KR20090120518A - 인컴번트 신호들에 대한 ｆｆｔ 기반의 파일럿 감지 - Google Patents

인컴번트 신호들에 대한 ｆｆｔ 기반의 파일럿 감지 Download PDF

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KR20090120518A
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모니샤 고쉬
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

2차 사용자로 하여금 스펙트럼으로의 액세스에 대해 선취권을 갖는 인컴번트(incumbent) 사용자들과 스텍트럼 화이트 스페이스(spectrum white space)를 공유할 수 있도록 인컴번트 신호의 존재가 검출된다. 스펙트럼은 임의의 잠재적으로 유해한 간섭을 미리 차단하고, 스펙트럼 공유를 인에이블하기 위해 인컴번트 사용자에게 양도된다. 인컴번트 신호(39)의 존재는, 복수의 주파수 도메인 성분들(53)을 생성하기 위해 수신된 신호(51)에 대해 주파수 도메인 변환을 수행함으로써 검출된다. 최대 주파수 도메인 성분은 복수의 주파수 도메인 성분들(53) 중에서 식별된다. 식별된 최대 주파수 성분은 스퀘어링(squaring)되고, 그 결과는 인컴번트 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 검출 임계값과 비교된다.
Figure P1020097021650
인컴번트 신호, FFT 변환, 신호 드웰, 딥 패이드, 사이드로브, 나이키스트, 파워 스펙트럼 밀도 변환

Description

인컴번트 신호들에 대한 ＦＦＴ 기반의 파일럿 감지{FFT-BASED PILOT SENSING FOR INCUMBENT SIGNALS}
본 출원은 2007년 3월 19일에 출원된 미국예비출원 일련번호 제60/895,568호의 우선권을 청구한다.
본 발명은 텔레비전(TV) 수신기들과 같은 인컴번트(incumbent) 서비스들에 대해 유해한 간섭이 없이 효과적이고 신뢰할 수 있는 스펙트럼 사용을 달성하기 위해 CR들(cognitive radios) 및/또한 SDR들(software defined radios)을 포함하는 통신 시스템들에 관한 것이다.
라이센스가 없는 사용자들이 스펙트럼의 인컴번트 사용자들에게 유해한 간섭을 생성하지 않으면, 라이센스가 없는 디바이스들에 의한 TV 스펙트럼의 사용을 가능하게 하는 많은 제안들이 있어왔다. 이들 라이센스가 없는 디바이스들이 유해한 간섭을 만들지 않고 전송할 수 있는 라이센스가 있는 텔레비전 대역들 내의 채널들을 자동적으로 식별하는 능력을 보유할 것으로 예상된다.
IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.22 WRAN(Wireless Regional Area Network) 워킹 그룹은 물리적(PHY) 및 MAC(Media Access Control) 층 인터페이스에 대한 표준을 준비하고 있다. 이 인터페이스는 CR 기술들에 기초하여, 텔레비전(TV) 방송 서비스에 할당되는 스펙트럼을 비허가 시스템(non-allowed system)이 사용하도록 인에이블한다. TV 방송, 무선 마이크로폰 등과 같은 기존 서비스들에 영향을 미칠 수 있는 간섭을 회피하고, 인컴번트 시스템과 공존하기 위해, IEEE 802.22의 MAC 프로토콜은 CR 기지국으로 하여금, 인컴번트 시스템에 의해 사용되는 스펙트럼의 사용이 검출될 때 CR 단자의 파워 또는 현재 사용중인 채널을 다이내믹하게 변경하게 한다.
파일럿 검출기들은 액티브 텔레비전 채널의 존재를 결정하기 위해 제안되었다. 하지만, 라이센스가 없는 디바이스가 특정한 텔레비전 채널을 공유할 수 있는지 아닌지를 결정하기 위해 라이센스가 있는 디지털 텔레비전(licensed digital television:DTV) 전송들의 검출 및 식별과 연관된 다수의 문제점들이 존재한다. 대부분의 파일럿 에너지 검출 방법들은 파일럿 주변 영역들을 필터링하고나서, 협대역 신호에서 에너지를 측정한다. 신호 에너지가 특정 임계값을 넘으면, 신호가 검출된 것으로 선언된다. 상기 방법은 임계값에 대해 매우 민감하고, 노이즈 레벨(noise level)에 있어서의 임의의 불확실성은 성능을 열화시킬 수 있다. 더욱이, 파일럿이 아주 일반적일 수 있는 딥 패이드(deep fade)에 있으면, 검출 확률은 아주 낮아질 수 있다. 파일럿 에너지 검출 방법들에 대한 또 다른 문제점은 100KHz 대역폭 필터를 필요로 할 수 있는 파일럿 위치(pilot location)에서의 불확실성이다. 하지만, 필터가 커질수록, 성능을 보다 더 열화된다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따라, FFT 기반의 파일럿 검출은 인컴번트 신호의 존재를 빠르고 견고하게 검출하고, 임의의 잠재적인 유해한 간섭을 예방하고, 효과적이고 신뢰할 수 있는 스펙트럼 공유를 인에이블하기 위해 인컴번트 사용자에게 스펙트럼을 빠르게 양도한다.
