KR20090020767A - Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems - Google Patents
Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems Download PDFInfo
- Publication number
- KR20090020767A KR20090020767A KR1020070085335A KR20070085335A KR20090020767A KR 20090020767 A KR20090020767 A KR 20090020767A KR 1020070085335 A KR1020070085335 A KR 1020070085335A KR 20070085335 A KR20070085335 A KR 20070085335A KR 20090020767 A KR20090020767 A KR 20090020767A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- value
- branch metric
- snr
- symbol
- cumulative branch
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/0413—MIMO systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0052—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables
- H04L1/0053—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables specially adapted for power saving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
Description
본 발명은 다중 입력 다중 출력 시스템에 관한 것으로, 특히 반복적 트리 검색(Unified Iterative Tree Searching : UITS)에 기반한 저 복잡도 Near-ML 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다. TECHNICAL FIELD The present invention relates to a multiple input multiple output system, and more particularly, to an apparatus and method for detecting a low complexity Near-ML signal based on Unified Iterative Tree Searching (UITS).
고속의 데이터 전송에 대한 요구를 만족시키기 위한 기술 중의 하나로 다수의 안테나를 사용하는 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output : 이하 'MIMO'라 칭함) 기술이 차세대 무선 전송의 핵심 기술로서 큰 각광을 받으며 연구되고 있다. As one of the technologies for satisfying the demand for high speed data transmission, Multiple Input Multiple Output (MIMO) technology using multiple antennas has gained great attention as a core technology of the next generation wireless transmission. Is being studied.
상기 MIMO 기술은 크게 개방 루프 MIMO(open loop MIMO)와 폐쇄 루프 MIMO(closed loop MIMO)로 구분할 수 있다. 먼저, 상기 개방 루프 MIMO는 송신단에서 채널에 대한 정보를 모른 상태로 데이터를 전송하는 방식으로, 예를 들어, 시공 간 부호화(Space-Time Coding), V-BLAST(Vertical-Bell Labs LAyered Space-Time) 등이 이에 속한다. 다음으로, 상기 폐쇄 루프 MIMO는 송신단이 채널에 대한 정보를 획득한 뒤 이를 이용하여 데이터를 전송하는 방식으로, 예를 들어, 특이값 분해(Singular Value Decomposition : SVD), 공간 분할 다중 접속(Spatial Division Multiple Access : SDMA)등이 이에 속한다.The MIMO technology can be broadly classified into an open loop MIMO and a closed loop MIMO. First, the open loop MIMO transmits data in a state in which a transmitter does not know information about a channel, for example, space-time coding or V-BLAST (Vertical-Bell Labs LAyered Space-Time). ) And the like. Next, the closed loop MIMO is a method in which a transmitting end acquires information about a channel and then transmits data using the same. For example, singular value decomposition (SVD), spatial division multiple access (Spatial Division) Multiple Access: SDMA).
상기 V-BLAST 전송 기법은 상기 MIMO 및 다중 사용자(Multi-user) 시스템에서 부가적인 대역폭의 사용 없이 다수의 송신 안테나를 통해서 서로 다른 신호를 동시에 전송함으로써 단위 주파수 당 데이터 전송 효율을 높일 수 있는 기술이다. 상기 V-BLAST 전송 기법을 시스템에 적용할 경우, 수신측에서는 서로 다른 채널을 통과한 신호가 들어오게 되어 안테나 간 간섭이 존재하게 되며, 이를 효과적으로 제거하면서 원하는 신호를 검출하고자 다양한 기법들이 제안되어 왔다. The V-BLAST transmission technique is a technique for improving data transmission efficiency per unit frequency by simultaneously transmitting different signals through a plurality of transmit antennas without using additional bandwidth in the MIMO and multi-user systems. . When the V-BLAST transmission technique is applied to the system, signals passing through different channels are received at the receiving side, and thus there is interference between antennas. Various techniques have been proposed to detect a desired signal while effectively removing the V-BLAST transmission technique.
