KR20110039574A - 직교 주파수 분할 다중시스템에서 전송 다이버시티 스킴들 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중시스템에서 전송 다이버시티 스킴들 Download PDF

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Abstract

무선통신 네트워크에서, 전송 다이버시티 장치는, 다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 매핑기와, 상기 적어도 하나의 레이어로 빔포밍을 수행하는 프리코더를 포함한다. 상기 프로코더의 출력은 두 개의 수학식 중 적어도 하나에 의해, 획득된다. 상기 매핑기와 상기 프리코더는 2-레이어, 4-레이어, 6-레이어, 8-레이어 그리고 16-레이어에 대해, 전송 다이버시티를 위한 코드워드 대 레이어 매핑을 수행한다. 더욱이, 상기 매핑기와 상기 프리코더는 8 전송 다이버시티 스킴들을 위한 코드워드 대 레이어 매핑을 수행한다.

Description

직교 주파수 분할 다중시스템에서 전송 다이버시티 스킴들{TRANSMIT DIVERSITY SCHEMES IN OFDM SYSTEMS}
본 발명은 무선통신 네트워크에 관한 것으로, 특히, 무선통신 네트워크를 위한 다이버시티 스킴들(diversity scheme)에 관한 것이다.
현대의 통신은 보다 높은 데이터 전송률과 성능을 요구한다. 다중입출력(Multiple Input Multiple Output : MIMO) 안테나시스템 또한 잘 알려진 MEA(Multiple-Element Antenna) 시스템은 송신기와 수신기에서 혹은 다른 경우에 트랜시버에서, 공간 혹은 안테나 다이버시티를 이용하여 할당된 무선주파수 채널 대역폭에 대해서 스펙트럼 효율을 높일 수 있다.
MIMO 시스템에서, 복수의 데이터의 흐름의 각각은 다른 물리적인 안테나 또는 유효한 안테나로 프리코딩되어 전송되기 전에, 매핑되어 변조된다. 결합된 데이터 스트림은 수신기의 복수의 안테나로 수신된다. 수신기에서, 각각의 데이터 스트림은 결합된 신호로부터 분리되어 추출된다. 이 프로세스는 최소평균 자승 오차(minimum mean squared error: MMSE) 또는 MMSE-SIC(successive interference cancellation) 알고리즘을 사용해서 일반적으로 수행된다.
없음.
없음.
본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중시스템에서 전송 다이버시티 스킴들을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 무선통신 네트워크에서, 전송 다이버시티 장치에 있어서, 다수의 안테나 포트들과, 다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 레이어 매핑기와, 상기 적어도 하나의 레이어로 전송 다이버시티를 수행하는 프리코더를 포함하며, 상기 프로코더의 출력은 제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나에 의해, 획득되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수학식:
Figure pct00001
상기 제2 수학식:
Figure pct00002
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 무선통신 네트워크에서, 전송 방법에 있어서, 다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 과정과, 제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 적어도 하나의 레이어를 프리코딩하는 과정을 포함하며,
상기 제1 수학식은,
Figure pct00003
이고,
상기 제2 수학식은,
Figure pct00004
인 것을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, 다수의 가입자 단말들과 다이버시티 전송을 하는 다수의 기지국들로 구성된 무선통신 네트워크에서, 상기 다수의 가입자 단말들 중 적어도 하나의 가입자 단말은, 다수의 안테나 포트들과, 다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 레이어 매핑기와, 상기 적어도 하나의 레이어로 전송 다이버시티를 수행하는 프리코더를 포함하며, 상기 프로코더의 출력은 제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나에 의해, 획득되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 수학식:
상기 제2 수학식:
Figure pct00006
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, 무선통신 네트워크에서, 전송 방법에 있어서, 다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 과정과, 8TxD 수학식을 사용하여, 상기 적어도 하나의 레이어를 프리코딩하는 과정을 포함하며,
상기 제1 수학식은,
Figure pct00007
이고,
상기 제2 수학식은,
Figure pct00008
인 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 4TDx 스킴을 이용하여 8TDx 스킴에 적용함으로써, 전송 다이버시티 전송을 효율적을
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 스트림들을 디코딩할 수 있는OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 무선네트워크를 도시하고 있다.
도 2A는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDMA 송신기의 상위레벨 다이어그램을 도시하고 있다.
도 2B는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDMA 수신기의 상위레벨 다이어그램을 도시하고 있다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 물리 채널 프로세싱(physical channel processing)을 도시하고 있다.
도 4 내지 도 10은 본 발명의 다양한 실시 예에 따른 레이어 매핑기와 프리코더를 도시하고 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
아래 논의된 도 1 내지 도 10 그리고 본 발명의 원리들을 설명하기 위해 사용된 다양한 구현은 설명의 이해를 돕기 위한 방법일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 어떠한 방법으로 해석되어서는 안 될 것이다. 이 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 사람이면 상기 본 발명의 원리들이 적당히 배열된 무선통신 네트워크에서 수행될 수 있음을 이해할 것이다.
이하의 설명에 관해서, LTE 용어인 "노드 B"는 다른 용어로 아래 사용된 "기지국"임을 주지한다. 또한, LTE 용어인 "사용자 기기" 혹은 "UE(user equipment)"는 다른 용어로 아래 사용된 "단말"임을 주지한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 데이터의 흐름을 디코딩할 수 있는 전형적인 무선 네트워크(100)를 도시한다. 상기 도 1에 도시된 실시 예에서, 무선 네트워크(100)는 기지국(BS)(101), 기지국(BS)(102)과 기지국(BS)(103)을 포함한다. 기지국(101)은 기지국(102) 및 기지국(103)과 통신한다. 기지국(101)은 또한 IP 네트워크(130)(예를 들면, 인터넷, 독점(proprietary) IP 네트워크 또는 다른 데이터 네트워크)와 통신한다.
기지국(102)은 커버리지 영역(120) 범위 내의 제1 복수의 가입자 단말들에 기지국(101)을 통해서 IP 네트워크(130)와의 무선 광대역 액세스를 제공한다. 상기 제1 복수의 가입자 단말들은 가입자국(Subscriber Station: SS)(111), 가입자국(112), 가입자국(113), 가입자국(114), 가입자국(115)과 단말(116)을 포함한다. 가입자국은 휴대폰, 모바일 PDA 그리고 단말(MS) 같은 무선통신 기기일 수 있다. 하지만, 가입자국은 휴대폰, 모바일 PDA 그리고 단말(MS)) 같은 무선통신 기기로 제한되지 않는다. 전형적인 구체화에서, SS(111)은 사무소(Small Business: SB)에 위치하고 SS(112)은 기업(Enterprise: E)에 위치하고 SS(113)는 와이파이(WiFi) 핫스팟(HotSpot: HS)에 위치하고 SS(114)는 제1 거주지(Residence: R)에 위치하고, SS(115)는 제2 거주지에 위치하고 그리고 SS(116)은 모바일 기기(Mobile device: M)일 수 있다. 기지국(103)은 커버리지 영역(125) 범위 내의 제2 복수의 가입자 단말들에 기지국(101)을 통해서 IP 네트워크(130)로의 무선 광대역 액세스를 제공한다. 상기 제2 복수의 가입자 단말들은 가입자국(Subscriber Station: SS)(115) 그리고 가입자국(116)을 포함한다. 기지국(102)과 기지국(103)은 기지국(101)을 거쳐 간접적으로 인터넷과 연결되거나, 혹은 광섬유케이블, DSL 케이블 혹은 T1/E1 라인 같은 유선 광대역 연결을 이용하여 직접 인터넷에 연결될 수 있다.
