있고, 제 2 안테나 및 제 4 안테나가 동일한 방향으로 편극되어 있다.

기존의 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4 개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.

또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성(constant modulus property), 유한 알파벳(infinite alphabet), 코드북 크기에 대한 제한, 네스티드 특성(nested property), 다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다.

일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소(channel component)의 크기(amplitude)가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라, 전력 증폭기(Power Amplifier) 사용의 효율성을 높일 수 있다.

유한 알파벳(finite alphabet)이란, 예를 들어, 2 개의 전송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자(scaling factor)를 제외하고 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 알파벳 (즉, ±1, ±j) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산(multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성을 완화할 수 있다.

코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수록 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자(Precoding Matrix Indicator; PMI)의 비트수가 증가하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있기 때문이다.

네스티드 특성(nested property)이란, 높은 랭크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 랭크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면, 단말로부터 보고된 RI(Rank Indicator)에서 나타내는 채널 랭크보다 낮은 전송 랭크로 하향링크 전송을 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능을 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI(Channel Quality Information) 계산의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 랭크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.

다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가진 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스-편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다.

위와 같은 코드북 설계에 대한 요건은 기존의 3GPP LTE 시스템에서 4 전송 안테나의 경우에 대하여 적용되는 것이지만, 8 전송 안테나를 위한 코드북 설계에 있어서도 위와 같은 코드북 설계 요건을 최대한 만족하도록 설계하는 것이 바람직하다.

도 9는 하향링크 8 안테나의 예시적인 구성을 설명하기 위한 도면이다.

도 9(a)는 8개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 제 1 내지 제 8 안테나가 ULA로 구성된 경우를 나타낸다. 도 9(b)에서는 제 1 내지 제 4 안테나가 하나의 방향으로 편극되어 있고, 제 5 내지 제 8 안테나가 다른 방향으로 편극되어 있는 형태를 나타낸다. 이러한 경우에, 제 1 내지 제 4 안테나 간에는 선형적으로 위상이 증가되는 관계를 가지고, 제 5 내지 제 8 안테나 간에는 선형적으로 위상이 증가되는 관계를 가진다. 도 9(c)는 제 1, 제 3, 제 5 및 제 7 안테나가 동일한 방향으로 편극되어 있고, 제 2, 제 4, 제 6 및 제 8 안테나가 동일한 방향으로 편극되어 있는 형태를 나타낸다. 이를 달리 표현하면, 제 1 및 제 2 안테나가 하나의 그룹으로 이루고, 이와 마찬가지로 제 3 및 제 4 안테나, 제 5 및 제 6 안테나, 제 7 및 제 8 안테나도 각각 하나의 그룹을 이루며, 각 그룹 내에서 2 개의 안테나는 서로 다른 방향으로 편극되어 있는 형태라고 할 수 있다.

안테나 구성과 관련한 코드북 설계에 대하여 보다 구체적으로 살펴보면, 8 전송 안테나를 구비한 셀을 배치함에 있어서, 3 가지 안테나 구성이 적용될 수 있다. 우선, 낮은 상관을 가진 안테나 구성의 경우에는 8 전송 안테나로부터의 충분한 프리코딩 이득(precoding gain)을 획득하기 위하여 코드북 크기가 클 것이 요구된다. 한편, 높은 상관을 가진 안테나 구성의 경우에는 프리코딩 이득을 얻기 위해 코드북 크기가 4 비트로 구성되는 것으로 충분할 수 있다. 따라서, 높은 상관 안테나 구성에 대한 4 비트 코드북이 8 전송 안테나 구성을 위한 코드북에 포함되는 것을 고려할 수 있다.

다음으로, 크로스-편극 안테나 구성을 위한 코드북을 고려할 필요가 있다. 크로스-편극 안테나 구성에 대한 코드북에는, 블록 대각 행렬(block diagonal matrix) 또는 블록 대각 행렬의 퍼뮤테이션(permutation, 즉, 위치 변경)된 형태가 보다 양호한 성능을 제공할 수 있다. 따라서, 비록 일정 계수 특성 또는 네스티드 특성을 유지하는 것이 용이하지 않은 점을 감안하더라도, 블록 대각 행렬 또는 그 퍼뮤테이션 형태의 프리코딩 행렬을 사용하는 것이 바람직하다. 따라서, 본 발명에서는 높은 상관을 가진 안테나 구성의 경우는 물론 크로스-편극 안테나 구성의 경우에 대해서 적절한 프리코딩 행렬들을 포함하는, 8 전송 안테나를 위한 프리코딩 코드북에 대하여 제안한다.

