KR20100092206A - 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법 - Google Patents

무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법 Download PDF

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KR20100092206A
KR20100092206A KR1020090011480A KR20090011480A KR20100092206A KR 20100092206 A KR20100092206 A KR 20100092206A KR 1020090011480 A KR1020090011480 A KR 1020090011480A KR 20090011480 A KR20090011480 A KR 20090011480A KR 20100092206 A KR20100092206 A KR 20100092206A
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Abstract

본 발명에 따르면, (a) 심볼단위 선형예측기를 이용하여, 이동국에서 기지국으로 신호를 전송하는 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG에 속하는 복수 개의 예측 채널샘플을 예측하는 단계; (b) 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 상기 복수 개의 예측 채널샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 단계; (c) 상기 생성된 PCCB 벡터를 부호화하여 상기 이동국으로 전송하는 단계; (d) 상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 복호화하는 단계; 및 (e) 상기 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 단계;를 포함하는 부호화 전력제어 방법을 개시한다.
개시된 부호화 전력제어 방법에 따르면, 전력제어 루프 내에 에러 보정 기능을 갖는 채널부호기 및 채널복호기의 구성을 통해, 전력제어명령어 PCCB의 전송시 발생하는 에러가 보정되므로 전력제어 성능을 개선하는 효과를 제공한다.
전송전력, 채널, 예측기, 프레임, PCG

Description

무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법{Coded power control system for wireless packet communication system and method thereof}
본 발명은 부호화 전력제어 시스템 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 전력제어 루프 내에서 전력제어명령어 비트(PCCB)의 전송시 발생 가능한 에러가 자동적으로 보정됨과 동시에, 보정시에 발생하는 프레임 지연이 적절하게 보상되는 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법에 관한 것이다.
종래의 전력제어 시스템은, 기지국(BS ; Base station)에서 이동국(MS ; Mobile station)으로 전력제어명령어(PCCB ; Power control command bits)를 전송하여 상기 이동국의 전력을 제어하는 형태의 구성으로써, 하나의 셀에서 모든 이동국(MS)으로부터 동일한 수신 SIR(Signal to interference ratio)이 되도록 구성되었었다.
또한, 셀 내의 기지국(BS)은 피드백 채널을 통하여 관리하는 이동국(MS)에 전력 제어그룹(PCG ; Power control group) 별로 상기 PCCB를 전송하며, 매 전력 제어 사이클마다 PCCB 갱신을 위해 하나의 PCG에 해당하는 기본 전력 제어지연 외에 프로세싱 지연, 전파전달 지연 등으로 인하여, 전력제어 시스템의 루프 지연은 두 개 이상의 PCG 지연을 갖는 문제점이 있었으며, 이러한 전력제어 시스템의 루프 지연으로 인하여 전력제어 성능 개선에는 한계가 있었다.
따라서, 상기와 같은 전력제어 시스템의 루프 지연 때문에 발생하는 불리한 효과를 극복하기 위하여, 최근에는 전력제어 시스템의 루프 내에 고속 페이딩을 예측하는 선형 채널예측 필터를 갖는 시스템이 개발되고 있으나, 대부분의 예측 전력제어 시스템 알고리듬은 PCG 단위 예측 방식으로 저속 샘플링(샘플링 속도= 1/PCG) 에 의한 예측 에러 증가와 멀티 스텝 예측시의 에러 전파 누적(Error propagation)문제로 인해 제한된 개수(5개 이하)의 PCG 지연 보상만 가능하다.
즉, PCG(전력제어 단위)단위 예측으로 수개(5개 이하)의 PCG 지연인 루프지연 보상만 가능하므로, 실제 패킷 통신에서 발생하는 Burst delay (수십 ~ 수백 PCG)를 보상하는데 한계가 있었다.(여기서는 루프지연 크기는 Burst delay(또는 Frame delay)에 비해 상대적으로 매우 적은 값이므로 무시하여 설명한다.)
또한, 기지국에서 이동국 전력제어를 위해 전송되는 전력제어명령어(PCCB, Power control command bits)를 설정하는 데 있어서, 에러 정정기능이 없이 raw data로 트래픽데이터를 펑쳐링 또는 멀티플렉싱하여 전송되기 때문에 전력제어 성능 개선에 한계를 갖고 있었다.
더욱이, Burst delay의 보상 기능이 없기 때문에 Packet(혹은 Frame) delay와 같은 Busrt-delay가 내재한 실제 패킷 전송 시스템에 적용이 어렵다는 문제점이 잔재되어 있었다.