스펙트럼으로 우선적으로 액세스하도록 인컴번트 사용자들에게 부여되고, 반면에, 2차 사용자들(예컨대, CR 사용자들 및 소프트웨어 라디오 사용자들(software radio users))만이 인컴번트 사용자들과 함께 비간섭 기반으로, 스펙트럼 화이트 스페이스들(spectrum white spaces)에서 기회적인 사용을 위한 액세스 권한들만을 갖는다는 것이 이해된다. 화이트 스페이스들은 통신 기술분야에 잘 알려져 있으며, 무선 스펙트럼의 할당은 되지만 가상의 사용되지 않는 부분들로서 정의된다.
본 발명의 일 실시예에 따라, FFT 기반의 파일럿 검출은 검출된 캐리어 신호에서 파일럿의 에너지에 기초한다. 수신된 신호는 공지된 일반적인 파일럿 위치를 사용하는 기저대역(baseband)으로 복조된다. 기저대역 신호는 임의의 알려지지 않은 주파수 오프셋들을 수용하기에 충분한 크기의 저대역(low-pass) 필터로 필터링된다. 필터링된 신호는 서브-샘플링된 신호(sub-sampled signal)의 FFT를 취하여, 다운-샘플링되고(down-sampled)되고, 여기서 FFT 사이즈는 감지 윈도우(sensing window)의 드웰 시간(dwell-time)에 종속한다. 파일럿 에너지 검출은 단일 드웰 윈도우(single dwell window)에서 출력 스퀘어링된(output-squared) FFT의 최대치를 찾고, 그것을 미리결정된 임계값에 비교함으로써 수행된다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따라, FFT 기반의 파일럿 검출은 검출된 캐리어 신호에서 파일럿의 위치에 기초한다. 수신된 신호는 공지된 일반적인 파일럿 위치를 사용하는 기저대역으로 복조된다. 기저대역 신호는 임의의 공지되지 않은 주파수 오프셋들을 수용하기에 충분히 큰 저대역 필터로 필터링된다. 필터링된 신호는 서브-샘플링된 신호의 FFT를 취하여, 다운-샘플링되고, 여기서 FFT 사이즈는 감지 윈도우의 드웰 시간에 종속한다. 파일럿 위치 검출은 출력 스퀘어링된 FFT의 최대치의 위치를 찾고, 그것을 복수의 드웰들 사이에서 비교함으로써 수행된다.
본 발명의 다양한 실시예들은, 예시적이지 제한적이 않고, 유사한 참조번호들이 유사 또는 대응하는 부분들을 나타내도록 의도된 첨부 도면들에서 설명된다.
도 1은 종래의 ATSC 8-VSB 전송기의 블록도.
도 2는 도 1의 VSB 신호의 필드 동기화 신호의 구조를 도시하는 도면.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 검출기를 도시하는 블록도.
도 4는 인컴번트 신호에서 파일럿의 에너지에 기초하여 FFT 기반의 파일럿 검출을 수행함으로써 낮은 신호 대 잡음비로 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 방법을 도시하는 흐름도.
도 5는 연속적인 구간들에 걸쳐, 최대 FFT 값의 위치를 관찰하여 FFT 기반의 파일럿 검출을 수행함으로써 낮은 신호 대 잡음비로 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예를 도시하는 흐름도.
도 6은 검출이 검출된 신호 x(t)에서 파일럿의 에너지에 기초하는, 10개의 드웰들 즉, N=10에 대한 강한 파일럿(strong pilot)을 갖는 신호 x(t)를 검출하는데 있어 32-포인트 FFT에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.
도 7은 검출이 검출된 신호 x(t)에서 파일럿의 에너지에 기초하는, 10개의 드웰들 즉, N=10에 대한 약한 파일럿(weak pilot)을 갖는 신호 x(t)를 검출하는데 있어 32-포인트 FFT에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.
도 8은 검출이 검출된 신호 x(t)에서 파일럿의 에너지에 기초하는, 10개의 드웰들 즉, N=10에 대한 약한 파일럿을 갖는 신호 x(t)를 검출하는데 있어 256-포인트 FFT에 대한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.
