KR20110040018A - Apparatus for estimating frequency offset and method for estimating frequency offset - Google Patents

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KR20110040018A KR1020090097132A KR20090097132A KR20110040018A KR 20110040018 A KR20110040018 A KR 20110040018A KR 1020090097132 A KR1020090097132 A KR 1020090097132A KR 20090097132 A KR20090097132 A KR 20090097132A KR 20110040018 A KR20110040018 A KR 20110040018A
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Abstract

PURPOSE: A frequency offset estimating device and a frequency offset estimating method are provided to stably estimate a frequency offset in a dual mode of a FDD(Frequency Division Duplex) and a TDD(Time Division Duplex). CONSTITUTION: A plurality of differential filters(151) generates conjugated complex number having different correlation interval about a signal of a frequency domain. The differential filters generate a plurality of different correlation signals. After dividing a real number part and an imaginary number part about differential correlation signal of each differential correlation signal and a reference signal. A frequency control unit(157) adjust frequency synchronization of the received signal.

Description

주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법{APPARATUS FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET AND METHOD FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET}Frequency offset estimator and frequency offset estimator {APPARATUS FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET AND METHOD FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET}

본 발명은 주파수 동기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중 경로 채널 환경에서 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에서 안정적인 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법에 관한 것이다.The present invention relates to frequency synchronization, and more particularly, frequency offset estimation apparatus and frequency offset estimation capable of accurately estimating frequency offset in a multipath channel environment and estimating stable frequency offset in an FDD / TDD dual mode system. It is about a method.

일반적으로 직교분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서는 송수신기 간의 오실레이터 부정합(oscillator mismatch)이나 도플러 효과(Doppler shift)로 인해 주파수 옵셋(frequency offset)이 발생하고, 발생한 주파수 옵셋을 정확하게 검출하기 위해 프레임의 앞부분에 기준 신호(reference signal)를 전송한다.In general, in Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) systems, frequency offset occurs due to oscillator mismatch or Doppler shift between transceivers, and accurately detects frequency offset. To do this, a reference signal is transmitted at the beginning of the frame.

기준 신호는 송수신기 간에 약속된 신호로써 일반적으로 수신기에서는 수신된 주파수 옵셋이 발생된 신호와 송신기에서 전송한 본래의 신호를 이용하여 주파수 동기를 수행한다.A reference signal is a signal promised between a transceiver and a receiver. In general, a receiver performs frequency synchronization using a signal from which a received frequency offset is generated and an original signal transmitted from a transmitter.

다중 부반송파를 사용하는 OFDMA 시스템은 전송 대역에 비해 부반송파 간의 주파수 간격이 상대적으로 작고, 전송 시 각 부반송파들의 직교성이 유지되어야 하므로 단일 반송파 시스템에 비해 주파수 옵셋에 민감하다는 단점이 있다. 따라서 송수신기 간의 오실레이터 부정합이나 도플러 효과로 인하여 주파수 옵셋이 발생할 경우 수신 성능이 크게 열화 될 수 있으므로 주파수 옵셋에 대한 정확한 추정 및 보상 과정이 필수적이다. An OFDMA system using multiple subcarriers has a disadvantage that the frequency spacing between subcarriers is relatively smaller than that of a transmission band, and that the orthogonality of each subcarrier must be maintained during transmission, so that it is more sensitive to frequency offset than a single carrier system. Therefore, if the frequency offset occurs due to oscillator mismatch between the transceiver and the Doppler effect, the reception performance may be greatly degraded. Therefore, an accurate estimation and compensation process for the frequency offset is essential.

일반적으로 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) OFDMA 시스템에서 주파수 동기는 크게 대략적(coarse) 주파수 동기와 미세(fine) 주파수 동기로 구분하여 수행된다. 대략적 주파수 동기는 초기 주파수 옵셋에 대하여 부반송파 간격의 정수 배에 해당하는 값을 추정하여 보상하는 것을 말하며, 미세 주파수 동기는 부반송파 간격의 절반 이하의 주파수 옵셋을 추정 및 보상하며 지속적으로 잔존하는 주파수 옵셋의 변화를 추적해 나가는 것을 의미한다.In general, in the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) OFDMA system, frequency synchronization is largely divided into coarse frequency synchronization and fine frequency synchronization. Coarse frequency synchronization is an estimation of a value corresponding to an integer multiple of the subcarrier spacing with respect to an initial frequency offset, and fine frequency synchronization is an estimate and compensation of a frequency offset less than half of the subcarrier spacing. It means tracking change.

3GPP LTE OFDMA 시스템에서 동기 신호로 사용 되는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스는 종래의 CAZAC(Constant Amplitude Zero AutoCorrelation) 시퀀스의 한 종류로써 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 및 자기상관(auto-correlation) 특성이 우수한 특징을 가지고 있다. 상기와 같은 특성으로 인해 ZC 시퀀스는 OFDM 뿐만 아니라 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Domain Equalization), UWB(Ultra Wide Band) 등의 다양한 시스템에서 동기용 기준 신호로 사용되고 있다.Zadoff-Chu (ZC) sequence, which is used as a synchronization signal in 3GPP LTE OFDMA system, is a kind of conventional Constant Amplitude Zero AutoCorrelation (CAZAC) sequence. It has excellent characteristics. Due to the above characteristics, the ZC sequence is used as a reference signal for synchronization in various systems such as Single Carrier-Frequency Domain Equalization (SC-FDE) and Ultra Wide Band (UWB) as well as OFDM.

도 1은 일반적인 OFDM 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 블록도이다.1 is a block diagram illustrating a transceiver structure of a general OFDM system.

도 1을 참조하면, 일반적인 OFDM 시스템의 송신기(10)는 다중화 부(Multiplexer)(11), 역고속푸리에변환(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 약칭함)부(13), CP(Cyclic Prefix) 삽입부(15) 및 송신 안테나(17)를 포함하고, 일반적인 OFDM 수신기(20)는 수신 안테나(27), CP 제거부(25), 고속푸리에변환(FFT:Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 약칭함)부(23) 및 역다중화부(Demultiplexer)(21)를 포함한다.Referring to FIG. 1, a transmitter 10 of a typical OFDM system includes a multiplexer 11, an inverse fast fourier transform (IFFT) unit 13, and a CP. (Cyclic Prefix) inserting unit 15 and the transmitting antenna 17, the general OFDM receiver 20 includes a receiving antenna 27, CP removing unit 25, Fast Fourier Transform (FFT) Abbreviated as 'FFT' unit 23 and a demultiplexer 21.