다른 구현에 있어서, 기지국(101)은 더 적은 혹은 더 많은 기지국들과 통신할 수 있다. 더욱이, 상기 도 1에 6개의 단말만이 도시되지만, 무선 네트워크(100)가 6개 이상의 단말들에 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다는 것은 자명하다. 단말(115)과 단말(116)이 커버리지 영역(120)과 커버리지 영역(125) 끝(가장자리)에 있는 점에 주의한다. 단말(115)과 단말(116)은 각각 기지국(102)과 기지국(103) 모두와 통신하고 이 분야의 통상의 지식을 가진 사람에 잘 알려진 핸드오프 모드로 동작한다.
구현에 있어서, IEEE-802.16 WMAN(wireless metropolitan area network) 표준, 예를 들어, IEEE-802.16e 표준을 채택하여, 기지국들(101-103)은 서로 통신하며 단말(111-116)들과 통신한다. 다른 구현에 있어서, HIPERMAN WMAN 표준 같은 다른 무선 프로토콜이 채택될 수 있다. 무선 백홀을 위해 사용되는 기술에 따라, 기지국(101)은 기지국(102) 및 기지국(103)과 LOS(line-of-sight) 혹은 NLOS(non-line-of-sight)를 통해 통신할 수 있다. 기지국(102)과 기지국(103) 각각은 OFDM 이나 OFDMA 기술을 사용해서 단말들(111-116)과 NLOS를 통해 통신한다.
기지국(102)은 기업(E)과 연관된 단말(112)에 T1 레벨 서비스를, 소규모 사무실(SB)과 관련된 단말(111)에 부분 T1 레벨 서비스를 제공한다. 기지국(102)은 공항, 카페, 호텔, 혹은 대학 캠퍼스 등에 위치하는 와이파이 핫스팟과 관련된 단말(113)을 위해서 무선 백홀을 제공한다. 기지국(102)은 단말들(114, 115, 116)에 DSL(Digital subscriber line) 레벨 서비스를 제공한다.
단말들(111-116)은 음성, 데이터, 비디오, 텔레비전 회의나 다른 광대역 서비스를 액세스하기 위해, IP 네트워크(130)에 광대역 액세스를 이용한다. 구현에 있어서, 하나 이상의 단말들(111-116)은 와이파이(WiFi) WLAN의 액세스 포인트 (Access Point: AP)와 연결될 수 있다. 단말(116)은 무선이 가능한 랩톱컴퓨터, PDA(personal data assistant), 노트북, 휴대폰 기기 또는 다른 무선이 가능한 기기를 포함하는 많은 모바일 기기들 중 어느 하나이다. 단말(114)과 단말(115)은 예를 들면 무선사용 가능한 개인 컴퓨터, 랩톱컴퓨터, 게이트웨이 또는 다른 기기이다.
점선은 커버리지 영역(120, 125)의 대략의 범위를 나타낸다. 그리고 상기 커버리지 영역(120, 125)은 설명과 이해를 돕기 위해서 대략 원으로 나타내어 진다. 기지국과 관련된 커버리지 영역(120, 125)은 기지국의 환경설정과 자연 그리고/또는 사람에 의해 만들어진 장애물과 연관된 무선환경의 변화에 따라, 불규칙적인 모양을 포함하는 다른 형태로 나타날 수 있다.
또한, 기지국과 관련된 커버리지 영역은 시간을 지남에 따라 상기 기지국 혹은 상기 단말들의 전송 전력 레벨, 날씨 상태, 그리고 다른 요소들의 변경에 기반하여 동적으로 변한다(형태가 확장/축소/변경됨). 실시 예에서, 상기 기지국의 커버리지 영역의 반경은 예를 들면 기지국(102)과 기지국(103)의 커버리지 영역(120, 125)은 기지국으로부터 2Km미만으로부터 약 50Km까지의 범위로 확대된다.
주지된 기술로써, 기지국 예를 들면 기지국(101), (102) 또는 (103)은 커버리지 영역 내 다수의 섹터들을 지원하기 위해, 지향성 안테나(directional antenna)들을 사용할 수도 있다. 상기 도 1에 각각, 기지국(102)과 (103)은 커버리지 영역(120)과 (125)의 중앙에 거의 도시된다. 다른 실시 예에서, 지향성 안테나를 사용할 경우, 상기 기지국은 커버리지 영역의 가장자리 예를 들면, 원추형(원뿔형) 혹은 배모양(pear-shaped)의 커버리지 영역의 한 점에 위치할 수 있다.
기지국(101)으로부터 네트워크(130)까지 연결은 교환국(central office) 혹은 다른 운용 회사의 인터넷 접속 포인트(point-of-presence)에 위치해 있는 서버들까지의 광대역(예: 광섬유 라인) 연결이다. 상기 서버들은 인터넷 프로토콜 기반의 통신을 위한 인터넷 게이트웨이에 통신을 제공하고, 그리고 음성 기반 통신을 위한 공중 전화망 게이트웨이(public switched telephone network: PSTN)에 통신을 제공한다. VoIP(Voice over Internet Protocol)의 형태로 음성 기반 통신을 하는 경우, 트래픽은 상기 PSTN 게이트웨이의 대신 상기 인터넷 게이트웨이에 직접 전달될 수 있다. 서버, 인터넷 게이트웨이 그리고 PSTN 게이트웨이는 도 1에 도시되지 않는다. 다른 실시 예에서, 네트워크(130)에 연결은 다른 네트워크 노드들 혹은 장비에 의해 제공될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따라, 하나 이상의 기지국(101-103)이나 또는 하나 이상의 가입자 단말(111-116)은 MMSE-SIC 알고리즘을 사용하여 복수의 송신안테나로부터 결합된 데이터 스트림으로 수신된 복수의 데이터 스트림을 디코딩할 수 있는 수신기로 구성된다. 아래에 다 많은 상세하게 기재된 바와 같이, 상기 수신기는 상기 데이터 스트림의 신호 세기와 관련된 특성에 기반하여 계산되는 디코딩 예측 값(decoding prediction metric)에 기반하여, 상기 데이터 스트림들을 위한 디코딩 순서를 결정한다. 따라서, 일반적으로, 상기 수신기는 가장 신호 세기가 큰 데이터 스트림을 먼저 디코딩하고 그 다음 신호 세기가 큰 데이터 스트림이 뒤따른다. 그 결과, 상기 수신기의 디코딩 성능은 랜덤하게 혹은 기정의된 순서로 스트림들을 디코딩하는 수신기보다 성능이 향상된다. 상기 랜덤하게 혹은 기정의된 순서로 스트림들을 디코딩하는 수신기는 최적의 순서를 찾기 위해 모든 가능한 디코딩 순서들을 검색하는 수신기보다는 복잡하지 않다.
