KR20090024351A - 이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분활 다중화 시스템의 타이밍 동기를 수행하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 한 심볼 내 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)을 이용하여 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하고, 상기 획득한 무게 중심의 위치를 FFT 윈도우의 위치로 설정하는 FFT 윈도우 검출기를 포함하여 상관 값 p(δ)의 피크 위치로 FFT 윈도우의 위치를 검출하는 종래의 방법보다 이동통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

FFT 윈도우, FFT 윈도우 위치, 동기화, 타이밍 동기

Description

이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TIMING SYNCHRONIZATION IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템에 관한 것으로서 특히 상기 직교 주파수 분활 다중화 시스템의 타이밍 동기를 수행하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 수신기는 송신기에서 전송된 OFDM 신호를 복원하기 위해서는 타임 동기(time synchronization)가 정확히 수행되어야 한다. 상기 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템에서는 다수의 직교 반송파 주파수에 사용자 데이터를 병렬로 동시에 전송함으로써 고속의 데이터 전송 속도를 구현한다.

이때, 시간 영역에서는 IFFT 과정을 통해 얻은 다수의 샘플이 하나의 OFDM 심볼을 이루어 기존 단일 반송파 시스템에 비하여 느린 symbol rate을 가지게 되 며, 각 OFDM 심볼의 사이에는 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)라 불리는 보호 구간(guard interval)을 두어 인접 심볼간 간섭(ISI ; Inter-Symbol Interference)에 대처하게 된다. 상기 보호 구간은 실제 데이터 영역의 후미 일부분의 사본으로 구성되는데, 상기 직교 주파수 분활 다중화 시스템의 수신기는 안테나를 통해 수신되는 신호로부터 보호 구간에 해당하는 영역과 실제 데이터 구간에 해당하는 영역을 구분하여, 본래의 데이터 영역이 FFT 블록의 입력으로 인가되도록 FFT 윈도우(FFT Window)를 설정할 수 있어야 한다.

도 1은 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 타이밍 동기 과정을 나타내는 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 신호는 보호 구간과 데이터 구간의 반복으로 이루어지며, 다중 경로 채널을 거쳐 그림과 같이 여러 개의 중첩된 지연 신호의 형태로 수신이 된다.

FFT 윈도우 1(140)은 정확한 신호의 병렬 처리를 위한 FFT 윈도우로 첫 번째 지연 신호의 보호 구간의 시작점으로부터 데이터 구간의 길이 만큼(110)을 FFT 윈도우로 설정한 경우이다. 상기와 같은 경우, 두 번째와 세 번째 지연 신호의 이전 심볼의 일부가 상기 FFT 윈도우 안으로 들어오게 되어 심볼간 간섭이 발생하여 복조 성능을 저하된다.

FFT 윈도우 3(160)은 마지막 지연 신호의 데이터 구간에 해당하는 영역을 FFT 윈도우로 설정한 경우로 다음 심볼의 보호 구간에 해당하는 신호가 상기 FFT 윈도우 안으로 들어오기 때문에 마찬가지로 심볼간 간섭이 발생할 수 있다. FFT 윈도우 2(150)는 인접 심볼 간의 간섭이 없는 FFT 윈도우를 나타낸다. 마지막 경로의 이전 심볼 구간 끝 지점 보다 뒤쪽에 상기 FFT 윈도우의 시작점을 두고, 첫번째 경로의 현재 심볼의 끝 지점 보다 앞쪽에 상기 FFT 윈도우의 끝점을 두어 인접 심볼로부터의 심볼간 간섭을 배제하게 된다.

다수의 경로를 통해 수신하는 신호의 데이터 구간과 상기 FFT 윈도우 위치 사이의 옵셋에 따른 영향은, 고속 퓨리에 변환 수행 이후 주파수 영역 신호의 주파수 인덱스 및 상기 FFT 윈도우 위치 옵셋의 크기에 비례하는 만큼의 위상 회전의 형태로 나타나는데, 이는 차등 복조(differential demodulation), 혹은 채널 추정 및 보상의 과정에서 제거되어 본래의 데이터를 안전하게 복구할 수 있다.

상기와 같이 FFT 윈도우의 위치를 추정하고 유지하는 타이밍 동기 방법으로는 보호 구간과 데이터 구간 사이의 상관 특성을 이용하는 타이밍 동기 방법이 있다.