상기 다양한 기법들 중, 모든 경우를 고려하여 신호를 검출하는 최대 근사화(Maximum Likelihood : 이하 'ML'이라 칭함) 기법은 그 성능이 가장 우수하나 변조 차수와 송신 안테나 수에 따라 지수적으로 증가하는 복잡도 때문에 실제 구현이 불가능하다. 다른 기법으로 가장 간단한 종래 기술로는 송수신 안테나 수에 따른 채널의 인버젼(Inversion)에 기반한 제로 포싱(Zero Focing : 이하 'ZF'라 칭함) 기법이나 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Squares Error : 이하 'MMSE'라 칭함) 기법이 있다. 상기 ZF 및 MMSE 기법은 성능이 좋지 않으며, 성능 개선을 위해 간섭을 제거하면서 연속적으로 신호를 검출하는 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation : SIC) 기법이 제안되었다. 상기 SIC 기법에서는 처음 검출되는 신호의 정확도에 따라 에러 전파(error propagation)가 생기게 된다. 상기 에러 전파를 막기 위해 검출되는 신호의 순서를 바꾸는 기법이 응용되었다. 하지만, 연속하여 인버젼(Inversion)을 계산하는 과정은 복잡도를 증가시키는 문제점을 초래하게 된다. 상기 문제점을 개선시키고자 채널 행렬의 QR 분해(Decomposition)(이하 'QRD'라 칭함)에 기반하여 ZF-QRD, MMSE-QRD 등이 제안되었다. 마찬가지로, 상기 QRD의 경우에도 에러 전파를 최소하고자 신호 검출 순서는 바뀔 수 있다(Sorted QRD : SQRD). 하지만 앞서 설명한 기법들은 상기 ML 기법과 상당한 성능 차이를 보인다. Among the various techniques, the maximum approximation (ML) technique that detects a signal in consideration of all cases is the best, but the complexity increases exponentially according to the modulation order and the number of transmitting antennas. Because of this, the actual implementation is impossible. As another technique, the simplest conventional techniques include zero forcing based on inversion of a channel according to the number of transmit / receive antennas, or a minimum mean squares error. MMSE '). The ZF and MMSE techniques are poor in performance, and a SIC (Successive Interference Cancellation) technique for continuously detecting a signal while removing interference has been proposed to improve performance. In the SIC scheme, error propagation is generated according to the accuracy of the first detected signal. In order to prevent the error propagation, a technique of changing the order of the detected signals has been applied. However, the process of calculating Inversion continuously causes a problem of increasing complexity. In order to improve the above problem, ZF-QRD, MMSE-QRD, etc. have been proposed based on QR Decomposition (hereinafter referred to as 'QRD') of the channel matrix. Similarly, in the case of the QRD, the signal detection order may be changed to minimize error propagation (Sorted QRD: SQRD). However, the techniques described above show significant performance differences from the ML technique.
상기에 설명한 바와 같이, 제안된 기법에 따라 성능과 복잡도 측면에서 트레이드 오프(tradeoff)가 존재하게 된다. 즉, ZF-SQRD나 MMSE-SQRD 기법 등은 복잡도가 낮은 반면 상기 ML 기법과 성능 차이가 많고, 상기 ML 기법은 가장 우수한 성능을 보이나 복잡도가 높아 실제 구현이 어려운 점이 있다. As described above, there is a tradeoff in terms of performance and complexity in accordance with the proposed technique. That is, while ZF-SQRD and MMSE-SQRD techniques have low complexity, there are many performance differences with the ML technique, and the ML technique shows the best performance but the complexity is difficult to actually implement.
따라서, 상기 MIMO 시스템에서 저 복잡도를 가지면서도 높은 성능을 가지는 신호 검출 기법의 제안이 필요하다.Accordingly, there is a need for a signal detection technique having a low complexity and high performance in the MIMO system.
따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 시스템에서 반복적 트리 검색(Unified Iterative Tree Searching : UITS)에 기반한 저 복잡도 Near-ML 신호 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method for detecting a low complexity Near-ML signal based on Unified Iterative Tree Searching (UITS) in a MIMO system.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나/사용자 시스템에서 반복적 트리 검색에 기반한 신호 검출 방법은, 채널 행렬에 QR 분해(decomposition)를 적용하여 변조 차수에 따른 트리 구조를 형성하는 과정과, 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise Ratio : 이하 ‘SNR’이라 칭함)에 따라 후보 심볼의 개수를 결정하는 과정과, 전체 트리 깊이(tree depth)를 첫 번째 트리 깊이와 나머지 트리 깊이로 분리하는 과정과, 상기 첫 번째 트리 깊이에서 상기 결정된 개수만큼의 후보 심볼을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, according to an embodiment of the present invention, a signal detection method based on iterative tree search in a multi-antenna / user system, by applying a QR decomposition to the channel matrix to form a tree structure according to the modulation order Determining the number of candidate symbols according to a process, a signal-to-noise ratio (hereinafter referred to as 'SNR'), and the total tree depth as the first tree depth and the remaining tree depth. And determining the as many candidate symbols as the determined number at the first tree depth.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나/사용자 시스템에서 반복적 트리 검색에 기반한 신호 검출 장치는, 채널 행렬에 QR 분해(decomposition)를 적용하여 변조 차수에 따른 트리 구조를 형성하는 트리 구조 형성부와, 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise Ratio : 이하 ‘SNR’이라 칭함)에 따라 후보 심볼의 개수를 결정하는 후보 심볼 개수 결정부와, 전체 트리 깊이(tree depth)를 첫 번째 트리 깊이와 나머지 트리 깊이로 분리하고, 상기 첫 번째 트리 깊이에서 상기 결정된 개수만큼의 후보 심볼을 결정하는 후보 심볼 결정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, according to an embodiment of the present invention, a signal detection apparatus based on repetitive tree search in a multi-antenna / user system applies a QR decomposition to a channel matrix to form a tree structure according to a modulation order. A tree structure forming unit, a candidate symbol number determining unit for determining the number of candidate symbols according to a signal-to-noise ratio (hereinafter referred to as 'SNR'), and a total tree depth as the first And a candidate symbol determiner that separates the first tree depth from the remaining tree depth and determines the determined number of candidate symbols from the first tree depth.