도 2A는 OFDMA 전송 경로의 상위 레벨 다이어그램이고, 도 2B는 OFDMA 수신 경로의 상위 레벨 다이어그램이다. 도 2A와 2B에서, 오직 설명과 이해를 돕기 위해서, 상기 OFDMA 전송 경로는 기지국(102)에서 수행되고 상기 OFDMA 수신 경로는 가입자 단말(116)에서 수행된다. 그러나, 상기 OFDMA 수신 경로가 기지국(102)에서 수행되고 상기 OFDMA 송신 경로가 가입자 단말(116)에서 수행된다는 것은 자명한 사실이다.
상기 기지국(102)에서의 송신경로는 채널코딩 및 변조부(205), 직병렬변환부(210), N 크기의 IFFT부(215), 병직렬변환부(220), CP 삽입부(225), 그리고 업컨버터(230)를 포함하여 구성된다. 상기 가입자 단말(116)에서의 수신경로는 다운컨버터(255), CP 제거기(260), 직병렬변환부(265), N 크기의 FFT부(270), 병직렬변환기(275), 그리고 채널코딩 및 복조부(280)를 포함하여 구성된다.
도 2A와 2B에서 적어도 몇몇 요소들은 소프트웨어로 구현될 수 있고 반면 다른 요소들은 구성가능한 하드웨어 혹은 소프트웨어와 구성가능한 하드웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 특히, 이 명세서에서 기술된 FFT부와 IFFT부는 구성가능한 소프트웨어 알고리즘으로써 구형될 수 있다. 상기 소프트웨어 알고리즘에서 FFT/IFFT 크기 N 값은 구현에 따라 변경될 수 있다. 더욱이, 비록 본 발명은 FFT 그리고 IFFT를 수행하는 구현을 나타내더라도 이것은 실시 예의 한 방법일 뿐 본 발명의 범위를 제한하지 않는다. 본 발명의 구현에 있어서, 상기 FFT와 IFFT 함수들은 각각 쉽게 DFT(Discrete Fourier Transform) 함수와 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 함수로 대체될 수 있다는 것을 이해할 수 있다. 또한, DFT와 IDFT 함수에서 N 변수의 값은 정수(예: 1, 2, 3, 4, 등등)이고 반면 FFT와 IFFT 함수에서 N 변수의 값은 2의 배수(예: 1, 2, 4, 8, 16, 등등)인 것을 이해할 수 있다.
기지국(102)에서, 채널코딩 및 변조부(205)는 일련의 주파수영역의 변조심볼을 생성하기 위해서, 정보 비트들을 수신하여 코딩(예: 터보코딩) 및 변조(예: QPSK, QAM)를 수행한다. 직병렬변환부(210)는 N 병렬 심볼 스트림을 생성하기 위해, 직렬 변조 심볼들을 병렬 데이터로 변환한다(de-multiplex). 여기서, N은 기지국(102)과 가입자 단말(116)에서의 IFFT/FFT 크기이다. N-IFFT부(215)는 시간영역의 출력신호를 생성하기 위해, N 병렬 심볼 스트림에 대해 IFFT 연산을 수행한다. 병직렬변환부(220)는 N-IFFT부(215)로부터의 상기 병렬 시간영역의 출력심볼들을 변환한다(multiplex). CP삽입부(225)는 시간영역의 출력신호에 CP(Cyclic Prefix)를 삽입한다. 마지막으로, 업컨버터(230)는 무선채널을 통해 전송하기 위해, CP삽입부(225)의 출력을 RF 주파수로 상향변조한다(up-convert). 상기 신호는 또한 RF 주파수로 변환되기 전에 기저대역에서 필터링된다.
상기 전송된 RF 신호가 무선채널 통해 통과한 후, 가입자 단말(116)에 도착하고, 가입자 단말(116)은 기지국(102)에서의 동작들을 반대로 수행하여 상기 전송된 RF 신호를 처리한다. 다운컨버터(255)는 상기 수신된 신호를 기저대역으로 하향변조시키고, CP제거부(260)는 직렬의 시간영역의 기저대역 신호를 생성하기 위해 CP를 제거한다. 직병렬변환부(265)는 상기 시간영역의 기저대역 신호를 병렬의 시간영역의 신호들로 변환한다. N-FFT부(270)는 N개 병렬의 주파수영역의 신호들을 생성하기 위해, FFT 알고리즘을 수행한다. 병직렬변환부(275)는 상기 병렬의 주파수영역의 신호들을 일련의 변조 데이터 심볼들로 변환한다. 채널디코딩 및 복조부(280)는 원래 입력 데이터 스트림으로 복원하기 위해, 상기 변조된 심볼들을 복조하여 디코딩한다.
각각의 기지국(101-103)은 하향링크로 가입자 단말들(111-116)에 전송하는 송신경로를 구성하고, 상향링크로 기지국가입자 단말들(111-116)로부터 수신하는 수신경로를 구성한다. 마찬가지로, 각각의 가입자 단말들(111-116)은 상향링크로 기지국(101-103)에 전송하는 구조에 해당하는 송신경로를 구성하고, 하향링크로 기지국들(101-103)로부터 수신하는 구조에 해당하는 수신경로를 구성한다.
본 발명은 가입자 단말들에 기지국 환경설정(configuration)과 관련된 정보를 전달하기 위한 방법과 시스템을 기술한다. 구체적으로는, 기지국 안테나 환경설정을 가입자 단말들에 중계하는 방법 및 시스템에 관한 것이다. 상기 정보는 안테나 환경설정을 QPSK(quadrature-phase shift keying) 성상점(constellation)(예: n-QAM(quadrature amplitude modulation), n은
Figure pct00009
임)으로 변조하고 안테나 환경설정에 에러정정(error correction) 데이터(예: 순환중복검사(Cyclic Redundancy Check: CRC) 데이터)를 추가하는 것을 포함하는, 복수의 방법들을 통해 전달될 수 있다. QPSK 성상점과 에러정정 데이터에서 안테나 정보를 인코딩함으로써, 상기 기지국(101-103)은 따로따로 안테나 환경설정을 전송할 필요없이, 기지국(101-103) 안테나 환경설정을 전달할 수 있다. 이 시스템과 방법들은 기지국(101-103)과 복수의 가입자 단말들 사이의 신뢰성 있는 통신을 보장하며, 오버헤드 감소를 가능하게 한다.
여기에 기술된 구현에 있어서, 데이터는 QAM 변조방식이 사용되어 전송된다. QAM은 2개의 반송파의 진폭을 변조하여 데이터를 전달하는 변조 스킴이다. 이 2개의 반송파는 직교반송파(quadrature carrier)라 칭한다. 일반적으로 상기 2개의 직교반송파는 서로 90도 위상으로 동작하지 않는다. QAM은
Figure pct00010
점으로 구성되는 성상점으로 표현되며, x는 1보다 큰 정수다. 여기에 논의되는 실시 예에서, 논의된 성상점들은 4개의 성상점(constellation)(4-QAM)이다. 4-QAM(직교진폭변조)에서, 2차원 그래프는 2차원 그래프의 각 사분면(quadrant)의 한 점으로 표현된다. 하지만, 몇 개의 성삼점을 갖는 어떤 변조방식이 사용될 수 있음은 분명히 자명한 사실이다. 더욱이, 4개 점보다 많은 성삼점을 이용하여, 상기 기지국(101-103)의 환경설정과 연관된 추가적 정보(예: 기준전력신호)는 개진된 시스템 그리고 방법들에 영향을 초래하지 않으며 전달된다는 것이 이해될 것이다.
