KR20100123407A

KR20100123407A - Apparatus and method for transmitting ofdm signal in plc channels

Info

Publication number: KR20100123407A
Application number: KR1020090042619A
Authority: KR
Inventors: 김진영; 김은철; 이재선
Original assignee: 광운대학교 산학협력단
Priority date: 2009-05-15
Filing date: 2009-05-15
Publication date: 2010-11-24
Also published as: KR101077288B1

Abstract

PURPOSE: In the power line channel, by multiplying the weighted value in the transmission symbol instead of separately transmitting the additional information about the phase combination generation the transmission device and method of the OFDM signal simplify system. CONSTITUTION: The serial to parallel convertor(21) changes the transmitted symbol into the symbol of U. A plurality of multipliers(22A-22U) multiplies the phase sequence of U in the symbol of U. A plurality of weighted value added parts(23A-23U) multiplies the weighted value corresponding to the phase sequence value.

Description

Apparatus and method for transmitting an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel {APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING OFDM SIGNAL IN PLC CHANNELS}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 부정보를 전송하는 기술에 관한 것으로, 특히 수신단에 위상집합을 부정보로 별도로 전송하는 것을 생략할 수 있도록 한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a technique for transmitting sub information in an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) system. In particular, the present invention relates to an orthogonal frequency in a power line channel so that a separate transmission of a phase set as sub information can be omitted. The present invention relates to an apparatus and a method for transmitting a division multiplexed signal.

OFDM 시스템은 다수의 직교부반송파(Sub-Carrier)를 이용해서 신호들을 전송하는 방식으로, 전체 전송 대역을 다수의 협대역 직교 부채널(Sub-Channel)로 분할하여 데이터를 전송하게 된다. 이러한 OFDM 시스템은 인접 부반송파 간에 직교성을 유지함으로써 부채널들을 중첩하여 배치할 수 있으므로 높은 대역폭 효율을 가지며, 단일 반송파를 사용하는 시스템에 비해 다중경로 채널 페이딩에 강한 특성을 가진다. The OFDM system transmits signals using a plurality of orthogonal subcarriers and divides the entire transmission band into a plurality of narrowband orthogonal subchannels to transmit data. Such an OFDM system has high bandwidth efficiency because subchannels can be superimposed by maintaining orthogonality between adjacent subcarriers, and has a stronger characteristic of multipath channel fading than a system using a single carrier.

OFDM을 포함한 대부분의 무선통신 시스템은 송신단에서 충분한 송신 전력을 얻기 위하여 고출력 증폭기(High Power Amplifier; HPA)를 사용하게 된다. 일반적으로 고출력 증폭기로부터 최대 출력 전력을 얻기위해 포화 영역 근처에 동작점을 설 정하게 되는데, 이로 인하여 비선형 왜곡이 발생하여 시스템의 성능을 크게 악화시킨다. 이러한 고출력 증폭기의 비선형 특성은 전송 신호의 진폭 변화에 매우 민감하기 때문에, 다수의 부반송파로 변조된 신호를 합하여 전송하는 OFDM 시스템에서는 전송 신호의 진폭이 매우 크게 변하며 결국 전송 신호의 최대전력대평균전력비(PAPR: Peak-to-Average Power Ratio)가 단일 반송파 시스템에 비해 매우 크게 되는 단점을 갖게 된다Most wireless communication systems, including OFDM, use a high power amplifier (HPA) to obtain sufficient transmit power at the transmit end. Typically, the operating point is set near the saturation region to get the maximum output power from a high output amplifier, which causes nonlinear distortion, which greatly degrades the performance of the system. Since the nonlinear characteristic of the high power amplifier is very sensitive to the change in amplitude of the transmission signal, the amplitude of the transmission signal changes very much in an OFDM system that combines a plurality of subcarrier modulated signals, resulting in a maximum power-to-average power ratio of the transmission signal. PAPR: The Peak-to-Average Power Ratio (PAPR) is very large compared to a single carrier system.

OFDM 신호 전송 시 각각 변조된 심볼을 직교하는 부반송파를 사용한 병렬 전송방식이 적용된다. 따라서, OFDM 심볼은 아래의 [수학식1]에서와 같이 각 부반송파를 사용한 신호의 합으로 나타낼 수 있다.In the OFDM signal transmission, a parallel transmission method using subcarriers orthogonal to each of the modulated symbols is applied. Accordingly, the OFDM symbol may be represented by the sum of signals using each subcarrier as shown in Equation 1 below.