본 발명은 MIMO 시스템에서 통합된 반복적 트리 검색 기법 (UITS)에 기반한 신호 검출 알고리즘을 제안함으로써, 기존 다른 near-ML 기법(일례로, SD, SBD)에 비해 성능은 유사하면서 저 복잡도를 가지는 이점이 있다. 또한, 본 발명에 따른 알고리즘은 다른 트리 검색 알고리즘(파노 알고리즘 또는 QRD-M 알고리즘)과 쉽게 결합이 가능하며, 다중 안테나 시스템뿐만 아니라 다중 사용자 환경에서도 단말기에 적용하여 동일한 효과를 얻을 수 있을 것으로 기대된다.The present invention proposes a signal detection algorithm based on an integrated iterative tree retrieval scheme (UITS) in a MIMO system. have. In addition, the algorithm according to the present invention can be easily combined with other tree search algorithms (pano algorithm or QRD-M algorithm), and it is expected that the same effect can be obtained by applying to a terminal in a multi-user environment as well as a multi-antenna system. .
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the following description of the present invention, when it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.
이하, 본 발명에 따른 MIMO 시스템에서 반복적 트리 검색에 기반한 저 복잡도 신호 검출 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다. Hereinafter, an apparatus and method for detecting a low complexity signal based on repetitive tree search in a MIMO system according to the present invention will be described.
본 발명에서는 페이딩 채널하의 MIMO 시스템에서 수신기의 노력을 가능한 최 소화시키면서 ML에 근접한 성능을 얻을 수 있는 통합된 반복적 트리 검색 방안을 제시한다. 특히, 수신기 노력을 최소화시키기 위한 방안으로 다음 주요한 두 가지 아이디어를 함께 제시한다. 첫째, 반복적 트리 검색 수는 가변적으로 할당될 수 있으며, 차후에 제시되는 두 가지 법칙에 의거하여 그 반복 횟수(Ni)를 결정한다. 둘째, 반복적 트리 검색 과정에서 두 가지 조기 중단 기법(early termination technique)이 이용된다. The present invention proposes an integrated iterative tree retrieval scheme that can achieve near ML performance while minimizing the receiver's effort in a MIMO system under a fading channel. In particular, the following two main ideas are presented together to minimize receiver effort. First, the number of iterative tree searches can be assigned variably, and the number of iterations (Ni) is determined based on two rules presented later. Second, two early termination techniques are used in the iterative tree search process.
본 발명에서 제안하는 통합된 반복적 트리 검색은 크게 두 단계 신호 처리 과정, 즉 반복적 트리 검색을 위한 준비과정(preparation)과 반복적 트리 검색 (iterative tree searching) 과정으로 이루어지며, 차후 도 2를 통해 자세히 설명하기로 한다. The integrated iterative tree search proposed in the present invention is composed of two steps of signal processing, that is, preparation and iterative tree searching for iterative tree search, which will be described in detail later with reference to FIG. 2. Let's do it.
본 발명은 MIMO 시스템을 예로 들어 설명할 것이나, 다중 안테나 시스템뿐만 아니라 다중 사용자 시스템에 모두 적용 가능함은 물론이다. The present invention will be described by taking a MIMO system as an example, but of course, it is applicable to both a multi-user system as well as a multi-antenna system.
도 1은 본 발명에 따른 MIMO 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.1 is a view schematically showing the structure of a MIMO system according to the present invention.
도시된 바와 같이, 상기 MIMO 시스템은 송신기와 수신기로 구성된다. 여기서, 상기 송신기는 변조기(modulator)(101), 부호화기(encoder)(103), 다수 개의 송신 안테나들, 일 예로 제1송신 안테나(Tx1) 내지 제m송신 안테나(Txm)를 포함하여 구성되고, 상기 수신기는 다수 개의 수신 안테나들, 일 예로 제1수신 안테나(Rx1) 내지 제n수신 안테나(Rxn), 검파기(detector)(111), 복조기(de-modulator)(113)를 포함하여 구성된다. 이하 설명에서는, 송신기가 구비 하는 송신 안테나들의 개수와 수신기가 구비하는 수신 안테나들의 개수가 상이한 경우를 가정하였으나, 송신기의 송신 안테나들의 개수와 수신기의 수신 안테나들의 개수는 동일할 수도 있음은 물론이다.As shown, the MIMO system consists of a transmitter and a receiver. Here, the transmitter includes a
상기 도 1을 참조하면, 먼저, 상기 송신기의 변조기(101)는 입력되는 정보 데이터 비트(information data bit)들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌(symbol)들로 생성한 후 상기 부호화기(103)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식, PAM(Pulse Amplitude Modulation) 방식, PSK(Phase Shift Keying) 방식 등이 있다. Referring to FIG. 1, first, a
상기 부호화기(103)는 상기 변조기(101)로부터 입력되는 직렬 변조 심벌들을 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화하여 상기 제1송신 안테나 내지 제m송신 안테나를 통해 송신한다. 여기서, 상기 부호화 방식은 상기 변조기(101)로부터 입력되는 직렬 변조 심벌들을 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 방식이다. 여기서, 상기 m개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 신호들로 구성되는 송신 신호 벡터(vector) 는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다. The
다음으로, 상기 수신기의 검파기(111)는 상기 송신기에서 m개의 송신 안테나들을 통해 전송한 신호를 상기 제1수신 안테나 내지 제n수신 안테나 각각을 통해 수신하고, 상기 수신된 신호들을 검파하여 상기 복조기(113)로 출력한다. 이때, 상기 검파기(111)는 상기 신호 검파를 위해 본 발명에서 제안하는 신호 검출 알고리즘을 사용한다. 여기서, 상기 제1수신 안테나 내지 제n수신 안테나 각각을 통해 수신된 신호들로 구성되는 수신 신호 벡터 는 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다. Next, the
또한, 상기 수신 신호 벡터 는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.In addition, the received signal vector May be represented as in Equation 3 below.