기지국(101-103) 내의 송신기가 실제 데이터 전송에 앞서서 다수의 기능들을 수행하는 것을 이해할 것이다. 4-QAM 실시 예에서, QMA으로 변조된 심볼들은 직렬에서 병렬로 변환되고 IFFT으로 입력된다. IFFT 출력에서, N 시간영역 샘플들이 획득된다. 논의된 구현에 있어서, N은 OFDM 시스템에서 사용되는 IFFT/FFT 크기와 관련된다. IFFT 연산 후 신호는 병렬에서 직렬로 변환되고 CP가 신호 시퀀스(signal sequence)에 추가된다. 상기 출력결과로 발생하는 샘플들은 OFDM 신호로 칭한다.
가입자 단말 내의 수신기에서, 상기 프로세서가 반대로 수행되어, 먼저 CP가 제거된다. 그때 상기 신호는 FFT로 입력되기 전에 직렬에서 병렬로 변환된다. FFT의 출력은 병렬이 직렬로 변환되고, 상기 출력결과로 발생하는 QAM 변조 심볼들은 QAM 변조기로 입력된다.
OFDM 시스템에서 총 대역폭은 부반송파(subcarrier)라고 부리는 협대역 주파수들로 분할된다. 상기 시스템에서 부반송파의 개수는 FFT/IFFT 크기 N과 동일하다. 일반적으로, 스펙트럼의 가장자리에 있는 몇몇 부반송파들은 보호 반송파(uard subcarrier)들로써 예약되어 있기 때문에, 데이터를 위한 부반송파의 개수는 N보다 작다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 상세한 물리 채널(300) 처리절차(processing)를 도시하고 있다. 도 3에 도시된 물리 채널의 구현은 실시 예일 뿐이다. 상기 물리 채널(300)의 다른 실시 예는 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
상기 도 3의 실시 예를 위해, 상기 물리 채널(300)은 복수의 스크램블러(305), 복수의 변조 매핑기(310), 레이어 매핑기(315), 프리코딩부(320), 복수의 자원 매핑기(325) 그리고 OFDM 신호 생성기(330)를 포함하여 구성된다. 상기 도 3에 예시되는 물리 채널(300)의 실시 예는 복수의 물리 채널에 적용가능하다. 비록 상기 도시된 실시 예는 두 개 안테나 포트(340a-b)로 전송을 위한 두 개의 스트림(335a-b)을 생성하기 위해, 두 개의 구성요소들 305, 310, 325 그리고 330을 보여주지만, 상기 물리 채널(300)은 생성될 적당한 스트림 개수를 기반으로, 적당한 개수 구성요소 305, 310, 325 그리고 330 구성될 수 있다. 상기 도 3에서 몇몇 구성요소들은 소프트웨어로 구현되고 반면 다른 구성요소들은 구성가능한 하드웨어 혹은 소프트웨어와 구성가능한 하드웨어가 혼합되어 구현될 수 있다.
상기 물리 채널(300)은 상기 물리 채널(300)로 통해 전송되는 각각의 코드워드(345) 내의 부호화 비트들을 스크램블링을 하도록 사용될 수 있다. 복수의 스크램블러(305)는 하기 <수학식 1> 따라 각각의 코드워드(345a-345b)를 스크램블링을 하도록 사용될 수 있다.
Figure pct00011
상기 <수학식 1>에서,
Figure pct00012
은 코드워드 q를 위한 블록(block)이다.
Figure pct00013
은 코드워드 q내의 비트 개수이고,
Figure pct00014
는 스크램블 시퀀스이다.
상기 물리 채널(300)은 스크램블된 비트들을 변조하도록 더 사용될 수 있다. 상기 다수의 변조 매핑기(310)는 스크램블된 비트 블록
Figure pct00015
을 변조한다.
상기 스크램블된 비트들의 블록
Figure pct00016
은 각각 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 그리고 PMCH(Physical Multicast Channel)을 위해, QPSK, 16QAM, 64QAM를 포함하는 많은 변조스킴들 중 하나를 사용하여 변조된다. 상기 다수의 변조 매핑기(310)에 의해, 상기 스크램블된 비트들의 변조는 복소 값의 변조심볼 블록을 생산한다.
Figure pct00017
더욱이, 물리 채널(300)은 변조 심볼들의 레이어 매핑(layer mapping)을 수행한다. 상기 레이어 매핑기(315)는 복소 값의 변조심볼들
Figure pct00018
을 하나 이상의 레이어로 매핑한다. 코드워드 q를 위한 복소 값의 변조심볼들
Figure pct00019
은 하기 <수학식 2>에서처럼, 하나 이상의 레이어들로 매핑된다.
Figure pct00020
상기 <수학식 2>에서,
Figure pct00021
Figure pct00022
는 레이어 개수이고,
Figure pct00023
는 레이어별 변조심볼의 개수이다.
전송 다이버시티를 위해, 상기 레이어 매핑기(315)는 하기 <표 1>에 따라 수행된다.
Figure pct00024
상기 <표 1>: 전송 다이버시티를 위한 코드워드 대 레이어 매핑
상기 <표 1>에서, 하나의 코드워드만 존재한다. 추가로, 레이어 개수
Figure pct00025
는 상기 물리 채널(300)의 전송에 사용되는 안테나 포트 개수 P와 동일하다.
이후, 상기 프리코터(320)는 하나 이상의 레이터에 대해 프리코딩을 수행한다. 상기 프리코더(320)는 또한 다중 수신 안테나 시스템의 처리율 성능을 최대화하기 위해서, 멀티 레이어 빔포빙(multi-layer beamforming)을 위해 사용될 수 있다. 상기 신호의 다중 스트림들은 각 안테나별 독립적인 그리고 적당한 가중치(weight)를 갖는 송신안테나로부터 방사되어, 상기 링크 처리율이 상기 수신기 출력에서 최대화된다. 다중 코드워드 MIMO를 위한 프리코딩 알고리즘들은 선형 그리고 비선형 프리코딩 형태로 세분화된다. 선형 프리코딩 방법(approach)들은 비선형 프리코딩 방법에 비해 낮은 복잡성으로 이상적인 처리율 성능을 달성한다. 선형 프리코딩은 유니터리(unitary) 프리코딩과 제로포싱(zero-forcing: ZF) 프리코딩을 포함한다. 비선형 프리코딩은 복잡성을 비용으로, 거의 최적의 용량을 달성한다. 비선형 프리코딩은, 최적의 프리코딩 스킴이 상기 전송신호에 적용될 수 있다면 상기 송신기에서 알려진 간섭은 무선자원의 불이익 없이 제거되는, DPC(Dirty Paper Coding) 개념을 기반으로 설계된다.