여기서, N은 부반송자의 개수 이며, T는 OFDM 신호의 구간이고, c_k는 주파수 도메인에서 변조된 정보의 심볼이다. Here, N is the number of subcarriers, T is the interval of the OFDM signal, c _k is a symbol of the information modulated in the frequency domain.

전송된 신호의 PAPR은 최대 첨두 전력과 평균 전력의 비를 나타내며, 다음의 [수학식2]와 같이 정의된다.PAPR of the transmitted signal represents the ratio of the maximum peak power and the average power, and is defined as Equation 2 below.

도 1은 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호에 대해 SLM 기법이 적용된 종래 전송 시스템의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 직렬/병렬 변환기(11) 와, 승산기(12A-12U)와, IDFT 연산부(13A-13U)와, 송신심볼 선택부(14)로 구성된다.FIG. 1 is a block diagram of a conventional transmission system in which an SLM scheme is applied to an orthogonal frequency division multiplexed signal in a power line channel. As shown therein, a serial / parallel converter 11, a multiplier 12A-12U, and an IDFT operation unit ( 13A-13U) and a transmission symbol selector 14.

직렬/병렬 변환기(11)는 송신될 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬변환하여 승산기(12A-12U)의 일측 입력단자에 각기 출력한다.The serial / parallel converter 11 converts a symbol to be transmitted (Data Source) into U symbols in parallel and outputs them to one input terminal of the multipliers 12A-12U.

이때, IDFT 과정 전의 반송자 개수와 같은 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 발생되는데, 승산기(12A-12U)는 일측 입력단자로 입력되는 상기 심볼에 그 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 곱한다.At this time, U independent phase sequences B (1) -B (u), which are equal to the number of carriers before the IDFT process, are generated, and the multipliers 12A-12U are applied to the symbol input to one input terminal thereof. Multiply 1) -B (u)

IDFT 연산부(13A-13U)는 상기 승산기(12A-12U)에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.The IDFT calculators 13A-13U perform a Fourier inverse transform on the respective sequence of the frequency domain output from the multipliers 12A-12U to generate a Fourier inverse transform signal X (1) -X (u) in the time domain.

송신심볼 선택부(14)는 상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하게 되고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다. 이때, 사용된 위상 시퀀스가 부정보로서 수신단에 전송되는데, 이 부정보는 각 블록에 대하여

가 된다.The transmission symbol selector 14 receives the inverse transform signals X (1) -X (u), calculates a PAPR using a symbol whose phase is changed by a phase sequence and an original symbol, and then has a symbol having the smallest PAPR therefrom. The selected symbol is transmitted to the receiving end. At this time, the used phase sequence is transmitted to the receiving end as sub-information.

Becomes

한편, 수신단에서는 원래의 데이터를 복구하기 위해 상기 전송과정의 역 동작을 수행한다. 상기의 처리과정에서 PAPR의 감소량은 위상 시퀀스 U의 개수와 위상시퀀스의 설계에 따라 결정된다.On the other hand, the receiver performs the reverse operation of the transmission process to recover the original data. In the above process, the amount of reduction in the PAPR is determined according to the number of phase sequences U and the design of the phase sequences.

상기 승산기(12A-12U), IDFT 연산부(13A-13U) 및 송신심볼 선택부(14)에 의해 수행되는 SLM기법은 선형 동작이기 때문에 비선형 왜곡을 발생시키지 않는다. 그러 나 SLM기법은 U와 같은 수의 IDFT과정이 필요 하기 때문에 계산량이 많아진다는 단점을 지니고 있다. The SLM technique performed by the multipliers 12A-12U, IDFT operators 13A-13U, and the transmit symbol selector 14 is a linear operation and therefore does not cause nonlinear distortion. However, the SLM technique has a disadvantage in that a large amount of calculation is required because the same IDFT process as U is required.