구체적으로, 송신기(10)는 다중화부(11)에서 기준 신호(Reference Siganl, 예를 들면 ZC 시퀀스)와 데이터 및 제어신호를 정해진 순서 및 위치에 배치하여 통합하고, IFFT부(13)에서 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호로 변환하고, CP 삽입부(15)에서 CP를 삽입한 후 송신 안테나(17)를 통해 송신 신호를 무선 채널을 통해 전송한다.Specifically, the transmitter 10 combines the reference signal (Reference Siganl, for example, ZC sequence) and data and control signals in a predetermined order and position in the multiplexer 11, and integrates them in a predetermined order and position, and in the frequency domain in the IFFT unit 13. The signal is converted into a time domain signal, and the CP insertion unit 15 inserts a CP, and then transmits a transmission signal through a transmission channel through the transmission antenna 17.

수신기(20)에서는 수신 안테나(27)를 통해 수신된 신호가 CP 제거부(25)를 통해 CP가 제거된 후 FFT부(23)가 시간 영역의 신호를 주파수 영역 신호로 변환하고, 역다중화부(21)에서 전송된 신호의 데이터와 제어 신호를 분리한다. 또한, 수신기(20)에서는 수신된 신호의 안정적인 복조를 위해 시간 영역 및 주파수 영역에서 동기가 수행된다.In the receiver 20, after the signal received through the receiving antenna 27 is CP removed through the CP remover 25, the FFT unit 23 converts a signal in the time domain into a frequency domain signal, and the demultiplexer. In step 21, data of the signal transmitted from the control signal are separated. In addition, the receiver 20 performs synchronization in time domain and frequency domain for stable demodulation of the received signal.

도 2는 상호 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.2 is a block diagram showing the structure of a conventional OFDM receiver for performing synchronization using cross correlation.

도 2를 참조하면, 상호 상관(cross correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33) 와, 상관부(39)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 상호 상관부(39)를 포함한다.Referring to FIG. 2, a conventional OFDM receiver performing coarse synchronization using cross correlation includes an RF processor 31 that converts a passband signal into a baseband signal, and an analog signal into a digital signal. An analog-to-digital converter 33, a frequency controller 35 for synchronizing frequencies based on the frequency offset provided from the correlator 39, and an FFT unit 37 for converting signals in the time domain into signals in the frequency domain. And a cross-correlator 39 estimating a frequency offset based on the signal Y [k] converted to the frequency domain and the reference signal X [k].

상호 상관부(39)의 상호 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.The cross correlation-based frequency offset estimation of the cross correlation unit 39 may be represented by Equation 1.

Figure 112009062593851-PAT00001
Figure 112009062593851-PAT00001

수학식 1에서 NFFT는 FFT의 크기(size)를 나타내며, X[k]는 송수신기 간에 약속된 기준 신호를 의미한다. 또한, τ는 샘플 옵셋을 의미한다.In Equation 1, N FFT denotes a size of the FFT, and X [k] denotes a reference signal promised between the transceivers. In addition, τ means a sample offset.

도 3은 자기 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.3 is a block diagram showing the structure of a conventional OFDM receiver for performing synchronization using autocorrelation.

도 3을 참조하면, 자기 상관(auto correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33)와, 자기 상관부(49)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 자기 상관부(49)를 포함한다.Referring to FIG. 3, a conventional OFDM receiver performing coarse synchronization using auto correlation includes an RF processor 31 for converting a passband signal into a baseband signal, and an analog signal into a digital signal. An analog-digital converter 33, a frequency controller 35 for synchronizing the frequency based on the frequency offset provided from the autocorrelation unit 49, and an FFT unit for converting a signal in the time domain into a signal in the frequency domain ( 37) and an autocorrelation unit 49 for estimating the frequency offset based on the signal Y [k] converted into the frequency domain and the reference signal X [k].

자기 상관부(49)의 자기 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.The autocorrelation-based frequency offset estimation of the autocorrelation unit 49 may be represented by Equation 2 below.

Figure 112009062593851-PAT00002
Figure 112009062593851-PAT00002

도 4는 부분 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.4 is a block diagram illustrating a structure of a conventional OFDM receiver that performs synchronization using partial correlation.

도 4를 참조하면, 부분 상관(partial correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33)와, 부분 상관부(59)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 부분 상관부(59)를 포함한다.Referring to FIG. 4, a conventional OFDM receiver performing coarse synchronization using partial correlation includes an RF processor 31 for converting a passband signal into a baseband signal, and an analog signal into a digital signal. An analog-digital conversion section 33, a frequency control section 35 for synchronizing frequencies based on the frequency offset provided from the partial correlation section 59, and an FFT section for converting signals in the time domain into signals in the frequency domain ( 37) and a partial correlation unit 59 for estimating the frequency offset based on the signal Y [k] converted into the frequency domain and the reference signal X [k].

부분 상관부(59)의 부분 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.The partial correlation based frequency offset estimation of the partial correlation unit 59 may be represented by Equation 3 below.

Figure 112009062593851-PAT00003
Figure 112009062593851-PAT00003

수학식 3에서, NB는 한 블록을 구성하는 부반송파 신호의 개수를 의미하고, S는 블록의 개수를 의미한다.In Equation 3, N B denotes the number of subcarrier signals constituting one block, and S denotes the number of blocks.

상술한 바와 같은 ZC 시퀀스를 적용한 종래의 대략적 주파수 동기 방법들은 다중 경로 페이딩 환경에서 상관 패턴의 열화와 잡음의 제곱으로 인한 SNR(Signal to Noise Ratio) 손실로 충분한 성능 이득을 얻지 못하는 단점이 있다. Conventional coarse frequency synchronization methods using the ZC sequence described above have a disadvantage in that a sufficient performance gain cannot be obtained due to signal to noise ratio (SNR) loss due to degradation of a correlation pattern and square of noise in a multipath fading environment.

또한 주파수 분할을 통하여 양방향 송수신되는 FDD(Frequency Division Duplex) 모드와 달리 TDD(Time Division Duplex) 모드에서는 상향링크 구간과 하향링크 구간이 시분할로 전송되기 때문에 TDD 모드에서 종래의 미세 주파수 동기 방법은 상향링크와 하향링크의 신호 전력의 차이로 인해 안정적으로 잔류 주파수 옵셋을 추적 할 수 없는 단점이 있다.In addition, unlike the frequency division duplex (FDD) mode, which is bi-directionally transmitted and received through frequency division, in the time division duplex (TDD) mode, since the uplink period and the downlink period are transmitted in time division, the conventional fine frequency synchronization method in the TDD mode is uplink. Due to the difference in signal power between the downlink and the downlink, the residual frequency offset cannot be tracked stably.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 경로 채널 환경에서도 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD 및 TDD의 듀얼모드에서 안정적으로 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치를 제공하는 것이다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a frequency offset estimation apparatus capable of accurately estimating a frequency offset even in a multipath channel environment and stably estimating the frequency offset in dual mode of FDD and TDD.