본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위하여 창출된 것으로, 전력 제어시스템의 루프 내에서 PCCB 전송시 발생되는 에러(Error)가 자동적으로 보정됨은 물론, 이러한 PCCB의 에러 보정 간에 발생하는 프레임 지연이 적절하게 보상되어 전력 제어 효율을 극대화한 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 패킷 기반의 무선 통신 시스템에서 부호화를 통한 전력 제어 시스템으로서, 순방향 채널과 역방향 채널을 이용하여 신호를 전송 및 수신하는 이동국(MS)과 기지국(BS)을 포함하고, 상기 기지국은, 상기 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG(Power control group)에 속하는 복수 개의 예측채널 샘플을 심볼(샘플) 단위로 예측하는 심볼단위 선형예측기; 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 상기 복수 개의 예측채널 샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR(Signal to interference ratio)값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 PCCB 발생기; 및 상기 PCCB 발생기에서 생성된 PCCB 벡터를 부호화 및 스크렘블링하여 상기 이동국으로 전송하는 채널부호기/인터리버;를 포함하며, 상기 이동국은, 상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 복호화하는 채널복호기/디인터리버; 및 상기 채널복호기/디인터리버에 의해 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 전송전력 변환기;를 포함한다.
또한, 상기 심볼단위 선형예측기는, 복수 개의 예측채널 샘플을 예측하되, NI=0(즉 h=NF), 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG 일 때, (j+M)번째 PCG 즉, (k+1)번째 프레임의 m번째 PCG가 갖는 S개의 예측채널 샘플은,
Figure 112009008761353-PAT00001
이며, 상기 S개의 예측채널 샘플은 아래의 [수학식 1]에 의해 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112009008761353-PAT00002
(여기서, M은 하나의 프레임에 포함되는 PCG의 수, S는 하나의 PCG에 포함되는 샘플(=심볼)의 수, NF는 하나의 프레임의 길이(NF=M×S) 즉, NF는 PCCB 복호를 위한 하나의 프레임 지연, NI는 idle time(=gap time), h(=NF+NI)는 심볼단위 선형예측기의 요구되는 채널 예측 스텝의 크기를 의미한다.)
또한, 상기 PCCB 발생기는, 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 S개의 예측 채널샘플을 평균하며, 상기 (j+M)번째 PCG에 대한 예측 채널샘플의 크 기(
Figure 112009008761353-PAT00003
)는 아래의 [수학식 2]를 통해 획득할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112009008761353-PAT00004
또한, 상기 PCCB 발생기는, 상기 PCCB 벡터를 생성하되, 상기 (j+M)번째 PCG의 SIR값(
Figure 112009008761353-PAT00005
)은 아래의 [수학식 3]을 통해 획득하며, 상기 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치(ΓTH)를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜, k 번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되는 PCCB 벡터 mm(m=1,…,M)을 생성할 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112009008761353-PAT00006
(여기서,
Figure 112009008761353-PAT00007
는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며, 초기값(
Figure 112009008761353-PAT00008
)은
Figure 112009008761353-PAT00009
임을 가정한다.)
또한, 상기 PCCB 벡터 mm는, 상기 k번째 프레임이 끝나는 순간에 메세지 벡 터 dm과 멀티플렉스(Multiplex)된 후, 상기 채널부호기/인터리버로 전송될 수 있다.
또한, 상기 PCCB 발생기는, NI가 '0(Zero)'가 아닌 경우에는, (k+1)번째 프레임의 idle time NI에 대한 PCCB를 발생시키지 않는 것을 특징으로 한다.
한편, 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, (a) 심볼단위 선형예측기를 이용하여, 이동국에서 기지국으로 신호를 전송하는 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG에 속하는 복수 개의 예측 채널샘플을 예측하는 단계; (b) 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 상기 복수 개의 예측 채널샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 단계; (c) 상기 생성된 PCCB 벡터를 부호화하여 상기 이동국으로 전송하는 단계; (d) 상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 복호화하는 단계; 및 (e) 상기 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 단계;를 포함한다.