상기 설명에서와 같이 SLM 기법이 적용되는 상기 승산기(12A-12U)에서는 상기 입력 데이터(심볼)에 0이나 π의 랜덤한 위상 시퀀스를 곱하게 된다. 이 때 한 블록의 위상집합은 부반송자의 개수와 같아야 하며, U개의 랜덤한 위상 시퀀스(위상인자 집합) B(1)-B(u)를 발생하여 경우의 수를 늘린다. 상기 U의 개수가 많아질수록 하나의 데이터에 대한 많은 경우의 수가 생기므로 그만큼 PAPR이 작은 신호가 생길 확률도 높아지게 된다. As described above, in the multipliers 12A-12U to which the SLM technique is applied, the input data (symbol) is multiplied by a random phase sequence of 0 or π. At this time, the phase set of one block should be equal to the number of subcarriers, and U random phase sequences (phase factor set) B (1) -B (u) are generated to increase the number of cases. As the number of U increases, the number of cases of one data is generated, and thus the probability of generating a signal having a small PAPR increases.

상기 설명에서와 같이 IDFT 연산부(13A-13U)를 통해 U개의 후보 신호 X(1)-X(u)를 생성한 후 상기 송신심볼 선택부(14)에서 최소의 PAPR을 갖는 신호를 선택하고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다.As described above, after generating the U candidate signals X (1) -X (u) through the IDFT calculators 13A-13U, the signal having the minimum PAPR is selected by the transmission symbol selector 14, The selected symbol is transmitted to the receiving end.

이때, 각 위상인자 집합

은 원소로

,

를 가지게 된다.Where each phase factor set

As a silver element

,

Will have

상기 승산기(12A-12U)에서 원래의 데이터에 랜덤한 위상을 곱하는 것은 다음의 [수학식3]으로 표현된다.The multiplication of the original data with the random phase in the multipliers 12A-12U is expressed by the following equation (3).

송신신호의 PAPR은 상기 [수학식2]에 의해 계산되며, 그 중 가장 작은 PAPR을 갖는 신호가 수신단으로 전송된다. PAPR of the transmission signal is calculated by Equation 2 above, and the signal having the smallest PAPR is transmitted to the receiver.

SLM은 클리핑기법과는 달리 선형동작이므로 왜곡이 발생하지 않으며, 따라서 BER 성능도 나빠지지 않는다. 그러나, 선택된 위상이 수신단에 전송되어야 수신단에서 복호를 할 수 있기 때문에 위상집합을 부정보로 전송해야 한다는 단점을 지니고 있다. Unlike the clipping technique, SLM does not cause distortion because it is a linear operation, and thus BER performance does not deteriorate. However, since the selected phase must be transmitted to the receiving end to be decoded at the receiving end, the set of phases must be transmitted as sub information.

이와 같은 부정보의 전송을 생략하기 위해서 Walsh 코드와 같은 직교성을 갖는 코드를 사용하기도 하지만, 이와 같은 경우 코드에 의해 확산되는 심볼은 시간 축에서 길이가 짧아지게 되므로 시스템구현에 어려움을 겪게 된다.In order to omit such transmission of sub information, codes having an orthogonality, such as Walsh codes, may be used. However, in this case, the symbols spread by the codes are shortened in the time axis, which makes it difficult to implement the system.

따라서, 본 발명의 목적은 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템에서, 위상집합을 부정보로 별도로 전송하는 대신 전송 심볼에 가중치를 곱하여 전송하는데 있다. Accordingly, an object of the present invention is to multiply a transmission symbol by a weight instead of transmitting the phase set separately as sub information in an OFDM system to which the SLM scheme is applied.

본 발명의 목적들은 앞에서 언급한 목적으로 제한되지 않는다. 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 아래 설명에 의해 더욱 분명하게 이해될 것이다.The objects of the present invention are not limited to the above-mentioned objects. Other objects and advantages of the invention will be more clearly understood by the following description.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은,The present invention for achieving the above object,

송신될 심볼을 U개의 심볼로 변환하는 직렬/병렬 변환기와;A serial / parallel converter for converting a symbol to be transmitted into U symbols;

상기 U개의 심볼에 U개의 위상 시퀀스를 곱하는 복수의 승산기와;A plurality of multipliers for multiplying the U symbols by U phase sequences;

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 각각의 승산기에서 출력되는 심볼에 상기 위상 시퀀스에 상응되는 값의 가중치를 곱하는 복수의 가중치 부가부와;A plurality of weight adding units multiplying the weights of the values corresponding to the phase sequences by the symbols output from the respective multipliers to inform the receiving end of sub information about the phase set;

상기 가중치 부가부에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 U개의 푸리에 역변환 신호를 생성하는 IDFT 연산부와;An IDFT operation unit generating U Fourier inverse transform signals in the time domain by Fourier inverse transforming the sequence of the frequency domain output from the weight adding unit;

상기 U개의 푸리에 역변환 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 전송되도록 하는 송신심볼 선택부;로 구성함을 특징으로 한다.A transmission symbol selector configured to calculate a PAPR using a symbol whose phase is changed by a phase sequence and an original symbol of the U Fourier inverse transform signals, and then select and transmit a symbol having the smallest PAPR among the U Fourier inverse transform signals; It features.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 또 다른 본 발명은,Another invention for achieving the above object is,

송신할 심볼을 U개의 심볼로 변환하고, 이에 대응하여 U개의 독립적인 위상 시 퀀스를 발생하는 단계와;Converting a symbol to be transmitted into U symbols, and correspondingly generating U independent phase sequences;

U 개의 승산기를 이용하여, 상기 U개의 심볼에 상기 U개의 위상 시퀀스를 각기 곱하는 단계와;Multiplying the U symbols by the U phase sequences using U multipliers;

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 곱셈처리된 U 개의 심볼에 상기 위상 시퀀스에 상응되는 값의 가중치를 각기 곱하는 단계와;Multiplying the multiplied U symbols by a weight of a value corresponding to the phase sequence so as to inform a receiving end of sub information about a phase set;

상기 가중치가 곱해진 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호를 생성하는 단계와;Fourier inverse transforming the sequence of the frequency domain multiplied by the weight to generate a Fourier inverse transform signal in the time domain;

상기 역변환된 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 수신단 측으로 전송하는 단계;로 이루어짐을 특징으로 한다.Computing the inverted signal, the PAPR with the original symbol and the symbol whose phase is changed by the phase sequence, and selects the symbol having the smallest PAPR transmitted to the receiving end.

본 발명은, 입력신호에 여러 위상 시퀀스를 곱하여 여러 후보의 신호들을 생성한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR를 갖는 신호를 선택하여 출력하는 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템에 있어서, 수신단에서 복호를 위해 위상집합에 대한 부정보를 별도로 전송하는 대신 전송 심볼에 가중치를 곱하여 전송함으로써, 시스템 구현이 용이해지고 부하량이 줄어드는 효과가 있다. The present invention provides an OFDM system in which an SLM technique is applied to multiply an input signal by multiple phase sequences to generate signals of several candidates, and then select and output a signal having the smallest PAPR. Instead of separately transmitting the sub information, the transmission symbol is multiplied by a weight to be transmitted, thereby facilitating system implementation and reducing load.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 2는 본 발명의 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 직렬/병렬 변환기(21)와, 승산기(22A-22U)와, 가중치 부가부(23A-23U)와, IDFT 연산부(24A-24U)와, 송신심볼 선택부(25)로 구성한다.Fig. 2 is a block diagram of an apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel of the present invention, as shown therein, a serial / parallel converter 21, multipliers 22A-22U, and a weight adder 23A-. 23U), IDFT calculators 24A-24U, and transmit symbol selector 25.

직렬/병렬 변환기(21)는 송신될 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬변환하여 승산기(22A-22U)의 일측 입력단자에 각기 출력한다.The serial / parallel converter 21 converts a symbol to be transmitted (Data Source) into U symbols in parallel and outputs them to one input terminal of the multipliers 22A to 22U, respectively.

이때, IDFT 과정 전의 반송자 개수와 같은 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 발생되는데, 승산기(22A-22U)는 일측 입력단자로 입력되는 상기 심볼에 그 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 곱한다.At this time, U independent phase sequences B (1) -B (u), which are equal to the number of carriers before the IDFT process, are generated, and the multipliers 22A-22U are applied to the symbol input to one input terminal thereof. Multiply 1) -B (u)

가중치 부가부(23A-23U)는 수신단에서 복호를 위해 위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 승산기(22A-22U)에서 각기 출력되는 심볼에 가중치를 곱하게 되는데, 이 가중치는 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)에 상응되는 값으로 설정된다. 즉, 본 발명에서는 부정보를 전송하는 대신 상기 가중치 부가부(23A-23U)를 통해 심볼에 가중치를 곱하여 전송하도록 하였다. 이렇게 함으로써, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에 SLM 기법을 적용할 때 수신단 측으로 위상집합을 부정보로 전송하는 것을 생략할 수 있다. The weight adder 23A-23U multiplies the weights of the symbols output from the multipliers 22A-22U in order to inform the receiver of the sub-information about the phase set for decoding at the receiver. It is set to a value corresponding to the sequences B (1) -B (u). That is, in the present invention, instead of transmitting the sub information, the weight is added to the symbol by multiplying the weights through the weight adding units 23A to 23U. By doing so, when applying the SLM scheme to an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, it is possible to omit transmitting the phase set as sub information to the receiver side.

상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 '0'으로 곱해지면, 상기 가중치 부가부(23A-23U)는 그 승산기(22A-22U)에서 출력되는 심볼을 그대로 통과시키고, 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해지면, 적절한 가중치를 곱해주어 수신단에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 사실을 인식하도록 하였다.When the phase sequences B (1) -B (u) are multiplied by '0' in the multipliers 22A-22U, the weight adding units 23A-23U retain the symbols output from the multipliers 22A-22U. Pass it, and when the phase sequence B (1) -B (u) is multiplied by 'π', multiply by the appropriate weight to recognize the fact that the phase sequence B (1) -B (u) is multiplied by 'π' at the receiving end. I did it.

이와 같이 가중치 부가부(23A-23U)를 통해 심볼에 가중치를 곱하여 전송하는 경 우 IDFT되기 이전의 심볼의 전력이 상승되어 상대적으로 PAPR은 높아질 우려가 있다. 하지만, 작은 가중치를 곱하면 I-Q 벡터 공간에서 심볼간의 거리가 가까워지기 때문에 BER 성능이 열화되는 트레이드 오프 관계를 가지게 된다. As such, when multiplying a symbol by weights through the weight adding units 23A-23U, the power of the symbol before IDFT is increased, and thus, the PAPR may be relatively high. However, multiplying the small weights results in a trade-off relationship in which BER performance is degraded because the distance between symbols in I-Q vector space is closer.

예를 들어, 상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 경우, 벡터 공간에서 변조되는 정도가 일정치 이상 되도록 심볼에 가중치를 곱해주어 수신단에서는 ‘π’ 위상이 곱해졌음을 알 수 있게 된다.For example, when the phase sequences B (1) -B (u) are multiplied by 'π' in the multipliers 22A-22U, the symbol is multiplied by the weight so that the degree of modulation in the vector space is greater than or equal to a certain value. We can see that the 'π' phase has been multiplied.

이때, 곱해지는 가중치는 서로의 복조에서 결정되는 영역을 넘어서는(에러 검출 최대 크기보다 크도록) 최소한의 거리를 가지도록 하기 위해 변조된 점 사이의 거리를 기반으로 가중치가 설정되도록 하였으며, 각 변조방식에 따라 적절한 값으로 설정되도록 하는 것이 바람직하다. At this time, the weights to be multiplied are set based on the distance between the modulated points in order to have a minimum distance beyond the region determined in each demodulation (to be greater than the maximum error detection size), each modulation scheme It is desirable to be set to an appropriate value according to.

상기 가중치 부가부(23A-23U)에서 IDFT 연산부(24A-24U)에 출력되는 심볼

은 다음의 [수학식4]와 같이 정의된다.The symbols output from the weight adding units 23A-23U to the IDFT calculating units 24A-24U.

Is defined as in Equation 4 below.

상기 설명에서와 같이 상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 경우, 상기 가중치 부가부(23A-23U)에 의해 상기와 같이 곱해진 가중치에 의해 I-Q 복소 평면에서의 이동은 도 3과 같다. As described above, when the phase sequences B (1) -B (u) are multiplied by 'π' in the multipliers 22A-22U, the weights multiplied as described above by the weight adding unit 23A-23U. The movement in the IQ complex plane is as shown in FIG.

OFDM 시스템에 상기 가중치 부가부(23A-23U)를 추가함에 있어서, 두 가지의 잡음을 고려하였다. 그 중에서 하나는 백색 가우시안 분포를 가지는 백그라운드 노이 즈이고, 다른 하나는 임펄스 노이즈이다.In adding the weight adding units 23A to 23U to the OFDM system, two kinds of noises are considered. One of them is background noise with a white Gaussian distribution, and the other is impulse noise.

본 발명이 적용된 OFDM 시스템에 대응되는 수신단의 시간 영역에서 수신 신호는 다음의 [수학식5]와 같이 표현된다.In the time domain of the receiving end corresponding to the OFDM system to which the present invention is applied, the received signal is expressed by Equation 5 below.

여기서, 시간 영역에서 OFDM 신호의

는 송신 신호이고,

는 제로 평균과 분산

을 가지는 백색잡음으로서 이는 배경 잡음으로 간주된다.

는 임펄스 노이즈이다. 상기 임펄스 노이즈는 Bernoulli-Gaussian 프로세스로 가정한다. Bernoulli- Gaussian 프로세스는 다음의 [수학식6]과 같이 표현된다.Here, the OFDM signal in the time domain

Is the transmission signal,

Variance with zero mean

White noise with, which is considered as background noise.

Is the impulse noise. The impulse noise is assumed to be a Bernoulli-Gaussian process. The Bernoulli-Gaussian process is expressed as Equation 6 below.

여기서,

는 Bernoulli 프로세스이며,

의 확률을 가지는 0과 1의 독립적이고 동일하게 분포된 순열이다. 그리고

는 제로 평균과

를 가지는 백색 잡음이다.here,

Is the Bernoulli process,

Are independent and equally distributed permutations of 0 and 1 with probability And

With zero mean

White noise with

도 4는 기존의 OFDM 신호와 SLM 기법을 사용한 신호, 그리고 본 발명에 따른 신호의 PAPR을 비교하는 CCDF를 나타낸 것이다. PAPR은 SLM 기법을 사용하였을 때 OFDM 신호의 경우보다 약 5dB가 감소하는 것을 알 수 있다. 본 발명에 의한 방식은 약 3dB의 PAPR이 감소한 것을 알 수 있는데, 이는 상기 가중치 부가부(23A-23U)에 의해 곱해진 가중치로 인하여 신호의 전력이 상승되었기 때문이다. 4 illustrates a CCDF comparing PAPRs of a conventional OFDM signal, a signal using an SLM technique, and a signal according to the present invention. It can be seen that PAPR is reduced by about 5 dB when using the SLM technique than the OFDM signal. It can be seen that the scheme according to the present invention reduces the PAPR of about 3 dB, because the power of the signal is increased due to the weight multiplied by the weight adding units 23A-23U.

도 5는 종래의 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 BER 성능을 나타낸 것으로, 기존 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 비트에러율(BER)은 거의 차이가 없음을 알 수 있다. 다시 말해서, 본 발명에 의해 비트에러율(BER)이 악화되지 않는 것을 알 수 있다.Figure 5 shows the BER performance of the conventional OFDM and the scheme according to the present invention, it can be seen that the bit error rate (BER) of the conventional OFDM and the scheme according to the present invention is almost no difference. In other words, it can be seen that the bit error rate BER is not deteriorated by the present invention.

IDFT 연산부(24A-24U)는 상기 가중치 부가부(23A-23U)에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.The IDFT calculators 24A-24U perform Fourier inverse transforms on the sequences of the frequency domains respectively output from the weight adding units 23A-23U to generate the Fourier inverse transform signals X (1) -X (u) in the time domain.

송신심볼 선택부(25)는 상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하게 되고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다. The transmission symbol selector 25 receives the inverse transform signals X (1) -X (u), calculates a PAPR using a symbol whose phase is changed by a phase sequence and an original symbol, and then has a symbol having the smallest PAPR therefrom. The selected symbol is transmitted to the receiving end.

한편, 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 방법의 처리과정을 도 6을 참조하여 설명하면 다음과 같다.On the other hand, the process of the transmission method of the orthogonal frequency division multiplexed signal in the power line channel according to the present invention will be described with reference to FIG.

먼저, 송신하고자 하는 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬 변환하고, 이에 대응하여 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 발생한다.(S1)First, a symbol (Data Source) to be transmitted is converted into U symbols in parallel, and correspondingly, U independent phase sequences B (1) to B (u) are generated (S1).

U 개의 승산기를 이용하여, 상기 U개의 심볼에 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 각기 곱한다.(S2)Using the U multipliers, the U symbols are respectively multiplied by the phase sequence B (1) -B (u). (S2)

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 승산기에서 각기 출력되는 심볼에 가중치를 곱하게 되는데, 이 가중치 값은 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)의 값에 상응되는 값으로 설정된다. 이렇게 함으로써, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에 SLM 기법을 적용할 때 수신단 측으로 위상집합을 부정보로 전송하는 것을 생략할 수 있다.(S3)In order to inform the receiver of the sub information about the phase set, the weights are respectively multiplied by the symbols output from the multiplier, and the weight value is set to a value corresponding to the values of the phase sequences B (1) -B (u). do. By doing so, when the SLM scheme is applied to an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, it is possible to omit transmitting the phase set as sub information to the receiver side (S3).

상기 가중치가 곱해진 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.(S4)Fourier inverse transform the sequence of the frequency domain multiplied by the weight to generate a Fourier inverse transform signal X (1) -X (u) in the time domain.

상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 수신단 측으로 전송한다.(S5)After receiving the inverse transform signals X (1) -X (u), the PAPR is calculated from the symbol whose phase is changed by the phase sequence and the original symbol, and then the symbol having the smallest PAPR is selected and transmitted to the receiver. (S5)

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다. Although the preferred embodiment of the present invention has been described in detail above, the scope of the present invention is not limited thereto, and may be implemented in various embodiments based on the basic concept of the present invention defined in the following claims. Such embodiments are also within the scope of the present invention.

도 1은 종래의 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템의 블록도로1 is a block diagram of an OFDM system to which a conventional SLM technique is applied.

도 2는 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치의 블록도.2 is a block diagram of an apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel according to the present invention;

도 3은 본 발명에 의해 I-Q 복소 평면에서의 심볼 이동을 나타낸 그래프.3 is a graph showing symbol movement in an I-Q complex plane according to the present invention.

도 4는 종래의 OFDM 신호와 SLM 기법을 사용한 신호, 본 발명에 따른 신호의 PAPR을 비교하기 위한 CCDF 그래프. 4 is a CCDF graph for comparing PAPR of a conventional OFDM signal and a signal using an SLM technique, and a signal according to the present invention.

도 5는 종래의 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 BER 성능을 나타낸 그래프. 5 is a graph showing the BER performance of the conventional OFDM and the scheme according to the present invention.

도 6은 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 방법의 흐름도.6 is a flowchart of a method for transmitting an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel according to the present invention;

***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*** *** Description of the symbols for the main parts of the drawings ***

21 : 직렬/병렬 변환기 22A-22U : 승산기21: Serial-to-Parallel Converter 22A-22U: Multiplier

23A-23U : 가중치 부가부 24A-24U : IDFT 연산부23A-23U: Weight Adder 24A-24U: IDFT Computer

25 : 송신심볼 선택부25: transmission symbol selector

Claims

In Orthogonal Frequency Division Multiplexing System with SLM Technique,

A serial / parallel converter for converting a symbol to be transmitted into U symbols;

A plurality of multipliers for multiplying the U symbols by U phase sequences;

A plurality of weight adding units multiplying the weights corresponding to the phase sequence values to inform the receiving end of the sub-information of the symbols output from the respective multipliers;

An IDFT operation unit generating U Fourier inverse transform signals in the time domain by Fourier inverse transforming the sequence of the frequency domain output from the weight adding unit;

A transmission symbol selector configured to calculate a PAPR using a symbol whose phase is changed by a phase sequence and an original symbol with respect to the U Fourier inverse transform signals, and then select and transmit a symbol having the smallest PAPR among the U Fourier inverse transform signals; An apparatus for transmitting orthogonal frequency division multiplexing signals in a power line channel.

The multiplier according to claim 1, wherein the plurality of weight adders multiply the symbols output from the multiplier as they are when the phase sequence is multiplied by '0', and multiplies the appropriate weights when the phase sequence is multiplied by 'π'. And an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel.

The apparatus of claim 1, wherein the plurality of weight adding units sets weights based on a distance between points modulated to be larger than an error detection maximum magnitude.

The symbol of claim 1, wherein the symbols are output from a plurality of weight adding units.

The apparatus for transmitting an orthogonal frequency division multiplexing signal in a power line channel, wherein is represented by the following Equation.

Converting a symbol to be transmitted into U symbols, and correspondingly generating U independent phase sequences;

Multiplying the U symbols by the U phase sequences using U multipliers;

Multiplying the multiplied U symbols by a weight for indicating sub information;

Fourier inverse transforming the sequence of the frequency domain multiplied by the weight to generate a Fourier inverse transform signal in the time domain;

Calculating a PAPR from a symbol whose phase has been changed by a phase sequence and an original symbol with respect to the inversely converted signal, and selecting a symbol having the smallest PAPR from the symbol and transmitting the same to a receiving end; A method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signals in a.