상기와 같이 보호 구간과 데이터 구간 사이의 상관 특성을 이용한 타이밍 동기 방법은 하기 <수학식 1>을 이용하여 수행할 수 있다.

상기 <수학식 1>에서 N은 데이터 구간의 길이 즉 FFT 크기이며, Ng는 보호 구간의 길이, r(k)는 k 시점에 수신된 입력 신호, p(δ)는 δ 시점에서 입력 신호의 가장 최근 Ng 샘플과 N 샘플 이전의 Ng 샘플 간의 상관 정도를 나타낸다.

도 2는 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 입력 신호에 대한 보호 구간과 데이터 구간의 상관 관계를 나타내는 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, OFDM 심볼과 다음 OFDM 심볼 사이의 경계에서 피크가 발생하는 것을 확인할 수 있다. 따라서 전체 OFDM 심볼 길이, 즉 데이터 구간과 보호 구간을 포함하는 샘플(N+Ng) 만큼의 관찰 구간 동안 p(δ)(210)를 관찰하였을 때, p(δ)의 값이 최대가 되는 위치(230)가 OFDM 심볼의 보호 구간의 시작점이라는 것을 알 수 있다. 상기와 같이 OFDM 심볼의 보호 구간 시작점을 확인하면 보호 구간(Ng) 샘플 뒤가 FFT 윈도우의 시작점이 된다.

상기와 같은 FFT 윈도우의 위치는 OFDM 심볼로부터 심볼간 간섭이 발생하는 것을 방지하기 위하여 간섭 성분이 들어오는 것을 막기 위함인데, 실제 데이터 구간보다 앞쪽의 위치에 설정한다.

이때 FFT 후단의 주파수 영역에서는 하기 도 3과 같이 부반송파 인덱스와 FFT 윈도우 선택시 발생한 타이밍 옵셋 양에 비례하는 위상 천이가 각 부반송파에 발생하게 된다.

상기 도 3을 참조하면, "●"로 표시한 부반송파는 파일럿 부반송파를 의미하 며, "○"로 표시한 부반송파는 최종적으로 주파수 방향 보간을 통해 채널값을 계산해야 하는 부반송파들을 의미한다.

도 3(b)와 도 3(c)는 FFT 윈도우의 타이밍 옵셋에 따른 위상 천이를 나타내는 도면으로, m(303)과 n(301)는 각각 FFT 윈도우의 타이밍 옵셋, Δk를 인접 파일럿 부반송파간 주파수 간격이라고 가정할 경우, 인접한 두 파일럿 부반송파 사이에는 각각 2πΔkm/N, 2πΔkn/N의 위상 회전이 발생한다.

상기 타이밍 옵셋에 따른 위상 천이를 나타내는 도면의 우측에 도시한 도면은 보간을 통해 얻어진 채널 값을 나타내는 도면으로, 상기 도 3(b)와 같이 위상 회전량이 크지 않은 FFT 윈도우의 보간 결과와 원래의 값 사이에 큰 차이가 나지 않지만, 도 3(c)와 같은 FFT 윈도우의 보간 결과는 큰 오차가 발생한다.

상기와 같은 타이밍 옵셋에 따른 위상 천이는 OFDM 심볼마다 동일하게 나타나는 것으로, 시간 방향의 차등 변복조를 사용하는 경우에는 심볼간 위상차 정보만을 이용하므로 아무런 문제가 되지 않지만, 도 4와 같은 DVB-T/H나 ISDB-T 시스템처럼 주파수-시간 평면 위에 일정 간격으로 흩뿌려진 파일럿 배열 구조를 가져 각 파일럿 부반송파 위치에서 채널 추정을 먼저 수행하고, 이들로부터 1차원 혹은 2차원 보간(interpolation)을 통해 나머지 부반송파에 대한 채널 값을 계산해야 하는 경우 문제가 된다.

다중 경로 채널에서는 각 경로를 통해 수신하는 신호와 최종적으로 선택된 FFT 윈도우의 위치 사이에 항상 타이밍 옵셋이 존재하므로 채널 보간 오차에 의한 성능 열화가 항상 존재한다. 전체 지연 확산의 길이가 길어질수록 마지막 경로와 선택된 FFT 윈도우 사이의 거리가 멀어져 보간 오차의 크기도 증가한다.

도 5는 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템에서 피크 검출기의 출력이 최대가 되는 위치를 기반으로 설정한 FFT 윈도우의 위치를 나타내는 도면이다.

도 5(a)를 참조하면, 다중 경로가 존재하지 않을 경우, 피크 검출기의 출력은 항상 피크의 중심을 가리키고, 도 5(b)와 같이 앞선 경로의 크기가 큰 다중 경로에서는 p(δ)의 모양이 불연속적인 기울기의 경사면을 갖는 피크 형태를 가지며, 피크 검출기의 출력은 대부분의 경우 앞선 경로의 위치를 가리키게 된다.

도 5(c)를 참조하면, 경로 간의 차이가 없는 다중 경로에서는 p(δ)는 최고점에 평평(flat)한 부분이 있는 피크 형태를 갖는다. 이때 피크 검출기는 이 평평한 구간 내의 어느 위치든 가리킬 수 있으며, 도 5(d)와 같이 경로 간 거리가 보호 구간의 길이보다 긴 경우에는 서로 구분되는 모양의 피크가 2개 발생하여 피크 검출기는 매 시도마다 둘 중 한 위치를 우연히 가리키게 된다.

상기와 같이 각 다중 경로로 인한 위상 천이의 기울기의 합이 최소화되지 못하므로 채널 보간 시 보간 에러의 양이 크게 되고 전체적인 수신 성능의 저하가 발생한다.

본 발명은 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 도출된 것으로서, 본 발명의 목적은 이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 이동통신 시스템에서 각 다중 경로의 무게 중심 위치를 검출하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 이동통신 시스템에서 다중 경로의 무게 중심으로 FFT 윈도우의 위치를 확인하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상술한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치는 한 심볼 내 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)을 이용하여 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하고, 상기 획득한 무게 중심의 위치를 FFT 윈도우의 위치로 설정하는 FFT 윈도우 검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 이동통신 시스템의 타이밍 동기 방법은 한 심볼 내 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)을 확인하는 과정과, 상기 확인한 지점을 이용하 여 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 과정과, 상기 획득한 무게 중심의 위치를 FFT 윈도우의 위치로 설정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 이동통신 시스템에서 다중 경로의 대략의 무게 중심 위치를 이용하여 FFT 윈도우 위치를 검출함으로써, 상관 값 p(δ)의 피크 위치로 FFT 윈도우의 위치를 검출하는 종래의 방법보다 이동통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하, 본 발명은 이동통신 시스템에서 타이밍 동기를 위한 FFT 윈도우(FFT Window)의 위치를 획득하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.이하 설명에서는 다중 사용자로부터 신호를 수신하는 다중 사용자 접속 방식의 수신기를 예로 들어 설명할 것이나, 주파수 분할 다중화 방식의 단일 사용자 수신기에도 적용 가능함은 물론이다.

도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 이동통신 시스템의 수신 장치를 도시한 블록도이다.

상기 수신 장치는 ADC 변환기(601), FFT 윈도우 검출기(603), 고속 퓨리에 변환기(605), 채널 추정기(607), 채널 등화기(609), 채널 복조화기(611) 및 채널 복호화기(613)를 포함하여 구성할 수 있다.

상기 이동통신 시스템의 수신 장치는 과정을 간략하게 설명하면, 먼저 안테나로 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 원하는 서비스의 대역의 신호로 필터링 한다.

이후, 상기 수신 장치는 FFT 윈도우의 위치에 신호를 병렬로 변환하여 고속 퓨리에 변환 과정을 통하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환시킨 후, 상기 고속 퓨리에 변환에 따른 신호의 파일럿에 해당하는 부반송파의 복조 데이터를 이용하여 파일럿 부반송파 위치의 채널값을 추정한다.

이후, 상기 채널 값을 보간하여 나머지 데이터 부반송파에서의 채널값을 추정하고, 상기 추정한 전체 부반송파의 채널값을 이용하여, 수신된 신호를 등화한다.

상기 수신 장치의 ADC 변환기(601)는 상기 안테나를 통해 수신하는 아날로그 신호를 디지털 신호로 양자화한다. 상기와 같이 양자화한 신호는 수신 필터로 입력되어 필터링된다.

상기 FFT 변환기(605)는 상기 ADC 변환기(601)에 의해 양자화된 시간 영역의 디지털 신호를 고속 푸리에 변환하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역의 데이터를 출력한다.

상기 채널 추정기(607)는 송수신 시 발생하는 채널 열화로 인한 주파수 영역에서의 위상 및 진폭의 일그러짐에 따른 채널을 추정하고, 상기 추정된 채널을 상기 채널 등화기(609)로 출력한다.

상기 채널 등화기(609)는 신호 왜곡을 제거하고, 신호 왜곡이 제거된 데이터를 상기 채널 복조화기(611)로 출력하며, 상기 채널 복조화기(611)는 상기 데이터를 해당 복조 방식으로 복조하여 상기 채널 복호화기(613)로 출력한다.

상기 채널 복호화기(613)는 상기 복조된 데이터를 해당 부호율로 채널 복호화하여 원래 데이터를 복원한다.

도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기의 구성을 도시한 블록도이다.

상기 도 7을 참조하면, 상기 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기(603)는 N 샘플 지연기(701), 미끄럼 합산기(703), 피크 검출기(707) 및 중심 위치 검출기(709)를 포함하여 구성할 수 있으며, 상기 FFT 윈도우 검출기(603)는 동작 방법에 따라 누적기(705)를 포함하여 구성할 수도 있다.

먼저, 상기 FFT 윈도우 검출기(603)는 데이터 구간의 길이 즉, FFT의 크기를 가진 FIFO 구조의 메모리로 구성한 N 샘플 지연기(701)의 저장 시점부터 N 지연되는 샘플을 복소 곱셈기로 출력하고, 상기 미끄럼 합산기(703)는 상기 복소 곱셈기로부터 출력되는 가장 최근 보호 구간 샘플의 미끄럼 합(sliding sum)을 계산하 여 샘플 간의 상호 관계를 나타내는 상관 값(p(δ))을 출력하도록 처리한다.

상기 FFT 윈도우 검출기(603)는 하기 <수학식 2>와 같이 기존의 이동통신 시스템에서 사용하는 방식으로 샘플 간의 상관 관계를 계산할 수 있다.

상기 <수학식 2>에서 N은 데이터 구간의 길이 즉 FFT 크기이며, Ng는 보호 구간의 길이, r(k)는 k 시점에 수신된 입력 신호, p(δ)는 δ 시점에서 입력 신호의 가장 최근 Ng 샘플과 N 샘플 이전의 Ng 샘플 간의 상관 정도를 나타낸다.

이후, 상기 FFT 윈도우 검출기(603)는 하기에서 설명하는 방법과 같이 FFT 윈도우의 위치를 계산한다.

상기 FFT 윈도우의 위치를 계산하기 위하여 먼저 상기 피크 검출기(707)는 상기 미끄럼 합산기에 의해 출력되는 p(δ)를 확인하여 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시점(Tp)을 확인하며, 상기 중심 위치 검출기(709)는 OFDM 심볼의 시작점을 계산한다.

상기 중심 위치 검출기(709)는 본 발명에 따라 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시점(Tp)을 이용하여 FFT 윈도우의 위치를 계산한다. 상기 중심 위치 검출기(709)에 의해 계산되는 위치는 다중 경로의 무게 중심 위치에 해당한다.

먼저, 상기 중심 위치 검출기(709)는 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시 점(Tp)에서의 p(δ)의 크기인 P보다 작은 값 αP로 임계값을 설정한다. 상기 임계값(0<α<1) αP를 설정할 경우, 상기 피크 검출기는 관찰 구간 내에서 δ를 증가시키면서 p(δ)의 크기의 변화를 관찰하여 Tr과 Tf라 정의한 위치를 확인한다.

여기에서, 상기 Tr은 p(δ)의 크기가 αP보다 작았다가 αP보다 커지는 위치들 중 가장 앞선 위치이며, 상기 Tf는 p(δ)의 크기가 αP보다 큰 상태였다가 αP보다 작아지는 위치들 중 가장 마지막 위치이다.

이후, 상기 중심 위치 검출기(709)는 하기 <수학식 3>을 이용하여 상기 FFT 윈도우의 중심 위치를 계산할 수 있다.

상기 FFT 윈도우 검출기(603)에서 FFT 윈도우 위치를 계산하는 방법은 상기 누적기(705)의 존재 여부에 따라 달라진다.

상기 FFT 윈도우 검출기(603)는 임계값 αP는 피크 위치에서의 크기인 P보다 작고 잡음 레벨의 크기보다는 큰 값으로 선택해야 하는데 P의 크기를 먼저 안 이후에 결정할 수 있다.

첫째로, 상기 FFT 윈도우 검출기(603)에 상기 p(δ)에 대한 심볼 단위 누적하는 누적기(705)가 존재하지 않을 경우, 실시간으로 관찰 구간 내에서 Tp와 P를 먼저 검출하고 이로부터 Tr을 검출하는 순서의 동작이 불가능하다.

따라서 이 경우에는 이전 FFT 윈도우 위치 검출 과정에서 검출된 P 값을 다 음번 FFT 윈도우 위치 검출 과정에서 이용한다.

이에 반하여 상기 FFT 윈도우 검출기(603)에 상기 p(δ)에 대한 심볼 단위 누적하는 누적기(705)가 존재할 경우, Tp와 P를 검출하고 αP를 결정한 뒤에 메모리에 저장되어 있는 p(δ)를 처음부터 다시 읽어내어 Tr과 Tf를 검출하는 방법을 사용한다. 만약 메모리를 다시 한 번 읽어내는 과정에서 소요되는 동작 시간을 절약하고자 한다면, 심볼 단위 누적을 진행하는 동안 마지막 누적 시작 이전에 p(δ)의 중간 결과로부터 피크 위치 P'을 검출하고, 마지막 누적이 진행되는 동안에 αP'를 임계값으로 사용하여 실시간으로 Tr과 Tf 위치를 검출할 수도 있다.

또한, 상기 FFT 윈도우 검출기(603)에 상기 p(δ)에 대한 심볼 단위 누적하는 누적기가 존재할 경우, (Tr+Tf)/2를 이용해 중심 위치 Tc를 구하는 것 이외에 Tf-Tr의 값을 통해 대략의 지연 확산 길이를 예측하는 것도 가능하다.

다중 경로가 전혀 없는 경우, p(δ)의 피크의 양쪽 경사면으로 이루어진 삼각형의 바닥면은 2Ng의 길이를 갖는다. 따라서, 임계값으로 αP를 사용하였을 경우, 간단한 비례식으로부터 Tf-Tr의 길이가 2Ng·(1-α)가 됨을 알 수 있다. 만약, 전체 심볼 누적 회수가 L이고, (L-M)번째 누적 과정에서 검출된 피크위치 P’를 이용하여 αP’를 임계값으로 Tr 및 Tf를 검출한 경우 Tf-Tr의 길이는 2Ng·(1-α(L-M)/L)이 된다. 다중 경로가 존재할 때는 p(δ)의 피크의 모양이 정확한 삼각형이 되지 않으므로 위의 비례식이 정확히 맞지는 않게 되지만, Tf-Tr의 값이 위의 수식에 따른 계산값보다 매우 큰 경우, 지연 확산량이 큰 상태임을 대략 유추할 수 있다.

이상은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 이동통신 시스템에서 타이밍 동기를 위한 FFT 윈도우(FFT Window)의 위치를 획득하기 위한 장치에 대하여 설명하였고, 이하 설명에서는 상기 장치를 이용하여 타이밍 동기를 위한 FFT 윈도우(FFT Window)의 위치를 획득하기 위한 방법에 대하여 설명할 것이다.

도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 동작 과정을 도시한 흐름도이다.

상기 도 8을 참조하면, 상기 수신 장치는 먼저 801단계에서 안테나로 수신한 후, 803단계로 진행하여 상기 안테나로 수신하는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 원하는 서비스의 대역의 신호로 필터링 한다.

이후, 상기 수신 장치는 805단계로 진행하여 FFT 윈도우의 위치를 확인한 후, 807단계로 진행하여 상기 확인한 FFT 윈도우의 위치에 신호를 변환시킨다. 여기에서, 상기 FFT 윈도우의 위치를 확인하는 과정은 하기 도 9에서 상세히 설명할 것이다. 또한, 상기 수신 장치는 고속 퓨리에 변환 과정을 통하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환시킨다.

이후, 상기 수신 장치는 809단계로 진행하여 상기 고속 퓨리에 변환에 따른 신호의 파일럿에 해당하는 부반송파의 복조 데이터를 이용하여 파일럿 부반송파 위치의 채널값을 추정한 후, 811단계로 진행하여 상기 채널 값을 보간하여 나머지 데이터 부반송파에서의 채널값을 추정한다.

이후, 상기 수신 장치는 상기 추정한 전체 부반송파의 채널값을 이용하여, 수신된 신호를 등화하여 복호 과정을 수행한 후, 본 알고리즘을 종료한다.

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기에서 FFT 윈도우의 위치를 확인하는 과정을 도시한 흐름도이다. 이하 설명에서 도 10은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기에서 FFT 윈도우의 위치를 확인하는 과정을 나타내는 도면이다.

상기 도 9를 참조하면, 상기 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기는 먼저 901단계에서 상기 도 8의 803단계에서 변환된 디지털 신호로부터 가장 최근 보호 구간의 샘플과 데이터 구간 샘플 이전의 보호 구간 샘플 간의 상관 정도를 나타내는 p(δ)를 계산한다.

이후, 상기 FFT 윈도우 검출기는 903단계로 진행하여 상기 도 10의 1001과 같이 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시점(Tp)을 확인한 후, 905단계로 진행하여 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시점(Tp)에서의 p(δ)의 크기인 P보다 작은 값 αP로 임계값을 설정한다.

상기 임계값(0<α<1) αP를 설정한 후, 상기 FFT 윈도우 검출기는 907단계로 진행하여 δ의 조정에 따른 p(δ)의 크기의 변화를 관찰한 후, 909단계로 진행하여 FFT 윈도우의 중심 위치를 확인한다.

여기에서, 상기 FFT 윈도우 검출기는 δ의 조정하여 변화되는 p(δ)의 크기의 확인하면서, 상기 도 10과 같이 Tr(1003)과 Tf(1005)라 정의한 위치를 확인한다. 상기 Tr(1003)은 p(δ)의 크기가 αP보다 작았다가 αP보다 커지는 위치들 중 가장 앞선 위치이며, 상기 Tf(1005)는 p(δ)의 크기가 αP보다 큰 상태였다가 αP보다 작아지는 위치들 중 가장 마지막 위치이다.

상기 Tr(1003)과 Tf(1005)를 확인한 FFT 윈도우 검출기는 하기 <수학식 4>와 같이 상기 Tr(1003)과 Tf(1005)의 중심 위치를 확인한다.

여기에서, 상기 Tr(1003)은 p(δ)의 크기가 αP보다 작았다가 αP보다 커지는 위치들 중 가장 앞선 위치이며, 상기 Tf(1005)는 p(δ)의 크기가 αP보다 큰 상태였다가 αP보다 작아지는 위치들 중 가장 마지막 위치이다.

상기 Tr(1003)과 Tf(1005)의 중심 위치를 계산하기 위해서는 상기 Tr(1003)이 상기 Tf(1005)보다 앞선 위치하도록 한다.

즉, 상기 p(δ)의 크기가 최대가 되는 시점(Tp)(1001)이 관찰 구간의 가장자리 부근에 위치함에 따라 상기 Tr(1003)과 상기 Tf(1005)의 위치가 변경되는 상황을 방지하기 위하여 상기 Tr(1003) 및 상기 Tf(1005)의 검출 이전에 피크 위치인 Tp(1001)가 관찰 구간의 중심에 오도록 관찰 구간을 조정하여야 한다.

상기와 같은 방법을 이용하여 FFT 윈도우의 위치를 확인할 경우, 다중 경로가 심한 환경에서 도 11과 같이 상관 값 p(δ)의 피크 위치로 FFT 윈도우의 위치를 검출하는 종래의 방법보다 이동통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

도 11(a)는 0 Hz의 최대 도플러 주파수를 갖는 저속 및 고속 환경에서, 종 래 기술과 본 발명의 방법을 따르는 FFT 윈도우 위치 검출 방법을 적용한 ISDB-T 수신기의 성능을 비교한 것이며, 도 11(b)는 45 Hz의 최대 도플러 주파수를 갖는 저속 및 고속 환경에서, 종래 기술과 본 발명의 방법을 따르는 FFT 윈도우 위치 검출 방법을 적용한 ISDB-T 수신기의 성능을 비교한 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 타이밍 동기 과정을 나타내는 도면,

도 2는 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 입력 신호에 대한 보호 구간과 데이터 구간의 상관 관계를 나타내는 도면,

도 3은 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 FFT 윈도우의 타이밍 옵셋에 따른 부반송파의 위상을 나타낸 도면,

도 4는 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템의 FFT 타이밍 옵셋에 따른 파일럿 부반송파의 배열을 도시한 도면,

도 5는 일반적인 직교 주파수 분활 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 시스템에서 피크 검출기의 출력이 최대가 되는 위치를 기반으로 설정한 FFT 윈도우의 위치를 나타내는 도면,

도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 이동통신 시스템의 수신 장치를 도시한 블록도,

도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기의 구성을 도시한 블록도,

도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 동작 과정을 도 시한 흐름도,

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기에서 FFT 윈도우의 위치를 확인하는 과정을 도시한 흐름도,

도 10은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 수신 장치의 FFT 윈도우 검출기에서 FFT 윈도우의 위치를 확인하는 과정을 도시한 도면 및,

도 11은 본 발명에 따른 이동통신 시스템의 수신 장치와 종래의 이동통신 시스템의 수신 장치의 성능을 비교한 도면.