여기서, 상기 는 상기 제1수신 안테나 내지 제n수신 안테나 각각의 채널 응답(channel response)들로 구성된 채널 응답 벡터를 나타내고, 상기 는 상기 제1수신 안테나 내지 제n수신 안테나 각각을 통해 수신된 잡음(noise) 신호들로 구성된 잡음 벡터를 나타낸다. 여기서, 상기 채널 응답 벡터 는 n×m 크기의 행렬로 나타낼 수 있다.Where Denotes a channel response vector composed of channel responses of each of the first to nth receiving antennas. Denotes a noise vector composed of noise signals received through each of the first to nth receiving antennas. Where the channel response vector Can be expressed as a matrix of size n × m.
상기 복조기(113)는 상기 검파기(111)로부터 입력되는 신호를 상기 송신기의 변조기(101)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.The
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 MIMO 시스템에서 반복적 트리 검색에 기반한 신호 검출 방법의 절차를 도시한 흐름도이다. 여기서, 상기 반복적 트리 검색은 반복적 트리 검색을 위한 준비(preparation)(201단계 내지 211단계) 과정과 반복적 트리 검색(iterative tree searching)(213단계 내지 229단계) 과정으로 이루어진다. 여기서, 상기 트리 검색 과정은 여러 기법, 일 예로, 스택 알고리즘, 파노 알고리즘, QR 분해(decomposition)(이하 ‘QRD’라 칭함)-M 알고리즘 등에 의해 수행이 가능하다. 2 is a flowchart illustrating a signal detection method based on an iterative tree search in a MIMO system according to an embodiment of the present invention. Here, the repetitive tree search consists of a preparation process for repetitive tree searching (
상기 도 2를 참조하면, 수신기의 검파기(111)는 201단계에서 전체 길이가 m(송신안테나 수와 동일)인 심볼열(full-length sequence)에 대한 누적 브랜치 매트릭 값 Γ를 무한대(∞)로 초기화한다. Referring to FIG. 2, the
이후, 상기 검파기(111)는 203단계에서 채널 행렬에 QR 분해(decomposition)(이하 ‘QRD’라 칭함)를 적용하여 변조 차수(M)에 따른 트리 구조를 형성한다. 여기서, 여기서, 상기 QRD는 MMSE를 기반으로 수행할 수 있으며, 상기 QRD에 따라 확장된 채널 행렬은 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다. In
여기서, 상기 는 확장된 채널 행렬이고, 상기 는 잡음 분산을 나타낸다. 상기 는 n×m 와 m×m 로 이루어진 ((n+m)×m) 유니터리 행렬로서, 확장된 직교정렬 열로 이루어진 행렬이며, 상기 는 상부 삼각 행렬(upper triangular matrix)을 나타낸다. 여기서, 상기 상부 삼각 행렬의 대각 성분은 양의 실수를 가진다. 이는 상기 QRD가 수정된 그램 슈미트(modified Gram-Schmidt)에 기반하고 있기 때문이다. Where Is an extended channel matrix, Represents noise variance. remind Is n × m And m × m ((N + m) × m) unitary matrix consisting of the extended orthogonal matrix, Denotes an upper triangular matrix. Here, the diagonal component of the upper triangular matrix has a positive real number. This is because the QRD is based on a modified Gram-Schmidt.
여기서, 상기 <수학식 4>에 의해 상기 <수학식 3>은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다. In
여기서, 는 이며, 상기 는 전치 공액(transpose conjugate)을 나타낸다. 상기 는 허미션 전치(Hermitian transpose)를 나타내고, 는 모든 원소가 0인 m×1 백터를 나타낸다. 결과적으로, 원하는 수신 신호 벡터는 최종적으로 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다. here, Is And said Denotes a transpose conjugate. remind Represents Hermitian transpose, Denotes an m × 1 vector where all elements are zero. As a result, the desired received signal vector can be finally expressed as in
여기서, 상기 수신 신호 벡터의 k번째 성분은 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다. Here, the k th component of the received signal vector may be represented by Equation 7 below.
여기서, 상기 는 상기 의 (k,i)번째 성분을 의미한다. Where Above Means the (k, i) th component of.
여기서, 상기 <수학식 3>과 <수학식 6>에 의한 ML 신호 검출 기법에 대해서 살펴보면, 하기 <수학식 8>과 같이 표현할 수 있다. Here, the ML signal detection techniques according to
여기서, 상기 ∥∥는 Frobenius norm을 나타내며, 상기 는 각 심볼 조합의 비용(cost)을 나타낸다. 여기서, 상기 <수학식 8>을 만족하는 최적의 심볼 열 에 대한 누적된 브랜치 매트릭은 하기 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다. Where ∥ represents Frobenius norm, and Denotes the cost of each symbol combination. Here, an optimal symbol string satisfying Equation (8) The accumulated branch metric for may be expressed as in Equation 9 below.