또한, 본 발명의 다른 목적은 상기 주파수 옵셋 추정 장치의 주파수 옵셋 추정 방법을 제공하는 것이다.In addition, another object of the present invention is to provide a frequency offset estimation method of the frequency offset estimation apparatus.

상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 고속푸리에변환부 및 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 주파수 옵셋 보상부를 포함한다. 상기 주파수 옵셋 보상부는 상기 주파수영역의 신호에 대해 상기 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 복수의 차동 필터와, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 상기 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 수행하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 복수의 상관부와, 상기 복수의 상관 신호를 모두 더하여 샘플 옵셋이 최대값이 되는 주파수 옵셋을 결정하는 최대값 검출부 및 상기 결정된 주파수 옵셋에 기초하여 상기 수신된 신호의 주파수 동기를 조정하는 주파수 제어부를 포함할 수 있다. 상기 복수의 차동 필터 각각은 수학식

Figure 112009062593851-PAT00004
(여기서, Y(k)는 상기 주파수영역의 신호를 의미하고, d는 상관 관격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 기준 신호의 차동 상관 신호는 수학식
Figure 112009062593851-PAT00005
(여기서, X(k)는 상기 기준 신호를 의미한다)를 이용하여 산출될 수 있다. 상기 복수의 상관부 각각은 수학식
Figure 112009062593851-PAT00006
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 최대값 검출부는 수학식
Figure 112009062593851-PAT00007
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정할 수 있다. Frequency offset estimation apparatus according to an aspect of the present invention for achieving the object of the present invention, a fast Fourier transform unit for converting a signal in the time domain to a signal in the frequency domain and the signal in the frequency domain After generating a plurality of differential correlation signals having different correlation intervals, a real part and an imaginary part of the plurality of differential correlation signals and a differential correlation signal of a reference signal are separated and correlated to obtain a plurality of correlation signals. And a frequency offset compensator configured to determine a frequency offset based on the plurality of correlation signals. The frequency offset compensator generates a conjugate complex number having different correlation intervals with respect to the signal in the frequency domain, and performs a differential correlation with the signal in the frequency domain to generate the plurality of differential correlation signals; A plurality of correlation parts for generating the plurality of correlation signals by performing correlation by separating the real part and the imaginary part from each of the plurality of differential correlation signals and the differential correlation signal of the reference signal, and adding all of the plurality of correlation signals And a maximum value detector configured to determine a frequency offset at which a sample offset becomes a maximum value, and a frequency controller configured to adjust frequency synchronization of the received signal based on the determined frequency offset. Each of the plurality of differential filters is represented by
Figure 112009062593851-PAT00004
Here, Y (k) denotes a signal in the frequency domain, d denotes a correlation correlation value having a value of 1 or more and L or less, and L denotes the number of differential filters. Can be generated. The differential correlation signal of the reference signal is
Figure 112009062593851-PAT00005
(Where X (k) means the reference signal). Each of the plurality of correlation parts is represented by an equation
Figure 112009062593851-PAT00006
The plurality of correlation signals may be generated using (where D r (k) means the plurality of differential correlation signals and N FFT means the size of the FFT). The maximum value detection unit is
Figure 112009062593851-PAT00007
The frequency offset may be determined using (where R d (τ) means the plurality of correlation signals).

또한, 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF처리부와, 상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호를 제공하는 아날로그-디지털 변환부 및 상향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋을 추적하여 상기 수신 신호의 주파수 옵셋을 보상하는 미세 주파수 옵셋 보상부를 포함한다. 상기 미세 주파수 옵셋 보상부는 초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 기초하여 상향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 수행하여 주파수 옵셋을 추정할 수 있다.In addition, the frequency offset estimation apparatus according to another aspect of the present invention for achieving the object of the present invention, an RF processor for converting a passband signal into a baseband signal, and converts the baseband signal into a digital signal and the digital signal The analog-to-digital converter for converting the received signal into an uplink period and the tracking of the residual frequency offset for the received signal are stopped in the uplink period, and in the downlink period, the residual frequency offset for the received signal is traced to the received signal. And a fine frequency offset compensator for compensating for the frequency offset. The fine frequency offset compensator may stop tracking the residual frequency offset in the uplink section and estimate the frequency offset in the downlink section based on the timing information obtained from the initial cell search process.

또한, 상술한 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은, 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 단계와, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계와, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계 및 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계는, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계는, 수학식

Figure 112009062593851-PAT00008
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, Ds(k)는 상기 기준신호의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며 L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 복수의 상관 신호 에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계는, 수학식
Figure 112009062593851-PAT00009
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정할 수 있다. In addition, the frequency offset estimation method according to an aspect of the present invention for achieving the above object of the present invention comprises the steps of converting the received signal in the time domain to the signal in the frequency domain, Generating a plurality of differential correlation signals having different correlation intervals, separating the real part and the imaginary part with respect to the differential correlation signal of each of the plurality of differential correlation signals and the reference signal, Generating a correlation signal and determining a frequency offset based on the plurality of correlation signals. Generating a plurality of differential correlation signals having different correlation intervals for the signals in the frequency domain may include generating conjugated complex numbers having different correlation intervals for the signals in the frequency domain and performing differential correlation with the signals in the frequency domain. May be configured to generate the plurality of differential correlation signals. Generating a plurality of correlation signals by separating and correlating a real part and an imaginary part with respect to each of the plurality of differential correlation signals and the differential correlation signal of the reference signal may include:
Figure 112009062593851-PAT00008
(Where, D r (k) means the plurality of differential correlation signals, D s (k) means the differential correlation signal of the reference signal, N FFT means the size of the FFT, τ is the sample) An offset, and d may have a value of 1 or more and L or less in a correlation interval, and L means the number of differential filters. Determining a frequency offset based on the plurality of correlation signals,
Figure 112009062593851-PAT00009
The frequency offset may be determined using (where R d (τ) means the plurality of correlation signals).