위에 상술한 바와 같이, 전송 다이버시티를 위한 상기 프리코터(320)는 전송 다이버시티를 위한 레이어 매핑기(315)와의 결합으로만, 사용된다. 전송 다이버시티를 위한 상기 프리코더(320)의 동작은 2개와 4개 안테나 포트들을 위해 구분된다. 2개 안테나 포트들(
Figure pct00026
)을 위한 상기 프리코딩 동작의 출력은 하기 <수학식 3>과 하기 <수학식 4>로 정의된다.
Figure pct00027
Figure pct00028
for
Figure pct00029
with
Figure pct00030
4개의 안테나 포트(
Figure pct00031
)을 위한 프리코딩 동작의 출력은 하기 <수학식 5>과 하기 <수학식 6>으로 정의된다.
Figure pct00032
Figure pct00033
for
Figure pct00034
with .
Figure pct00035
상기 프리코더(320) 동작 후에, 상기 자원요소들은 상기 자원 매핑기(325)에 의해 매핑된다. 상기 물리 채널(300)의 전송을 위해 사용되는 각각의 안테나 포트(340)를 위해, 복소 값의 심볼 블록들
Figure pct00036
은 차례로 매핑된다. 상기 매핑 순서는 전송을 위해 할당된 하지만 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PHICH(Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel), PBCH(Primary Broadcast Channel), 동기신호 혹은 기준신호(reference signal)를 위해 사용되지 않는 가상의 자원블록들에 해당하는 물리적 자원블록들 내의 자원요소(k,l)로
Figure pct00037
를 매핑함으로써 시작된다. 다른 목적을 위해 예약되지 않은 안테나 포트(P)로 자원요소(k,l)를 상기 할당된 물리적 자원 블록들의 인덱스 k와 인덱스 l의 오름차순으로 매핑되며, 서브프레임 내의 첫 번째 슬롯부터 시작한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 4에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
실시 예에 있어서, 2-레이어 전송 다이버시티(transmit diversity: TxD) 프리코딩 스킴은 알라모티 스킴(Alamouti scheme)이다. 상기 실시 예에서, 상기 프리코더 출력은 하기 <수학식 7>로 정의된다.
Figure pct00038
상기 <수학식 7>에서, ()*는 복소공액(complex conjugate)을 나타내며 하기 <수학식 8>과 동일하다.
Figure pct00039
상기 <수학식 8>에서, 상기 알라모티 스킴의 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 9>에 도시된 바와 같이
Figure pct00040
로 나타내어 진다.
Figure pct00041
상기 알라모티 스킴를 위한 수신기 알고리즘은 상기 수신된 신호의 직교 구조(orthogonal structure)를 활용하는 것으로 효율적으로 설계될 수 있다. 예를 들면, 하나의 수신기 안테나를 갖는 수신기 그리고
Figure pct00042
에 대한 송신(Tx) 안테나(Tx layer) P와 상기 수신 안테나 사이 채널이득들을
Figure pct00043
로 나타낸다. 상기 수신된 신호와 상기 전송된 신호 사이의 행렬방정식(matrix equation)은 <수학식 10>과 <수학식 11>에 의해 정의된다.
Figure pct00044
Figure pct00045
상기 <수학식 10>와 상기 <수학식 11>에서, r(2i)과 r(2i+1)은 수신 신호이고 그리고 n(2i)과 n(2i+1)는 해당 자원요소 내의 수신 잡음이다. 그리고 만일
Figure pct00046
그리고
Figure pct00047
이면, 상기 <수학식 10>와 상기 <수학식 11>은 하기 <수학식 12>로 나타낼 수 있으며,
Figure pct00048
그리고
Figure pct00049
을 용이하게 검출한다.
Figure pct00050
Figure pct00051
를 검출하기 위해서,
Figure pct00052
는 상기 <수학식 12>의 양쪽 면에 모두 곱해진다. 상기 <수학식 12>에서 행렬의 열(column)들은 서로 직교하다. 상기 곱셈은 수학식에서
Figure pct00053
성분이 제로(0)가 되도록 한다. 그 결과,
Figure pct00054
를 위한 간섭-제거 검출(interference-free detection)이 수행된다. 추가로,
Figure pct00055
는 상기 <수학식 12>의 양쪽 면에 모두 곱해진다. 따라서, 각 심볼은, 각 한 쌍의 심볼에 대해 수행되는 두 개의 채널이득과 다이버시티를 경험하게 된다. 정보 스트림은 안테나들(공간)을 통해 그리고 다른 자원요소들(시간 혹은 주파수)을 통해 전송되기 때문에, 이 스킴들은 알라모우티 부호 공간시간블록부호(space time block code: STBC) 혹은 공간주파수블록부호(space frequency block code: SFBC)라 불린다.
몇 가지 구현에 있어서, 4-레이어 전송 다이버시티(TxD) 프리코딩 스킴은 골든 코드(golden code)이다. 상기 골든 코드는 상기 수신기가 2개 이상의 수신(Rx)안테나를 필요로 할 때 사용된다. 상기 골든 코드를 사용하여, 4개의 복소 심볼은 신뢰성 있게 상기 수신기로 전송될 수 있다. 이때 두 개의 시간자원(혹은 두 개의 부반송파)을 쓴다. 상기 4-레이어 신호들에 대한 벡터가 주어지면, 송신안테나(행:row)를 통해 그리고 상기 골든 코드의 부반송파 혹은 심볼간격(symbol interval)(column)를 통한 상기 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 13>과 같이 정의된다.
Figure pct00056
상기 <수학식 13>에서,
Figure pct00057
g는 골든 번호(golden number)(즉,
Figure pct00058
그리고
Figure pct00059
)이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 5에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
4-송신안테나가 송신기에서 이용될 때, 전송 다이버시티(TxD) 스킴들은 SFBC-FSTD(frequency switch transmit diversity), SFBC-PSD(phase-shift diversity), QO(quasi-orthogonal)-SFBC, SFBC-CDD(cyclic delay diversity) 그리고 balanced SFBC/FSTD를 포함할 수 있다. 상기 SFBC-FSTD는 블록 대각 방식(block diagonal fashion)에서 4개 안테나와 4개 부반송파에 대한 알라모티 SFBC를 이용하는 전송 다이버시티(TxD) 스킴이다. LTE에서 물리 채널 프로세싱을 도시하는 상기 관련 블록 다이어그램은 도 5에서 상세히 도시될 것이다.
실시 예에서, 상기 프리코더(320)는 4-레이어 전송 다이버시티(TxD)(혹은 4-TxD) SFBC-SFTD 프리코더이다. 송신 안테나(행:row)에 대한 그리고 SFBC-FSTD를 위한 부반송파(열:column)에 대한 상기 프리코드된 신호행렬은 하기 <수학식 14>로 정의된다.
Figure pct00060
또 다른 실시 예에서, SFBC-PSD 스킴이 이용된다. 그러한 실시 예에서, 프리코더(320)는 SFBC-PSD 프리코더이다. 4-송신안테나와 2개의 부반송파에 대한 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 15>로 정의된다.
Figure pct00061
상기 <수학식 15>에서, k2i는 인덱스 2i에 해당하는 자원요소를 위한 관련 반송파 인덱스이고 θ1 그리고 θ2 는 최적화될 수 있는 정수이다.
또 다른 실시 예에서,QO-SFBC(4-송신안테나와 4개의 부반송파에 대한)의 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 16>로 정의된다.