이후, 상기 검파기(111)는 205단계에서 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise Ratio : 이하 ‘SNR’이라 칭함)에 따른 후보 심볼의 수(반복횟수와 동일) 를 결정한다. 연속적인 신호 검출 기법에서는 에러 전파가 성능에 지대한 영향을 준다. 이러한 관점에서 볼 때, 상부 삼각 행렬에서 마지막 대각 성분의 값은 처음 검출되는 신호뿐 아니라 이어지는 신호 검출에 따른 성능에 영향을 주게 된다. 한편, SNR이 낮은 영역에서는 아무리 많은 신호 처리 과정이 부가되어도 그에 따른 성능 개선을 기대하기 힘들다. 이러한 두 가지 관점에 의거하여 아래 두 가지 법칙을 제안하였으며, 이를 적용하여 상기 후보 심볼의 수(반복횟수와 동일) 를 가변적으로 결정할 수 있다. In
규칙 1 : 관찰하고자 하는 전체 SNR을 low SNR과 high SNR 영역으로 구분한다. 이때 구분자는 에 의해 이루어진다. 여기서 low SNR 영역이라 함은 원하는 성능에서 적절한 에러 확률을 수용하면서 필요 이상의 수신기 노력을 요하는 영역으로 정의한다. 간단한 예로서, 일반적인 시스템에서, 송신기의 스케줄러가 수신기로부터 피드백 받은 CSI 정보에 따라 MCS(modulation and coding scheme)를 선택하 면, 해당 MCS에 대해 요구 SNR이 정해져있으므로, 수신기에서는 (= 해당 MCS의 요구 SNR-)이상의 영역을 high SNR로 선택하고, 그 이하의 영역을 low SNR로 선택할 수 있다. 여기서, 상기 는 채널환경의 차이에 따른 요구SNR 차이나 문턱값 마진 등에 따른 보정 상수를 나타낸다.Rule 1: The total SNR to be observed is divided into a low SNR and a high SNR region. Where the delimiter Is done by. In this case, the low SNR region is defined as an area requiring more receiver effort than necessary while accepting an appropriate error probability at a desired performance. As a simple example, in a typical system, if the scheduler of the transmitter selects a modulation and coding scheme (MCS) according to the CSI information fed back from the receiver, the required SNR is defined for the MCS. (= SNR The higher region can be selected as the high SNR, and the lower region can be selected as the low SNR. Where Denotes a correction constant according to the required SNR difference or threshold margin according to the channel environment.
규칙 2-1 : Low SNR 영역에 대해서는, 값이 미리 정의된 특정 값()보다 작은 경우 상기 를 1로 결정하고, 그 외의 경우는 상기 를 M으로 결정한다.Rule 2-1: For the Low SNR area, A specific value with a predefined value ( Above if less than Is determined to be 1, otherwise Determine M as.
규칙 2-2 : High SNR 영역에 대해서는, 값에 상관없이 상기 를 M으로 결정한다. Rule 2-2: for the High SNR region, Regardless of the value Determine M as.
여기서, 도 3은 상기 두 규칙에 대한 근거를 제시하고 있다. 상기 도 3에 도시된 바와 같이, 상기 가 감소하면 일반적으로 오류가 증가하여 성능이 나빠지나, 제1문턱값인 보다 낮은 low SNR 영역에서는 상기 의 증/감소에 따른 오류 확률의 차이가 크지 않다는 것을 확인할 수 있다. 따라서, low SNR 영역에서는 제2의 문턱값 을 기준으로 그 이하인 경우 성능의 개선이 크지 않으므로 상기 를 굳이 증가시킬 필요 없이 1로 설정해도 무방하다. Here, Figure 3 provides the basis for the two rules. As shown in FIG. 3, the Decreases, the error generally increases, resulting in poor performance, but the first threshold, In the lower low SNR region, It can be seen that the difference in error probability due to the increase / decrease of is not large. Therefore, the second threshold in the low SNR region If the value is lower than the above, the performance improvement is not significant. You can set it to 1 without increasing it.