본 발명은 FFT 기반의 파일럿 검출을 수행함으로써, 특히, 낮은 신호 대 잡음비로, 인컴번트 신호의 존재를 빠르고 견고하게 검출하기 위한 견고하고 효과적인 해결법을 제공하는 한 예시적인 시스템, 방법 및 장치에 대하여 보다 상세히 설명된다. 스펙트럼 감지는 기본 사용자들에게 유해한 간섭을 야기시키지 않고, 2차 네트워크들로 하여금 스펙트럼을 재사용하게 할 수 있기 때문에, 다이내믹 스펙트럼 액세스를 위한 키 인에이블러(key enabler)이다. 따라서, 본 발명은 FFT 기반의 파일럿 검출에 기초하여 스펙트럼 감지 기술과 같은 한 가지 방식으로 특징지어질 수 있다.
본 발명은 정기적으로 스케줄된 감지 윈도우들에도 불구하고, 2차 서비스들의 QoS가 보존되게 함으로써 MAC 감지 아키텍처와 잘 맞는 하나 또는 복수의 감지 드웰들(윈도우들)과 함께 사용하는데 적용가능하다.
본원에서 설명되는 스펙트럼 감지는 특히, 배타적이지 않고, 매우 다이내믹하고 조밀한 네트워크들에서의 동작을 위해 설계되며, IEEE 802.22 표준의 현재 초 안에서 채택된다. 본원에서 설명되는 스펙트럼 감지는 2가지 유형의 인컴번트들, 즉 TV 서비스 및 무선 마이크로폰들을 기본적으로 보호하기 위해 설계된다. 특히, 무선 마이크로폰들은 라이센스가 있는 스펙트럼의 2차 사용자들이고, 비간섭 기반으로 빈(vacant) TV 채널들에 대해 동작하도록 FCC에 의해 허용된다.
도 1은 공지된 데이터를 일정하게 삽입하고 전송하기 위해 사용되는 종래의 디지털 방송 전송 장치의 블록도를 도시한다. 그것은 표준 8 레벨 VSB(vestigial sideband) 전송 장치이고, 랜덤화기(10), RS(Reed-Solomon) 인코더(12), 인터리버(interleaver:14), 트렐리스(trellis) 인코더(16), 멀티플렉서(MUX)(18), 파일럿 삽입기(20), VSB 변조기(22), 및 RF(radio frequency) 변환기(24)를 포함한다. 파일럿 삽입기(20)는 멀티플렉서(18)로부터 파일럿 신호들을 심볼 스트림(symbol stream)에 삽입한다. 파일럿 신호는 이들 신호들이 효과적이기 위해 갖는 고정된 시간 및 진폭 관계들을 파괴시키지 않도록 램덤화 및 에러 코딩 단계들 후에 삽입된다. 데이터가 변조되기 전에, 작은 DC 시프트(shift)가 8-VSB 기저대역 신호에 인가된다. 이것은 작은 잔여(residual) 캐리어들로 하여금 결과적으로 변조된 스펙트럼의 영(0) 주파수 지점에서 나타나게 한다. 이것은 파일럿 삽입기(20)에 의해 제공되는 파일럿 신호이다. 이것은 VSB 수신기 내의 RF 위상 로크 루프(phase-lock-loop:PLL) 회로들에, 전송되는 데이터에 무관한 로크(lock)하는 무엇인가를 제공한다. 파일럿 신호가 파일럿 삽입기(20)에 의해 삽입된 후에, 출력은 VSB 변조기(22)에 의한 것이다. VSB 변조기(22)는 심볼 스트림을, 중간 주파수 대역의 8 VSB 신호로 변조한다. VSB 변조기(22)는 제거된 한 측대역의 대부분을 갖는, 표준 주파수(미국에서 44MHz)에서 필터링된(RRC:root-raised cosine) IF 신호를 제공한다.
특히, 8 레벨 기저대역 신호는 중간 주파수(IF) 캐리어로 진폭 변조된다. 변조는 캐리어 주파수에 대해 이중 측대역 IF 스펙트럼을 생성한다. 하지만, 총 스펙트럼은 할당된 6 MHz 채널에서 전송되기에 매우 넓다. 변조에 의해 생성되는 사이드로브들(sidelobes)은 중앙 스펙트럼의 간단히 스케일된 복사본들(copies)이고, 전체 하부 측대역은 상부 측대역의 미러 이미지(mirror image)이다. 그러므로 필터를 사용하여, VSB 변조기는 전체 하부 측대역 및 상부 측대역 내의 사이드로브들 모두를 버린다. 남아있는 신호(중앙 스펙트럼의 상부 절반)는 나이키스트 필터(Nyquist filter)를 사용함으로써 1/2로 추가로 제거된다. 나이키스트 필터는 1/2 주파수 대역폭만이 제공된 샘플링 레이트에서 디지털 신호를 전송하는데 필요하다는 것을 요약하는 나이키스트 이론에 기초한다.
또한, 도 1에 따라, RF(Radio Frequency) 변환기(24)는 VSB 변조기(22)로부터의 중간 주파수 대역의 신호를 RF 대역 신호로 변환시키고, 그 신호를 안테나(26)를 통해 수신 시스템에 전송한다.
8 VSB 신호의 각 데이터 프레임은 2개의 필드들, 즉 홀 수 필드 및 짝수 필드를 갖는다. 두 필드들 각각은 313개의 세그먼트들을 가지며, 제 1 세그먼트는 필드 동기화(sync) 신호에 대응한다. 도 2는 도 1의 8 VSB 신호의 필드 동기화 신호의 구조를 도시하는 도면이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 홀수 및 짝수 필드들의 세그먼트들 각각은 832개의 심볼들을 갖는다. 홀수 및 짝수 필드들 각각에서 세그 먼트들 각각의 4개의 제 1 심볼들은 세그먼트 동기화 신호(4-심볼 데이터-세그먼트-동기화(data-segment-synchronization:DSS)) 시퀀스를 포함한다.
VSB 신호를 보다 더 수신가능하게 하기 위해서, VSB 신호의 홀수 및 짝수 필드들 각각의 제 1 세그먼트(필드 sync 신호를 포함)에 훈련 시퀀스들(training sequences)이 실장된다. 제 1 동기화 신호는, 채널 등화기(channel equalizer)를 위한 4개의 의사 랜덤 시퀀스들(pseudo-random training sequences)을 포함한다: 511개의 심볼들로 구성된 의사 랜덤 넘버(PN) 511 시퀀스; 및 각각이 63개의 심볼들로 구성된 3개의 PN63 시퀀스들. 3개의 PN63 시퀀스들의 제 2 PN63 시퀀스의 기호(sign)는 필드가 변할 때마다 변하여 필드가 데이터 프레임의 제 1(홀수) 또는 제 2(짝수) 필드인지를 나타낸다. 동기화 신호 검출 회로는 PN511 시퀀스를 사용하여, 수신된 복수 경로 신호들의 진폭들 및 위치들(위상)의 프로파일(profile)을 결정하고, 디코딩 동작과 같은, 다양한 DTV 수신 동작들을 위해 필요한 복수의 동기화 신호들을 생성한다.
도 3을 참조하면, 검출기(500)의 한 예시적인 실시예가 도시된다. 원하는 감지 시간, 복잡성, 미스된 검출(missed detection)의 확률, 및 잘못된 알람(false alarm)의 확률에 종속하여 검출기(500)의 파라미터들이 선택될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 도 3에 따라, 검출기(500)는 안테나(311), 튜너(tuner:313), A/D 변환기(315), 복소 믹서(complex mixer:317), 협대역 필터(319), 서브-샘플 유닛(321), FFT 유닛(323), 에너지/위치 검출기(325)를 포함한다.
튜너(313)는 인컴번트 신호(39)를 수신하고, 낮은-IF(LIF) 신호(43)를 제공 하기 위해 사용된다. 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기(315)는 가장 높은 주파수의 적어도 2배인 샘플 레이트로 낮은-IF(LIF) 신호(43)를 샘플링하고, 낮은-IF(LIF) 신호(43)를 디지털 LIF 신호(45)로 변환하기 위해 사용된다. 디지털 LIF 신호(45)는 제 1 입력으로서 복소 믹서(317)에 공급되고, 그것은 캐리어 주파수과 같은 특성 주파수(characteristic frequency)(fc)를 갖는 발진기(oscillator)(도시되지 않음)로부터 출력된 기준 신호(55)와 결합된다. 복소 믹서(317)는 복소 복조된 기저대역 신호(complex demodulated baseband signal)(47)를 출력한다. 복소 복조된 기저대역 신호(47)는 입력으로서, 저대역 필터링을 수행하고, 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(49)를 생성하기 위해 사용되는 협대역 필터(319)에 제공된다. 서브 샘플 유닛(321)은 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(49)를 다운 샘플링하고, 다운 샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(51)를 출력한다. FFT 유닛(323)은 다운 샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(51)를 수신하고, FFT 윈도우를 생성하고, 다운 샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(51)를 처리하는 FFT를 수행한다. FFT 유닛(323)은 복수의 주파수 도메인 성분 신호들(53)을 출력한다. 에너지/위치 검출기(325)는 복수의 주파수 도메인 성분 신호들(53)을 수신하고, 인컴번트 신호(39)의 존재 또는 부재에 대한 단일 결정을 출력한다.
본원에서 설명되는 실시예들 각각에서, 임계값의 선택은 잘못된 알람(PFA)의 원하는 확률에 의해 결정된다.
도 4는 인컴번트 신호에서 파일럿의 에너지에 기초한 FFT 기반의 파일럿 검 출에 의해 낮은 신호 대 잡음비로 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예를 도시하는 흐름도이다. 예로서, 검출될 캐리어 신호 x(t)는 낮은-IF(5.38MHz)에서 대역통과 신호이며, 2.69MHz의 일반적인 파일럿 위치를 가지는 것으로 가정된다. 또한, 그 신호가 21.52MHz에서 샘플링되는 것으로 가정한다.
하지만, 도 4를 참조하여 설명되는 동작들은 파일럿을 포함하는 임의의 신호를 검출하기 위해 적절한 수정들로 구현될 수 있고, 그 신호는 임의의 IF 또는 RF 주파수로 전송되고, 임의의 적절한 샘플링 레이트로 샘플링된다는 것이 이해된다. 블록(602)에서, 수신된 신호는 fc=2.69MHz의 공칭 주파수 오프셋(nominal frequency offset)을 사용하는 기저대역으로 복조된다. 공칭 주파수 오프셋은 파일럿 신호를 DC에 가깝게 하기 위해 인가된다.
x(t) = 낮은-IF(예컨대 5.38MHz)에서 실제 대역통과 신호
y(t) =
Figure 112009063495875-PCT00001
= 기저대역에서 복소 복조된 신호
블록(604)에서, 복소 복조된 기저대역 신호 y(t)는 대역폭의 저대역 필터로 필터링된다. 일반적으로, 제 1 대역폭은 신호에 있어 임의의 공지되지 않은 주파수 오프셋들을 수용하기에 충분히 크다. 몇몇 실시예들에서, 파일럿-에너지 검출은 큰 주파수 오프셋들과 신호들의 검출가능성(detectability)을 저해하지 않고 필터 대역폭을 협소하게 함으로써 보다 견고하게 만들어질 수 있다. 블록(606)에서, 필터링된 신호 y(t)는 21.52MHz에서 53.8MHz로 다운 샘플링된다. 블록(608)에서, 다운 샘플링된 신호의 FFT는 복수의 주파수 도메인 성분 신호들을 생성하기 위해 취해진 다. 드웰 시간에 종속하여, FFT의 길이는 변할 수 있다. 예를 들어, 1ms 드웰은 32-포인트 FFT를 허용한다. 5ms 드웰은 512-포인트 FFT를 허용한다. 드웰 시간을 증가시키는 것이 수행성능을 개선시킨다는 점에 유의하자, 블록(610)에서, 단일 드웰에서, 출력 스퀘어링된 FFT의 최대값뿐만 아니라, 위치가 식별된다. 블록(612)에서, 이 값은 신호 존재를 검출하기 위해 에너지 임계값과 비교된다.
위의 동작들은 마이크로프로세서, DSP 등과 같은 처리 유닛에 의해 소프트웨어 또는 펌웨어에서 실행될 수 있다는 것이 이해된다.
또 다른 실시예에서, 진보한 파일럿 에너지 검출은 위치에 기초하여 인컴번트 신호의 존재 또는 부재를 결정하기 위해 복수의 드웰들을 포함한다. 예를 들어, N개의 드웰들이 고려될 수 있고, 여기서 N은 1보다 큰 양의 정수이다.
도 5는 연속 구간들에 걸쳐 최대 FFT 값의 위치를 관찰하여 FFT 기반의 파일럿 검출을 수행함으로써 낮은 신호 대 잡음비로 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 본 발명의 또 다른 실시예를 도시하는 흐름도이다. 블록(702)에서, 수신된 신호는 fc=2.69MHz의 예시적인 공칭 주파수 오프셋을 사용하여 기저대역으로 복조된다. 공칭 주파수 오프셋은 파일럿 신호를 DC에 가깝게 하기 위해 인가된다.
x(t) = 낮은-IF(예컨대 5.38MHz)에서 실제 대역통과 신호
y(t) =
Figure 112009063495875-PCT00002
= 기저대역에서 복소 복조된 신호
블록(704)에서, 복소 복조된 기저대역 신호 y(t)는 저대역 필터로 필터링된다. 일반적으로, 필터 대역폭은 신호에서 임의의 공지되지 않은 주파수 오프셋들을 수행하기에 충분해야 한다. 블록(706)에서, 필터링된 신호 y(t)는 예시적인 21.52MHz에서 53.8MHz로 다운 샘플링된다. 블록(708)에서, 다운 샘플링된 신호의 x-포인트 FFT는 N개의 연속적인 드웰에서 독립적으로 수행되고, N개의 512x1 독립 벡터들이 각각 출력된다(V1 내지 VN). x-포인트 FFT의 사이즈는 바람직하게는 2의 자승이다. 예를 들어, {32x1}, {64x1}, {128x1}, 또는 {512x1} FFT.
V1 = [(FFTout-1),(FFTout-2),......(FFTout-512)]
:
:
VN = [(FFTout -1),(FFTout -2),......(FFTout -512)]
사용될 수 있는 드웰들의 수에 대한 제한 또는 한계가 존재하지 않음이 이해된다. 환언하면, 드웰들의 수(N)는 1과 같거나 큰 양의 정수일 수 있다. 사용된 FFT의 길이는 각각의 드웰에서 드웰 시간에 관련된다. 예를 들어, 1ms 드웰은 32-포인트 FFT를 허용하고, 5ms 드웰은 512-포인트 FFT를 허용한다.
블록(710)에서, 벡터들(V1 내지 VN)의 세트는 다수의 그룹들(M)로 나눠진다. 본 발명의 일 실시예에서, 벡터들(V1 내지 VN)의 세트는 M=2와 같이, 두 개의 그룹들로 나눠진다. 바람직하게는, 각 그룹은 이상적인 수의 벡터들을 포함한다. 예를 들어, 두 개의 그룹들(M=2)의 경우에, 각 그룹은 N/2 벡터들을 갖는다. 즉, 제 1 그룹은 벡터들{V1 내지 VN/2}로 구성되고, 제 2 그룹은 {VN/2 내지 VN}으로 구성된다.
초기 벡터 세트(N)로부터 생성될 수 있는 그룹들의 수(M)에 대한 제한 또는 한계가 존재하지 않음이 이해된다. 예를 들어, 일 실시예에서, 벡터들(V1 내지 VN)로 구성된 벡터 세트(N)를 4개의 그룹들(M=4)로 나누는 것이 고려되고, 각 그룹은 N/4 벡터들로 구성된다. 유사하게, 또 다른 실시예에서, 벡터들(V1 내지 VN)로 구성된 벡터 세트(N)를 8개의 그룹들(M=8)로 나누는 것이 고려되고, 각 그룹은 N/8 벡터들로 구성된다.
블록(712)에서, 각각의 그룹 내의 벡터들 각각은 평균된다. 예를 들어, N=10, M=2, 및 FFT=512이고, 두 개의 그룹들 각각에서 벡터들(5)은 평균된다. 블록(714)에서, 단일 최대 벡터값(fmax)은 벡터 그룹들 각각에서 식별된다. 블록(716)에서, 차이 값(D)은 N=10 및 M=2인 경우에, 최대 벡터 값들(fmax-group1 및 fmax-group2)간의 차이로서 계산된다. 복수의 그룹들이 존재하는 경우에, 차이 값이 각 그룹들 사이에서 계산된다. 예를 들어, 4개의 그룹들의 경우, 8개의 차이 값들이 계산된다. 블록(718)에서, 가장 큰(또는 유일한) 차이 값(Dmax)은 인컴번트 신호의 존재 또는 부재를 결정하기 위해 임계값과 비교된다.
도 6은 단일 드웰, 즉 N=1에 대해 강한 파일럿을 포함하는 신호 x(t)를 검출하는데 있어, 32-포인트 FFT에 대해 얻어진 시뮬레이션 결과를 도시하고, 여기서 상기 검출은 검출된 신호 x(t)에서 파일럿의 에너지에 기초한다. 도 7은 약한 파일럿 신호를 검출하기 위해 시도하는데 있어, 32-포인트 FFT를 사용하는 단점을 도시 한다. 이 경우에, 높은 순서(higher order) FFT는 약한 파일럿 신호를 추출하는데 바람직하다. 도 8은 높은 순서 FFT를 사용할 때 개선된 해상도를 갖는 보다 양호한 수행성능 결과를 도시한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 256-포인트 FFT는 도 7의 32-포인트 FFT를 사용하여 달성할 수 없는 패이드된 파일럿 신호(faded pilot signal)를 쉽게 검출한다.
또 다른 알고리즘이 FFT에 대해 교체될 수 있음을 이해할 것이다. 또한, 평균 구간의 길이에 대한 제한 또는 한계가 존재하지 않음을 이해할 것이다. 예를 들어, 10ms의 단일의 긴 드웰이 보다 양호한 검출 성능을 얻기 위해 512-포인트 FFT(또는 또 다른 알고리즘)와 함께 사용될 수 있다.
디지털 ATSC 표준과 같이, 아날로그 NTSC(National Television System Committee) 방송 신호들은 또한, 수신기의 위치 위치에 대해 사용될 수 있는 파일럿 신호 및 다른 공지된 동기화 신호 성분들을 포함한다. 본 발명은 아날로그 NTSC 방송 신호들에 적용된다. 예를 들어, 수평 스캔 동기화 신호는 63.6마이크로초의 각각의 수평 스캔 시간에 일어난다. 이 63.6마이크로초는, 이 수평 스캔 동기화 신호가 디지털 ATSC 표준의 세그먼트 동기화 비트 파형(segment synchronization bit waveform)에 유사한 역할을 플레이하는 동안, 앞에서 논의된 세그먼트 시간 구간에 등가(equivalent)이다. 이 아날로그 TV 방송 신호들을 위해, 또한, 주기적으로 발생하는 공지된 GCR(Ghost Canceling Reference) 신호가 존재하고, 이것은 전송기에서 수신기들로의 신호 전파 동안 복수경로(multipaths)와 싸우기 위해 TV 수신기들에 의해 사용된다. 이 GCR 신호는 디지털 ATSC 방송 신호의 필드 동기화 세그먼트 신호와 유사하다. 본 발명은 또한 다른 유형의 아날로그 TV 방송 신호들로 확장된다.
ETSI(European Telecommunications Standards Institute)는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호들의 사용에 기초하는 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 표준을 확립하였다. 본 발명은 DVB-T 및 밀접하게 관련된 일본의 ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) 시스템에 적용가능하다. DVB-T 시스템의 8K 모드는 예컨대, 각 캐리어가 896 마이크로초 기속기간의 코딩된 데이터 심볼로 QAM 변조되는(QPSK는 특수한 경우이다) 6,816개의 OFDM 캐리어들로 구성된다. 6,816개의 데이터 심볼들의 전체 세트는 이 DVB-T 방송 신호의 한 심볼로서 고려된다. 896 마이크로초 기속기간의 캐리어들을 갖는 각각의 QAM 변조된 심볼들은 때로는 셀들(cells)이라 불린다. 많은 이러한 셀들은 고정되고, TV 수신기들에서 동기화를 위해 사용된다. 파일럿 캐리어들 또는 셀들로 불리는 이들 공지된 동기화 셀들은 본 발명에 기초하여 수신기의 위치 위치를 결정하는데 사용될 수 있다.
본 발명은 ETSI 디지털 오디오 방송(DAB) 및 미국 IBOC(In-Band On-Channel) 디지털 오디오 방송 시스템들과 같은 다른 OFDM 방송 신호들에 적용가능하다. OFDM 오디오 방송 신호들은 또한, 시리우스(Sirius) 및 XMRadio의 SDARS(Satellite Digital Audio Radio Service) 시스템들의 지상 중계들(terrestrial relays)에 의해 사용된다. 본원에서 설명되는 실시예들에서, 인컴번트 사용자의 존재를 빠르고 견고히 검출하기 위해, 그것의 존재를 검출하도록 인컴번트 신호에서 파일럿의 공 지된 위치를 레버리지(leverage)하는 2차 사용자의 지적 라디오(cognitive radio) 또는 소프트웨어 라디오 디바이스에서 FFT 기반의 파일럿 검출 방법이 사용된다. 이 방식으로, 본 발명은 적어도 하나의 파일럿 신호를 포함하는 임의의 인컴번트 신호에 대한 일반적인 적용가능성을 갖는다. 또한, 본 발명은 특별히, 배타적인 것은 아니지만, 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 캐리어 신호들에 적합하다.
본 발명의 서로 다른 실시예들에 따라, 본 발명의 FFT 기반의 파일럿 검출은 제한 없이, 검출된 신호에서 파일럿의 위치 또는 검출된 신호에서 파일럿의 에너지를 포함하는 서로 다른 기준에 기초할 수 있다. 다른 실시예들에서, 파일럿 검출 예컨대 위치 및 에너지에 대해 이러한 기준을 조합하는 다양한 조합 방식들이 고려된다.
본 발명의 바람직한 실시예의 앞의 설명은 예시 및 설명을 위해 제공되었다. 본 발명을 개시된 정확한 형태에 제한하거나 소모적인 것으로 의도되지 않는다. 많은 수정들 및 변경들이 위의 개시로부터 가능하다. 본 발명의 범위가 이 상세한 설명에 제한되지 않고, 여기에 첨부된 청구범위 및 그것의 등가물들에 의해 제한되도록 의도된다.

Claims (14)

  1. 인컴번트 신호(incumbent signal:39)의 존재를 검출하기 위한 방법에 있어서,
    복수의 주파수 도메인 성분들(frequency-domain components:53)을 생성하기 위해 수신된 신호(51)에 대해 주파수 도메인 변환을 수행하는 단계;
    상기 복수의 주파수 도메인 성분들(53) 중에서 최대 주파수 도메인 성분을 식별하는 단계;
    상기 식별된 최대 주파수 도메인 성분을 스퀘어링(squaring)하는 단계; 및
    상기 인컴번트 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 상기 스퀘어링된 최대 주파수 도메인 성분을 검출 임계값과 비교하는 단계를 포함하는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 주파수 도메인 변환은 x-포인트 FFT 변환인, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 x-포인트 FFT 변환은 단일의 드웰(dwell)에서 수행되는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 x-포인트 FFT 변환은 복수의 드웰들에서 수행되는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 주파수 변환은 파워 스펙트럼 밀도 변환(power spectral density transformation)인, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 인컴번트 신호(39)의 공지된 위치(location) 내의 파일럿 주변 영역에서 상기 수신된 신호를 저대역(low-pass) 필터링하는 단계를 더 포함하는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  7. 인컴번트 신호(39)의 존재를 검출하기 위한 방법에 있어서,
    복소 복조된 기저대역 신호(complex demodulated baseband signal:47)를 생성하기 위해 인컴번트 신호(39)를 복조하는 단계;
    필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(49)를 생성하기 위해 상기 복소 복조된 기저대역 신호(47)를 저대역 필터링하는 단계;
    다운-샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(51)를 생성하기 위해 상기 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호(49)를 다운-샘플링하는 단계;
    상기 주파수 도메인 변환으로부터 출력된 평균된 독립 벡터들의 가장 큰 차이 값을 식별하기 위해 상기 다운-샘플링된 필터링된 복조 복조된 기저대역 신호(51)에 대해 주파수 도메인 변환을 수행하는 단계; 및
    상기 인컴번트 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 상기 가장 큰 차이 값을 임계값과 비교하는 단계를 포함하는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    N개의 연속하는 드웰들에서 상기 다운-샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호에 대해 FFT 동작을 수행하는 단계;
    상기 수행된 FFT 동작들로부터 N개의 독립 벡터들을 생성하는 단계;
    상기 N개의 독립 벡터들을 M개의 서브-그룹들로 나누는 단계;
    상기 M개의 서브-그룹들 각각에서 상기 독립 벡터들을 평균하고, 상기 M개의 서브-그룹들 각각에서 단일의 평균된 독립 벡터를 산출하는 단계;
    각각의 서브 그룹에서 상기 단일의 평균된 독립 벡터들 각각 사이의 차이 값을 계산하는 단계; 및
    상기 계산된 차이 값들 중에서 상기 가장 큰 차이 값을 식별하는 단계를 더 포함하는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 주파수 도메인 변환은 x-포인트 FFT 변환인, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 x-포인트 FFT 변환은 단일의 드웰에서 수행되는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 FFT 동작은 복수의 드웰들에서 수행되는, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  12. 제 7 항에 있어서, 상기 주파수 도메인 변환은 파워 스펙트럼 밀도 변환인, 인컴번트 신호(39)의 존재 검출 방법.
  13. 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 시스템에 있어서,
    복수의 주파수 도메인 성분들을 생성하기 위해 수신된 신호에 대해 주파수 도메인 변환을 수행하기 위한 유닛(unit)으로서, 상기 복수의 주파수 도메인 성분들 중에서 최대 주파수 도메인 성분을 식별하고, 상기 식별된 최대 주파수 도메인 성분이 스퀘어링되는, 상기 유닛; 및
    상기 인컴번트 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 상기 스퀘어링된 최대 주파수 도메인 성분을 검출 임계값과 비교하기 위한 검출기를 포함하는, 인컴번트 신호의 존재 검출 시스템.
  14. 인컴번트 신호의 존재를 검출하기 위한 시스템에 있어서,
    복소 복조된 기저대역 신호를 생성하기 위해 인컴번트 신호를 복조하기 위한 유닛으로서, 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 복소 복조된 기저대역 신호를 저대역 필터링하고, 다운-샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호를 다운-샘플 링하는, 상기 유닛;
    상기 주파수 도메인 변환으로부터 출력된 평균된 독립 벡터들의 가장 큰 차이 값을 식별하기 위해 상기 다운-샘플링된 필터링된 복소 복조된 기저대역 신호에 대해 주파수 도메인 변환을 수행하기 위한 FFT 유닛; 및
    상기 인컴번트 신호가 존재하는지를 결정하기 위해 상기 가장 큰 차이 값을 임계값과 비교하기 위한 검출기를 포함하는, 인컴번트 신호의 존재 검출 시스템.
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