또한, 상기 (a) 단계는, 복수 개의 예측채널 샘플을 예측하되, NI=0(즉 h=NF), 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG 일 때, (j+M)번째 PCG 즉, (k+1)번째 프레임의 m번째 PCG가 갖는 S개의 예측채널 샘플은,
Figure 112009008761353-PAT00010
이며, 상기 S개의 예측채널 샘플은 아래의 [수학식 1]에 의해 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112009008761353-PAT00011
(여기서, M은 하나의 프레임에 포함되는 PCG의 수, S는 하나의 PCG에 포함되는 샘플(=심볼)의 수, NF는 하나의 프레임의 길이(NF=M×S) 즉, NF는 PCCB 복호를 위한 하나의 프레임 지연, NI는 idle time(=gap time), h(=NF+NI)는 심볼단위 선형예측기의 요구되는 채널 예측 스텝 크기,
Figure 112009008761353-PAT00012
는 예측필터 벡터,
Figure 112009008761353-PAT00013
는 이전 L 샘플로 구성된 채널샘플 벡터를 의미한다.)
또한, 상기 (b) 단계는, 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 S개의 예측채널 샘플을 평균하며, 상기 (j+M)번째 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기(
Figure 112009008761353-PAT00014
)는 아래의 [수학식 2]를 통해 획득할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112009008761353-PAT00015
또한, 상기 (b) 단계는, 상기 PCCB 벡터를 생성하되, 상기 (j+M)번째 PCG의 SIR 값(
Figure 112009008761353-PAT00016
)은 아래의 [수학식 3]을 통해 획득하며, 상기 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치(ΓTH)를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜, k 번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되는 PCCB 벡터 mm(m=1,…,M)을 생성할 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112009008761353-PAT00017
(여기서,
Figure 112009008761353-PAT00018
는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며, 초기값(
Figure 112009008761353-PAT00019
)은
Figure 112009008761353-PAT00020
임을 가정한다.)
또한, 상기 PCCB 벡터 mm는, 상기 k번째 프레임이 끝나는 순간에 메세지 벡터 dm과 멀티플렉스(Multiplex)된 후, 상기 채널부호기/인터리버로 전송될 수 있다.
또한, 상기 (b) 단계는, NI가 '0(Zero)'가 아닌 경우에는, (k+1)번째 프레임의 idle time NI에 대한 PCCB를 발생시키지 않는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 시스템 및 방법에 따르면,
첫째, 전력제어 루프 내에 에러 보정 기능을 갖는 채널부호기 및 채널복호기의 구성을 통해, 전력제어명령어 PCCB의 전송시 발생하는 에러가 보정되므로 전력제어 성능이 개선되는 효과를 제공한다.
둘째, 고속 샘플링 기반의 심볼단위 선형예측기(Linear Predictor)의 구성을 통해, 상기 PCCB의 에러 보정시 발생하는 프레임 지연이 적절하게 보상되는 장점이 있다.
셋째, 예측 에러를 설계 제한값 이내로 줄여주는 상기 심볼단위 선형예측기가 전력제어 루프 내에 구성되어, 패킷 통신시 하나 이상의 패킷 지연(Burst delay)에도 상기 전력제어 루프의 강건성(Robustness)이 유지되는 효과가 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여, 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 부호화 전력제어 시스템의 구성을 나타낸 블록도, 도 2는 도 1의 부호화 전력제어 시스템에서의 송수신되는 프레임의 구성을 설명하기 위한 도면이며, 도 3은 도 1의 부호화 전력제어 시스템의 예측채널 샘플 및 PCCB 벡터를 설명하기 위한 도면이다.
CDMA 셀룰러 시스템의 전체적인 전파 손실은 경로 손실, 큰 스케일의 쉐도우잉(shadowing) 손실, 작은 스케일의 레일리히 페이딩 손실로 구분할 수 있다. 경로 손실 및 쉐도우잉 손실은 개방 루프 파워 컨트롤에 의해 보상될 수 있다고 가정할 때, CDMA 셀룰러 시스템의 CLPC 알고리즘은 레일리히 페이딩 손실을 억제하기 위하여 주로 사용된다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 부호화 전력제어 시스템은 패킷 기반의 무선 통신 시스템으로서, 순방향 채널과 역방향 채널을 이용하여 신호를 전송 및 수신하는 기지국(BS ; Base station)(100)과 이동국(MS ; Mobile station)(200)을 포함한다.
여기서, 상기 순방향 채널은 상기 기지국(100)에서 이동국(200)으로 신호를 전송하는 다운링크 채널, 역방향 채널은 상기 이동국(200)에서 기지국(100)으로 신호를 전송하는 전송출력 채널을 의미한다.
상기 기지국(100)은, 상기 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG(Power control group)에 속하는 복수 개의 채널 샘플을 예측하는 심볼단위 선형예측기(Linear predictor)(130)와, 상기 심볼단위 선형예측기(130)를 통해 획득된 복수 개의 예측채널 샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하 며, 상기 PCG의 SIR(Signal to interference ratio)값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 PCCB 발생기(110) 및, 상기 PCCB 발생기(110)에서 생성된 PCCB 벡터를 부호화하여 상기 이동국(200)으로 전송하는 채널부호기/인터리버(120)를 포함한다.