이하에서는, 8 전송 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE-A 시스템에 대하여, 본 발명에서 제안하는 블록 대각 행렬을 이용한 새로운 코드북 설계 방안에 대하여 설명한다.

본 발명에서 제안하는 8 전송 안테나 코드북 설계에 대하여, 2 개의 블록 대각 행렬들을 포함하는 4 개의 기본 행렬(base matrix)는 W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는 다음의 수학식 13 내지 16과 같이 정의될 수 있다.

상기 수학식 13 내지 16에서, P 는 수학식 17과 같이 주어진다.

상기 수학식 17에서, e _k 는 k 번째 요소(element)에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터(unit vector)를 의미한다. 수학식 17의 퍼뮤테이션 행렬에 의해서 기본 행렬 W₁ 의 벡터의 순서가 변경된 형태로 기본 행렬 W₄ 가 구성될 수 있다. 즉, 원래 행렬의 벡터의 인덱스가 차례대로 {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8} 라고 하면, 퍼뮤테이션된 행렬에서는 벡터의 순서가 변경되어 {1, 5, 2, 6, 3, 7, 4, 8}로 구성될 수 있다. 이와 같은 퍼뮤테이션을 적용함으로써 다양한 안테나 구성에 대한 프리코딩 코드북의 성능을 높은 수준으로 유지할 수 있다.

또한, 상기 수학식 13 내지 16에서, DFT 행렬은 정방행렬로 이루어지고, N×N (N은 자연수) 크기로 구성될 수 있다. DFT 행렬은 표 1과 같은 행렬로 구성될 수 있다.

또한, DFT_{4 ×4} 행렬 및 DFT_{8 ×8} 행렬은 각각 표 2 및 3 과 같이 구성될 수 있다.

상기 수학식 14 에서 D₁ 은 DFT_{4 ×4} 행렬로 구성되며, 기본 행렬 W₂ 는 블록 대각 형태로 구성된다. 이와 같이, 프리코딩 코드북의 기본 행렬이 블록 대각 형태로 구성되는 경우, 예를 들어 도 9(b)와 같은 크로스-편극 안테나 구성에 대해서, 제 1 내지 제 4 안테나에서 형성된 빔과 제 5 내지 제 8 안테나에서 형성된 빔이 동일한 형태를 가질 수 있다. 이러한 빔은 다른 방향으로 편극된 크로스-편극 안테나에 대해서 형성된 것이므로, 서로 중복되지 않을 수 있다.

상기 수학식 15에서 D2는 DFT_{4 ×4} 행렬에 대해서 위상 대각(phase diagonal) 행렬이 적용된 형태로 구성되고, 기본 행렬 W₃ 는 블록 대각 형태로 구성된다. DFT_{4 ×4} 행렬에 대해서 diag[1, e^πj/4, e^πj/2, e^{3 πj/4}] 를 적용함으로써, DFT_4×4 행렬에 의해서 형성되는 빔을 위상 시프트 시킬 수 있다. 즉, 수학식 15 의 기본 행렬 W₃ 은 수학식 14 의 기본 행렬 W₂ 과 유사한 특징을 가지며, 다만 프리코딩 행렬에 의해 형성되는 빔 방향만이 시프트되는 관계를 가진다. 이에 따라 기본 행렬 W₂ 에 의해 형성되는 빔 사이의 공간을 기본 행렬 W₃ 에 의해 형성된 빔이 채워줄 수 있다.

위와 같은 기본 행렬에 대한 정의에 기초하여, 본 발명에서 제안하는 8 전송 안테나를 통한 전송에서 랭크 1 내지 4 에 대한 프리코딩 코드북은 표 4와 같이 구성될 수 있다.

상기 표 4 에 있어서, Wi(k) 는 기본 행렬 Wi 의 k 번째 열 벡터(column vector)를 나타낸다.

상기 표 4와 같이 구성된 8 전송 안테나 코드북은 하향링크 송신 주체(예를 들어, 기지국) 및 하향링크 수신 주체(예를 들어, 단말) 간에 공유될 수 있다. 또한, 표 4 의 프리코딩 코드북은 4 이상의 랭크에 대한 프리코딩 코드북(예를 들어, 랭크 1 내지 8 까지의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북)의 일부분을 구성할 수 있다. 즉, 4 이상의 랭크에 대한 코드북에서, 표 4 의 코드북이 랭크 1 내지 4 까지의 코드북으로서 이용될 수도 있다.