Figure pct00062
상기 <수학식 16>에서, c는 최적화될 수 있는 정수다.
또 다른 실시 예에서, SFBC-CDD(4-송신안테나와 2개의 부반송파에 대한)의 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 17>로 정의된다.
Figure pct00063
상기 <수학식 17>에서, k2i와 k2i + 1는 인덱스 2i 그리고 2i+1에 해당하는 자원요소를 위한 관련 반송파 인덱스이고 θ1 그리고 θ2 는 최적화될 수 있는 정수이다.
또 다른 실시 예에서, SFBC-FSTD(4-송신안테나와 4개의 부반송파에 대한)의 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 18>로 정의된다.
Figure pct00064
도 6은 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 또 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 6에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 수정된 4-TxD SFBC-PSD2 스킴(이하 4-TxD SFBC-PSD2라 칭함)이 이용된다. 그러한 실시 예에서, 프리코더(320)는 4-TxD SFBC-PSD 프리코더이다. 더욱 상기 프리코더(320) 출력은 하기 <수학식 19>로 정의된다.
Figure pct00065
상기 <수학식 19>에서,
Figure pct00066
Figure pct00067
,
Figure pct00068
그리고
Figure pct00069
는 실수 파라미터 셋이다(예를 들면,
Figure pct00070
), k는 데이터 부반송파 인덱스 2i 및 2i+1와 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이다. 더욱 파라미터
Figure pct00071
는 상관신호에서 저하를 설명하고 있다. 각 열(column)은 Tx 안테나를 통해 전송되고 반면 각 행(row)는 부반송파를 통해 전송된다. 따라서, 상기 <수학식 19>는 하기 <수학식 20>로 나타낼 수 있다.
Figure pct00072
그러한 실시 예에서, SFBC-PSD2을 위한 효율적인 수신기가 이용될 수 있다. 상기 수신기는 상기 수신신호의 직교구조(orthogonal structure)를 활용하게 구성된다. 상기 수신기에서 하나의 수신안테나를 갖는 실시 예에서, 부반송파 k에서 채널행렬은
Figure pct00073
으로 나타내어지고 n(k)는 추가 잡음을 나타낸다. 상기 수신신호들 r(k2i)과 r(k2i +1)은 하기 <수학식 21> 그리고 하기 <수학식 22>로 정의된다.
Figure pct00074
Figure pct00075
상기 <수학식 21> 그리고 상기 <수학식 22>에서, k2i와 k2i +1은 각각 데이터 부반송파 인덱스 2i와 2i+1에 관련된 물리적인 부반송파 인덱스다.
상기 <수학식 21> 그리고 상기 <수학식 22>은 하기 행렬 <수학식 23>과 동일하다.
Figure pct00076
Figure pct00077
일 때, 상기 <수학식 23>에서의 두 개의 열(column)은 직교하다.
Figure pct00078
와
Figure pct00079
를 복원하기 위해서, 하기 <수학식 24>에 도시된 바와 같이, 상기 열(column)의 공액전치(conjugate transpose)는 상기 <수학식 23> 좌변에 곱해진다.
Figure pct00080
상기 <수학식 24>에서,
Figure pct00081
은 상기 첫 번째 열(column)의 복소공액전치(complex conjugate transpose)이다, 상기 좌변 곱셈 연산 후에, 전통적인 단일 심볼 변조 방법(예: MAP(Maximum-A-Priori) 검출)이
Figure pct00082
를 검출하기 위해 혹은
Figure pct00083
와 연관된 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 획득하기 위해, 이용된다. 수신기에서 다중 수신(Rx) 안테나를 갖는 실시 예에서, 동기결합(coherent combining)(예: MRC(Maximum Ratio combining))이 이용된다.
다른 실시 예에 있어서, 변경된 4-TxD SFBC-PSD(4-TxD SFBC-PSD3으로 칭함) 스킴이 이용된다. 그러한 실시 예에서 프리코더(320)는 4-TxD SFBC-PSD 프리코더다. 더욱 프리코더(320) 출력은 4-TxD SFBC-PSD3의 프리코딩된 신호행렬로 정의되며 하기 <수학식 25>로 정의된다.
Figure pct00084
상기 <수학식 25>에서,
Figure pct00085
각도
Figure pct00086
,
Figure pct00087
그리고
Figure pct00088
는 파라미터 셋이다, 그리고 k는 데이터 부반송파 인덱스 2i 및 2i+1과 관련된 물리적인 부반송파 인덱스다. 더욱 이
Figure pct00089
를 위한 디코더와 유사한, 이 스킴의 효율적인 디코더가 이용될 것이다. 상기 <수학식 25>로 정의된 상기 프리코딩된 신호행렬은 대안으로 상기 <수학식 20>과 같은 형태로 다시 정리될 수 있다.
다른 실시 예에서, 상기 <수학식 19> 그리고 상기 <수학식 25>의 각각에 우변에 있는 행렬의 행은 추가적 프리코딩된 신호행렬들을 얻기 위해, 순서가 변경될 수 있다. 예를 들면, 상기 <수학식 19>에서의 행렬의 두 번째 및 세 번째 행(row)을 스위칭하는 것은 하기 <수학식 26>에 도시된 바와 같이 또 다른 프리코딩된 신호행렬(SFBC-PSD4라 칭함)을 산출한다.
Figure pct00090
상기 <수학식 26>은 하기 <수학식 27>과 같이 다시 정리할 수 있다.
Figure pct00091
몇몇 실시 예에 있어서, 신호행렬을 위한 동일한 차수(dimension)를 갖는 4개의 4-TxD 스킴들까지도 8-TxD 프리코딩된 신호행렬을 구성하기 위해 이용된다.상기 8-TxD 프리코딩된 신호행렬은 송신안테나들과 부반송파들에 대한 4개의 4-TxD 스킴들을 갖는 블록 행렬을 구성함으로써 구성된다. 예를 들어, X1, X2, X3, 그리고 X4는 4개의 4-TxD 프리코딩된 신호행렬이고, 그때 8-TxD 프리코딩된 신호행렬은 하기 <수학식 28>과 같이 정의된다.
Figure pct00092
상기 <수학식 28>에서,
Figure pct00093
의 각각의 열(column)은 8개의 Tx 안테나를 통해 전송되고 반면 행(row)은 OFDM 시스템의 8개의 시간자원 혹은 부반송파를 통해 전송된다. 상기 <수학식 28>에 정의된 상기 프리코딩된 신호행렬은 상기 <수학식 20>과 같은 형태로 다시 정리할 수 있다.
더욱, 몇몇 실시 예에 있어서, X8TxD내의 X1, X2, X3, 그리고 X4 중 하나 이상은 제로행렬이다. 상기 프리코딩된 신호행렬 X8TxD의 행(row)들은 또 다른 8-TxD 프리코딩된 행렬을 구성하기 위해, 순서가 변경될 수 있다.
8-TxD 프리코더 동작에 대해, 6-레이어와 8-레이어 경우를 위한 상기 레이어 매핑기(315)는 하기 <표 2>에 따 수행된다.