상기 이동국(200)은, 상기 채널부호기/인터리버(120)로부터 상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 이를 복호화하는 채널복호기/디인터리버(220) 및 상기 채널복호기/디인터리버(220)에 의해 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국(200)의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 전송전력 변환기(210)를 포함한다.
또한, 도 1에서 이동국(200)에 표시된 TP는 단위 지연 시간 즉, 전력 제어 사이클의 1주기(=PCG 단위 시간)를 나타낸다. 매 전력 제어 사이클 마다 PCCB 갱신을 위해 하나의 PCG에 해당하는 기본 전력 제어 지연 외에 프로세싱 지연, 전파 전달 지연 등으로 인해 기지국(100)과 이동국(200) 사이에 두 개 이상의 PCG에 해당되는 루프 지연을 갖는다.(여기서는 루프 지연 크기가 Burst delay(또는 Frame delay)에 비해 상대적으로 매우 적은 값이라 무시하고 설명한다.)
따라서, 본 발명은 상기 단위 지연 시간(TP)를 고려하여 전력 제어를 수행한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 부호화 전력제어 시스템에서 송수신되는 한 개의 프레임(Frame)은 M개의 PCG(Power control group)로 구성되며, 하나의 PCG는 S개의 샘플(=심볼)로 구성된다.
이때, BPSK(Binary phase shift keying)와 같이 심볼당 한 개의 샘플인 것을 가정할 때, 하나의 프레임의 총길이는 NF=M×S(단위: 샘플)가 되며, 상기 기지국(100)의 PCCB 발생기(110)에서 전송된 PCCB의 복호를 위한 하나의 프레임 지연 NF와 프레임간의 idle time (=gap time) NI이라 할 때, 전력제어 루프 내에서 상기 심볼단위 선형예측기(130)의 요구되는 채널예측 스텝 크기는 h = NF + NI 가 된다.
또한, 본 발명의 부호화 전력제어 시스템의 알고리즘 설명을 위해 NI = 0(즉 h = NF)이며, 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG, 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG인 것을 가정하면, 이때 기지국(100)의 심볼단위 선형예측기(130)는 (j+M)번째 PCG, 즉, (k + 1)번째 프레임의 m번째 PCG에 S개 예측채널 샘플 즉,
Figure 112009008761353-PAT00021
을 예측하며, 상기 S개의 예측채널 샘플은 아래의 [수학식 1]에 의해 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112009008761353-PAT00022
(여기서,
Figure 112009008761353-PAT00023
는 예측필터 벡터이고
Figure 112009008761353-PAT00024
는 이전 L 샘플로 구성된 채널샘플 벡터를 의미한다.)
그리고, 상기 심볼단위 선형예측기(130)를 이용한 심볼단위 예측에 있어서, 심볼단위 시간 Tb는 예측하고자 하는 Burst delay인 프레임 단위시간 TFrame을 기준으로 하여 1/1000 이하인 것이 바람직하다.
상기 PPCB 발생기(110)는, 상기 심볼단위 선형예측기(130)를 통해 획득된 S개의 예측채널 샘플을 평균하여 아래의 [수학식 2]를 통해 (j+M) 번째 PCG에 대한 예측 채널 크기(
Figure 112009008761353-PAT00025
(단위: dB))를 획득한다.
[수학식 2]
Figure 112009008761353-PAT00026
또한, 상기 PCCB 발생기(110)는, (j+M)번째 PCG의 SIR값(Signal to interference ratio)값(
Figure 112009008761353-PAT00027
)을 아래의 [수학식 3]을 통하여 획득한다.
[수학식 3]
Figure 112009008761353-PAT00028
여기서, 상기
Figure 112009008761353-PAT00029
는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며 이는 회귀적(Recursive) 전력제어 절차에 의하여 용이하게 획득할 수 있되, 초기값(
Figure 112009008761353-PAT00030
)은
Figure 112009008761353-PAT00031
임을 가정한다.
또한, 상술한 바와 같이, S개의 예측채널 샘플을 예측하여 평균하여 (j+M)번째 PCG에 대한 예측채널 크기를 획득하며, 상기 (j+M)번째 PCG의 SIR과 SIR 임계치를 비교하여 해당 PCG의 예측된 PCCB를 발생하는 절차를 반복하여, k번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되는 PCCB 벡터mm(m=1,…,M)를 획득할 수 있다. 여기서, PCCB 벡터는 하나의 프레임 기간 동안 발생된 PCCB 시퀀스를 의미한다.
그리고, 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 PCCB 벡터mm는 상기 k번째 프레임이 끝나는 순간에 메세지 벡터 dm과 멀티플렉스(Multiplex)되며, 상기 채널부호기/인터리버(120)에 의해 부호화 및 스크램블링된 후, 상기 이동국(200)의 송출전력 제어를 위해 순방향 채널 즉, 다운링크 채널(Downlink channel)을 통하여 이동국(200)의 수신부(미도시)로 전송된다.
또한, 상기 이동국(200)의 수신부로 전송된 PCCB 벡터mm는 상기 채널복호기/디인터리버(220)로 전달되어 복호화되며, 상기 전송전력 변환기(210)는 상기 PCCB 벡터mm를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국(200)의 전송전력을 감쇄 또는 증가시킨다.
그리고, 상기 메세지 벡터 dm은 상기 기지국(100)으로부터 상기 이동국(200)으로 전송되는 트래픽 메세지를 의미하며, 상기 PCCB 벡터 mm과 멀티플렉스 된 후, 채널부호기(길쌈부호기 또는 블록부호기)/인터리버(120)에 입력되어 부호화 및 스크램블링된다.
이때, 상기 채널부호기/인터리버(120)는 상기 기재국(100)에 내장되어 있는 모듈을 그대로 이용 가능하도록 구비된다.
상기와 같이. 본 발명의 채널부호기/인터리버(120) 및 채널복호기/디인터리버(220)를 포함하는 구성을 통해, 전력제어명령어 PCCB의 전송시 발생하는 에러가 보정되므로 결과적으로 전력제어 시스템의 전력제어 성능을 향상시키는 효과를 구현할 수 있다.
상기 전송전력 변환기(210)는, 크기가 Lp인 PCCB 벡터에 대응되는 복수 개(2LP)의 전력조정스텝 ±0.5δp±1.5δp±2.5δp…(여기서, δp는 최소전력조정 스텝의 크기로 예를 들면, 1dB)을 발생하게 된다.
결과적으로, 상기 이동국(200)의 복호기/디인터리버(220)를 통하여 복호된 각 PCCB 벡터에 대응되는 전력조정값이 발생하고, 도 1에 도시된 Integrator를 통해 상기 전력조정값에 이전 PCG에서의 이동국(100)의 출력값에 더해져서 현재 이동국(200)의 전송출력이 결정된다.
또한, 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 전송전력 변환기(210)에 의해 생성된 m번째 전송출력(Xm)은 상기 이동국(200)에서 기지국(100)으로 신호를 전송하는 역방향 채널 즉, 송신출력 채널을 통해 상기 기지국(100)으로 전송되되, 상기 역방향 채널을 거쳐 기지국(100)으로 전송되는 과정에서
Figure 112009008761353-PAT00032
가 합산되어, 상기 기지국(100)의 수신부(미도시)로 전송되도록 구비되는 것이 바람직하다.
여기서,
Figure 112009008761353-PAT00033
은 m번째 채널 상쇄 신호,
Figure 112009008761353-PAT00034
는 기지국(100)과 이동국(200)를 매개하는 채널의 간섭 및 잡음 전력을 의미한다.
한편, 본 발명의 전력제어 시스템에서 Burst 전송 시스템을 고려한 프레임간 Non-zero idle time(or gap time) 즉,
Figure 112009008761353-PAT00035
인 경우의 전력제어 알고리즘은, 다음 프레임인 (k+1) 번째 프레임의 idle period NI에 대한 PCCB를 발생하지 않는다는 점 외에는 앞서 설명한
Figure 112009008761353-PAT00036
인 경우의 전력제어 알고리즘과 동작방식이 동일하다.
이상에서와 같이, 본 발명에 따른 부호화 전력제어 시스템에서는, 채널 예측에 있어서, PCG 단위의 예측 방식이 아닌 샘플(심볼)단위의 채널 예측 방식이 적용되므로, PCCB 에러보정에 의해 발생하는 하나 이상의 Burst delay(또는 Frame delay)이 적절하게 보상되므로, 전력제어 루프의 강건성이 유지되는 효과를 구현할 수 있다.
다음으로는, 도 4를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 부호화 전력제어 방법을 설명한다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 방법를 통해 전력 제어를 수행하는 흐름도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 부호화 전력제어 방법은, 채널샘플 예측 단계(S100), PCCB 생성 단계(S110), PCCB 부호화 및 전송 단계(S120), PCCB 복호화 단계(S130) 및 전송전력 제어 단계(S140)를 포함한다.
먼저, 상기 채널샘플 예측 단계(S110)는, 상기 심볼단위 선형예측기(130)를 이용하여, 이동국(100)에서 기지국(200)으로 신호를 전송하는 역방향 채널(송신 출력 채널)을 통해 전송된 프레임의 PCG에 속하는 복수 개의 예측채널 샘플을 예측하는 단계이다.
여기서, M은 하나의 프레임에 포함되는 PCG의 수, S는 하나의 PCG에 포함되는 샘플(=심볼)의 수, NF는 하나의 프레임의 길이(NF=M×S) 즉, NF는 PCCB 복호를 위한 하나의 프레임 지연, NI는 idle time(=gap time), h(=NF+NI)는 심볼단위 선형예측기의 요구되는 채널 예측 스텝의 크기,
Figure 112009008761353-PAT00037
는 예측필터 벡터,
Figure 112009008761353-PAT00038
는 이전 L 샘플로 구성된 채널샘플 벡터를 의미하며,
상기 NI=0(즉,h=NF)이며, 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG, 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG 인 것을 가정하면, 상기 기지국(100)의 심볼단위 선형예측기(130)는 (j+M)번째 PCG, 즉 (k+1)번째 프레임의 m번째 PCG에 S개 예측채널 샘플은
Figure 112009008761353-PAT00039
으로 표현될 수 있으며, 아래의 [수학식 1]에 의해 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112009008761353-PAT00040
다음으로, 상기 심볼단위 선형예측기(130)를 통해 획득된 S개의 예측 채널샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성한다.(S110)
여기서, (j+M)번째 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기(
Figure 112009008761353-PAT00041
)는 아래의 [수학식 2]를 통해 획득할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112009008761353-PAT00042
또한, (j+M)번째 PCG의 SIR 값(
Figure 112009008761353-PAT00043
)은 아래의 [수학식 3]을 통해 획득하며, 상기 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치(ΓTH)를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시킨다.
이어서, 상술한 바와 같이, S개의 예측채널 샘플을 예측하여 평균하여 (j+M)번째 PCG에 대한 예측채널 크기를 획득하며, 상기 (j+M)번째 PCG의 SIR과 SIR 임계치를 비교하여 해당 PCG의 예측된 PCCB를 발생하는 절차를 반복함으로써, k번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되는 PCCB 벡터mm(m=1,…,M)를 획득할 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112009008761353-PAT00044
(여기서,
Figure 112009008761353-PAT00045
는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며, 초기값(
Figure 112009008761353-PAT00046
)은
Figure 112009008761353-PAT00047
임을 가정한다.)
이후, 상기 PCCB 발생기(110)에서 생성된 PCCB 벡터는 채널부호기/인터리버(120)에 의해 부호화된 상태로, 상기 이동국(200)의 송출전력 제어를 위해 순방향 채널 즉, 다운링크 채널을 통하여 이동국(200)의 수신부(미도시)로 전송된다.(S120)
이후, 상기 이동국(200)의 수신부로 전송된 PCCB 벡터mm는 상기 채널복호기/디인터리버(200)으로 전달되어 복호화된다.(S130)
이어서, 상기 전송전력 변환기(210)는 상기 PCCB 벡터mm를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국(200)의 전송전력을 감쇄 또는 증가시킨다.(S140)
보다 구체적으로 설명하면, 상기 전송전력 변환기(210)는, 크기가 Lp인 PCCB 벡터에 대응되는 복수 개(2LP)의 전력조정스텝 ±0.5δp±1.5δp±2.5δp…(여기서, δp는 최소전력조정 스텝의 크기로 예를 들면, 1dB)을 발생하게 된다.
결과적으로, 상기 이동국(200)의 복호기/디인터리버(220)를 통하여 복호된 각 PCCB 벡터에 대응되는 전력조정값이 발생하고, 도 1에 도시된 Integrator를 통해 상기 전력조정값에 이전 PCG에서의 이동국(100)의 출력값에 더해져서 현재 이동국(200)의 전송출력이 결정된다.
또한, 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 전송전력 변환기(210)에 의해 생성된 m번째 MS 전송출력(Xm)은 상기 이동국(200)에서 기지국(100)으로 신호를 전송하는 역방향 채널 즉, 송신출력 채널을 통해 상기 기지국(100)으로 전송되되, 상기 역방향 채널을 거쳐 기지국(100)으로 전송되는 과정에서
Figure 112009008761353-PAT00048
가 합산되어, 상기 기지국(100)의 수신부(미도시)로 전송되도록 구비되는 것이 바람직하다.
여기서,
Figure 112009008761353-PAT00049
은 채널 상쇄 신호,
Figure 112009008761353-PAT00050
는 기지국(100)과 이동국(200)를 매개하는 채널의 간섭 및 잡음 전력을 의미한다.
이후, 계속하여 상기 S100부터 S140을 반복하여 전력제어 사이클마다 이동국(200)의 송신 전력을 제어한다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술 사상과 아래에 기재될 청구범위의 균등 범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 부호화 전력제어 시스템의 구성을 나타낸 블록도,
도 2는 도 1의 부호화 전력제어 시스템에서의 송수신되는 프레임의 구성을 설명하기 위한 도면,
도 3은 도 1의 부호화 전력제어 시스템의 예측채널 샘플 및 PCCB 벡터를 설명하기 위한 도면이며,
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 무선 패킷 통신시스템을 위한 부호화 전력제어 방법를 통해 전력 제어를 수행하는 흐름도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
100...기지국(BS) 110...PCCB 발생기
120...채널부호기/인터리버 130...심볼단위 선형예측기
200...이동국(MS) 210...전송전력 변환기
220...채널복호기/디인터리버
S100...채널샘플 예측 단계 S110...PCCB 생성 단계
S120...PCCB 부호화 및 전송 단계 S130...PCCB 복호화 단계
S140...전송전력 제어 단계

Claims (12)

  1. 패킷 기반의 무선 통신 시스템에서 부호화를 통한 전력 제어 시스템으로서,
    순방향 채널과 역방향 채널을 이용하여 신호를 전송 및 수신하는 이동국(MS)과 기지국(BS)을 포함하고,
    상기 기지국은,
    상기 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG(Power control group)에 속하는 복수 개의 예측채널 샘플을 심볼(샘플) 단위로 예측하는 심볼단위 선형예측기;
    상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 상기 복수 개의 예측채널 샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR(Signal to interference ratio)값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 PCCB 발생기; 및
    상기 PCCB 발생기에서 생성된 PCCB 벡터를 부호화 및 스크렘블링하여 상기 이동국으로 전송하는 채널부호기/인터리버;를 포함하며,
    상기 이동국은,
    상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 복호화하는 채널복호기/디인터리버; 및
    상기 채널복호기/디인터리버에 의해 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 전송전력 변환기;를 포함하는 부호화 전력제어 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 심볼단위 선형예측기는,
    복수 개의 예측채널 샘플을 예측하되,
    NI=0(즉 h=NF), 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG 일 때,
    (j+M)번째 PCG 즉, (k+1)번째 프레임의 m번째 PCG가 갖는 S개의 예측채널 샘플은,
    Figure 112009008761353-PAT00051
    이며, 상기 S개의 예측채널 샘플은 아래의 [수학식 1]에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 시스템.
    [수학식 1]
    Figure 112009008761353-PAT00052
    (여기서, M은 하나의 프레임에 포함되는 PCG의 수, S는 하나의 PCG에 포함되는 샘플(=심볼)의 수, NF는 하나의 프레임의 길이(NF=M×S) 즉, NF는 PCCB 복호를 위한 하나의 프레임 지연, NI는 idle time(=gap time), h(=NF+NI)는 심볼단위 선형예측기의 요구되는 채널 예측 스텝의 크기,
    Figure 112009008761353-PAT00053
    는 예측필터 벡터,
    Figure 112009008761353-PAT00054
    는 이전 L 샘플로 구성된 채널샘플 벡터를 의미한다.)
  3. 제 2항에 있어서, 상기 PCCB 발생기는,
    상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 S개의 예측 채널샘플을 평균하며, 상기 (j+M)번째 PCG에 대한 예측 채널샘플의 크기(
    Figure 112009008761353-PAT00055
    )는 아래의 [수학식 2]를 통해 획득하는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 시스템.
    [수학식 2]
    Figure 112009008761353-PAT00056
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 PCCB 발생기는, 상기 PCCB 벡터를 생성하되,
    상기 (j+M)번째 PCG의 SIR값(
    Figure 112009008761353-PAT00057
    )은 아래의 [수학식 3]을 통해 획득하며, 상기 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치(ΓTH)를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜, k 번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되 는 PCCB 벡터 mm(m=1,…,M)을 생성하는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 시스템.
    [수학식 3]
    Figure 112009008761353-PAT00058
    (여기서,
    Figure 112009008761353-PAT00059
    는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며, 초기값(
    Figure 112009008761353-PAT00060
    )은
    Figure 112009008761353-PAT00061
    임을 가정한다.)
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 PCCB 벡터 mm는, 상기 k번째 프레임이 끝나는 순간에 메세지 벡터 dm과 멀티플렉스(Multiplex)된 후, 상기 채널부호기/인터리버로 전송되는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 시스템.
  6. 제 2항 내지 제 5항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 PCCB 발생기는,
    NI가 '0(Zero)'가 아닌 경우에는, (k+1)번째 프레임의 idle time NI에 대한 PCCB를 발생시키지 않는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 시스템.
  7. (a) 심볼단위 선형예측기를 이용하여, 이동국에서 기지국으로 신호를 전송하는 역방향 채널을 통해 전송된 프레임의 PCG에 속하는 복수 개의 예측 채널샘플을 예측하는 단계;
    (b) 상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 상기 복수 개의 예측 채널샘플을 평균하여 상기 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기를 획득하며, 상기 PCG의 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜 PCCB 벡터를 생성하는 단계;
    (c) 상기 생성된 PCCB 벡터를 부호화하여 상기 이동국으로 전송하는 단계;
    (d) 상기 부호화된 PCCB 벡터를 수신하여 복호화하는 단계; 및
    (e) 상기 복호화된 PCCB 벡터를 분석하여 획득된 결과를 기초로 상기 이동국의 전송전력을 감쇄 또는 증가시키는 단계;를 포함하는 부호화 전력제어 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 (a) 단계는,
    복수 개의 예측채널 샘플을 예측하되,
    NI=0(즉 h=NF), 현재 PCG instance는 j(=(k-1)M+m)번째 PCG 즉, k(=1,2,…)번째 프레임의 m(=1,2,…)번째 PCG 일 때,
    (j+M)번째 PCG 즉, (k+1)번째 프레임의 m번째 PCG가 갖는 S개의 예측채널 샘플은,
    Figure 112009008761353-PAT00062
    이며, 상기 S개의 예 측채널 샘플은 아래의 [수학식 1]에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112009008761353-PAT00063
    (여기서, M은 하나의 프레임에 포함되는 PCG의 수, S는 하나의 PCG에 포함되는 샘플(=심볼)의 수, NF는 하나의 프레임의 길이(NF=M×S) 즉, NF는 PCCB 복호를 위한 하나의 프레임 지연, NI는 idle time(=gap time), h(=NF+NI)는 심볼단위 선형예측기의 요구되는 채널 예측 스텝 크기를 의미한다.)
  9. 제 8항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    상기 심볼단위 선형예측기를 통해 획득된 S개의 예측채널 샘플을 평균하며, 상기 (j+M)번째 PCG에 대한 예측채널 샘플의 크기(
    Figure 112009008761353-PAT00064
    )는 아래의 [수학식 2]를 통해 획득하는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 방법.
    [수학식 2]
    Figure 112009008761353-PAT00065
  10. 제 9항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    상기 PCCB 벡터를 생성하되,
    상기 (j+M)번째 PCG의 SIR 값(
    Figure 112009008761353-PAT00066
    )은 아래의 [수학식 3]을 통해 획득하며, 상기 SIR값과 상기 SIR값이 주어진 SIR 임계치(ΓTH)를 비교하여 상기 PCG의 예측된 PCCB를 발생시켜, k 번째 프레임의 모든 PCG에서 (k+1)번째 프레임에 대응되는 PCCB 벡터 mm(m=1,…,M)을 생성하는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 방법.
    [수학식 3]
    Figure 112009008761353-PAT00067
    (여기서,
    Figure 112009008761353-PAT00068
    는 j번째 추정 MS 전송출력을 의미하며, 초기값(
    Figure 112009008761353-PAT00069
    )은
    Figure 112009008761353-PAT00070
    임을 가정한다.)
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 PCCB 벡터 mm는, 상기 k번째 프레임이 끝나는 순간에 메세지 벡터 dm과 멀티플렉스(Multiplex)된 후, 상기 채널부호기/인터리버로 전송되는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 방법.
  12. 제 8항 내지 제 11항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    NI가 '0(Zero)'가 아닌 경우에는, (k+1)번째 프레임의 idle time NI에 대한 PCCB를 발생시키지 않는 것을 특징으로 하는 부호화 전력제어 방법.
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