상술한 바와 같은 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법에 따르면, 다중 경로 페이딩 채널의 영향을 감소시키기 위해 서로 다른 차동 상관 간격을 가지는 복수의 차동 필터를 이용하고, 종래의 잡음의 제곱으로 인한 성능 열화를 방지하기 위해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 취함으로써 다중 경로 페이딩 환경에서 이동 단말이 고속 이동시에도 정확하게 주파수 옵셋을 추정하여 주파수 동기 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, TDD 모드에서 상향링크와 하향링크간의 전력 차이로 인한 성능 열화를 방지하기 위해 상향링크에서는 잔류 주파수 옵셋의 추정을 중지함으로써 FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에서도 안정적으로 주파수 옵셋을 추정함으로써 신뢰성 있는 동작을 보장할 수 있다. According to the frequency offset estimation apparatus and the frequency offset estimation method described above, in order to reduce the influence of the multipath fading channel, a plurality of differential filters having different differential correlation intervals are used, and performance deterioration due to the square of noise in the related art By separating and correlating the real part and the imaginary part in order to prevent the error, the mobile station can improve the frequency synchronization performance by accurately estimating the frequency offset even in the high speed movement in the multipath fading environment. In addition, in order to prevent performance deterioration due to power difference between uplink and downlink in TDD mode, estimation of residual frequency offset is stopped in uplink so that stable operation is performed by estimating frequency offset stably even in FDD / TDD dual mode system. I can guarantee it.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것 으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.As the invention allows for various changes and numerous embodiments, particular embodiments will be illustrated in the drawings and described in detail in the written description. However, this is not intended to limit the present invention to specific embodiments, it should be understood to include all modifications, equivalents, and substitutes included in the spirit and scope of the present invention. Like reference numerals are used for like elements in describing each drawing.

제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.The terms first, second, etc. may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another. For example, without departing from the scope of the present invention, the first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component. And / or < / RTI > includes any combination of a plurality of related listed items or any of a plurality of related listed items.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어"있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어"있다거나 "직접 접속되어"있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.It is to be understood that when an element is referred to as being "connected" or "connected" to another element, it may be directly connected or connected to the other element, . On the other hand, when a component is referred to as being "directly connected" or "directly connected" to another component, it should be understood that there is no other component in between.

본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징 들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.The terminology used herein is for the purpose of describing particular example embodiments only and is not intended to be limiting of the present invention. Singular expressions include plural expressions unless the context clearly indicates otherwise. In this application, the terms "comprise" or "have" are intended to indicate that there is a feature, number, step, operation, component, part, or combination thereof described in the specification, and one or more other features. It is to be understood that the present invention does not exclude the possibility of the presence or the addition of numbers, steps, operations, components, components, or a combination thereof.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 이하, 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, it will be described in detail a preferred embodiment of the present invention. Hereinafter, the same reference numerals are used for the same components in the drawings, and duplicate descriptions of the same components are omitted.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 장치에서 사용되는 프레임 구조를 나타낸다.5 shows a frame structure used in the frequency offset estimation apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 크게 기준 신호(reference signal)와 데이터 및 제어 신호(data and control signal)를 포함하고, 기준 신호는 프레임의 앞부분에 배치된다.Referring to FIG. 5, a frame according to an embodiment of the present invention largely includes a reference signal and a data and control signal, and the reference signal is disposed at the front of the frame.

또한, 기준 신호는 예를 들어 ZC 시퀀스가 사용될 수 있고 수학식 4와 같이 표시될 수 있다.In addition, the reference signal may be used, for example, a ZC sequence and may be represented by Equation 4.

Figure 112009062593851-PAT00010
Figure 112009062593851-PAT00010

수학식 4에서, Nused는 ZC 시퀀스의 길이를 나타내고, M은 구분 인자(예를 들어, 25, 29 또는 34)를 나타낸다. In Equation 4, N used represents the length of the ZC sequence, and M represents a division factor (eg, 25, 29, or 34).

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.6 is a block diagram illustrating a configuration of an apparatus for estimating an approximate frequency offset according to an embodiment of the present invention.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적(coarse) 주파수 옵셋 추정 장치는 RF 처리부(110), 아날로그-디지털 변환부(130), 주파수 옵셋 보상부(150) 및 FFT부(170)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 6, the coarse frequency offset estimation apparatus according to an embodiment of the present invention includes an RF processor 110, an analog-digital converter 130, a frequency offset compensator 150, and an FFT unit 170. ) May be included.

RF 처리부(110)는 통과대역(passband) 신호를 기적대역(baseband) 신호로 변환하고, 아날로그-디지털 변환부(ADC: Analog to Digital Converter)(130)는 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다.The RF processor 110 converts a passband signal into a baseband signal, and an analog-to-digital converter 130 converts the baseband signal into a digital signal.

주파수 옵셋 보상부(150)는 복수의 차동 필터(differential filter)부(151), 복수의 I채널 상관(I-channel correlator)부(153), 최대값 검출부(155) 및 주파수 제어부(157)를 포함할 수 있다.The frequency offset compensator 150 includes a plurality of differential filter units 151, a plurality of I-channel correlator units 153, a maximum value detector unit 155, and a frequency controller unit 157. It may include.

복수의 차동 필터(differential filter)부(151)는 각각 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가질 수 있고, 각각의 차동 필터부(151)는 수학식 5에 나타낸 바와 같이 FFT부(170)로부터 제공된 신호(Y(k))에 대해 서로 다른 차동 상관 간격을 가지는 공액복소수(Y*(k-d))를 생성한 후 상기 FFT부(170)로부터 제공된 신호(Y(k))와 차동 상관을 수행하고 차동 상관이 수행된 신호(Dr(k))를 복수의 I채널 상관부(153) 중 해당 I채널 상관부에 제공한다.The plurality of differential filter units 151 may have different differential correlation intervals d, and each differential filter unit 151 is provided from the FFT unit 170 as shown in Equation (5). After generating a conjugate complex number Y * (kd) having different differential correlation intervals with respect to the signal Y (k), perform differential correlation with the signal Y (k) provided from the FFT unit 170. The differentially performed signal D r (k) is provided to a corresponding I channel correlator of the plurality of I channel correlators 153.

Figure 112009062593851-PAT00011
Figure 112009062593851-PAT00011

수학식 5에서 d는 차동 상관 간격을 의미하며, 각각의 차동 필터(151)가 서로 다른 값을 가질 수 있다.In Equation 5, d denotes a differential correlation interval, and each differential filter 151 may have a different value.

복수의 I채널 상관부(153)는 각각 해당 차동 필터(151)로부터 제공된 차동 상관 신호(Dr(k))와 수학식 6에 나타낸 바와 같이 기준 신호(X(k))에 대해 차동 상관이 수행된 신호(Ds(k))에 대해 수학식 7에 나타낸 바와 같이 실수 부분(real)과 허수 부분(Imaginary)을 분리하여 상관을 수행한 후, 상관이 수행된 신호(Rd(τ))를 최대값 검출부(155)에 제공한다.The plurality of I-channel correlators 153 each have a differential correlation with respect to the differential correlation signal D r (k) provided from the corresponding differential filter 151 and the reference signal X (k) as shown in Equation (6). performing a signal (D s (k)), the signal (R d (τ after performing the correlation by separating the real part (real) and an imaginary part (imaginary) as shown in equation (7), the correlation is performed on a) ) Is provided to the maximum value detector 155.