Figure pct00094
표 2: 전송 다이버시티를 위한 코드워드 대 레이어 매핑
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 7에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
그러한 실시 예에서, 상기 레이어 매핑기(315)는 4-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD1 프리코더이다. 더욱이 X2, 그리고 X3는 제로행렬이고
Figure pct00095
신호 레이어들은 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그때, 블럭 대각 프리코딩된 신호행렬(block diagonal precoded signal matrix )은 하기 <수학식 29>로 정의된다.
Figure pct00096
상기 <수학식 29>에서,
Figure pct00097
는 4x4 제로행렬이다. SFBC-PSD3은 X1과 X2모두를 구성하기 위해, 사용된다. 그때 도 7에서 코드워드 대 레이어 매핑 그리고 프리코딩 동작이 도시되고 상기 프리코딩된 신호행렬(이하
Figure pct00098
이라 칭함)은 하기 <수학식 30>으로 정의된다.
Figure pct00099
상기 <수학식 30>에서,
Figure pct00100
Figure pct00101
는 데이터 부반송파 인덱스 4i 그리고 4i+1과 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이고 그리고
Figure pct00102
는 4i+2 그리고 4i+3과 관련된다.
다른 구현에 있어서, 상기 레이어 매핑기(315)는 4-레이어 매핑기이고 상기 프리코더(320)는 8-TxD1' 프리코더이다. 더욱이, 상기 프리코딩된 신호행렬
Figure pct00103
의 행(row)들은 다른 프리코딩된 신호행렬
Figure pct00104
를 얻기 위해서,순서가 변경될 수 있다. 예를 들면, 각 행들은 (1→1), (2→5), (3→2), (4→7), (5→2), (6→6), (7→4),(8→8)으로 순서가 변경될 수 있다. 여기서, 기호 (p→q)는
Figure pct00105
내의 행 p가
Figure pct00106
행 내의 행 q에 위치함을 의미한다. 그때 코드워드 대 레이어 매핑과 프리코딩 동작이 도 7에 도시되고, 상기 프리코딩된 신호행렬(이하
Figure pct00107
이라 칭함)은 하기 <수학식 31>로 정의된다.
Figure pct00108
상기 <수학식 31>에서,
Figure pct00109
Figure pct00110
는 데이터 부반송파 인덱스 4i 그리고 4i+1과 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이고 그리고
Figure pct00111
는 4i+2 그리고 4i+3과 관련된다.
상기 <수학식 31>은 하기 <수학식 32>와 하기 <수학식 33>으로 다시 정리될 수 있다.
Figure pct00112
Figure pct00113
도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 8에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
몇 가지 실시 예에 있어서,
Figure pct00114
인 신호 레이어는 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그러한 실시 예에서, 상기 레이어 매핑기(315)는 6-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD2 프리코더이다. 더욱이 X1, 그리고 X2는 신호 레이어 1과 2에 의해 구성되고, 반면 X3, 그리고 X4는 신호 레이어 3, 4, 5, 그리고 6에 의해 구성된다. SFBC-FSTD, SFBC-PSD3, SFBC-PSD3 그리고 SFBC-FSTD는 각각 X1, X2. X3, 그리고 X4의 구성하기 위해 사용된다. 그러한 실시 예에서, 코드워드 대 레이어 매핑 그리고 프리코딩 동작은 도 8에 도시되며 상기 프리코딩된 신호 행렬(
Figure pct00115
)은 하기 <수학식 34>와 같이 정의된다.
Figure pct00116
상기 <수학식 34>에서,
Figure pct00117
Figure pct00118
는 데이터 부반송파 인덱스 6i, 6i+1,..., 6i+5와 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이다.
또 다른 실시 예에 있어서, X2 그리고 X3는 제로행렬이고
Figure pct00119
인 신호 레이어들은 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그러한 실시 예에서, 상기 레이어 매핑기(315)는 6-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD3 프리코더이다. 그때, 블록 대각 프리코딩된 신호행렬(block diagonal precoded signal matrix)은 하기 <수학식 35>와 같이 정의된다.
Figure pct00120
X1은 SFBC-FSTD로 구성되고 반면 X4는 SFBC-PSD3로 구성된다. 그때, 코드워드 대 레이어 매핑 그리고 프리코딩 동작은 도 8에 도시되며 상기 프리코딩된 신호행렬(
Figure pct00121
)은 하기 <수학식 36>와 같이 정의된다.
Figure pct00122
상기 <수학식 36>에서,
Figure pct00123
Figure pct00124
는 데이터 부반송파 인덱스 6i, 6i+1,..., 6i+5와 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이다.
또 다른 실시 예에 있어서, X2 그리고 X3는 제로행렬이고
Figure pct00125
인 신호 레이어들은 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그러한 실시 예에서, 상기 레이어 매핑기(315)는 6-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD3' 프리코더이다. 그때, 블록 대각 프리코딩된 신호행렬(block diagonal precoded signal matrix)은 하기 <수학식 37>와 같이 정의된다.
Figure pct00126
X1은 SFBC-PSD3로 구성되고 반면 X4는 SFBC-FSTD로 구성된다. 그러한 실시 예에서, 코드워드 대 레이어 매핑 그리고 프리코딩 동작은 도 8에 도시되며 상기 프리코딩된 신호행렬(
Figure pct00127
)은 하기 <수학식 38>와 같이 정의된다.
Figure pct00128
상기 <수학식 38>에서,
Figure pct00129
Figure pct00130
는 데이터 부반송파 인덱스 6i, 6i+1,..., 6i+5와 관련된 물리적인 부반송파 인덱스이다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 9에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
몇 가지 실시 예에 있어서, 상기 레이어 매핑기(315)는 8-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD4 프리코더이다. 더욱이 X1, 그리고 X2는 제로행렬이고 그리고
Figure pct00131
신호 레이어들은 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그때, 블록 대각 프리코딩된 신호행렬(block diagonal precoded signal matrix)은 하기 <수학식 39>와 같이 정의된다.
Figure pct00132
상기 <수학식 39>에서,
Figure pct00133
는 4x4 제로행렬이다. SFBC-FSTD는 X1과 X4 모두를 구성하기 위해, 사용된다. 그때 도 9에서 코드워드 대 레이어 매핑 그리고 프리코딩 동작이 도시되고 상기 프리코딩된 신호행렬(이하
Figure pct00134
이라 칭함)은 하기 <수학식 40>으로 정의된다.
Figure pct00135
상기 <수학식 40>에서,
Figure pct00136
상기 <수학식 40>은 하기 <수학식 41> 그리고 하기 <수학식 42>로 다시 정리될 수 있다.
Figure pct00137
Figure pct00138
도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 도 3의 또 다른 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)를 상세히 도시하고 있다. 상기 도 10에 도시된 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 구현은 일례일 뿐, 레이어 매핑기(315) 그리고 프리코더(320)의 다른 실시 예는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위에서 사용될 수 있다.
몇 가지 실시 예에 있어서, 상기 레이어 매핑기(315)는 16-레이어 매핑기이고, 상기 프리코더(320)는 8-TxD5 프리코더이다. 더욱이 X2, 그리고 X3는 제로행렬이고 그리고
Figure pct00139
신호 레이어들은 8-TxD 프리코딩을 위해 구성된다. 그때, 블록 대각 프리코딩된 신호행렬(block diagonal precoded signal matrix)은 하기 <수학식 43>와 같이 정의된다.