표 4의 프리코딩 코드북에서 랭크 2 에 대해서는, 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가진다.

또한, 표 4의 프리코딩 코드북의 랭크 1 코드북들 중에서 코드북 인덱스 1 내지 8 에 대해서는 W₁ 행렬의 열 벡터로 구성되고, 코드북 인덱스 9 내지 16 에 대해서는 W₄ 행렬의 열 벡터로 구성되며, W₁ 행렬과 W₄ 행렬은 전술한 바와 같이 퍼뮤테이션 관계를 가진다.

또한, 표 4의 프리코딩 코드북에서 임의의 코드북 인덱스에서 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크의 프리코딩 행렬로 구성되는 네스티드 특성을 만족한다. 즉, 임의의 코드북 인덱스에서, 랭크 2 코드북의 일부는 랭크 1 코드북으로 구성되고, 랭크 3 코드북의 일부는 랭크 1 또는 2 코드북으로 구성되며, 랭크 4 코드북의 일부는 랭크 1, 2 또는 3 코드북으로 구성된다.

이하에서는 본 발명에서 제안한 프리코딩 코드북과 다른 코드북을 비교한 시뮬레이션 결과를 통해 본 발명의 프리코딩 코드북의 성능에 대하여 설명한다. 비교 대상이 되는 코드북은 R1-094583 문서("8Tx Codebook Design for Channel Feedback in support of DL SU-MIMO in LTE-A", Samsung, 3GPP TSG RAN WG1 Meeting #59, Jeju, Korea, November 9-November 13, 2009)에서 제안한 코드북이다. 이하의 설명에서 본 발명에서 제안한 상기 표 4 에 따른 코드북을 codebook-A 로 표현하고, 비교 대상이 되는 R1-094583 문서에서 제시한 코드북을 codebook-B 로 표현한다.

시뮬레이션 파라미터는 표 5 와 같이 주어지며, 시뮬레이션 결과는 도 10 내지 19와 같다.

도 10 내지 19 에서는, 본 발명의 codebook-A 와, 비교 대상인 codebook-B 및 codebook-B를 행 퍼뮤테이션(row permutation)한 형태의 코드북을 사용하였을 때의 결과를 비교하여 나타낸다. codebook-B를 행 퍼뮤테이션한 형태는 codebook-B 의 코드북을 퍼뮤테이션 행렬 P^T 를 사용하여 퍼뮤테이션 형태를 의미하고, 상기 표 5 의 XPOL 안테나 인덱싱과 무관하게 codebook-B의 성능을 검증하기 위하여 설정한 것이다.

도 10 내지 13는 ULA 안테나 구성을 고려하여 랭크 2 코드북 성능(capacity)의 누적분포함수(Cumulative Distribution Function; CDF)를 나타내는 도면이다. 도 10, 11, 12 및 13은 각각 SNR을 0dB, 2dB, 4dB 및 6dB로 가정했을 때의 결과를 나타낸다.

도 14 내지 17은 크로스-편극 안테나 구성을 고려하여 랭크 2 코드북 성능의 누적분포함수(CDF)를 나타내는 도면이다. 도 14, 15, 16 및 17 은 각각 SNR을 2dB, 4dB, 6dB 및 8dB로 가정했을 때의 결과를 나타낸다.

도 18 은 ULA 안테나 구성을 고려한 랭크 2 코드북 성능의 평균(average)을 나타내는 도면이다.

도 19는 크로스-편극 안테나 구성을 고려한 랭크 2 코드북 성능의 평균(average)를 나타내는 도면이다.

도 10 내지 19의 시뮬레이션 결과를 보면, 랭크 2 전송에 대하여 블록 대각 행렬들을 사용하는 코드북이 보다 양호한 성능 향상을 나타냄을 확인할 수 있다. 따라서, 본 발명의 상기 표 4 와 같이 제안하는 블록 대각 행렬을 포함하는 코드북을 사용하는 경우 8 안테나 전송에 있어서 양호한 성능을 제공할 수 있다.

본 발명에서 제안한 하향링크 8 전송 안테나 폐루프-MIMO 전송에 대한 코드북 설계 방안은 2 가지로서, 하나는 코드북 설계 요건을 엄격하게 지키는 코드북 설계 방안이고, 다른 하나는 안테나 구성(예를 들어, 크로스-편극 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 등)에 무관하게 양호한 성능을 달성하는 것에 보다 우선순위를 둔 코드북 설계 방안이다. 도 10 내지 19 에서 나타내는 링크 성능 비교에서 살펴본 바와 같이, 크로스-편극 안테나에 최적화된 코드북을 고려하는 것이 바람직할 수 있다. 또한, 본 발명에 의해서 단일 셀에서의 8 전송 안테나 코드북의 구성요소에 대한 기본 행렬들이 정의되며, 블록 대각 행렬이 크로스-편극 안테나 구성에 대한 코드북을 위한 기본 행렬 중의 하나로 고려될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 코드북은 적절한 크기(예를 들어, 4 비트 크기)를 유지하는 한, 다양한 안테나 구성에 대해 적절한 코드북 구성요소들을 포함할 수 있다.

이하의 표 6 내지 8 은, 본 발명에서 제안하는 8 전송 안테나 코드북을 구성하기 위하여 사용되는 DFT 행렬을 생성하는 예시적인 코드에 대한 것이다.

표 7 에서, P 는 퍼뮤테이션 행렬을 의미하고, 프리코딩 행렬은 행 퍼뮤테이션(row permutation)에 의해 성능을 향상시킬 수 있다. P 행렬은 안테나 인덱싱에 따라서 구성될 수 있고, 상기 표 4 에서 설명하는 것과 같이 P 행렬이 구성될 수 있다.

도 20을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 기반 하향링크 신호 송수신 방법에 대하여 설명한다. 도 20의 하향링크 송신 주체(예를 들어, 기지국)는 8 개의 전송 안테나를 통하여 하향링크 신호를 전송할 수 있고, 하향링크 수신 주체(예를 들어, 단말)는 하향링크 송신 주체로부터 전송된 하향링크 신호를 수신할 수 있다.

단계 S2010에서 하향링크 송신 주체는 하향링크로 전송될 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑할 수 있다. 레이어의 개수는 랭크 값에 대응하므로, N 개의 레이어를 통한 하향링크 전송은 랭크 N 하향링크 전송으로 표현할 수도 있다.

단계 S2020에서 하향링크 송신 주체는 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩할 수 있다. 이러한 프리코딩은 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 수행될 수 있다. 이러한 코드북은 하향링크 송신 주체와 하향링크 수신 주체 간에 공유되어 있고, 하향링크 수신 주체로부터의 PMI에 기초하여 상기 코드북에서 특정 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다.

하향링크 수신 주체에서 PMI를 결정하는 방안은 상기 도 7 에서 설명한 예시에 따를 수 있다. 다만, 하향링크 수신 주체에서 PMI를 결정하고 피드백하는 구체적인 방식은 본 발명의 범위에 포함되지 않으며, 다양한 방식의 PMI 결정 및 피드백 방안이 적용될 수 있다.

상기 코드북은 N 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다. 또한, 상기 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다. 또한, 상기 코드북에서, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가질 수 있다. 또한, 상기 코드북에서, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 각각 소정의 8×8 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되고, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 각각 상기 소정의 8×8 행렬이 퍼뮤테이션된 행렬의 상이한 열 벡터로 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 코드북은, 본 발명에서 제안하는 상기 표 4 와 같은 코드북일 수 있다.

단계 S2030에서 하향링크 송신 주체는 프리코딩된 신호에 대해 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하고, 단계 S2040에서 OFDM 심볼을 8개의 안테나를 통해 전송할 수 있다.

한편, 단계 S2040 에서 하향링크 수신 주체는 단계 S2030에서 기지국으로부터 전송된 하향링크 신호(즉, 기지국으로부터 N 레이어에 매핑되고 8 개의 안테나를 통하여 전송된 하향링크 신호)를 수신할 수 있다.

단계 S2050에서 하향링크 수신 주체는 미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 단계 S2040 에서 수신된 하향링크 신호를 처리할 수 있다. 전술한 바와 같이 하향링크 송신 주체와 하향링크 수신 주체는 동일한 코드북을 공유하고 있으며, 단계 S2050에서 사용되는 코드북 및 특정 프리코딩 행렬은, 상기 단계 S2020에서 하향링크 송신 주체가 사용한 코드북 및 특정 프리코딩 행렬과 동일하다.

도 21는 본 발명에 따른 기지국 장치(2110) 및 단말 장치(2120)에 대한 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.

도 21를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치(2110)는, 프로세서(2113), 메모리(2114) 및 복수개의 안테나(2115)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2115)는 MIMO 송수신을 지원하는 기지국 장치를 의미한다. 프로세서(2113)는 수신모듈(2111) 및 전송모듈(2112)을 포함할 수 있다. 수신모듈(2111)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2112)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 그 외에도 프로세서(2113)는 기지국 장치(2110) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치(2110)는 다중 안테나(2115)를 통하여 하향링크 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 다중 안테나(2115)는 8 개의 안테나로 구성될 수 있으며, 다양한 방식으로(ULA, 크로스-편극 방식 등) 배치될 수 있다. 기지국 장치(2110)의 메모리(2114)는 코드북을 저장할 수 있으며, 코드북은 하나 이상의 레이어에 매핑된 신호를 다중 안테나(2115)를 통해 전송하는데 이용될 수 있다. 기지국 장치(2110)의 프로세서(2113)는 다중 안테나(2115) 및 메모리(2114)와 연결되어 하향링크 신호 전송을 처리하도록 구성될 수 있다.

또한, 기지국 장치(2110)의 프로세서(2113)는, 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 레이어 맵퍼(2116), 상기 메모리(2114)에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 프리코더(2117), 및 상기 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 다중 안테나(2115)를 통해 전송하는 전송 모듈(2112)을 포함할 수 있다.

기지국 장치(2110)의 프로세서(2113)는 그 외에도 기지국 장치(2110)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2114)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

도 21를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치(2120)는, 프로세서(2123), 메모리(2124) 및 복수개의 안테나(2125)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2125)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 프로세서(2123)는 수신모듈(2121) 및 전송모듈(2122)을 포함할 수 있다. 수신모듈(2121)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 수신모듈(2122)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 그 외에도 프로세서(2123)는 단말 장치(2120) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치(2120)는 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 단말 장치(2120)의 메모리(2124)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 처리하는 데에 이용되는 코드북을 저장할 수 있다. 단말 장치(2120)의 프로세서(2123)는 다중 안테나(2125) 및 메모리(2124)와 연결되어 하향링크 신호 전송을 처리하도록 구성될 수 있다. 또한, 단말 장치(2120)의 프로세서(2123)는, 메모리(2124)에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 하향링크 수신 신호를 처리하도록 구성될 수 있다. 하향링크 수신 신호는, 기지국에서 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑되고 8개의 안테나를 통하여 전송된 하향링크 신호가, 단말 장치(2120)의 수신 모듈(2121)을 통하여 수신된 신호이다.

단말 장치(2120)의 프로세서(2123)는 그 외에도 단말 장치(2120)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2124)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

기지국 장치(2110)와 단말 장치(2120)는 동일한 코드북을 공유하고 있다. 즉, 기지국 장치(2110)와 단말 장치(2120)의 구성에 있어서, 메모리(2114 및 2124)에 저장된 코드북은 동일한 코드북이다. 상기 코드북은 N 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다. 또한, 상기 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다. 또한, 상기 코드북에서, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가질 수 있다. 또한, 상기 코드북에서, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 각각 소정의 8×8 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되고, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 각각 상기 소정의 8×8 행렬이 퍼뮤테이션된 행렬의 상이한 열 벡터로 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 코드북은, 본 발명에서 제안하는 상기 표 4 와 같은 코드북일 수 있다.

위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항(즉, 본 발명에서 코드북 설계 방안 및 하향링크 다중 안테나 전송 방안)이 동일하게 적용될 수 있도록 구현될 수 있다.

또한, 도 21에 대한 설명에 있어서 기지국 장치(2110)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치(2120)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

2110 기지국장치 2111 수신모듈
2112 전송모듈 2113 프로세서
2114 메모리 2115 안테나
2116 레이어 맵퍼 2117 프리코더
2120 단말장치 2121 수신모듈
2122 전송모듈 2123 프로세서
2124 메모리 2125 안테나

Claims (12)

1. 기지국이 하향링크 신호를 8개의 안테나를 이용하여 전송하는 방법에 있어서,
   상기 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 단계;
   미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 단계;
   상기 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하는 단계; 및
   상기 OFDM 심볼을 상기 8개의 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하며,
   상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고,
   상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 전송 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가지는, 하향링크 신호 전송 방법.
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 각각 소정의 8×8 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되고, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 각각 상기 소정의 8×8 행렬이 퍼뮤테이션된 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되는, 하향링크 신호 전송 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북은,
   

   

   
   로 구성되고,
   W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는,
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   이고,
   

   

   
   e _k (1≤k≤8) 는 k 번째 요소에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터이며,
   DFT_{4 ×4} 및 DFT_{8 ×8} 은,
   

   

   
   

   

   
   로 구성되는, 하향링크 신호 전송 방법.
5. 단말이 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하는 방법에 있어서,
   상기 기지국으로부터, N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑되고 8개의 안테나를 통하여 전송된 상기 하향링크 신호를 수신하는 단계; 및
   미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함하며,
   상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고,
   상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 수신 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 선형 형태를 가지고, 랭크 2 에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 블록 대각 형태를 가지는, 하향링크 신호 수신 방법.
7. 제 5 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북에서, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 1 내지 8 의 프리코딩 행렬들은 각각 소정의 8×8 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되고, 랭크 1 전송에 대한 코드북 인덱스 9 내지 16 의 프리코딩 행렬들은 각각 상기 소정의 8×8 행렬이 퍼뮤테이션된 행렬의 상이한 열 벡터로 구성되는, 하향링크 신호 수신 방법.
8. 제 5 항에 있어서,
   상기 미리 저장된 코드북은,
   

   

   
   로 구성되고,
   W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는,
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   

   

   
   이고,
   

   

   
   e _k (1≤k≤8) 는 k 번째 요소에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터이며,
   DFT_{4 ×4} 및 DFT_{8 ×8} 은,
   

   

   
   
   로 구성되는, 하향링크 신호 수신 방법.
9. 하향링크 신호를 전송하는 기지국 장치에 있어서,
   신호 송수신을 위한 8개의 안테나;
   하나 이상의 레이어에 매핑된 신호를 상기 8개의 안테나를 통해 전송하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및
   상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 하향링크 신호 전송을 처리하는 프로세서를 포함하며,
   상기 프로세서는,
   상기 하향링크 신호를 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑하는 레이어 맵퍼;
   미리 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 N 개의 레이어에 매핑된 신호를 프리코딩하는 프리코더; 및
   상기 프리코딩된 신호에 OFDM 심볼 구성을 위한 처리를 수행하여 상기 8개의 안테나를 통해 전송하는 전송 모듈을 포함하며,
   상기 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고,
   상기 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 전송 기지국 장치.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 코드북은,
    

    

    
    로 구성되고,
    W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는,
    

    

    
    

    

    
    

    

    
    

    

    
    이고,
    

    

    
    e _k (1≤k≤8) 는 k 번째 요소에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터이며,
    DFT_{4 ×4} 및 DFT_{8 ×8} 은,
    

    

    
    

    

    
    로 구성되는, 하향링크 신호 전송 기지국 장치.
11. 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 단말 장치에 있어서,
    신호 송수신용 안테나;
    상기 기지국에서 N (1≤N≤4) 개의 레이어에 매핑되고 8개의 안테나를 통하여 전송된, 상기 하향링크 신호를 수신하는데 이용되는 코드북을 저장하는 메모리; 및
    상기 안테나 및 상기 메모리와 연결되어 상기 하향링크 신호 수신을 처리하는 프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는 상기 메모리에 저장된 코드북으로부터 선택된 특정 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성되며,
    상기 코드북은,
    상기 미리 저장된 코드북은 N 에 대응하는 랭크 각각에 대한 프리코딩 행렬들을 포함하고,
    상기 미리 저장된 코드북은 16 개의 코드북 인덱스로 구성되며, 상기 16 개의 코드북 인덱스 각각에 대하여 높은 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 일부분은 낮은 랭크에 대한 프리코딩 행렬로 구성되는, 하향링크 신호 수신 단말 장치.
12. 제 11 항에 있어서,
    상기 코드북은,
    

    

    
    로 구성되고,
    W₁, W₂, W₃ 및 W₄ 는,
    

    

    
    

    

    
    

    

    
    

    

    
    이고,
    

    

    
    e _k (1≤k≤8) 는 k 번째 요소에 대한 0이 아닌(non-zero) 값을 가진 단위 벡터이며,
    DFT_{4 ×4} 및 DFT_{8 ×8} 은,
    

    

    
    

    

    
    로 구성되는, 하향링크 신호 수신 단말 장치.

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