여기서, 상기 와 를 어떻게 결정할 지가 중요한 관건이 된다. 와 를 특정 SNR 에서 ML과 제안된 알고리즘에 의한 전체 에러 확률이라 하고 이 정보가 이용 가능하다고 한다면, 상기 는 하기 <수학식 8>과 같이 결정할 수 있다. Where Wow How to decide is important. Wow Specific SNR Is the overall error probability by ML and the proposed algorithm, and if this information is available, May be determined as in
여기서, 상기 은 수용 가능한 에러 확률(tolerable error probability)로 정의된다. 그렇지만 임의의 채널 행렬과 낮은 SNR에 대해서 트리 검색에 기반한 신호 검출 기법에 대한 이론적 분석은 알려져 있지 않을뿐더러 정확히 구하기 힘들다. 이러한 이유로 실험적으로 상기 와 를 선정하도록 한다. 비록 두 변수에 대한 설정이 경험에 기반하고는 있지만, 다음과 같은 방법에 의거해서 상기 두 변수를 결정할 수 있다. 먼저 관찰하고자 하는 전체 SNR을 두 부분 즉, low SNR과 high SNR로 구분하는데, 이는 low SNR영역에서는 복잡도가 상당히 크면서 제일 좋은 성능을 도출하는 ML 알고리즘을 이용한다고 해도 그에 따른 성능 개선을 기대하기 힘들기 때문이다. 특히, 트리 검색 알고리즘을 이용하는 경우는 이러한 현상을 뚜렷이 볼 수 있으며, 이에 대한 복잡도 개선을 위해서 두 영역으로 구분 지어 서 서로 다른 반복 횟수를 결정하고자 한다. 여기서, low SNR 영역과 high SNR 영역을 구분하기 위해서, 도 4를 참조하여 값이 상기 값 이하의 값을 갖는 경우에 를 1로 설정하여 그 성능을 관찰하였다. 상기 도 4에서는 값이 0.4, 0.7, 1.0, 1.3의 경우에 대해서 평균 비트 에러 율(bit error rate : 이하 'BER'이라 칭함) 커브를 관찰할 수 있으며, 이를 이용하여 를 결정할 수 있다. 이때, 시스템에서 수용할 수 있는 에러율 이 주어졌다고 가정한다면, 각 변조 기법에 대해서 서로 다른 에 따라 두 영역이 구분 지어진다. 덧붙여 설명하면, 처음 검출되는 신호(트리 구조에서는 첫 번째 깊이에 해당)인 에 직접적인 영향을 주는 의 값이 에러확률에 중요한 영향을 미치게 된다. 값이 1보다 작은 값을 갖는다는 것은 신호의 세기를 감쇄시키고 노이즈는 강화시키게 된다. 따라서, 서로 다른 변조 기법에 대해서 low SNR 영역을 구분 지으려면, =이 1 또는 작은 근처의 값에 대한 성능과 원하는 성능(실험에서는 ML 성능)과의 차이가 현저하게 보이는 SNR지점을 로 결정하면 된다. 실제 AMC를 적용한 시스템에서는 SNR에 따라 이미 MCS가 정해져 있으므로 이 정보에 기반하여 위에서 제시한 방법을 적용하면 된다.Where Is defined as the acceptable error probability. However, the theoretical analysis of signal detection based on tree search for arbitrary channel matrices and low SNR is unknown and difficult to obtain accurately. For this reason, experimentally reminded Wow To be selected. Although the setting for both variables is based on experience, the two variables can be determined based on the following method. First, the total SNR to be observed is divided into two parts, low SNR and high SNR. In the low SNR region, even if the ML algorithm that yields the best performance is very complicated, it is difficult to expect a performance improvement. Because. In particular, when the tree search algorithm is used, this phenomenon can be clearly seen, and in order to improve the complexity, it is divided into two areas to determine different repetition times. Here, to distinguish between the low SNR region and the high SNR region, referring to FIG. 4. Value above Has a value less than or equal to Was set to 1 to observe its performance. In FIG. 4 For the values 0.4, 0.7, 1.0, and 1.3, the average bit error rate curve (hereinafter referred to as BER) can be observed. Can be determined. The error rate that the system can accept Given this is different for each modulation scheme The two areas are divided accordingly. In addition, the first detected signal (corresponding to the first depth in the tree structure) Directly affects Has a significant effect on the error probability. Having a value less than 1 attenuates the signal strength and enhances the noise. Thus, to distinguish the low SNR region for different modulation schemes, = Find an SNR point where the difference between the performance for this value of 1 or a small value and the desired performance (ML performance in the experiment) is significant. You can decide. In the AMC-applied system, the MCS is already determined according to the SNR, so the above-described method can be applied based on this information.
이후, 상기 검파기(111)는 207단계에서 전체 트리 깊이(tree depth)를 첫 번째 트리 깊이와 나머지 트리 깊이로 분리하고, 209단계로 진행하여 상기 첫 번째 트리 깊이에서 상기 개의 후보 심볼을 결정한다.In
이후, 상기 검파기(111)는 211단계에서 상기 결정된 개의 후보 심볼에 대해서 유클리디안 제곱 거리(Squared Euclidean Distance : 이하 ‘SED’라 칭함)가 작은 순으로 정렬하고, 상기 정렬된 후보 심별들에 상응하는 브랜치 매트릭을 정의하면, 하기 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다. 이때, 상기 순서적으로 정렬된 후보 심볼에 대한 인덱스 k를 1로 설정한다. Then, the
이후, 상기 검파기(111)는 213단계에서 상기 k가 상기 후보 심볼의 수(반복횟수와 동일) 와 같은지 여부를 검사한다. 상기 k가 상기 후보 심볼의 수(반복횟수와 동일) 와 같을 시, 상기 검파기(111)는 229단계로 진행하여 상기 의 해당 심볼열을 최적 심볼열로 결정한 후, 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다. 반면, 상기 k가 상기 후보 심볼의 수(반복횟수와 동일) 와 같지 않을 시, 상기 검파기(111)는 215단계에서 k번째 후보 심볼에 이어지는 다음 트리 깊이까지의 심볼열을 검색하고, 상기 검색된 심볼열에 대한 을 계산한다. In