Claims (14)

1. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치에 있어서,

   한 심볼 내 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)을 이용하여 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하고, 상기 획득한 무게 중심의 위치를 FFT 윈도우의 위치로 설정하는 FFT 윈도우 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 FFT 윈도우 검출기는,

   관찰 구간 내에서 δ 값을 조정하여 p(δ)의 크기의 변화에 따른 Tr, Tf의 위치를 획득하여 상기 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제 2항에 있어서,

   상기 FFT 윈도우 검출기는,

   하기 <수학식 5>를 이용하여 상기 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.

   

   여기에서, 상기 Tr은 p(δ)의 크기가 αP보다 작았다가 αP보다 커지는 위치들 중 가장 앞선 위치이며, 상기 Tf는 p(δ)의 크기가 αP보다 큰 상태였다가 αP보다 작아지는 위치들 중 가장 마지막 위치를 말한다.
4. 제 3항에 있어서,

   상기 Tr의 위치는,

   상기 Tf의 위치보다 앞선에 위치함을 특징으로 하는 장치.
5. 제 1항에 있어서,

   상기 직교 주파수 분할 다중화 이동통신 시스템의 타이밍 동기 장치는,

   상기 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))에 대한 심볼 단위 누적하는 누적기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제 5항에 있어서,

   상기 FFT 윈도우 검출기는,

   상기 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)과 상기 지점의 상관 값(P)을 검출하여 상기 상관 값보다 작은 임계값을 설정하는 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제 6항에 있어서,

   상기 FFT 윈도우 검출기는,

   상기 임계값을 설정한 후, 기 저장하고 있는 상기 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))을 불러와 상기 Tr, 상기 Tf를 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM ; Orthogonal Frequency Division Multipexer) 이동통신 시스템의 타이밍 동기 방법에 있어서,

   한 심볼 내 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)을 확인하는 과정과,

   상기 확인한 지점을 이용하여 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 과정과,

   상기 획득한 무게 중심의 위치를 FFT 윈도우의 위치로 설정하는 과정을 포함 하는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제 8항에 있어서,

   상기 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 과정은,

   관찰 구간 내에서 δ 값을 조정하여 p(δ)의 크기의 변화에 따른 Tr, Tf의 위치를 획득하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제 9항에 있어서,

    상기 다중 경로의 무게 중심 위치를 획득하는 과정은,

    하기 <수학식 6>를 이용하여 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.

    

    여기에서, 상기 Tr은 p(δ)의 크기가 αP보다 작았다가 αP보다 커지는 위치들 중 가장 앞선 위치이며, 상기 Tf는 p(δ)의 크기가 αP보다 큰 상태였다가 αP보다 작아지는 위치들 중 가장 마지막 위치를 말한다.
11. 제 10항에 있어서,

    상기 Tr의 위치는,

    상기 Tf의 위치보다 앞선에 위치함을 특징으로 하는 방법.
12. 제 8항에 있어서,

    상기 직교 주파수 분할 다중화 이동통신 시스템의 타이밍 동기 방법은,

    상기 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))에 대한 심볼 단위 누적하는 누적기 하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제 12항에 있어서,

    상기 직교 주파수 분할 다중화 이동통신 시스템의 타이밍 동기 방법은,

    상기 상관 값(p(δ))이 최대인 지점(Tp)과 상기 지점의 상관 값(P)을 검출하여 상기 상관 값보다 작은 임계값을 설정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제 13항에 있어서,

    상기 직교 주파수 분할 다중화 이동통신 시스템의 타이밍 동기 방법은,

    상기 임계값을 설정한 후, 기 저장하고 있는 상기 보호 구간의 샘플과 데이터 구간의 샘플 간의 상관 값(p(δ))을 불러와 상기 Tr, 상기 Tf를 검출하는 것을 특징으로 하는 방법.

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