Figure pct00140
상기 <수학식 43>에서,
Figure pct00141
는 4x4 제로행렬이다. 골든 코드는 X1(i)과 X4(i) 모두를 구성하기 위해, 사용되고, 하기 <표 3>에 따라,
Figure pct00142
인 신호 레이어들 갖는 이 프리코딩 동작을 위한 코드워드 대 레이어 매핑을 정의한다.
Figure pct00143
상기 <표 3>: 전송 다이버시티 8-TxD5를 위한 코드워드 대 레이어 매핑
예를 들면, 하기 <수학식 44>와 <수학식 45>에 도시된 블록 대각 방법(block diagnoal fashion)에서, X1이 생성될 때, 두 개 골든 코드 구성이 첫 번째 그리고 두 번째 4-신호레이어들(즉, 레이어 0 내지 레이어 7)를 위해 사용된다.
Figure pct00144
그리고,
Figure pct00145
상기 <수학식 44>와 상기 <수학식 45>에서,
Figure pct00146
g는 골든 번호이고, 즉,
Figure pct00147
그리고
Figure pct00148
이다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
310: 변조 매핑기, 315: 레이어 매핑기, 320: 프리코더, 325: 자원매핑기.

Claims (16)

  1. 무선통신 네트워크에서, 전송 다이버시티 장치에 있어서,
    다수의 안테나 포트들과,
    다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 레이어 매핑기와,
    상기 적어도 하나의 레이어로 전송 다이버시티를 수행하는 프리코더를 포함하며,
    상기 프로코더의 출력은 제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나에 의해, 획득되는 것을 특징으로 하는 전송 다이버시티 장치.
    상기 제1 수학식:
    Figure pct00149

    상기 제2 수학식:
    Figure pct00150

  2. 제1항에 있어서,
    상기 레이어 매핑기는 2-레이어 매핑기, 4-레이어 매핑기, 6-레이어 매핑기, 8-레이어 매핑기 그리고 16-레이어 매핑기 중 하나인 것을 특징으로 하는 전송 다이버시티 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 프리코더는, 4-TxD SFBC-PSD 프리코더, 8-TxD1 프리코더, 8-TxD1’ 프리코더, 8-TxD2 프리코더, 8-TxD3 프리코더, 8-TxD3’프리코더, 8-TxD4 프리코더, 8-TxD5 프리코더; SFBCFSTD 프리코더; QO-SFBC 프리코더; 그리고 SFBC-CDD 프리코더 중 하나인 것을 특징으로 하는 전송 다이버시티 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 프리코더의 출력은 제1 8TxD 수학식, 제2 8TxD 수학식 그리고 제3 8TxD 수학식 중 하나로 정의되며,
    상기 제1 8TxD 수학식은
    Figure pct00151
    이며,
    여기서, X1, X2, X3 그리고 X4는 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나에 의해 정의되며,
    상기 제2 8TxD 수학식은
    Figure pct00152
    이며,
    여기서, X1,그리고 X4는 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나에 의해 정의되며,
    상기 제3 8TxD 수학식은
    Figure pct00153
    이며,
    여기서, X1,그리고 X4는 각각은 하기 제3 수학식에 의해 정의되며,
    상기 제3 수학식은
    Figure pct00154
    인 것을 특징으로 하는 전송 다이버시티 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 프리코더의 출력은 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나의 행 퍼뮤테이션(row permutation)에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 전송 다이버시티 장치.
  6. 무선통신 네트워크에서, 전송 방법에 있어서,
    다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 과정과,
    제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 적어도 하나의 레이어를 프리코딩하는 과정을 포함하며,
    상기 제1 수학식은,
    Figure pct00155
    이고,
    상기 제2 수학식은,
    Figure pct00156
    인 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 매핑 과정은 2-레이어 매핑, 4-레이어 매핑, 6-레이어 매핑, 8-레이어 매핑, 16-레이어 매핑 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 프리코딩은 4-TxD SFBC-PSD 프리코딩, 8-TxD1 프리코딩, 8-TxD1’ 프리코딩, 8-TxD2 프리코딩, 8-TxD3 프리코딩, 프리코딩, 8-TxD4 프리코딩, 8-TxD5 프리코딩; SFBCFSTD 프리코딩; QO-SFBC 프리코딩; 그리고 SFBC-CDD 프리코딩 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    제1 8TxD 수학식, 제2 8TxD 수학식 그리고 제3 8TxD 수학식 중 하나를 이용하여, 프리코딩을 수행하는 과정을 더 포함하며,
    상기 제1 8TxD 수학식은
    Figure pct00157
    이며,
    여기서, X1, X2, X3 그리고 X4는 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나에 의해 정의되며,
    상기 제2 8TxD 수학식은
    Figure pct00158
    이며,
    여기서, X1,그리고 X4는 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나에 의해 정의되며,
    상기 제3 8TxD 수학식은
    Figure pct00159
    이며,
    여기서, X1,그리고 X4는 각각은 하기 제3 수학식에 의해 정의되며,
    상기 제3 수학식은
    Figure pct00160
    인 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 프리코딩 과정은 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나의 행 퍼뮤테이션(row permutation)에 의해 획득되는 수학식을 더 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 다수의 가입자 단말들과 다이버시티 전송을 하는 다수의 기지국들로 구성된 무선통신 네트워크에서,
    상기 다수의 가입자 단말들 중 적어도 하나의 가입자 단말은,
    다수의 안테나 포트들과,
    다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 레이어 매핑기와,
    상기 적어도 하나의 레이어로 전송 다이버시티를 수행하는 프리코더를 포함하며,
    상기 프로코더의 출력은 제1 수학식, 제2 수학식, 8TxD 수학식 중 적어도 하나에 의해, 획득되는 것을 특징으로 하는 네트워크.
    상기 제1 수학식:
    Figure pct00161

    상기 제2 수학식:
    Figure pct00162

  12. 제11항에 있어서,
    상기 프리코더의 출력은 하기 8TxD 수학식에 획득되는 것을 특징으로 하는 네트워크.
    Figure pct00163

    여기서, X1, X2, X3 그리고 X4는 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나에 의해 정의됨.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 레이어 매핑기는 다수의 변조심볼들을 4개 레이어들로 매핑하며,
    상기 X2, 그리고 상기 X3는 제로행렬인 것을 특징으로 하는 네트워크.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 프리코더의 출력은 상기 제1 수학식 그리고 상기 제2 수학식 중 적어도 하나의 행 퍼뮤테이션(row permutation)에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 네트워크.
  15. 무선통신 네트워크에서, 전송 방법에 있어서,
    다수의 변조심볼들을 적어도 하나의 레이어로 매핑하는 과정과,
    8TxD 수학식을 사용하여, 상기 적어도 하나의 레이어를 프리코딩하는 과정을 포함하며,
    상기 제1 수학식은,
    Figure pct00164
    이고,
    상기 제2 수학식은,
    Figure pct00165
    인 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 8TxD 수학식은 하기 수학식들 중 하나인 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure pct00166

    Figure pct00167
KR1020117005150A 2008-08-08 2009-08-07 직교 주파수 분할 다중시스템에서 전송 다이버시티 스킴들 KR101666043B1 (ko)

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