이후, 상기 검파기(111)는 217단계에서 상기 가 상기 계산된 보다 작은지 여부를 검사한다. 상기 가 상기 계산된 보다 작을 시, 상기 검파기(111)는 상기 229단계로 진행한다. 반면, 상기 가 상기 계산된 보다 작지 않을 시, 상기 검파기(111)는 219단계에서 상기 검색된 심볼열이 전체 트리 깊이의 심볼열인지 여부를 검사한다. 여기서, 상기 검색된 심볼열이 전체 트리 깊이의 심볼열이 아닐 시, 상기 검파기(111)는 221단계로 진행하여 상기 검색된 심볼열에 이어지는 다음 트리 깊이까지의 심볼열을 검색하고, 상기 검색된 심볼열에 대한 을 계산한 후, 상기 217단계로 돌아간다. 반면, 상기 검색된 심볼열이 전체 트리 깊이의 심볼열일 시, 상기 검파기(111)는 223단계로 진행하여 상기 를 상기 로 갱신한다. Then, the
이후, 상기 검파기(111)는 225단계에서 상기 가 (k+1)번째 후보 심볼의 브랜치 매트릭보다 작은지 여부를 검사하고, 상기 가 (k+1)번째 후보 심볼의 브랜치 매트릭보다 작을 시, 상기 229단계로 진행한다. 반면, 상기 가 (k+1)번째 후보 심볼의 브랜치 매트릭보다 작지 않을 시, 상기 검파기(111)는 227단계에서 상기 k를 상기 k에 1을 더한 수로 갱신하고, 상기 213단계로 돌아가 이하 단계를 반복 수행한다. Then, the
예를 들어, 상기 정렬을 통해 순서화된 후보 심볼들 중 SED가 가장 작은 에 이어지는 전체 트리 깊이의 심볼열(full-length sequence) 을 검색하고, 이렇게 찾아진 최초의 full-length sequence의 누적된 브랜치 매트릭을 이라 할 때, 이 값은 처음에 정한 값보다 작기 때문에 상기 를 상기 로 갱신할 수 있다. 상기 갱신된 와 두 번째 후보 심볼의 브랜치 매트릭 값 와의 비교를 통해, 두 번째 반복을 수행할지 조기에 중단할지 여부를 결정하게 된다. 즉, 이면, 신호 검출 과정을 중단하고, 그렇지 않은 경우는 두 번째 후보 심볼에 이어지는 full-length sequence를 검색하게 된다. 이것은 두 번째 반복에서 검색된 full-length sequence가 첫 번째 반복에서 찾은 full-length sequence보다 더 작은 누적 매트릭 값을 가질 가능성을 배제할 수 없기 때문이다. 한편, 인 경우, 두 번째 반복이 진행이 되는데 full-length가 아니더라도 임의의 검색된 심볼열의 누적된 매트릭 값이 보다 큰 경우가 발생할 수 있다. 이런 경우는 더 이 상의 검색 과정은 의미가 없으므로 신호 검출 과정을 중단한다. 지금까지 설명한 과정에 의거하여 전송 신호에 가장 유사한 full-length sequence를 검색한다. For example, the smallest SED among the candidate symbols ordered through the alignment. Full-length sequence of full tree depths following Search for the cumulative branch matrix of the first full-length sequence This value is set initially Because it is less than the value Remind Can be updated with Updated above And branch metrics of the second candidate symbol By comparing with, you decide whether to perform the second iteration or stop it early. In other words, If so, the signal detection process is stopped, otherwise, the full-length sequence following the second candidate symbol is searched. This is because the possibility that the full-length sequence retrieved in the second iteration has a smaller cumulative metric than the full-length sequence found in the first iteration cannot be excluded. Meanwhile, If is a second iteration, even if it is not full-length, the accumulated metric value of any found symbol string is Larger cases may occur. In this case, the further detection process is meaningless, so the signal detection process is stopped. Based on the procedure described so far, the full-length sequence most similar to the transmitted signal is searched.
한편, 본 발명에 따른 트리 검색 과정을 스택 알고리즘에 적용하였을 경우를 예로 들어, 실험 결과를 통해 종래 기술과 본 발명에 따른 기술의 평균 비트 에러 율(bit error rate : 이하 'BER'이라 칭함) 성능 및 계산 복잡도를 비교하면, 하기 도 5 및 도 6과 같다. 편의상 상기 알고리즘을 SBID(Stack-Based Iterative Detection) 알고리즘이라 칭하기로 한다. On the other hand, taking the case of applying the tree search process according to the present invention to the stack algorithm, for example, the average bit error rate (hereinafter referred to as "BER") performance of the prior art and the technique according to the present invention through the experimental results And comparing the computational complexity, it is as shown in Figs. For convenience, the algorithm will be referred to as a stack-based iterative detection (SBID) algorithm.
여기서, 상기 비교를 위한 실험 환경은 하기 <표 1>에서 제시한 바와 같다. Here, the experimental environment for the comparison is as shown in Table 1 below.
먼저, 상기 도 5는 종래 기술과 본 발명에 따른 신호 검출 알고리즘의 평균 BER 성능을 비교 도시한 도면으로, 이를 통해 모든 평균 BER 성능 커브가 거의 유사함을 확인할 수 있다. 즉, 종래 기술과 유사한 BER 성능을 유지할 수 있음을 확인할 수 있다. First, FIG. 5 is a diagram illustrating a comparison between the average BER performance of the signal detection algorithm according to the prior art and the present invention. Through this, all average BER performance curves are almost similar. That is, it can be seen that the BER performance similar to the prior art can be maintained.
