KR20080063591A

KR20080063591A - Apparatus and method for receiving signal in a communication system

Info

Publication number: KR20080063591A
Application number: KR1020070000176A
Authority: KR
Inventors: 배슬기
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-01-02
Filing date: 2007-01-02
Publication date: 2008-07-07

Abstract

An apparatus and a method for receiving a signal in a communication system are provided to reduce a check node operation complexity in implementing a decoder for decoding low density parity check node. A method for receiving a signal comprises the following steps. A signal is received. The received signal is decoded in correspondence with a decoding scheme. A message calculation equation at a check node on the basis of the decoding scheme uses the first function. The first function is generated by performing linear approximation of the second function which is a nonlinear function used in a message calculation equation at a check node on the basis of a sum product algorithm.

Description

Apparatus and method for receiving signal in communication system {APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 구조를 도시한 도면1 is a diagram illustrating a structure of a signal transmission apparatus in a general communication system using an LDPC code.

도 2는 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 구조를 도시한 도면2 is a diagram illustrating a structure of a signal receiving apparatus in a general communication system using an LDPC code.

도 3은 일반적인 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 도시한 도면3 illustrates a parity check matrix of a general (8, 2, 4) LDPC code.

도 4는 도 3의 (8, 2, 4) LDPC 부호의 bipartite 그래프를 도시한 도면4 is a diagram illustrating a bipartite graph of the (8, 2, 4) LDPC code of FIG.

도 5는 일반적인 검사 노드 메시지 계산식에 사용되는 함수 F(x)를 도시한 그래프5 is a graph showing a function F (x) used in a general check node message equation

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 검사 노드 메시지 계산식에 사용되는 함수 F(x)를 직선 근사화시켜 함수 G(x)로 생성할 경우 함수 G(x)의 상수들을 검색하는 규칙을 개략적으로 도시한 도면6 schematically illustrates a rule for searching for constants of the function G (x) when the function F (x) used in the check node message calculation according to an embodiment of the present invention is linearly approximated to generate the function G (x). One drawing

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 일 예를 도시한 도면7 illustrates an example of a function G (x) according to an embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 다른 예를 도시한 도면8 illustrates another example of a function G (x) according to an embodiment of the present invention.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 또 다른 예를 도시한 도면9 illustrates another example of a function G (x) according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 통신 시스템의 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 저밀도 패리티 검사(LDPC: Low Density Parity Check, 이하 'LDPC'라 칭하기로 한다) 부호를 사용하는 통신 시스템에서 연산 복잡도를 최소화하여 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus and method for receiving a signal in a communication system. In particular, a communication system using a low density parity check (LDPC) code is used to minimize a signal complexity and to reduce a computational complexity. An apparatus and method for receiving are provided.

차세대 통신 시스템은 패킷 서비스 통신 시스템(packet service communication system) 형태로 발전되어 왔으며, 패킷 서비스 통신 시스템은 버스트(burst)한 패킷 데이터(packet data)를 다수의 이동 단말기(MS: Mobile Station)들로 송신하는 시스템으로서, 대용량 데이터 송신에 적합하도록 설계되어 왔다. 또한, 차세대 통신 시스템에서는 채널 부호(channel code)로서 터보 부호(turbo code)와 함께 고속 데이터 송신시에 그 성능 이득이 우수한 것으로 알려져 있으며, 송신 채널에서 발생하는 잡음에 의한 오류를 효과적으로 정정하여 데이터 송신의 신뢰도를 높일 수 있는 장점을 가지는 LDPC 부호를 사용하는 것을 적극적으로 고려하고 있다. 상기 LDPC 부호 사용을 적극적으로 고려하고 있는 차세대 통신 시스템으로는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16e 통신 시스템 및 IEEE 802.11n 통신 시스템 등이 있다. The next generation communication system has been developed in the form of a packet service communication system, and the packet service communication system transmits bursted packet data to a plurality of mobile stations (MSs). The system has been designed to be suitable for large data transmission. In addition, in the next-generation communication system, the performance gain is known to be excellent in high-speed data transmission together with a turbo code as a channel code, and data transmission is performed by effectively correcting errors due to noise generated in a transmission channel. The use of LDPC codes, which have the advantage of increasing the reliability, is actively considered. Next-generation communication systems actively considering the use of the LDPC code include the Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.16e communication system and the IEEE 802.11n communication system.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.Next, a structure of a signal transmission apparatus of a general communication system using an LDPC code will be described with reference to FIG. 1.

상기 도 1은 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 구조를 도시한 도면이다.1 is a diagram illustrating a structure of a signal transmission apparatus in a general communication system using an LDPC code.

상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 신호 송신 장치는 부호화기(encoder)(111)와, 변조기(modulator)(113)와, 송신기(115)를 포함한다. 먼저, 상기 신호 송신 장치에서 송신하고자 하는 정보 벡터(information vector)(

)가 발생되면, 상기 정보 벡터(

)는 상기 부호화기(111)로 전달된다. 상기 부호화기(111)는 상기 정보 벡터(

)를 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화하여 부호어 벡터(codeword vector)(

), 즉 LDPC 부호어로 생성한 후 상기 변조기(113)로 출력한다. 여기서, 상기 부호화 방식은 LDPC 부호화 방식이 되는 것이다. 상기 변조기(113)는 상기 부호어 벡터(

)를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 벡터(

)으로 생성하여 상기 송신기(115)로 출력한다. 상기 송신기(115)는 상기 변조기(113)에서 출력한 변조 벡터(

)를 입력하여 송신 신호 처리한 후 안테나를 통해 신호 수신 장치로 송신한다. Referring to FIG. 1, first, the signal transmission apparatus includes an encoder 111, a modulator 113, and a transmitter 115. First, an information vector to be transmitted by the signal transmission apparatus (

Is generated, the information vector (

) Is passed to the encoder 111. The encoder 111 stores the information vector (

) Is encoded using a predetermined coding scheme, so that a codeword vector (

), That is, the LDPC codeword is generated and output to the modulator 113. Here, the coding scheme is an LDPC coding scheme. The modulator 113 is the codeword vector (

) Modulates a modulation vector (

To generate and output to the transmitter 115. The transmitter 115 is a modulation vector (output from the modulator 113)

After inputting), the transmitter transmits the signal to the signal receiving apparatus through the antenna.

다음으로 도 2를 참조하여 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.Next, a structure of a signal receiving apparatus of a general communication system using an LDPC code will be described with reference to FIG. 2.

상기 도 2는 LDPC 부호를 사용하는 일반적인 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 구조를 도시한 도면이다.2 is a diagram illustrating a structure of a signal receiving apparatus in a general communication system using an LDPC code.

상기 도 2를 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 수신기(211)와, 복조기(de-modulator)(213)와, 복호기(decoder)(215)를 포함한다. 먼저, 신호 송신 장치에서 송신한 신호는 상기 신호 수신 장치의 안테나를 통해 수신되고, 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 수신기(211)로 전달된다. 상기 수신기(211)는 상기 수신 신호를 수신 신호 처리한 후 그 수신 신호 처리된 수신 벡터(

)를 상기 복조기(213)로 출력한다. 상기 복조기(213)는 상기 수신기(211)에서 출력한 수신 벡터(

)를 입력하여 상기 신호 송신 장치의 변조기, 즉 변조기(113)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 그 복조한 복조 벡터(

)를 상기 복호기(215)로 출력한다. 상기 복호기(215)는 상기 복조기(213)에서 출력한 복조 벡터(

)를 입력하여 상기 신호 송신 장치의 부호화기, 즉 부호화기(111)에서 적용한 부호화 방식에 상응하는 복호 방식으로 복호한 후 그 복호한 신호를 최종적으로 복원된 정보 벡터(

)로 출력한다. Referring to FIG. 2, the signal receiving apparatus includes a receiver 211, a demodulator 213, and a decoder 215. First, a signal transmitted from a signal transmission device is received through an antenna of the signal reception device, and a signal received through the antenna is transmitted to the receiver 211. The receiver 211 processes the received signal by receiving the received signal and processes the received signal (the received vector (

) Is output to the demodulator 213. The demodulator 213 is a reception vector (output from the receiver 211)

) Is demodulated by a demodulation method corresponding to the modulation scheme applied by the modulator of the signal transmission apparatus, that is, the modulator 113, and then the demodulated demodulation vector (

) Is output to the decoder 215. The decoder 215 is a demodulation vector output from the demodulator 213 (

) Is decoded by a decoding method corresponding to the encoding method applied by the encoder of the signal transmission apparatus, that is, the encoder 111, and the decoded signal is finally recovered.

)

한편, 상기 LDPC 부호는 대부분의 엘리먼트(element)들이 0의 값을 가지며, 상기 0의 값을 가지는 엘리먼트들 이외의 극히 소수의 엘리먼트들이 0이 아닌(non-zero), 일 예로 1의 값을 가지는 패리티 검사 행렬(parity check matrix)에 의해 정의되는 부호이다. 상기 LDPC 부호는 이분(bipartite, 이하 'bipartite'라 칭하기로 한다) 그래프로 표현할 수 있으며, 상기 bipartite 그래프는 변수 노드(variable node)들과, 검사 노드(check node)들과, 상기 변수 노드들과 검사 노 드들을 연결하는 에지(edge)들로 표현되는 그래프이다.In the LDPC code, most elements have a value of 0, and very few elements other than the elements having the value of 0 are non-zero, for example, having a value of 1. A sign defined by a parity check matrix. The LDPC code may be represented by a bipartite (hereinafter referred to as 'bipartite') graph. The bipartite graph may include variable nodes, check nodes, and the variable nodes. It is a graph represented by the edges connecting the test nodes.

그러면 여기서 도 3을 참조하여 (N, j, k) LDPC 부호, 일 예로 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패리티 검사 행렬에 대해서 설명하기로 한다.Next, a parity check matrix of an (N, j, k) LDPC code, for example, an (8, 2, 4) LDPC code, will be described with reference to FIG. 3.

도 3은 일반적인 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 도시한 도면이다.3 is a diagram illustrating a parity check matrix of a general (8, 2, 4) LDPC code.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H는 8개의 열(column)들과 4개의 행(row)들로 구성되어 있으며, 각 열의 웨이트(weight)는 2이며, 각 행의 웨이트는 4이다. 여기서, 상기 웨이트라함은 상기 패리티 검사 행렬을 구성하는 엘리먼트들 중 0이 아닌(non-zero) 값을 가지는 엘리먼트들의 개수를 나타낸다. Referring to FIG. 3, first, the parity check matrix H of the (8, 2, 4) LDPC code is composed of eight columns and four rows, and the weight of each column. Is 2, and the weight of each row is 4. Here, the weight represents the number of elements having a non-zero value among the elements constituting the parity check matrix.

다음으로 도 4를 참조하여 상기 도 3에서 설명한 (8, 2, 4) LDPC 부호의 bipartite 그래프에 대해서 설명하기로 한다.Next, a bipartite graph of the (8, 2, 4) LDPC code described with reference to FIG. 3 will be described with reference to FIG. 4.

상기 도 4는 도 3의 (8, 2, 4) LDPC 부호의 bipartite 그래프를 도시한 도면이다.4 is a diagram illustrating a bipartite graph of the (8, 2, 4) LDPC code of FIG.

상기 도 4를 참조하면, 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호의 bipartite 그래프는 8개의 변수 노드들, 즉 x₁(400)과, x₂(402)과, x₃(404)과, x₄(406)과, x₅(408)과, x₆(410)과, x₇(412)과, x₈(414)와, 4개의 검사 노드들(316,318,320,322)로 구성된다. 상기 (8, 2, 4) LDPC 부호의 패리티 검사 행렬의 i번째 행과 j번째 열이 교차하는 지점에 0이 아닌 값을 가지는 엘리먼트가 존재할 경우 변수 노드 x_i와 j번째 검사 노드 사이에 브랜치(branch)가 생성된다.Referring to FIG. 4, the bipartite graph of the (8, 2, 4) LDPC code has eight variable nodes, that is, x ₁ (400), x ₂ (402), x ₃ (404), and x ₄ 406, x ₅ 408, x ₆ 410, x ₇ 412, x ₈ 414, and four test nodes 316, 318, 320, 322. If there is an element having a non-zero value at the intersection of the i th row and the j th column of the parity check matrix of the (8, 2, 4) LDPC code, a branch between the variable node x _i and the j th check node ( branch is created.

한편, 상기 LDPC 부호는 상기 bipartite 그래프 상에서 합곱(sum-product) 알고리즘(algorithm)에 기반한 반복 복호(iterative decoding) 알고리즘을 사용하여 복호할 수 있다. 여기서, 상기 합곱 알고리즘은 메시지 전달 알고리즘(message passing algorithm)의 일종이며, 상기 메시지 전달 알고리즘이라함은 상기 bipartite 그래프 상에서 에지를 통해 메시지들을 교환하고, 상기 변수 노드들 혹은 검사 노드들로 입력되는 메시지들로부터 출력 메시지를 계산하여 업데이트하는 알고리즘을 나타낸다. 따라서, 상기 LDPC 부호를 복호하기 위한 복호기는 상기 합곱 알고리즘에 기반한 반복 복호 알고리즘을 사용하기 때문에 상기 터보 부호의 복호기에 비해 낮은 복잡도를 가질 뿐만 아니라 병렬 처리 복호기로 구현하는 것이 용이하다.Meanwhile, the LDPC code may be decoded using an iterative decoding algorithm based on a sum-product algorithm on the bipartite graph. Here, the sum product algorithm is a kind of message passing algorithm, and the message passing algorithm refers to messages exchanged through an edge on the bipartite graph and input to the variable nodes or check nodes. Represents an algorithm that computes and updates an output message from Therefore, since the decoder for decoding the LDPC code uses an iterative decoding algorithm based on the sum product algorithm, it is easy to implement a parallel processing decoder as well as having a lower complexity than the decoder of the turbo code.

그러면 여기서 상기 합곱 알고리즘을 사용할 경우 각 노드에서의 메시지 계산식에 대해서 설명하면 다음과 같다. In this case, when the sum product algorithm is used, a message calculation formula at each node will be described.

첫 번째로, 변수 노드에서의 메시지 계산식은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.First, the message calculation formula at the variable node can be expressed as Equation 1 below.

상기 수학식 1에서, i와 j는 변수 인덱스(index)를 나타내며,

는 j번째 변수 노드에서 상기 j번째 변수 노드에 연결된 검사 노드들로 전달되는 메시지 를 나타내며, y는 초기값을 나타내며,

는 i번째 검사 노드에서 상기 i번째 검사 노드에 연결된 변수 노드들로 전달되는 메시지를 나타내며,

는 j번째 검사 노드에서 상기 j번째 검사 노드에 연결된 변수 노드들로 전달되는 메시지를 나타낸다. 여기서, y는 수신 비트(bit)에 대한 로그 우도 비(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 나타낸다. In Equation 1, i and j represent a variable index,

Denotes a message transmitted from the j th variable node to the check nodes connected to the j th variable node, y denotes an initial value,

Denotes a message transmitted from the i th check node to the variable nodes connected to the i th check node,

Denotes a message transmitted from the j th check node to the variable nodes connected to the j th check node. Here, y represents a log likelihood ratio (LLR) for a received bit (hereinafter, referred to as 'LLR').

한편, 검사 노드 메시지는

로 나타낼 수 있으며,

이고,

이다. 또한,

로서,

이다.Meanwhile, the check node message

Can be represented by

ego,

to be. Also,

as,

to be.

두 번째로, 검사 노드에서의 메시지 계산식은 하기 수학식 2 및 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.Second, the message calculation formula at the check node can be expressed as Equation 2 and Equation 3 below.

상기 수학식 2에서,

는 j번째 검사 노드에서 상기 j번째 검사 노드 에 연결된 변수 노드들로 전달되는 메시지의 부호를 결정하는 값을 나타내며,

는 i번째 변수 노드에서 상기 i번째 변수 노드에 연결된 검사 노드들로 전달되는 부호를 결정하는 값을 나타내며,

는 j번째 변수 노드에서 상기 j번째 변수 노드에 연결된 검사 노드들로 전달되는 메시지의 부호를 결정하는 값을 나타낸다.In Equation 2,

Represents a value for determining the sign of a message transmitted from the j th check node to the variable nodes connected to the j th check node,

Denotes a value that determines the sign passed from the i th variable node to the check nodes connected to the i th variable node,

Denotes a value for determining the sign of a message transmitted from the j th variable node to the check nodes connected to the j th variable node.

상기 수학식 3에서,

는 j번째 검사 노드에서 상기 j번째 검사 노드에 연결된 변수 노드들로 전달되는 메시지의 크기를 나타내며,

는 i번째 변수 노드에서 상기 i번째 변수 노드에 연결된 검사 노드들로 전달되는 메시지의 크기를 나타내며,

는 j번째 변수 노드에서 상기 j번째 변수 노드에 연결된 검사 노드들로 전달되는 메시지의 크기를 나타낸다.In Equation 3,

Denotes the size of a message transmitted from the j th check node to the variable nodes connected to the j th check node,

Denotes the size of the message transmitted from the i th variable node to the check nodes connected to the i th variable node,

Denotes the size of a message transmitted from the j th variable node to the check nodes connected to the j th variable node.

그러나, 상기 합곱 알고리즘을 사용할 경우 검사 노드 연산 구현은 그 복잡도가 굉장히 커서 실제 구현하는 것이 난이하다. 이렇게, 복잡도가 큰 이유 중의 하나가 상기 검사 노드 메시지 계산식에서 사용되는 함수 F(x)이며, 상기 함수 F(x)는 하기 수학식 4에 나타낸 바와 같다.However, when using the sum product algorithm, the implementation of the check node operation is very complicated and it is difficult to actually implement it. Thus, one of the reasons for the large complexity is the function F (x) used in the check node message calculation equation, and the function F (x) is as shown in Equation 4 below.

또한, 상기 함수 F(x)를 그래프로 표현하면 도 5에 도시한 바와 같다.In addition, when the function F (x) is represented by a graph, it is as shown in FIG.

상기 도 5는 일반적인 검사 노드 메시지 계산식에 사용되는 함수 F(x)를 도시한 그래프이다.5 is a graph illustrating a function F (x) used in a general check node message calculation equation.

상기 도 5에 도시되어 있는 바와 같이 상기 함수 F(x)는 비선형(non-leaner) 함수이며, 상기 함수 F(x)의 비선형 특성으로 인해 상기 검사 노드 메시지 계산식에 필요로되는 연산량이 증가하게 된다. As shown in FIG. 5, the function F (x) is a non-leaner function, and the amount of calculation required for the check node message calculation equation is increased due to the nonlinear characteristic of the function F (x). .

따라서, 검사 노드 연산의 복잡도를 감소시키는 LDPC 부호의 복호 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다. Therefore, there is a need for an LDPC code decoding method that reduces the complexity of the check node operation.

따라서, 본 발명의 목적은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method for receiving a signal in a communication system using an LDPC code.

본 발명의 다른 목적은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 검사 노드 연산 복잡도를 감소시켜 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다. Another object of the present invention is to provide an apparatus and method for receiving a signal by reducing a check node operation complexity in a communication system using an LDPC code.

상기한 목적들을 달성하기 위한 장치는; 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서, 신호를 수신하는 수신기와, 상기 수신 신호를 복호 방식에 상응하게 복호하 는 복호기를 포함하며, 상기 복호 방식을 기반으로 하는 검사 노드에서의 메시지 계산식은 제1함수를 사용하며, 상기 제1함수는 합곱 알고리즘을 기반으로 하는 검사 노드에서의 메시지 계산식에서 사용되는 비선형 함수인 제2함수를 직선 근사화시켜 생성된 함수임을 특징으로 한다.Apparatus for achieving the above objects; A signal receiving apparatus of a communication system, comprising: a receiver for receiving a signal, and a decoder for decoding the received signal according to a decoding scheme, wherein a message calculation formula at a check node based on the decoding scheme is a first function. The first function is a function generated by linearly approximating a second function, which is a nonlinear function used in a message calculation at a check node based on a sum product algorithm.

상기한 목적들을 달성하기 위한 방법은; 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법에 있어서, 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신 신호를 복호 방식에 상응하게 복호하는 과정을 포함하며, 상기 복호 방식을 기반으로 하는 검사 노드에서의 메시지 계산식은 제1함수를 사용하며, 상기 제1함수는 합곱 알고리즘을 기반으로 하는 검사 노드에서의 메시지 계산식에서 사용되는 비선형 함수인 제2함수를 직선 근사화시켜 생성된 함수임을 특징으로 한다.Method for achieving the above objects; A method for receiving a signal in a signal receiving apparatus of a communication system, the method comprising: receiving a signal and decoding the received signal according to a decoding method, wherein the message is received from a check node based on the decoding method. The calculation function uses a first function, and the first function is a function generated by linearly approximating a second function, which is a non-linear function used in a message calculation formula at a check node based on a sum product algorithm.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that in the following description, only parts necessary for understanding the operation according to the present invention will be described, and descriptions of other parts will be omitted so as not to distract from the gist of the present invention.

본 발명은 저밀도 패리티 검사(LDPC: Low Density Parity Check, 이하 'LDPC'라 칭하기로 한다) 부호를 사용하는 통신 시스템에서 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 LDPC 부호를 사용하는 통신 시스템에서 합곱(sum-product) 알고리즘(algorithm)인 메시지 전달 알고리즘(message passing algorithm)에 기반한 반복 복호(iterative decoding) 알고리즘을 사용하여 LDPC 부호를 복호할 경우 그 검사 노드(check node) 연산 복잡도를 감소시켜 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명에서 별도로 도시하여 설명하지는 않지만 본 발명의 종래 기술 부분의 도 2에서 설명한 바와 같은 통신 시스템의 신호 수신 장치 구성에 본 발명에서 제안하는 메시지 전달 알고리즘에 기반한 반복 복호 알고리즘을 사용하여 LDPC 부호를 복호하는 동작을 적용할 수 있음은 물론이다. The present invention proposes an apparatus and method for receiving a signal in a communication system using a Low Density Parity Check (LDPC) code. In addition, the present invention is to decode the LDPC code using an iterative decoding algorithm based on a message passing algorithm that is a sum-product algorithm in a communication system using the LDPC code An apparatus and method for receiving a signal by reducing the check node computational complexity are proposed. In addition, although not illustrated and described separately in the present invention, the LDPC code using an iterative decoding algorithm based on the message transfer algorithm proposed by the present invention in the signal receiving device configuration of the communication system as described in FIG. 2 of the prior art portion of the present invention. Of course, the decoding operation can be applied.

먼저, 상기 합곱 알고리즘을 사용할 경우 검사 노드 연산 구현은 그 복잡도가 굉장히 커서 실제 구현하는 것이 난이하였었는데, 이렇게 복잡도가 큰 이유 중의 하나가 검사 노드 메시지 계산식에서 사용되는 함수 F(x)이다. 즉, 상기 함수 F(x)는 비선형(non-leaner) 함수이며, 상기 함수 F(x)의 비선형 특성으로 인해 상기 검사 노드 메시지 계산식에 필요로되는 연산량이 증가하여 검사 노드 연산 복잡도가 크게 된다. 따라서, 본 발명의 실시예에서는 검사 노드 메시지 계산식에 사용되는 함수 F(x)를 직선 근사화시켜 새로운 함수 G(x)를 생성하고, 상기 함수 G(x)를 사용하여 검사 노드 연산을 수행하도록 제안한다. 여기서, 상기 함수 G(x)는 하기 수학식 5에 나타낸 바와 같은 1차 함수 집합으로 생성할 수 있다.First, when using the sum product algorithm, the implementation of the check node operation is very large and it is difficult to actually implement. One of the reasons for the complexity is the function F (x) used in the check node message calculation. That is, the function F (x) is a non-leaner function, and due to the nonlinear nature of the function F (x), the amount of calculation required for the check node message calculation formula is increased, thereby increasing the check node operation complexity. Therefore, in the embodiment of the present invention, it is proposed to generate a new function G (x) by linearly approximating the function F (x) used in the check node message equation, and perform the check node operation using the function G (x). do. Here, the function G (x) may be generated as a set of linear functions as shown in Equation 5 below.

여기서, 상기 G(x)가 포함하는 1차 함수의 개수는 복호기 구현시 요구되는 복잡도에 의해 결정되며, 상기 G(x)가 포함하는 1차 함수의 개수가 증가할수록 그 복호 성능은 향상되지만 복잡도 역시 증가하게 된다. 또한, 상기 수학식 5에서

및

는 가변적으로 설정 가능한 값들로서, 상기 함수 F(x)와 함수 G(x)의 오차를 조정하는 상수들이다. 즉,

및

는 상기 함수 F(x)를 상기 함수 G(x)로 직선 근사화시키는 경우 발생하는 오차를 조정하기 위한 상수들이다. 따라서, 상기

및

를 미리 설정된 규칙에 상응하게 조합함으로써 상기 함수 F(x)와 함수 G(x)의 오차를 최소화시킬 수 있다. 그러면 여기서 도 6을 참조하여 상기 함수 F(x)와 함수 G(x)의 오차를 최소화시키기 위한 상수들을 검색하는 규칙에 대해서 설명하면 다음과 같다.Here, the number of linear functions included in the G (x) is determined by the complexity required when the decoder is implemented, and as the number of linear functions included in the G (x) increases, the decoding performance is improved, but the complexity is increased. It will also increase. In addition, in Equation 5

And

Are variably configurable values and constants for adjusting the error between the function F (x) and the function G (x). In other words,

And

Are constants for adjusting an error that occurs when the function F (x) is linearly approximated with the function G (x). Thus, the above

And

It is possible to minimize the error between the function F (x) and the function G (x) by combining according to a predetermined rule. Next, a rule for searching for constants for minimizing the error between the function F (x) and the function G (x) will be described below with reference to FIG. 6.

상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 검사 노드 메시지 계산식에 사용되는 함수 F(x)를 직선 근사화시켜 함수 G(x)로 생성할 경우 함수 G(x)의 상수들을 검색 하는 규칙을 개략적으로 도시한 도면이다.FIG. 6 schematically illustrates a rule for searching for constants of the function G (x) when generating the function G (x) by linearly approximating the function F (x) used in the check node message calculation according to an embodiment of the present invention. Figure is shown.

상기 도 6을 참조하면, 먼저 함수 F(x)와 함수 G(x)의 최단 거리를 나타내는 함수를 d(x)라고 칭하기로 한다. 이렇게, 함수 d(x)를 정의한 후, 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식과 같이

(단, E는 Expectation을 나타냄)의 값이 최소가되도록 함수 G(x)의 상수들을 변경하면서

및

를 결정한다. Referring to FIG. 6, a function representing the shortest distance between the function F (x) and the function G (x) will be referred to as d (x). After defining the function d (x), the minimum mean square error (MMSE: hereinafter referred to as 'MMSE') method is described.

(Where E stands for Expectation) while changing the constants in function G (x)

And

Determine.

이렇게, 1차 함수인 함수 G(x)는 반드시 y = x에 대해 대칭의 특성을 가진다. 따라서, 함수 F(x)의 직선 근사화를 위해 사용된 직선의 갯수가 짝수 개일 경우, 즉 꺾인 점의 갯수가 홀수 개일 경우에는 함수 G(x)의 꺾인 점은 항상 y = x 함수 상에 존재한다. 이와는 달리, 함수 F(x)의 직선 근사화를 위해 사용된 직선의 갯수가 홀수 개일 경우, 즉 꺾인 점의 갯수가 짝수 개일 경우에는 함수 G(x)는 기울기가 -1인 함수 y = -x + c(단, c는 임의의 상수)를 포함한다. Thus, the first-order function G (x) must be symmetrical with respect to y = x. Therefore, when the number of straight lines used for the linear approximation of the function F (x) is even, that is, when the number of bends is odd, the break point of the function G (x) always exists on the y = x function. . In contrast, if the number of straight lines used to approximate the straight line of function F (x) is odd, that is, if the number of bends is even, the function G (x) is a function y = -x + c, where c is any constant.

그러면 여기서, 도 7 내지 도 9를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 예들에 대해서 설명하기로 한다.Next, examples of the function G (x) according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 to 9.

상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 일 예를 도시한 도면이다.7 is a diagram illustrating an example of a function G (x) according to an embodiment of the present invention.

상기 도 7에는 함수 F(x)를 2개의 직선들로 직선 근사화하였을 경우의 함수 G(x)가 도시되어 있다. 상기 함수 F(x)는 y = x에 대해서 대칭이므로, 함수 G(x)의 꺽인 점의 위치를 함수 F(x)와 y = x의 교차점으로 설정한다.7 illustrates a function G (x) when the function F (x) is linearly approximated by two straight lines. Since the function F (x) is symmetric with respect to y = x, the position of the break point of the function G (x) is set to the intersection of the function F (x) and y = x.

상기 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 다른 예를 도시한 도면이다.8 is a diagram illustrating another example of the function G (x) according to the embodiment of the present invention.

상기 도 8을 참조하면, 먼저 함수 F(x)를 직선 근사화하여 G(x)를 생성할 경우 직선의 꺽인 점을 반드시 함수 F(x)의 그래프상에 위치하도록 할 필요는 없다. 따라서, 상기 함수 F(x)를 함수 G(x)로 직선 근사화할 경우 발생하는 오차를 감소시키기 위해 직선의 꺽인 점을 y = x를 따라 상기 함수 F(x)의 그래프 바깥 쪽에 위치하도록 설정한다. 이 경우, 상기 도 7에 도시한 함수 G(x)에 비해 그 오차가 감소되므로, 상기 도 7에 도시한 함수 G(x)를 사용할 경우에 비해 복호 성능 역시 향상된다. Referring to FIG. 8, first, when a function F (x) is approximated with a straight line to generate G (x), it is not necessary to place the point of the straight line on the graph of the function F (x). Therefore, in order to reduce the error that occurs when the function F (x) is linearly approximated by the function G (x), the bending point of the straight line is set to be located outside the graph of the function F (x) along y = x. . In this case, since the error is reduced compared to the function G (x) shown in FIG. 7, the decoding performance is also improved compared with the case of using the function G (x) shown in FIG.

상기 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 함수 G(x)의 또 다른 예를 도시한 도면이다.9 is a diagram illustrating another example of a function G (x) according to an embodiment of the present invention.

상기 도 9에는 함수 F(x)를 3개의 직선들로 직선 근사화하였을 경우의 함수 G(x)가 도시되어 있다. 상기 함수 G(x)는 y = x에 대해서 대칭이며, 기울기가 -1인 y = -x + c 함수를 포함한다. 그리고, 함수 G(x)의 꺽인 점의 위치를 함수 F(x) 상의 점이 아닌 함수 F(x)의 그래프 바깥 쪽에 위치하도록 설정한다. 9 illustrates a function G (x) when the function F (x) is linearly approximated with three straight lines. The function G (x) is symmetric about y = x and includes a y = −x + c function with a slope of −1. Then, the position of the broken point of the function G (x) is set to be located outside the graph of the function F (x) rather than the point on the function F (x).

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술 하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined not only by the scope of the following claims, but also by the equivalents of the claims.

상술한 바와 같은 본 발명은, 통신 시스템에서 LDPC 부호를 복호하기 위한 복호기를 구현함에 있어서 그 검사 노드 연산시 사용되는 비선형 함수를 직선 근사화시켜 검사 노드 연산 복잡도를 감소시킨다는 이점을 가진다.The present invention as described above has the advantage of reducing the complexity of the check node operation by linearly approximating the nonlinear function used in the check node operation in implementing the decoder for decoding the LDPC code in the communication system.

Claims

In the method for receiving a signal in a signal receiving apparatus of a communication system,

Receiving a signal,

Decoding the received signal according to a decoding method;

The message calculation at the check node based on the decoding method uses a first function, and the first function linearly approximates the second function, which is a non-linear function used in the message calculation at the check node based on a sum product algorithm. Receiving a signal in the signal receiving apparatus characterized in that the function generated by.

The method of claim 1,

When the message calculation equation at the check node based on the sum product algorithm is expressed by Equation 6 below, and the second function is expressed by Equation 7 below, the first function is expressed by Equation 8 below. Method of receiving a signal in a signal receiving apparatus characterized in that.

In Equation 6,

Is the size of the message passed from the j th variable node to the check nodes connected to the j th variable node.

In Equation 7, F (x) represents the second function.

Equation 8 represents a set of linear functions including the first function,

And

Are variably configurable values and represent constants for adjusting the error between the second function and the first function.

The method of claim 2,

When the function representing the shortest distance between the second function and the first function is d (x), the first function is

(Where E stands for Expectation) while changing the constants of the first function to minimize the value.

And

And receiving the signal by the signal receiving apparatus, characterized in that it is generated by determining.

The method of claim 3,

When the first function is generated by approximating the second function using an even number of straight lines, the break point of the first function is present on a y = x function. .

The method of claim 3,

When the first function is generated by approximating the second function using an odd number of straight lines, the first function includes y = -x + c (where c is an arbitrary constant). How to receive a signal from the device.

In the signal receiving apparatus of the communication system,

A receiver receiving the signal,

A decoder for decoding the received signal according to a decoding method;

The message calculation at the check node based on the decoding method uses a first function, and the first function linearly approximates the second function, which is a non-linear function used in the message calculation at the check node based on a sum product algorithm. Signal receiving device characterized in that the function generated by.

The method of claim 6,

When the message calculation equation at the check node based on the sum product algorithm is expressed by Equation 9 below, and the second function is expressed by Equation 10 below, the first function is expressed by Equation 11 below. Signal receiving device characterized in that.

In Equation 9,

In Equation 10, F (x) represents the second function.

Equation 11 represents a set of linear functions including the first function,

And

The method of claim 7, wherein

And

Signal receiving apparatus, characterized in that it is generated by determining.

The method of claim 8,

And the break point of the first function exists on y = x when the first function is generated by approximating the second function using an even number of straight lines.

The method of claim 8,

When the first function is generated by approximating the second function using an odd number of straight lines, the first function includes y = -x + c (where c is an arbitrary constant). Device.