Figure 112009062593851-PAT00012
Figure 112009062593851-PAT00012

Figure 112009062593851-PAT00013
Figure 112009062593851-PAT00013

수학식 7에서 Re는 실수부(Real)를 의미하고, Im은 허수부(Imaginary)를 의미한다.In Equation 7, Re denotes a real part and Im denotes an imaginary part.

최대값 검출부(155)는 복수의 I채널 상관부(153)로부터 각각 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 제공받고, 수학식 8에 나타낸 바와 같이 제공받은 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 모두 더하여 샘플 옵셋(τ)이 최대값이 되는 대략적 주파수 옵셋(

Figure 112009062593851-PAT00014
)을 결정한 후 결정된 대략적 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-PAT00015
) 을 주파수 제어부(157)에 제공한다.The maximum value detector 155 is provided with a plurality of correlation signals R d (τ) having different differential correlation intervals d from the plurality of I-channel correlation units 153, as shown in Equation (8). Approximate frequency offset at which the sample offset τ is maximized by adding all of the received correlation signals R d (τ)
Figure 112009062593851-PAT00014
, Then determine the approximate frequency offset (
Figure 112009062593851-PAT00015
) Is provided to the frequency control unit 157.

Figure 112009062593851-PAT00016
Figure 112009062593851-PAT00016

수학식 8에서 L은 적용된 차동 필터의 수를 의미한다.In Equation 8, L means the number of differential filters applied.

주파수 제어부(157)는 최대값 검출부(155)로부터 제공된 대략적 주파수 옵셋값(

Figure 112009062593851-PAT00017
)에 기초하여 아날로그-디지털 변환부(130)로부터 제공된 신호의 주파수 옵셋을 보상함으로써 수신된 신호의 주파수 동기를 조정한다.The frequency controller 157 may calculate an approximate frequency offset value provided from the maximum value detector 155.
Figure 112009062593851-PAT00017
The frequency synchronization of the received signal is adjusted by compensating for the frequency offset of the signal provided from the analog-to-digital converter 130 based on.

FFT부(170)는 주파수 제어부(157)로부터 제공된 시간 영역의 신호에 대해 FFT 연산을 수행하여 주파수 영역의 신호(Y(k))로 변환한다.The FFT unit 170 performs an FFT operation on the signal in the time domain provided from the frequency controller 157 and converts the signal into a signal Y (k) in the frequency domain.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 나타내는 흐름도이다.7 is a flowchart illustrating a method for estimating an approximate frequency offset according to an embodiment of the present invention.

도 7을 참조하면, 주파수 옵셋 추정 장치는 수신된 신호에 대해 FFT 연산을 수행하여 주파수 영역의 신호(Y(k))로 변환한다(단계 210).Referring to FIG. 7, the frequency offset estimating apparatus performs an FFT operation on the received signal and converts the signal into a signal Y (k) in the frequency domain (step 210).

이후, 주파수 옵셋 추정 장치는 상기 수학식 5에 나타낸 바와 같이 제공된 신호(Y(k))에 대해 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 공액복소수(Y*(k-d))를 생성한 후 상기 신호(Y(k))와 차동 상관을 수행하여 수신된 신호의 차동 상관 신 호(Dr(k))를 생성한다(단계 220).Thereafter, the frequency offset estimating apparatus generates a conjugate complex number Y * (kd) having a different differential correlation interval d with respect to the provided signal Y (k) as shown in Equation 5, and then, A differential correlation with (Y (k)) is performed to generate a differential correlation signal (D r (k)) of the received signal (step 220).

그리고, 주파수 옵셋 추정 장치는 상기 수신된 신호의 차동 상관 신호(Dr(k))와 수학식 6에 나타낸 바와 같은 기준 신호(X(k))의 차동 상관 신호(Ds(k))에 대해 수학식 7에 나타낸 바와 같이 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 상관이 수행된 신호(Rd(τ))를 제공한다(단계 230).Then, the frequency offset estimation unit is a differential correlation signal (D s (k)) of the reference signal (X (k)) as shown in the differential correlation signal of the received signal (D r (k)) and the equation (6) As shown in equation (7), the real part and the imaginary part are separated and correlated to provide a signal R d (τ) in which correlation is performed (step 230).

이후, 주파수 옵셋 추정 장치는 수학식 8에 나타낸 바와 같이 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 모두 더하여 샘플 옵셋(τ)이 최대값이 되는 대략적 주파수 옵셋(

Figure 112009062593851-PAT00018
)을 결정한다(단계 240).Then, the frequency offset estimation apparatus adds all of the plurality of correlation signals R d (τ) having different differential correlation intervals d as shown in Equation 8 to approximate the frequency at which the sample offset τ is the maximum value. Offset (
Figure 112009062593851-PAT00018
(Step 240).

그리고, 결정된 대략적 주파수 옵셋(

Figure 112009062593851-PAT00019
)에 기초하여 주파수 옵셋을 보상한다(단계 250).Then, the determined approximate frequency offset (
Figure 112009062593851-PAT00019
Compensate for the frequency offset (step 250).

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 통해 얻어지는 상관 특성을 나타내는 그래프이다.8 is a graph illustrating correlation characteristics obtained through the approximate frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention.

도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법에서는 제곱 연산이 포함되어 있는 종래의 방법들과는 달리 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하기 때문에 종래의 방법들보다 최대 상관 지점에 인접한 상관 값들의 크기가 크게 작아진다.Referring to FIG. 8, in the frequency offset estimation method according to the embodiment of the present invention, unlike the conventional methods including the square operation, the real part and the imaginary part are separated and correlated, so that the maximum correlation point is higher than the conventional methods. The magnitudes of the correlation values adjacent to are greatly reduced.

따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 제곱 연산 및 Q채널을 제거하여 성능 향상뿐만 아니라 시스템의 복잡도도 감소시킬 수 있는 장점이 있고, 종래의 방법들과 같이 잡음의 제곱으로 인한 SNR 손실에 의한 성능 열화가 발생하지 않는 장점이 있다.Therefore, the frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention has the advantage of reducing the complexity of the system as well as the performance by eliminating the square operation and the Q channel, due to the square of the noise as in the conventional methods There is an advantage that performance degradation due to SNR loss does not occur.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다. 도 9에서는 SNR(Signal to Noise Ratio: 부반송파의 신호전력 대 잡음전력의 비율)에 따른 DER(Detection Error Rate: 검출 오류 확률)을 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법과 비교하여 도시하였다. 9 is a graph showing the performance of the approximate frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention. In FIG. 9, DER (Detection Error Rate) according to Signal to Noise Ratio (SNR) is compared with a conventional frequency offset detection method.

본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 검출 방법의 성능 검증을 위한 모의실험은 다중 경로 페이딩 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었다.Simulation for the performance verification of the approximate frequency offset detection method according to an embodiment of the present invention was performed by recording statistical performance values after a sufficient number of iterations in a multipath fading environment.

또한, 성능 평가를 위해 최대 차동 상관 필터의 개수 L은 최대 3, 중심 주파수(Carrier Frequency)는 2.6GHz, 이동체 속도(Mobile Speed)는 350km/h 그리고 주파수 옵셋 관찰 범위는 -1 이상 1 이하로 설정하였다.In addition, the maximum number of differential correlation filters L is set to 3, the carrier frequency is 2.6GHz, the mobile speed is 350km / h, and the frequency offset observation range is -1 or more and 1 or less for performance evaluation. It was.

또한, 주파수 옵셋(

Figure 112009062593851-PAT00020
)은 수학식 9와 같이 실제 주파수 옵셋
Figure 112009062593851-PAT00021
를 시퀀스 구간 T의 역수로 정규화하였다.In addition, frequency offset (
Figure 112009062593851-PAT00020
) Is the actual frequency offset as
Figure 112009062593851-PAT00021
Is normalized to the inverse of the sequence interval T.

Figure 112009062593851-PAT00022
Figure 112009062593851-PAT00022

도 9에 도시된 바와 같이, SNR=10dB를 기준으로 종래의 상호 상관 방법은 검출 오류 확률(DER)이 0.0056, 자기 상관 방법은 검출 오류 확률이 0.047, 부분 상관 방법은 검출 오류 확률이 4.9×10-5을 나타내고 있으나, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 검출 오류 확률이 1.2×10-6을 나타낸다. As shown in FIG. 9, the conventional cross correlation method has a detection error probability (DER) of 0.0056, the autocorrelation method has a detection error probability of 0.047, and the partial correlation method has a detection error probability of 4.9 × 10. Although -5 is shown, the frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention has a detection error probability of 1.2 × 10 −6 .

즉, 종래의 주파수 옵셋 추정 방법들은 다중 경로 페이딩 환경에서 상관 패턴의 열화와 잡음의 제곱으로 인한 SNR 손실로 충분한 성능 이득을 얻지 못함을 알 수 있다. 그러나, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 실제 수신환경에서 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법 중 가장 우수한 부분 상관 방식보다 DER=10-4에서 약 4dB의 우수한 성능을 발휘할 수 있다는 것을 알 수 있다.In other words, it can be seen that conventional frequency offset estimation methods do not obtain sufficient performance gain due to degradation of correlation pattern and SNR loss due to square of noise in a multipath fading environment. However, it can be seen that the frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention can exhibit about 4 dB better performance at DER = 10 -4 than the best partial correlation method of the conventional coarse frequency offset detection method in the actual reception environment. Can be.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도로서, 예를 들어, 3GPP LTE FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에 적용될 수 있다.10 is a block diagram illustrating a configuration of an apparatus for estimating a fine frequency offset according to an embodiment of the present invention and may be applied to, for example, a 3GPP LTE FDD / TDD dual mode system.

도 10을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는, RF 처리부(310), 아날로그-디지털 변환부(330), 미세 주파수 옵셋 보상부(350) 및 FFT부(370)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 10, the apparatus for estimating a fine frequency offset according to an embodiment of the present invention may include an RF processor 310, an analog-digital converter 330, a fine frequency offset compensator 350, and an FFT unit 370. It may include.

RF 처리부(310)는 통과대역(passband) 신호를 기적대역(baseband) 신호로 변환하고, 아날로그-디지털 변환부(ADC: Analog to Digital Converter)(330)는 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다.The RF processor 310 converts a passband signal into a baseband signal, and an analog-to-digital converter (ADC) 330 converts a baseband signal into a digital signal.

미세 주파수 옵셋 보상부(350)는 주파수 제어부(351), 주파수 옵셋 추정부(353), 루프 필터(loop filter)(355) 및 전압 제어 발진기(VCO: Voltage Controlled Oscillator)(357)를 포함할 수 있다.The fine frequency offset compensator 350 may include a frequency controller 351, a frequency offset estimator 353, a loop filter 355, and a voltage controlled oscillator (VCO) 357. have.

구체적으로, 주파수 제어부(351)는 전압 제어 발진기(357)로부터 누적된 추정 위상을 제공받고, 이에 기초하여 아날로그-디지털 변환부(330)로부터 제공된 수신된 신호의 주파수 옵셋을 보상한다.In detail, the frequency controller 351 receives the estimated phase accumulated from the voltage controlled oscillator 357 and compensates for the frequency offset of the received signal provided from the analog-digital converter 330 based on the estimated phase.

주파수 옵셋 추정부(353)는 초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 따라 상향링크와 하향링크의 스위칭 시점에 기초하여 동작 모드를 결정한다. 주파수 옵셋 추정부(353)는 예를 들어, 하향링크 구간인 경우에는 동작모드를 액티브 모드(active mode)로 결정하고, 상향링크 구간인 경우에는 동작모드를 슬립 모드(sleep mode)로 결정한다.The frequency offset estimator 353 determines an operation mode based on switching timing of uplink and downlink according to timing information obtained from an initial cell search process. For example, the frequency offset estimator 353 determines the operation mode to be an active mode in the downlink period, and determines the operation mode to be a sleep mode in the uplink period.

주파수 옵셋 추정부(353)는 하향링크 구간에서 동작모드를 액티브 모드로 결정하여 수학식 10에 나타낸 바와 같이 수신된 신호의 미세 주파수 옵셋을 추정하고 추정된 미세 주파수 옵셋을 루프 필터(355)에 제공한다.The frequency offset estimator 353 determines the operation mode as the active mode in the downlink period, estimates the fine frequency offset of the received signal as shown in Equation 10, and provides the estimated fine frequency offset to the loop filter 355. do.

Figure 112009062593851-PAT00023
Figure 112009062593851-PAT00023

수학식 10에서 n은 시간 영역 신호의 샘플 인덱스를 나타내고, NGI는 보호 구간의 길이를 의미한다. 또한, α는 스위칭 모드 계수를 의미하며 슬립 모드에서는 0으로 설정(즉, α=0)되고, 액티브 모드에서는 1로 설정(즉, α=1)된다.In Equation 10, n denotes a sample index of a time domain signal, and N GI denotes a length of a guard interval. Α denotes a switching mode coefficient and is set to 0 in the sleep mode (ie α = 0) and is set to 1 in the active mode (ie α = 1).

TDD 모드의 경우 상향링크 구간과 하향링크 구간이 시분할로 전송되기 때문에 TDD 모드에서 수행되는 종래의 미세 주파수 동기 방법은 상향링크와 하향링크의 신호 전력의 차이로 인해 타임 슬롯(time slot) 단위의 추적(tracking) 과정에서 정상 상태로 수렴하지 못하는 문제를 야기시킨다.In the TDD mode, since the uplink period and the downlink period are transmitted in time division, the conventional fine frequency synchronization method performed in the TDD mode tracks time slot units due to the difference in signal power between uplink and downlink. This can lead to a problem of not converging to the normal state during the tracking process.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는 수신된 시간 영역 신호를 y(n)이라 할 때 수학식 10에 나타낸 바와 같이 스위칭 모드 계수를 이용하여 동작 모드에 따라 미세 주파수 옵셋 추정의 수행 여부를 결정한다. 즉, 슬립 모드에서는 스위칭 모드 계수를 0으로 설정(즉, α=0)하여 신호가 존재 하지 않는 상향 링크 구간에서의 추적 과정을 중지하고, 액티브 모드에서는 스위칭 모드 계수를 1로 설정(즉, α=1)하여 하향 링크 구간에서 잔류 주파수 옵셋을 추적한다.In order to solve the above problems, the apparatus for estimating a fine frequency offset according to an embodiment of the present invention uses the switching mode coefficient as shown in Equation 10 when the received time-domain signal is y (n). Determine whether to perform the fine frequency offset estimation according to. That is, in the sleep mode, the switching mode coefficient is set to 0 (that is, α = 0) to stop the tracking process in the uplink period where no signal exists, and in the active mode, the switching mode coefficient is set to 1 (that is, = 1) to track the residual frequency offset in the downlink period.

루프 필터(355)는 주파수 옵셋 추정부(353)로부터 추정된 미세 주파수 옵셋에 이득(Gain) 값을 곱하여 추정된 위상을 전압 제어 발진기(357)에 제공한다.The loop filter 355 multiplies the gain value by the fine frequency offset estimated by the frequency offset estimator 353 to provide the estimated phase to the voltage controlled oscillator 357.

전압 제어 발진기(357)는 루프 필터(355)로부터 제공된 추정된 위상을 계속 누적하고, 누적된 추정 위상을 주파수 제어부(351)에 제공한다.The voltage controlled oscillator 357 continues to accumulate the estimated phase provided from the loop filter 355 and provides the accumulated estimated phase to the frequency controller 351.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 나타내는 그래프이다. 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋의 추적(tracking) 성능과 정상 상태 RMSE(Root Mean Square Error)를 종래의 미세 주파수 옵셋 방식과 비교한 결과를 나타낸다.11 is a graph illustrating the performance of the apparatus for estimating fine frequency offsets according to an embodiment of the present invention. FIG. 11 illustrates a result of comparing a tracking performance of a fine frequency offset and a steady state root mean square error (RMS) with a conventional fine frequency offset scheme according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 평가하기 위한 모의실험은 다중 경로 페이딩 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었다. 성능 평가를 위해 Extended CP를 사용하였고 SNR=10dB, 중심 주파수(Carrier Frequency)는 2.6GHz, 이동체 속도는(Mobile Speed)는 350km/h 로 설정하였다. Simulation for evaluating the performance of the apparatus for estimating the fine frequency offset according to an embodiment of the present invention was performed by recording statistical performance values through a sufficient number of iterations in a multipath fading environment. Extended CP was used for performance evaluation, SNR = 10dB, Carrier Frequency was set to 2.6GHz, and Mobile Speed was set to 350km / h.

도 11의 (a)에 도시된 바와 같이 종래의 미세 옵셋 추정 장치들은 상향 링크와 하향 링크 신호의 전력 차이를 고려하지 않고 상향링크 구간에서도 미세 주파수 옵셋 추정을 수행하기 때문에 TDD 모드에서 잔류 주파수 옵셋의 추적이 정상 상태로 수렴하지 않고 발산한다. 그러나, 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는 상향 링크에서는 미세 주파수 옵셋 추정을 수행하지 않기 때문에 도 11의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같이 잔류 주파수 옵셋을 안정적으로 추적함으로써 정상 상태에 진입할 수 있다.As shown in (a) of FIG. 11, the conventional fine offset estimation apparatus performs fine frequency offset estimation even in the uplink period without considering power difference between the uplink and downlink signals. The trace diverges without converging to steady state. However, since the apparatus for estimating the fine frequency offset according to an embodiment of the present invention does not perform the fine frequency offset estimation in the uplink, the residual frequency offset is stably tracked as shown in FIGS. 11A and 11B. By entering a normal state can be entered.

이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.Although described with reference to the above embodiments, those skilled in the art will understand that various modifications and changes can be made without departing from the spirit and scope of the invention as set forth in the claims below. Could be.

도 1은 일반적인 OFDM 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 블록도이다.1 is a block diagram illustrating a transceiver structure of a general OFDM system.

도 2는 상호 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.2 is a block diagram showing the structure of a conventional OFDM receiver for performing synchronization using cross correlation.

도 3은 자기 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.3 is a block diagram showing the structure of a conventional OFDM receiver for performing synchronization using autocorrelation.

도 4는 부분 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.4 is a block diagram illustrating a structure of a conventional OFDM receiver that performs synchronization using partial correlation.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 장치에서 사용되는 프레임 구조를 나타낸다.5 shows a frame structure used in the frequency offset estimation apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.6 is a block diagram illustrating a configuration of an apparatus for estimating an approximate frequency offset according to an embodiment of the present invention.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 나타내는 흐름도이다.7 is a flowchart illustrating a method for estimating an approximate frequency offset according to an embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 통해 얻어지는 상관 특성을 나타내는 그래프이다.8 is a graph illustrating correlation characteristics obtained through the approximate frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다.9 is a graph showing the performance of the approximate frequency offset estimation method according to an embodiment of the present invention.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.10 is a block diagram illustrating a configuration of an apparatus for estimating a fine frequency offset according to an embodiment of the present invention.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 나타내는 그래프이다.11 is a graph illustrating the performance of the apparatus for estimating fine frequency offsets according to an embodiment of the present invention.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명><Explanation of symbols for the main parts of the drawings>

150 : 주파수 옵셋 보상부 151 : 차동 필터150: frequency offset compensation unit 151: differential filter

153 : I채널 상관부 155 : 최대값 검출부153: I channel correlator 155: Maximum value detector

157 : 주파수 제어부 350 : 미세 주파수 옵셋 보상부157: frequency control unit 350: fine frequency offset compensation unit

Claims (12)

수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 고속푸리에변환부; 및A fast Fourier transform unit for converting the received signal in the time domain into the signal in the frequency domain; And 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.After generating a plurality of differential correlation signals having different correlation intervals with respect to the signals in the frequency domain, real and imaginary parts are separated from each of the plurality of differential correlation signals and a differential correlation signal of a reference signal. And a frequency offset compensator configured to determine a frequency offset based on the plurality of correlation signals after generating a plurality of correlation signals by correlation. 제1항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 보상부는The method of claim 1, wherein the frequency offset compensator 상기 주파수영역의 신호에 대해 상기 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 복수의 차동 필터;A plurality of differential filters generating the conjugate complex numbers having the different correlation intervals with respect to the signals in the frequency domain and performing differential correlation with the signals in the frequency domain to generate the plurality of differential correlation signals; 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 상기 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 수행하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 복수의 상관부; A plurality of correlation units generating the plurality of correlation signals by performing correlation by separating the real part and the imaginary part from each of the plurality of differential correlation signals and the differential correlation signal of the reference signal; 상기 복수의 상관 신호를 모두 더하여 샘플 옵셋이 최대값이 되는 주파수 옵셋을 결정하는 최대값 검출부; 및A maximum value detector which adds all of the plurality of correlation signals to determine a frequency offset at which a sample offset becomes a maximum value; And 상기 결정된 주파수 옵셋에 기초하여 상기 수신된 신호의 주파수 동기를 조 정하는 주파수 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치And a frequency controller for adjusting frequency synchronization of the received signal based on the determined frequency offset. 제2항에 있어서, 상기 복수의 차동 필터 각각은The method of claim 2, wherein each of the plurality of differential filters 수학식
Figure 112009062593851-PAT00024
(여기서, Y(k)는 상기 주파수영역의 신호를 의미하고, d는 상관 관격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.Equation
Figure 112009062593851-PAT00024
Here, Y (k) denotes a signal in the frequency domain, d denotes a correlation correlation value having a value of 1 or more and L or less, and L denotes the number of differential filters. Frequency offset estimation apparatus, characterized in that for generating. 제2항에 있어서, 상기 기준 신호의 차동 상관 신호는The method of claim 2, wherein the differential correlation signal of the reference signal is 수학식
Figure 112009062593851-PAT00025
(여기서, X(k)는 상기 기준 신호를 의미하고, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 산출되는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.Equation
Figure 112009062593851-PAT00025
(Where X (k) means the reference signal, and d has a value of 1 or more and L or less in a correlation interval, and L means the number of differential filters). Device. 제4항에 있어서, 상기 복수의 상관부 각각은The method of claim 4, wherein each of the plurality of correlation parts 수학식
Figure 112009062593851-PAT00026
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 것 을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.Equation
Figure 112009062593851-PAT00026
Generating the plurality of correlation signals using (D r (k) means the plurality of differential correlation signals, N FFT means the magnitude of the FFT, and τ means the sample offset). Frequency offset estimation device, characterized in that. 제2항에 있어서, 상기 최대값 검출부는The method of claim 2, wherein the maximum value detector 수학식
Figure 112009062593851-PAT00027
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미하고, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.Equation
Figure 112009062593851-PAT00027
(Where R d (τ) means the plurality of correlation signals, τ means the sample offset, d has a value of 1 or more and L or less in the correlation interval, and L means the number of differential filters) Frequency offset estimation apparatus characterized in that for determining the frequency offset using. 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF처리부;An RF processor converting the passband signal into a baseband signal; 상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호를 제공하는 아날로그-디지털 변환부; 및An analog-to-digital converter converting the baseband signal into a digital signal and providing a received signal converted into the digital signal; And 상향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋을 추적하여 상기 수신 신호의 주파수 옵셋을 보상하는 미세 주파수 옵셋 보상부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.A frequency including a fine frequency offset compensator for stopping the tracking of the residual frequency offset of the received signal in the uplink period and compensating the frequency offset of the received signal by tracking the residual frequency offset for the received signal in the downlink period. Offset estimation device. 제7항에 있어서, 상기 미세 주파수 옵셋 보상부는 The method of claim 7, wherein the fine frequency offset compensator 초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 기초하여 상향링크 구간에서 는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 수행하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.Based on the timing information obtained from the initial cell search process, the tracking of the residual frequency offset is stopped in the uplink section, and the frequency offset estimator includes a frequency offset estimator for estimating the frequency offset by tracking the residual frequency offset in the downlink section. Estimation device. 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 단계;Converting the received time domain signal into a frequency domain signal; 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계;Generating a plurality of differential correlation signals having different correlation intervals for the signals in the frequency domain; 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계; 및Generating a plurality of correlation signals by separating and correlating a real part and an imaginary part with respect to each of the plurality of differential correlation signals and a differential correlation signal of a reference signal; And 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계를 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.Determining a frequency offset based on the plurality of correlation signals. 제9항에 있어서, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계는, The method of claim 9, wherein the generating of the plurality of differential correlation signals having different correlation intervals for the signals in the frequency domain comprises: 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.Generating a plurality of differential correlation signals by generating a conjugate complex number having different correlation intervals with respect to the signals in the frequency domain, and performing differential correlation with the signals in the frequency domain. 제9항에 있어서, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계는,The method of claim 9, wherein generating a plurality of correlation signals by separating and correlating a real part and an imaginary part with respect to each of the plurality of differential correlation signals and the differential correlation signal of the reference signal includes: 수학식
Figure 112009062593851-PAT00028
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, Ds(k)는 상기 기준신호의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며 L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.Equation
Figure 112009062593851-PAT00028
(Where, D r (k) means the plurality of differential correlation signals, D s (k) means the differential correlation signal of the reference signal, N FFT means the size of the FFT, τ is the sample) Offset, where d is a value of 1 or more and L or less in a correlation interval, and L means the number of differential filters) to generate the plurality of correlation signals. 제9항에 있어서, 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계는,The method of claim 9, wherein the determining of the frequency offset based on the plurality of correlation signals comprises: 수학식
Figure 112009062593851-PAT00029
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미하고, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.Equation
Figure 112009062593851-PAT00029
(Where R d (τ) means the plurality of correlation signals, τ means the sample offset, d has a value of 1 or more and L or less in the correlation interval, and L means the number of differential filters) The frequency offset estimation method, characterized in that for determining the frequency offset.
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