다음으로, 상기 도 6은 종래 기술과 본 발명에 따른 신호 검출 알고리즘의 계산 복잡도를 비교 도시한 도면으로, 본 발명에 따른 알고리즘에 기반한 SBID 기법은 종래 기술에 따른 SD 및 SBD 기법에 비하여 계산 복잡도를 상당한 수준까지 줄일 수 있는 것을 확인할 수 있다.Next, FIG. 6 shows a comparison between the computational complexity of the signal detection algorithm according to the prior art and the present invention. The algorithm based on the algorithm of the present invention has a computational complexity compared to the SD and SBD techniques according to the prior art. It can be seen that it can be reduced to a considerable level.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be determined not only by the scope of the following claims, but also by the equivalents of the claims.
도 1은 본 발명에 따른 MIMO 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면,1 is a view schematically showing the structure of a MIMO system according to the present invention;
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 MIMO 시스템에서 반복적 트리 검색에 기반한 신호 검출 방법의 절차를 도시한 흐름도,2 is a flowchart illustrating a signal detection method based on iterative tree search in a MIMO system according to an embodiment of the present invention;
도 3은 SNR에 따른 타겟 에러율을 도시한 도면,3 illustrates a target error rate according to SNR;
도 4는 값에 따른 평균 BER 성능을 도시한 도면, 4 is Diagram showing average BER performance by value,
도 5는 종래 기술과 본 발명에 따른 신호 검출 알고리즘의 평균 BER 성능을 비교 도시한 도면, 및5 is a view showing a comparison between the average BER performance of the signal detection algorithm according to the prior art and the present invention, and
도 6은 종래 기술과 본 발명에 따른 신호 검출 알고리즘의 계산 복잡도를 비교 도시한 도면.6 shows a comparison of the computational complexity of the signal detection algorithm according to the prior art and the present invention.
Claims (17)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020070085335A KR101342626B1 (en) | 2007-08-24 | 2007-08-24 | Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020070085335A KR101342626B1 (en) | 2007-08-24 | 2007-08-24 | Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20090020767A true KR20090020767A (en) | 2009-02-27 |
KR101342626B1 KR101342626B1 (en) | 2013-12-20 |
Family
ID=40688001
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020070085335A KR101342626B1 (en) | 2007-08-24 | 2007-08-24 | Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR101342626B1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101418995B1 (en) * | 2010-09-08 | 2014-07-11 | 한국전자통신연구원 | System and method for detection of a victim signal in MB-OFDM UWB |
-
2007
- 2007-08-24 KR KR1020070085335A patent/KR101342626B1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101418995B1 (en) * | 2010-09-08 | 2014-07-11 | 한국전자통신연구원 | System and method for detection of a victim signal in MB-OFDM UWB |
US8989248B2 (en) | 2010-09-08 | 2015-03-24 | Electronics And Telecommunications Research Institute | System and method for detecting victim signal in MB-OFDM UWB communication system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR101342626B1 (en) | 2013-12-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100713403B1 (en) | Apparatus and method for controlling transmission scheme according to channel state in a communication system | |
US8000422B2 (en) | Apparatus and method for detecting signal in multiple-input multiple-output (MIMO) wireless communication system | |
Fa et al. | Multi-branch successive interference cancellation for MIMO spatial multiplexing systems: design, analysis and adaptive implementation | |
CN100589597C (en) | Method and system for determining a signal vector | |
US8130877B2 (en) | Apparatus and method for detecting signal in multi-antenna system | |
RU2303330C1 (en) | Method for receiving signal in communication system with several channels for transmitting and receiving | |
US20060215781A1 (en) | Method for detecting and decoding a signal in a MIMO communication system | |
JP4373439B2 (en) | Signal detection using sphere decoding technology | |
KR100930522B1 (en) | Receiving device and method in multi-input wireless communication system | |
KR101106682B1 (en) | Apparatus and method for generating of multiple antenna log likelihood ratio | |
CN103414534B (en) | A kind of generalized spatial modulation system receiver detection method in conjunction with threshold judgement | |
JP4381901B2 (en) | Channel estimation and data detection method | |
US9048975B2 (en) | Method and apparatus for soft-decision detection in 2×2 MIMO system | |
KR20070024753A (en) | Apparatus and method for detecting a signal in a mobile communication system using multiple input multiple output scheme | |
KR101158096B1 (en) | Method for re-ordering multiple layers and detecting signal of which the layers having different modulation orders in multiple input multiple output antenna system and receiver using the same | |
US8391421B2 (en) | EDA-based detection of communication signals | |
KR101508700B1 (en) | Apparatus and method for detecting signal in multiple input multiple output wireless communication system | |
US20060251181A1 (en) | Method and system for signal detection using a reduced transmitter constellation | |
CN107222248B (en) | Channel quality indication determining method and device and communication equipment | |
JP5086372B2 (en) | Method and configuration related to communication | |
KR101342626B1 (en) | Apparatus and method for low-complexity detection based on unified iterative tree searching in multiple input multiple output systems | |
KR101911168B1 (en) | Adaptive signal detection method using MIMO-OFDM system and apparatus thereof | |
JP2008228145A (en) | Receiver in multi-user mimo system, control program and reception control method | |
KR101348557B1 (en) | Method for detecting signal using mimo-ofdm system and apparatus thereof | |
KR101937559B1 (en) | Linear approximation signal detection apparatus using MIMO-OFDM system and method thereof |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
N231 | Notification of change of applicant | ||
A201 | Request for examination | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20161129 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20171129 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |