KR20080036223A - Wireless communications device including a joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions - Google Patents

Wireless communications device including a joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions Download PDF

Info

Publication number
KR20080036223A
KR20080036223A KR1020087006317A KR20087006317A KR20080036223A KR 20080036223 A KR20080036223 A KR 20080036223A KR 1020087006317 A KR1020087006317 A KR 1020087006317A KR 20087006317 A KR20087006317 A KR 20087006317A KR 20080036223 A KR20080036223 A KR 20080036223A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
space
filter
multichannel
circuit
signal
Prior art date
Application number
KR1020087006317A
Other languages
Korean (ko)
Inventor
후안 우
신 시몬스
졸탄 케멘크지
Original Assignee
리서치 인 모션 리미티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 리서치 인 모션 리미티드 filed Critical 리서치 인 모션 리미티드
Publication of KR20080036223A publication Critical patent/KR20080036223A/en

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/024Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H04L25/0248Eigen-space methods
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B7/00Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06Receivers
    • H04B1/10Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06Receivers
    • H04B1/16Circuits
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202Channel estimation
    • H04L25/0212Channel estimation of impulse response
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06Receivers
    • H04B1/10Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/109Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

A wireless communications device may include a wireless transmitter and a wireless receiver. The wireless receiver may include a filter for reducing co-channel interference and may include a multi-channel, space-time filter circuit that filters n signal parts that have been split from a communications signal by jointly estimating space-time filter weights and multi-channel impulse responses (CIRs) based upon Cholesky and eigenvalue decompositions. The filter may further include a multi-channel, matched filter circuit that receives multi-channel signals from the multi-channel, space-time filter circuit and has a filter response that is provided by a channel impulse response estimation from the space-time filter circuit.

Description

촐레스키 및 고유값 분해를 사용하는 공동 시공간 최적 필터를 포함하는 무선 통신 디바이스{WIRELESS COMMUNICATIONS DEVICE INCLUDING A JOINT SPACE-TIME OPTIMUM FILTER(JSTOF) USING CHOLESKY AND EIGENVALUE DECOMPOSITIONS}WIRELESS COMMUNICATIONS DEVICE INCLUDING A JOINT SPACE-TIME OPTIMUM FILTER (JSTOF) USING CHOLESKY AND EIGENVALUE DECOMPOSITIONS}

본 발명은 셀룰러 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 원치 않는 간섭을 감소시키기 위해 수신된 무선 신호를 필터링하는 것에 관한 것이다. FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to wireless communication systems, such as cellular communication systems, and more particularly to filtering received wireless signals to reduce unwanted interference.

3세대 모바일 통신 시스템 및 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP)에 의해 표준화된 다운링크 진보된 수신기 성능(DARP; Downlink Advanced Receiver Performance)에 대한 요건을 충족시키기 위해 간섭 소거 정합 필터(ICMF; interference canceling matched filter) 및 공동 복조(JDM; joint demodulation)가 연구되어 왔다. 이들 제안 중 일부가 다음의 논문 및 문서에 설명되어 있다. Interference canceling matched filter (ICMF) to meet the requirements for Downlink Advanced Receiver Performance (DARP) standardized by 3rd Generation Mobile Communication Systems and 3rd Generation Partnership Project (3GPP) And joint demodulation (JDM) have been studied. Some of these proposals are described in the following papers and documents.

1. Liang 등의 A Two-Stage Hybrid Approach for CCI/ISI Reduction with Space-Time Processing, IEEE Communication Letter Vol. 1, No. 6, Nov. 1997.Liang et al. A Two-Stage Hybrid Approach for CCI / ISI Reduction with Space-Time Processing, IEEE Communication Letter Vol. 1, No. 6, Nov. 1997.

2. Pipon 등의 Multichannel Receives Performance Comparison In the Presence of ISI and CCI, 1997 13th Intl. Conf. on Digital Signal Processing, July 1997. 2. Multichannel Receives Performance Comparison In the Presence of ISI and CCI, 1997 13th Intl. Conf. on Digital Signal Processing, July 1997.

3. Spagnolini의 Adaptive Rank-One Receiver for GSM/DCS Systems, IEEE Trans, on Vehicular Technology, Vol. 51, No.5, Sept. 2002.Spagnolini's Adaptive Rank-One Receiver for GSM / DCS Systems, IEEE Trans, on Vehicular Technology, Vol. 51, No. 5, Sept. 2002.

4. Feasibility Study on Single Antenna Interference Cancellation (SAIC) for GSM Networks, 3GPP TR 45.903 Version 6.0.1, Release 6, European Telecommunications Standards Institute, 2004. 4.Feasibility Study on Single Antenna Interference Cancellation (SAIC) for GSM Networks, 3GPP TR 45.903 Version 6.0.1, Release 6, European Telecommunications Standards Institute, 2004.

5. Radio Transmission and Reception (Release 6), 3GPP TS 45.005 Version 6.8.0; European Telecommunications Standards Institute, 2005.5.Radio Transmission and Reception (Release 6), 3GPP TS 45.005 Version 6.8.0; European Telecommunications Standards Institute, 2005.

6. Stoica 등의 Maximum Likelihood Parameter and Rank Estimation in Reduced-Rank Multivariate Linear Regressions, IEEE Trans. On Signal Processing, Vol. 44, No.12, Dec. 1996. 6. Maximum Likelihood Parameter and Rank Estimation in Reduced-Rank Multivariate Linear Regressions, IEEE Trans. On Signal Processing, Vol. 44, No. 12, Dec. 1996.

7. Kristensson 등의 Blind Subspace Identification of a BPSK Communication Channel, Proc. 30th Asilomar O Conf. On Signals, Systems and Computers, 1996.7. Blind Subspace Identification of a BPSK Communication Channel, Proc. 30 th Asilomar O Conf. On Signals, Systems and Computers, 1996.

8. Golub 등의 Matrix Computations, 3rd Edition, 1996.8. Matrix Computations, Golub et al., 3 rd Edition, 1996.

9. Trefethen 등의 Numerical Linear Algebra, 1997. 9. Numerical Linear Algebra, 1997, Trefethen et al.

10. Press 등의 Numerical Recipes in C, 2nd Edition, 1992.10. Numerical Recipes in C, 2 nd Edition, 1992.

현행 GSM(Global System for Mobile communications) 셀룰러 시스템은 모바일 스테이션(MS) 측에 대한 동일채널 간섭(CCI; co-channel interference)에 대처해야하는 데다가, DARP 요건에도 대처하여야 한다. 일부 단일 채널 구조 및 프리 필터(pre-filter)는 간섭을 소거하는 데에 조력하고 일부 채널 임펄스 응답(CIR) 추정을 제공하는 데에 사용되어 왔다. 또한, 일부 시스템은 신호 대 간섭의 최대화를 사용하여 단일 채널 시공간 필터와 단일 채널에 대한 CIR 추정을 공동으로 설계하였다. 다른 시스템은 평균 제곱 오차의 제약된 최소화를 사용하여 단일 채널 공간 필터를 설계하였다. 다른 시스템은 ML 채널 추정의 랭크-1(rank-one) 근사화에 의해 설계된 단일 채널 공간 필터를 사용하였다. 이러한 시스템에 대한 대상 적용예는 복수의 안테나를 포함하는 물리적 안테나 어레이가 이용가능한 기지국이었다. Current Global System for Mobile communications (GSM) cellular systems must cope with co-channel interference (CCI) on the mobile station (MS) side as well as with DARP requirements. Some single channel structures and pre-filters have been used to aid in canceling the interference and provide some channel impulse response (CIR) estimates. In addition, some systems jointly designed a single channel space-time filter and a CIR estimate for a single channel using signal-to-interference maximization. Another system designed a single channel spatial filter using constrained minimization of the mean squared error. Another system used a single channel spatial filter designed by rank-one approximation of ML channel estimation. A target application for such a system was a base station in which a physical antenna array comprising a plurality of antennas was available.

일반적으로 말하면, 본 발명은 무선 송신기 및 무선 수신기를 포함할 수 있는 무선 통신 디바이스에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 무선 수신기는 동일채널 간섭을 감소시키기 위한 필터를 포함할 수 있고, 촐레스키(Cholesky) 분해에 기초하여 시공간 필터 가중치 및 다채널 임펄스 응답(CIR)을 공동으로 추정함으로써 통신 신호로부터 분리되었던 신호부를 필터링하는 다채널 시공간 필터 회로를 포함한다. 다채널 정합 필터 회로는 다채널 시공간 필터 회로로부터 다채널 신호를 수신하고, 시공간 필터 회로로부터 채널 임펄스 응답 추정에 의해 제공되는 필터 응답을 갖는다. 간섭 레벨이 미리 결정된 임계치보다 낮은 경우 표준 필터가 동작될 수 있고, 표준 필터는 정합 필터와, 교차상관 회로(cross-correlation circuit)와, 신호부를 정합 필터 및 교차상관 회로로 전환하는 전환 메커니즘으로서 형성될 수 있다. Generally speaking, the present invention relates to a wireless communication device that may include a wireless transmitter and a wireless receiver. More specifically, the wireless receiver may include a filter to reduce co-channel interference and from the communication signal by jointly estimating the space-time filter weight and the multi-channel impulse response (CIR) based on Cholesky decomposition. It includes a multi-channel space-time filter circuit for filtering the separated signal portion. The multichannel matched filter circuit receives the multichannel signal from the multichannel space-time filter circuit and has a filter response provided by the channel impulse response estimate from the space-time filter circuit. The standard filter can be operated when the interference level is lower than a predetermined threshold, the standard filter being formed as a matching filter, a cross-correlation circuit, and a switching mechanism that converts the signal portion into the matching filter and the cross-correlation circuit. Can be.

일 양상으로, 다채널 시공간 필터 회로는 n개의 신호부를 각각 수신하는 복수의 승산기 및 지연 회로를 포함한다. 승산기 및 지연 회로는 시공간 필터 가중치에 기초하여 동작된다. 각 승산기 및 지연 회로는 두 개의 승산기 회로 및 한 개의 지연 회로를 포함한다. 각 승산기 및 지연 회로는 일 심볼 지연되어 동작된다. 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기는 다채널 시공간 필터 회로에 동작적으로 접속되고, 트레이닝 시퀀스(TS) 심볼 및 타이밍 불확실성 데이터를 수신하고, 다채널 시공간 필터 회로에 대한 시공간 필터 가중치를 생성한다. 합산기 회로는 각 채널에 대해 승산기 및 지연 회로로부터의 데이터를 합산한다. 등화기 회로는 다채널 정합 필터 회로와 함께 동작된다. In one aspect, the multi-channel space-time filter circuit includes a plurality of multipliers and delay circuits each receiving n signal portions. The multiplier and delay circuit are operated based on the space-time filter weights. Each multiplier and delay circuit includes two multiplier circuits and one delay circuit. Each multiplier and delay circuit operates with one symbol delay. The joint optimal filter weight and channel estimator are operatively connected to the multichannel space-time filter circuit, receive training sequence (TS) symbols and timing uncertainty data, and generate space-time filter weights for the multichannel space-time filter circuit. A summer circuit sums the data from the multiplier and delay circuit for each channel. The equalizer circuit works with the multichannel matched filter circuit.

다음의 상세한 설명으로부터 첨부 도면에 비추어 고려하면 다양한 목적, 특징 및 이점이 명백하게 될 것이다. Various objects, features and advantages will become apparent from consideration of the accompanying drawings in light of the following detailed description.

도 1은 예시적인 실시예에 따라 공동 시공간 최적 필터 기반의 DARP 가능 수신기의 블록도이다. 1 is a block diagram of a DARP capable receiver based on a joint space-time optimized filter according to an exemplary embodiment.

도 2는 예시적인 실시예에 따라 도 1에 도시된 공동 시공간 최적 필터 및 다채널 정합 필터의 보다 상세한 블록도이다. FIG. 2 is a more detailed block diagram of the joint space-time optimum filter and the multichannel matched filter shown in FIG. 1 in accordance with an exemplary embodiment.

도 2a는 예시적인 실시예에 따른 방법의 블록도이다. 2A is a block diagram of a method according to an exemplary embodiment.

도 3은 다양한 DARP 사례에 대하여 공동 시공간 최적 필터 기반의 DARP 가능 수신기 성능을 도시한 그래프이다 .FIG. 3 is a graph illustrating DARP capable receiver performance based on a joint space-time optimized filter for various DARP cases.

도 4는 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 갖는 예시적인 실시예에 따른 공동 시공간 최적 필터 수신기 성능을 자동전환 방식의 유무에 따라 비교하여 도시한 그래프이다. 4 is a graph illustrating the comparison of a joint space-time optimal filter receiver performance according to an exemplary embodiment with additive white Gaussian noise (AWGN) with or without an automatic switching scheme.

도 5는 DTS-5를 갖는 예시적인 실시예에 따른 공동 시공간 최적 필터 수신기 성능을 자동전환 방식의 유무에 따라 비교하여 도시한 그래프이다. FIG. 5 is a graph illustrating a comparison of a joint space-time optimum filter receiver performance according to an exemplary embodiment with DTS-5 with or without an automatic switching scheme.

도 6은 시뮬레이션에서 8비트 SD 제한기를 사용하여 예시적인 실시예에 따른 다수의 비터비 등화기의 성능을 단일 비터비 등화기의 성능과 비교한 그래프이다. 6 is a graph comparing the performance of multiple Viterbi equalizers with the performance of a single Viterbi equalizer using an 8-bit SD limiter in a simulation.

도 7은 예시적인 실시예에 따라 공동 시공간 최적 필터 수신기의 성능 및 수정된 사례를 도시한 그래프이다. 7 is a graph illustrating a modified example and the performance of a joint space-time optimized filter receiver according to an exemplary embodiment.

도 8은 예시적인 실시예에 따라 사용될 수 있는 예시적인 모델 무선 통신 디바이스의 개략 블록도이다. 8 is a schematic block diagram of an example model wireless communication device that may be used in accordance with an example embodiment.

도 9는 본 발명에 따라 촐레스키(Cholesky) 분해, QR 분해 및 특이값(singular value) 분해(SVD) 계산을 수행하는 세 가지 접근법을 비교한 표이다. 9 is a table comparing three approaches for performing Cholesky decomposition, QR decomposition, and singular value decomposition (SVD) calculation in accordance with the present invention.

여러 비제한적인 실시예가, 바람직한 실시예가 도시된 첨부 도면을 참조하여 하기에 보다 충분히 설명될 것이다. 그러나 이들 실시예는 수많은 다양한 형태로 실시될 수 있으며, 여기에 설명된 실시예에 한정되는 것으로 해석되어서는 안된다. 그보다 이들 실시예는 본 발명의 개시를 충분하고 완전하도록 하며 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 본 발명의 범위를 전달하기 위해 제공되는 것이다. 전체에 걸쳐서 같은 부호는 같은 구성요소를 칭하며, 대안의 실시예에서 유사한 구성요소를 표시하기 위해 프라임(') 표기가 사용된다. Various non-limiting embodiments will be described more fully below with reference to the accompanying drawings, in which preferred embodiments are shown. However, these embodiments may be embodied in many different forms and should not be construed as limited to the embodiments set forth herein. Rather, these examples are provided so that this disclosure will be thorough and complete, and will convey the scope of the invention to those skilled in the art. Like numbers refer to like elements throughout, and in alternative embodiments prime (') notation is used to indicate similar elements.

일 실시예에 따르면, 현행 GSM 통신 시스템에서 모바일 스테이션(MS) 측에 대한 동일채널 간섭(CCI) 뿐만 아니라 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP)에 의한 다운링크 진보된 수신기 성능(DARP)에 따르는 요건에도 대처하게 된다. According to one embodiment, in addition to co-channel interference (CCI) on the mobile station (MS) side in current GSM communication systems, it also addresses the requirements of downlink advanced receiver performance (DARP) by 3rd Generation Partnership Project (3GPP). Done.

도 1에 도시된 실시예는 적응적으로 간섭을 소거하고 채널 임펄스 응답(CIR) 추정을 제공하도록 최적으로 동작가능한 다채널 프리필터(multi-channel pre-filter)를 제공한다. 프리필터는 하나의 비제한적인 예로 다음과 같은 두 개의 주요 컴포넌트, 즉 (1) 다중 입력 다중 출력(MIMO; multiple-input-multiple-output) 기반의 공동 시공간 최적 필터(JSTOF; Joint Space-Time Optimum filter); 및 (2) 다중 입력 단일 출력(MISO; multiple-input-single-output) 기반의 다채널 정합 필터를 사용할 수 있다. 단일 이용가능한 안테나를 사용하는 통상적인 이동국에서는, 오버 샘플링과,샘플을 수신한 실수부 및 허수부 분리의 조합에 의해 가상 안테나 어레이가 내부적으로 구성될 수 있다. The embodiment shown in FIG. 1 provides a multi-channel pre-filter that is optimally operable to adaptively cancel interference and provide channel impulse response (CIR) estimation. The prefilter is a non-limiting example of two main components: (1) Joint Space-Time Optimum (JSTOF) based on multiple-input-multiple-output (MIMO). filter); And (2) a multi-input-single-output (MISO) based multi-channel matched filter. In a typical mobile station using a single available antenna, the virtual antenna array may be configured internally by a combination of oversampling and real and imaginary separation receiving the samples.

하나의 비제한적인 실시예에서, 가상 안테나 어레이로부터의 신호는 JSTOF에 공급되며, 여기에서는 MIMO 기반의 간섭 소거 필터에 대한 최적 가중치가 추정된다. 동시에, 원하는 신호에 대한 다채널 CIR이 공동으로 추정된다. JSTOF의 출력으로 인해 간섭이 필터링되어 MISO 기반의 다채널 정합 필터에 공급될 수 있다. 정합 필터의 필터 응답은 JSTOF로부터의 CIR 추정에 의해 제공된다. In one non-limiting embodiment, the signal from the virtual antenna array is fed to the JSTOF, where the optimal weight for the MIMO based interference cancellation filter is estimated. At the same time, the multichannel CIR for the desired signal is jointly estimated. The output of the JSTOF allows the interference to be filtered and fed into the MISO-based multichannel matched filter. The filter response of the matched filter is provided by the CIR estimate from JSTOF.

다채널 정합 필터의 출력은 심볼간 간섭(ISI)을 제거하고 부가적인 처리를 위한 소프트 결정을 제공하는 비터비 등화기(Viterbi equalizer)로 전달된다. 등화기에서 요구하는 단일 채널 응답은 JSTOF로부터 컨볼빙된(convolved) CIR의 조합에 의해 형성될 수 있다. 이 프리필터는 또한, 임의의 AWGN이 우세한 경우 종래의 수 신기 내의 종래 필터나 표준 필터로 자동 전환하고, 임의의 간섭이 우세한 경우에는 JSTOF 기반의 수신기로 다시 전환할 수 있다. 이러한 자동전환 능력은 AWGN이 우세한 경우에서의 손실을 감소시킨다. The output of the multichannel matched filter is passed to a Viterbi equalizer that eliminates intersymbol interference (ISI) and provides soft decision for further processing. The single channel response required by the equalizer can be formed by a combination of CIRs convolved from JSTOF. The prefilter can also automatically switch to a conventional or standard filter in a conventional receiver if any AWGN prevails, and back to a JSTOF based receiver if any interference prevails. This automatic switching capability reduces losses when AWGN dominates.

JSTOF 기반 및 DARP 가능 수신기용 프리필터 또는 간섭 소거 필터의 예는 도 1에서 10으로 도시되며, 여기서 오버샘플링 비는 2이고, 가상 안테나의 수는 X 1 (k) 내지 X 4 (k)로도 표시한 바와 같이 4(M = 4)이다. 본 명세서 전반에 걸쳐, 프리필터(10)는 간섭 소거 필터 또는 JSTOF 필터로 칭할 수 있으며, DARP 호환 수신기에서의 프리필터로서 작용한다. 이 필터(10)를 포함하는 수신기는 도 1의 11인 점선으로 도시된 바와 같이 JSTOF 수신기로서 설명될 수 있다. Examples of prefilters or interference cancellation filters for JSTOF based and DARP capable receivers are shown in FIG. 1 to 10, where the oversampling ratio is 2 and the number of virtual antennas is also indicated as X 1 (k) to X 4 (k). As one is 4 ( M = 4). Throughout this specification, the prefilter 10 may be referred to as an interference cancellation filter or a JSTOF filter and acts as a prefilter in a DARP compatible receiver. The receiver including this filter 10 may be described as a JSTOF receiver as shown by the dashed line in FIG. 1.

도 1은 필터(10)에 사용되는 다양한 회로 블록의 예를 도시한다. 입력 신호는 역회전(derotation) 회로(12)에 수신된다. 역회전 출력 신호는 분리되며, 2:1 스위치(16)를 포함하는 종래의 수신기의 필터(14)로 전달되는 부분이 있는데, 이는 단축된 트레이닝 시퀀스(TS) 심볼을 수신하는 정합 필터(18) 및 교차상관 회로(20)로의 출력이다. 2:1 스위치(16)는 필터(14)와 JSTOF 기반 및 DARP 가능 프리필터(10) 사이를 전환할 수 있도록 동작가능하다. 1 illustrates examples of various circuit blocks used in filter 10. The input signal is received by a derotation circuit 12. The reverse output signal is separated and passed to filter 14 of a conventional receiver including a 2: 1 switch 16, which is matched to a filter 18 that receives a shortened training sequence (TS) symbol. And an output to the cross-correlation circuit 20. The 2: 1 switch 16 is operable to switch between filter 14 and JSTOF based and DARP capable prefilter 10.

역회전 회로(12)로부터의 출력 신호의 다른 부분은 가상 안테나(24)의 일부로서 짝수 샘플 및 홀수 샘플로 분리되고, 다시 실수 및 허수 신호로 분리되어, 다채널 시공간 필터 회로로도 불리는 JSTOF 회로(30)로의 각각의 X 1 (k) 내지 X 4 (k) 입력 신호를 형성한다. JSTOF 회로로부터의 출력 신호는 다채널 정합 필터 회로(32) 로 전달되고, 그 출력 신호는 리스케일링(rescaling) 회로(34)로 전달된 다음, 데이터(d1)로서 승산기 회로(36)로 전달된다. 승산기 회로(36)는 또한 채널(c1) 응답을 수신한다. 종래의 필터(14)가 접속되면, 승산기(36)는 정합 필터 회로(18) 및 교차상관 회로(20)로부터 데이터(d2) 및 채널(c2) 응답을 수신한다. 신호는 소프트 결정 출력으로서 비터비 등화기(38)로 전달된다. The other part of the output signal from the reverse rotation circuit 12 is separated into even and odd samples as part of the virtual antenna 24, and then separated into real and imaginary signals, a JSTOF circuit, also called a multichannel space-time filter circuit. Each X 1 (k) to X 4 (k) input signal to 30 is formed. The output signal from the JSTOF circuit is passed to the multichannel matched filter circuit 32, which output signal is passed to the rescaling circuit 34 and then to the multiplier circuit 36 as data d 1 . do. Multiplier circuit 36 also receives a channel c 1 response. When conventional filter 14 is connected, multiplier 36 receives data d 2 and channel c 2 responses from matched filter circuit 18 and cross-correlation circuit 20. The signal is passed to the Viterbi equalizer 38 as a soft decision output.

도 2에 JSTOF 및 다채널 정합 필터가 보다 상세하게 도시되어 있으며, 여기서 JSTOF 회로에 사용되는 시간 지연된 샘플의 수는 2(N = 2)이다. 다양한 입력 X 1 (k) 내지 X 4 (k)이 JSTOF로 수신되며, 이는 보다 상세하게 도시된다. JSTOF 회로(30)는 믹서(40, 42), 지연 유닛(44) 및 합산기(46)로 표기된, 채널화된 승산기를 포함하며, 이는 네 개의 도시된 채널 각각에 대한 다채널 정합 필터(48)로의 입력이고, 정합 필터로부터의 신호는 합산기(50)로 전달된다. 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기 회로(52)는 TS 심볼 및 타이밍 불확실성 신호를 수신하여 믹서(40, 42)에 사용되는 가중치(WOPT)를 생성한다. Figure 2 illustrates the JSTOF and multichannel matched filter in more detail, where the number of time delayed samples used in the JSTOF circuit is 2 ( N = 2). Various inputs X 1 (k) to X 4 (k) are received with JSTOF, which is shown in more detail. JSTOF circuit 30 includes a channelized multiplier, denoted mixer 40, 42, delay unit 44, and summer 46, which is a multichannel matched filter 48 for each of the four illustrated channels. ), And the signal from the matched filter is passed to summer 50. The joint optimal filter weight and channel estimator circuit 52 receives the TS symbol and timing uncertainty signal to generate the weight W OPT used for the mixers 40 and 42.

따라서 도 1에 도시된 바와 같이 종래의 정합 필터와 병행하여 프리필터 분기를 추가함으로써 종래의 GSM 수신기에 프리필터 기능을 통합하는 것이 설명한 바와 같이 가능하다. 종래의 소프트웨어/하드웨어 비터비 등화기(38)가 변경없이 사용될 수 있다. 하나의 비제한적인 예로, 통합된 DARP 가능 수신기를 시뮬레이션으로써 DARP 사례에 대하여 테스트하였는데, 수신기가 AMR 스피치 채널 중 하나에 대하여 프레임 오류율(FER)에 관하여 지정된 성능을 넘어 1.6 dB 내지 6.9 dB 마진을 제공하는 것을 보여주었다.Therefore, it is possible to integrate the prefilter function in a conventional GSM receiver by adding a prefilter branch in parallel with the conventional matched filter as shown in FIG. Conventional software / hardware Viterbi equalizer 38 can be used without modification. As one non-limiting example, the DARP case was tested by simulating an integrated DARP capable receiver, where the receiver provided a 1.6 dB to 6.9 dB margin over one of the performance specified for frame error rate (FER) for one of the AMR speech channels. Showed that.

도 2a는 설명되는 시스템과 연관된 상위레벨의 방법을 도시하는 흐름도이며, 비제한적인 예로서 다양한 단계들을 보여준다. 이 다양한 단계들은 100 계열의 참조 부호로 시작된다. 인입 통신 신호는 역회전되고(블록 100), 가상 안테나로 전달된다. 통신 신호는 짝수 및 홀수 샘플로 분리되고(블록 102), 그 다음 각 짝수 및 홀수 샘플은 실수 신호부 및 허수 신호부로 분리된다(블록 104). 가상 안테나로부터의 통신 신호는 JSTOF 회로로 전달되며, 여기서 통신 신호는 제1 MIMO 공동 시공간 최적 필터(JSTOF)의 일부로서 모두, 승산 및 지연되고(블록 106), 그 다음 합산된다(블록 108). 합산 후에, 합산된 신호는 다채널 MISO 정합 필터 회로로 전달되고(블록 110), 그 다음 합산되며(블록 112), 비터비 등화기로 단일 출력 신호로서 전달되고(블록 114), 여기서 소프트 결정이 이루어진다(블록 116). 2A is a flow diagram illustrating a high level method associated with the system described, showing various steps as a non-limiting example. These various steps begin with a 100 series of reference signs. The incoming communication signal is reversed (block 100) and passed to the virtual antenna. The communication signal is separated into even and odd samples (block 102), and then each even and odd samples are separated into real and imaginary signals (block 104). The communication signal from the virtual antenna is passed to the JSTOF circuit, where the communication signal is both multiplied and delayed (block 106) and then summed (block 108) as part of the first MIMO joint space-time optimal filter (JSTOF). After summation, the summed signal is passed to a multichannel MISO matched filter circuit (block 110), then summed (block 112), and passed as a single output signal to a Viterbi equalizer (block 114), where a soft decision is made. (Block 116).

동작시, 역회전 회로(12)는 GMSK 변조된 신호 및 그 시그널링 프로토콜의 일부인 주파수 오프셋을 이용하여 동작가능하다. 임의의 역회전 전에 신호 배열(constellation)은 동적이고, 역회전 후에 신호 배열이 정적으로 되며, 즉 임의의 신호가 통상적으로 0° 및 180°에 집중되어 심볼은 이들 두 점으로 회전된다. 따라서, GMSK 신호는 통상적인 이진 위상 시프트 키잉(BPSK) 신호로서 취급될 수 있다. 프론트 엔드에서의 역회전이 짝수 및 홀수 샘플링에 사용되며, 짝수 및 홀수 샘플링은 오버샘플링 비로 인해 유용하다. 예를 들어, 종래의 수신기에서 이는 통상적으로 1의 비율이며, 즉 심볼당 하나의 샘플이다. In operation, the reverse circuit 12 is operable using a GMSK modulated signal and a frequency offset that is part of its signaling protocol. Before any reverse rotation the signal constellation is dynamic, after the reverse rotation the signal arrangement is static, i.e. any signal is typically concentrated at 0 ° and 180 ° so that the symbol is rotated to these two points. Thus, the GMSK signal can be treated as a conventional binary phase shift keying (BPSK) signal. Reverse rotation at the front end is used for even and odd sampling, and even and odd sampling is useful due to the oversampling ratio. For example, in a conventional receiver this is typically a ratio of 1, ie one sample per symbol.

가상 안테나(24)는 기저대역 필터로부터 연속 방식으로 오는 심볼마다 두 개 의 샘플로 샘플링 비를 증가시킬 수 있으며, 짝수 및 홀수의 두 개의 별도의 채널을 형성한다. 이러한 프로세스 전에, 홀수/짝수 샘플은 연속적으로 인터리빙(interleaved)되었다. 그 다음 이들 신호는 실수 신호부 및 허수 신호부로 더 분리되어 가상 안테나의 네 개의 독립 채널을 형성한다. 당해 기술 분야에서의 숙련된 기술자들이라면 알 수 있듯이, 일부 실시예에서 다른 수(예를 들어, 하나 이상)의 가상 안테나/채널이 사용될 수 있음을 주목하여야 한다. The virtual antenna 24 can increase the sampling ratio by two samples per symbol coming from the baseband filter in a continuous fashion, forming two separate channels, even and odd. Prior to this process, odd / even samples were successively interleaved. These signals are then further separated into real and imaginary signal parts to form four independent channels of the virtual antenna. As will be appreciated by those skilled in the art, it should be noted that in some embodiments different numbers (eg, one or more) of virtual antennas / channels may be used.

도 2에서 가장 잘 볼 수 있듯이, 이들 신호는 그 다음 승산기(40, 42) 및 단위 지연 회로(44)(예를 들어, 일 심볼 지연)로 전달되고, 따라서 신호는 승산 및 지연되어 처리되고, 두 개의 승산기(40, 42) 및 하나의 지연 회로(44)로 명백하게 알 수 있듯이 승산 동작이 이어진다. 이 동작에 이어서, 도시된 바와 같이 합산기(46)에서 합산이 이루어진다. 시스템의 이러한 부분은 다채널 이차원 필터로서 동작가능하다. 하나의 차원은 시간에 따른 지연으로 인해 발생하고, 다른 차원은 가상 안테나로부터 도입된 것으로, 즉 설명한 바와 같이 공간 차원이 도입되며, 그에 따라 두 개의 차원이 시공간 필터를 형성한다. As best seen in Figure 2, these signals are then passed to multipliers 40, 42 and unit delay circuit 44 (e.g., one symbol delay) so that the signals are multiplied and delayed to be processed, The multiplication operation follows, as can be clearly seen by the two multipliers 40 and 42 and one delay circuit 44. Following this operation, summing is done in summer 46 as shown. This part of the system is operable as a multichannel two dimensional filter. One dimension occurs due to the delay over time and the other dimension is introduced from the virtual antenna, ie the spatial dimension is introduced as described, so that the two dimensions form a space-time filter.

각 인입 신호가 다른 채널에 관련하여 사용되며 승산기가 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기(52)로부터 가중치를 수신한다는 것은 명백하다. 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기(52)로부터 오는 가중치는 승산기로 전달된다. It is clear that each incoming signal is used in relation to the other channel and the multiplier receives the weights from the joint optimal filter weight and the channel estimator 52. The joint optimal filter weights and the weights coming from the channel estimator 52 are passed to a multiplier.

가중치는 또한 하나의 비제한적인 예에서 8 x 4 행렬, 즉 32개의 가중치이다. 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기(52)로부터의 트레이닝 시퀀스 심볼 입력에 대하여, 통상적으로 일부 비제한적인 예에서 약 26개의 기지의 심볼이 존재하 고 패킷이 어느 트레이닝 시퀀스를 포함하는지 알려진다. 비제한적인 예로 타이밍을 찾기 위해 +/-3 또는 일곱 개의 위치 검색이 사용될 수 있다. 시스템이 채널 응답을 정합하고 정합 필터 후에 신호를 더 강하게 형성하도록, 다채널 정합 필터의 임펄스 응답(hopt)이 사용될 수 있다. The weight is also an 8 × 4 matrix, ie 32 weights in one non-limiting example. For joint optimal filter weights and training sequence symbol inputs from channel estimator 52, there are typically about 26 known symbols in some non-limiting examples and it is known which training sequence the packet contains. As a non-limiting example, +/- 3 or seven location searches may be used to find timing. The impulse response h opt of the multichannel matched filter can be used so that the system matches the channel response and forms a stronger signal after the matched filter.

도 1에 도시된 바와 같이, 리스케일링이 반드시 요구되는 것은 아니지만 하드웨어 또는 소프트웨어 편의로서 발생할 수 있다. 이 리스케일링 회로(34)는 비터비 등화기(38)에 대한 비제한적인 예로서 4 비트 또는 5 비트 입력에 대하여 보다 양호한 동작을 가능하게 한다. 신호가 4 비트 또는 5 비트 회로로 송신될 수 있도록 신호의 동적 범위가 재조정될 수 있다. As shown in FIG. 1, rescaling is not necessarily required but may occur as hardware or software convenience. This rescaling circuit 34 enables better operation for a 4 bit or 5 bit input as a non-limiting example for the Viterbi equalizer 38. The dynamic range of the signal can be readjusted so that the signal can be sent to a 4 bit or 5 bit circuit.

이전에 언급한 바와 같이, 승산기(36)는 종래의 필터 수신기(14)로부터 데이터 및 채널 응답에 대한 신호 d2 및 c2를 취할 수 있거나, JSTOF 수신기(10)로부터 데이터 및 채널 응답에 대한 신호 d1 및 c1을 취할 수 있으며, 이러한 둘 사이에 전환이 가능하다. JSTOF 수신기는 만약 간섭이 없다면(즉, 순수 백색 잡음만 존재함) 일부 손실을 도입할 것이다. 이 경우, 종래의 수신기(14)가 사용될 수 있으며 이는 적절하게 작동할 것이다. 그러므로 회로는 JSTOF 수신기 및 그 회로에 의해 손실을 도입시키지 않고서 종래의 필터로 다시 전환할 수 있다. 이러한 전환은 SINROUT 마이너스 SINRINP의 추정에 기초하여 이루어진다. 그 양이 임계치보다 적으면, 시스템은 간섭이 거의 없다고 판정하고, JSTOF 수신기의 간섭 소거를 필요로 하지 않는 다. 따라서 2:1 스위치(16)를 전환함으로써 종래 수신기(14)의 필터가 사용된다. As previously mentioned, multiplier 36 may take signals d 2 and c 2 for data and channel response from conventional filter receiver 14 or signals for data and channel response from JSTOF receiver 10. d 1 and c 1 can be taken, and switching between them is possible. The JSTOF receiver will introduce some loss if there is no interference (i.e. there is only pure white noise). In this case, a conventional receiver 14 can be used and it will work properly. Therefore, the circuit can switch back to the conventional filter without introducing loss by the JSTOF receiver and its circuit. This conversion is based on the estimation of SINR OUT minus SINR INP . If the amount is less than the threshold, the system determines that there is little interference and does not require interference cancellation of the JSTOF receiver. Thus, the filter of the conventional receiver 14 is used by switching the 2: 1 switch 16.

회로는 빔 형성 시스템 및 기타 시스템에서 동작가능하다. 이러한 유형의 시스템으로 인해 또한 신호 대 잡음 비가 개선될 수 있고 비트 오류율(BER)이 개선될 수 있다. 이는 이들 회로와 함께 사용하는 상위 레벨 프로토콜 및 전화 통화 및 기타 통신 사안에 대해서도 영향을 미칠 수 있다. The circuitry is operable in beam forming systems and other systems. This type of system can also improve the signal-to-noise ratio and improve the bit error rate (BER). This may also affect the higher level protocols used with these circuits, as well as phone calls and other communications issues.

일 실시예에서 JSTOF 기반의 필터(10)의 다채널 구조가 사용되고, MIMO 기반의 JSTOF 회로(30)는 종래 기술의 해결책과는 상이한, 시공간 필터 가중치 및 채널 추정을 제공한다. 이 회로는 동기식 및 비동기식 간섭 둘 다에 대하여 간섭을 효율적으로 제거하고 고성능을 산출할 수 있는 능력을 제공한다. 일부 시뮬레이션에서, 일부 종래 기술의 해결책으로는 DARP 사례에 대하여 요구되는 성능을 제공하지 못한다는 것을 보여주였다. In one embodiment the multi-channel structure of the JSTOF-based filter 10 is used, and the MIMO-based JSTOF circuit 30 provides space-time filter weights and channel estimation, different from prior art solutions. This circuit provides the ability to efficiently remove interference and yield high performance for both synchronous and asynchronous interference. In some simulations, it has been shown that some prior art solutions do not provide the required performance for the DARP case.

이러한 MISO 기반의 다채널 정합 필터 회로(32)는 전반적인 오류율 성능을 개선하고 다채널 비터비 등화기를 회피함으로써 등화기의 복잡도를 감소시키는 것이 특징이다. JSTOF 기반의 수신기와 종래 수신기 간의 내장형 자동 전환은 AWGN 경우에서의 손실을 감소시킨다. The MISO-based multichannel matched filter circuit 32 is characterized by reducing the complexity of the equalizer by improving the overall error rate performance and avoiding the multichannel Viterbi equalizer. Built-in automatic switching between JSTOF-based receivers and conventional receivers reduces losses in the AWGN case.

DARP 요건을 충족시키기 위해 적합한 수신기 구조가 사용될 수 있다. 간섭 소거 정합 필터(ICMP)는 간섭을 제거하기 위해 기재된 바와 같은 가상 안테나 및 빔형성의 예를 사용할 수 있다. 회로는 원하는 신호의 채널 임펄스 응답(CIR)의 추정 오차를 감지한다. 공동 복조(JD)는 다양한 사례에 대하여 양호한 성능을 보여주었다. 비동기식 간섭기를 제거하는 것의 어려움에 더하여, 간섭기의 CIR을 찾는 데 수반되는 과도한 계산 복잡도가 존재할 수 있다. Suitable receiver structures can be used to meet the DARP requirements. An interference cancellation match filter (ICMP) may use the example of virtual antenna and beamforming as described to eliminate interference. The circuit detects an estimation error of the channel impulse response (CIR) of the desired signal. Joint demodulation (JD) has shown good performance for various cases. In addition to the difficulty of removing the asynchronous interferer, there may be excessive computational complexity involved in finding the CIR of the interferer.

일 실시예에서, 가상 안테나(24)는 적응성 시공간 필터링과 함께 동작가능하며, 이에 따라 공동 시공간 최적 필터(JSTOF) 회로(30)가 사용될 수 있다. ICMF와 다른 하나의 차이점으로는, 간섭을 억제하는 데 사용되는 시공간 필터 가중치 및 원하는 신호의 CIR 추정이 JSTOF에서는 공동으로 추정되고 최적화되지만, ICMF에서는 이 두 개가 개별적으로 추정된다는 것이다. JSTOF 회로(30)는 시공간 설정에 따라 원하는 CIR 행렬의 랭크 부족(rank deficiency) 특징의 이점을 취하는 MIMO 회로일 수 있다. 시뮬레이션에서는 다양한 DARP 사례에 대하여 만족스러운 성능을 보여주었다. 고정점 촐레스키(Cholesky) 인수분해 및 EVD/SVD가 실행가능하다면 계산 부담은 수용가능한 것으로 생각된다. In one embodiment, the virtual antenna 24 is operable with adaptive space-time filtering, such that a joint space-time optimal filter (JSTOF) circuit 30 may be used. One difference from the ICMF is that the space-time filter weights used to suppress the interference and the CIR estimation of the desired signal are jointly estimated and optimized in the JSTOF, but these are estimated separately in the ICMF. The JSTOF circuit 30 may be a MIMO circuit that takes advantage of the rank deficiency feature of the desired CIR matrix depending on the space time setting. The simulations showed satisfactory performance for various DARP cases. If fixed-point Cholesky factorization and EVD / SVD are feasible, the computational burden is considered acceptable.

이 방법은 다소의 단순함과 적은 계산 복잡도를 갖는다. 또한 시스템은 간섭원에 대한 가정을 거의 하지 않기 때문에 강인(robust)하다. 또한, 본 해결책은 입력 데이터에 대한 전처리 단계로서 통합되기 때문에 시스템은 기존의 등화기 구조를 계속 사용할 수 있다. 이로 인해 시스템은 이용가능하다면 HW 등화기 가속기를 사용할 수 있다. This method has some simplicity and little computational complexity. The system is also robust because it makes very few assumptions about the source of interference. Also, because the solution is integrated as a preprocessing step for input data, the system can continue to use existing equalizer structures. This allows the system to use the HW equalizer accelerator if available.

이러한 기술의 평가를 지원하기 위해, 시스템 레벨 블록 오류율(BLER) 시뮬레이터가 3GPP DARP 명세에 의해 사용되고 있는 모든 간섭기 모델/시나리오를 지원하도록 확장되었다. To support the evaluation of this technique, a system level block error rate (BLER) simulator has been extended to support all interferor models / scenarios being used by the 3GPP DARP specification.

이제 JSTOF 회로를 사용한 DARP 사례에 대한 시뮬레이션 성능의 설명이 이어진다. 공동 간섭 감소를 위한 시공간 처리 및 채널 추정은 M개의 안테나의 어레이 가 이용가능한 기지국에서 사용되는 것을 이해하여야 한다. 단일 원하는 사용자에 대한 등가 채널 응답이 L-탭 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로서 모델링될 수 있다고 가정하면, 수신된 기저대역 신호의 스냅샷 샘플은 다음과 같이 표현될 수 있다. This is followed by a description of the simulation performance for the DARP case using the JSTOF circuit. It is to be understood that space-time processing and channel estimation for joint interference reduction are used in base stations where an array of M antennas is available. Assuming that the equivalent channel response for a single desired user can be modeled as an L-tap finite impulse response (FIR) filter, a snapshot sample of the received baseband signal can be expressed as follows.

Figure 112008018704080-PCT00001
Figure 112008018704080-PCT00001

여기서, x(k)는 안테나로부터의 출력을 나타내는 M x 1 벡터이고, H는 안테나 어레이에 대한 채널 응답을 포함하는 M x L 행렬이고, s(k)는 전송된 대응하는 심볼에 대한 L x 1 벡터이고, v(k)는 AWGN 및 간섭을 포함하는 M x 1 벡터이다. x(k)의 N 시간 지연된 버전을 더 긴 MN x 1 벡터

Figure 112008018704080-PCT00002
에 축적함으로써 [수학식 1]에 대한 시공간 확장을 다음과 같이 얻을 수 있다. Where x (k) is an M x 1 vector representing the output from the antenna, H is an M x L matrix containing the channel response for the antenna array, and s (k) is L x for the corresponding symbol transmitted. 1 vector, and v (k) is an M × 1 vector containing AWGN and interference. Longer MN x 1 vector with N time-delayed versions of x (k)
Figure 112008018704080-PCT00002
By accumulating in Equation 1, the space-time extension to Equation 1 can be obtained as follows.

Figure 112008018704080-PCT00003
Figure 112008018704080-PCT00003

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00004
인 MN x (L + N - 1) 행렬은 H의 블록 토플리츠 행렬 형태이고,
Figure 112008018704080-PCT00005
이다. 트레이닝 시퀀스에 대응하는 샘플은 다음과 같이 수집될 수 있다. here,
Figure 112008018704080-PCT00004
MN x (L + N-1) matrix is in the form of a block topple matrix of H,
Figure 112008018704080-PCT00005
to be. Samples corresponding to the training sequence may be collected as follows.

Figure 112008018704080-PCT00006
Figure 112008018704080-PCT00006

여기서, p = P - L- N + 2이고, P는 트레이닝 시퀀스의 심볼 수이고,

Figure 112008018704080-PCT00007
는 MN x p 행렬이고,
Figure 112008018704080-PCT00008
Figure 112008018704080-PCT00009
는 트레이닝 심볼의 (L + N - 1) x p 컨벌루션(convolution) 행렬이다. 공동 최적화는 필터의 출력 간섭 잔류가 최소화되도록, 시공간 필터에 대한 비자명(non-trivial) MN x 1 가중치 벡터 w 및 필터 후의 비자명 (L + N - 1) x 1 채널 추정 벡터 h를 찾기 위한 것으로, 즉 다음의 최적화 문제를 푸는 것이다. Where p = P-L-N + 2, P is the number of symbols in the training sequence,
Figure 112008018704080-PCT00007
Is the MN xp matrix,
Figure 112008018704080-PCT00008
Figure 112008018704080-PCT00009
Is the (L + N-1) xp convolution matrix of training symbols. The joint optimization is to find a non-trivial MN x 1 weight vector w for the space-time filter and an unnamed (L + N-1) x 1 channel estimate vector h for the space-time filter so that the output interference residuals of the filter are minimized. That is, to solve the following optimization problem.

Figure 112008018704080-PCT00010
Figure 112008018704080-PCT00010

최적 가중치는 다음과 같이 찾을 수 있고, The optimal weight can be found as follows:

Figure 112008018704080-PCT00011
Figure 112008018704080-PCT00011

최적 채널 추정 h opt 는 행렬

Figure 112008018704080-PCT00012
의 최소 고유값(eigenvalue)에 대응하는 고유벡터(eigenvector)이다. Optimal Channel Estimation h opt is a Matrix
Figure 112008018704080-PCT00012
Is the eigenvector corresponding to the minimum eigenvalue.

Figure 112008018704080-PCT00013
, (MN x MN)
Figure 112008018704080-PCT00013
, (MN x MN)

Figure 112008018704080-PCT00014
, ((L+N-1) x (L+N-1))
Figure 112008018704080-PCT00014
, ((L + N-1) x (L + N-1))

Figure 112008018704080-PCT00015
, ((MN) x (L+N-1))
Figure 112008018704080-PCT00015
, ((MN) x (L + N-1))

식 (3)의 시공간 모델에서 잡음 플러스 간섭 컴포넌트

Figure 112008018704080-PCT00016
가 더 이상 백색은 아니지만 미지의 공분산(covariance) 행렬
Figure 112008018704080-PCT00017
에 의해 근사하게 가우시안 분포된다고 하면, 채널에 대한 최적 추정
Figure 112008018704080-PCT00018
은 최대 우도(ML) 추정이며, 이는 다음 양의 최소한이다. Noise Plus Interference Components in the Space-Time Model of Equation (3)
Figure 112008018704080-PCT00016
Is no longer white, but an unknown covariance matrix
Figure 112008018704080-PCT00017
Given an approximation of Gaussian distribution by
Figure 112008018704080-PCT00018
Is the maximum likelihood (ML) estimate, which is the minimum of:

Figure 112008018704080-PCT00019
Figure 112008018704080-PCT00019

이러한 비제한적인 시공간 모델에서, 독립 채널의 수는 항상 M보다 작거나 그와 같고,

Figure 112008018704080-PCT00020
는 보통 랭크 부족(rank deficient)이고, 즉
Figure 112008018704080-PCT00021
Figure 112008018704080-PCT00022
이다. 랭크 부족 ML 문제는 시공간 필터의 랭크-1 근사화에 사용될 수 있다. In this non-limiting space-time model, the number of independent channels is always less than or equal to M,
Figure 112008018704080-PCT00020
Is usually rank deficient, i.e.
Figure 112008018704080-PCT00021
Figure 112008018704080-PCT00022
to be. The rank deficient ML problem can be used to rank-1 approximation of the space-time filter.

일 실시예에서 JSTOF 회로는 필터 가중치 및 채널 추정에 대한 공동 최적 해결책을 찾기 위해 다른 접근법을 사용할 수 있다.

Figure 112008018704080-PCT00023
의 ML 추정을 찾는 것이 가능하다. 추정은 다음과 같이 분해될 수 있다. In one embodiment, the JSTOF circuit may use another approach to find a joint optimal solution for filter weights and channel estimation.
Figure 112008018704080-PCT00023
It is possible to find the ML estimate of. Estimation can be resolved as follows.

Figure 112008018704080-PCT00024
Figure 112008018704080-PCT00024

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00025
Figure 112008018704080-PCT00026
의 공간 행렬의 추정이고,
Figure 112008018704080-PCT00027
Figure 112008018704080-PCT00028
의 시간 행렬의 추정이다. 그것들은 다음에 의해 얻을 수 있다.here,
Figure 112008018704080-PCT00025
Is
Figure 112008018704080-PCT00026
Is an estimate of the spatial matrix of
Figure 112008018704080-PCT00027
Is
Figure 112008018704080-PCT00028
Is an estimate of the time matrix. They can be obtained by

Figure 112008018704080-PCT00029
Figure 112008018704080-PCT00029

Figure 112008018704080-PCT00030
Figure 112008018704080-PCT00030

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00031
는 촐레스키 인수분해이고,
Figure 112008018704080-PCT00032
은 행렬 D의 상위 M개의 고유값에 대응하는 M 고유벡터로 구성되고, D는 다음과 같다. here,
Figure 112008018704080-PCT00031
Is the Cholesky factorization,
Figure 112008018704080-PCT00032
Is composed of M eigenvectors corresponding to the upper M eigenvalues of matrix D, where D is as follows.

Figure 112008018704080-PCT00033
Figure 112008018704080-PCT00033

다음 단계에서, 시공간 필터에 대한 최적 가중치는 다음에 의해 얻을 수 있고, In the next step, the optimal weight for the space-time filter can be obtained by

Figure 112008018704080-PCT00034
, (MN x M)
Figure 112008018704080-PCT00034
, (MN x M)

최적 채널 추정은 다음과 같다. The optimal channel estimation is as follows.

Figure 112008018704080-PCT00035
, (M x (L+N-1))
Figure 112008018704080-PCT00035
, (M x (L + N-1))

그 다음 안테나 어레이(24)로부터의 샘플에 상기 [수학식 14]의 최적 시공간 필터를 적용할 수 있다. 확실히 필터(30)의 출력은 M 채널을 여전히 가지며, MIMO 시스템이다. [수학식 15]의 최적 채널 추정은 다채널 정합 필터(32)에 사용될 수 있다. 그 다음 정합 필터의 출력은 결합되고(합산되고), 리스케일링 회로(34)에서 변경되기 원하는 레벨로 리스케일링된다. 최종 출력은 단일 채널 샘플 스트림이고 비터비 등화기(38)로 공급될 수 있다. JSTOF 후의 채널 탭의 수는 JSTOF 전의 모델링된 채널 탭의 L에 비교하여 L+N-1로 변경되었음을 주목하라. The optimal space-time filter of Equation 14 can then be applied to samples from the antenna array 24. Certainly the output of filter 30 still has the M channel, which is a MIMO system. The optimal channel estimate of Equation 15 may be used in the multichannel matched filter 32. The output of the matched filter is then combined (summed) and rescaled to the level desired to be changed in the rescaling circuit 34. The final output is a single channel sample stream and can be fed to a Viterbi equalizer 38. Note that the number of channel taps after JSTOF has been changed to L + N-1 compared to L of modeled channel taps before JSTOF.

JSTOF 수신기는 종래의 필터를 사용한 종래 수신기에 비교하여 순수 AWGN 경우에 1 dB보다 많은 손실을 초래한다는 것이 시뮬레이션에 의해 관찰되었다. 이 손실을 감소시키기 위해, JSTOF와 종래 수신기 간의 자동 전환 방식이 개발되었다. 이러한 전환은 JSTOF의 입력 및 출력 SINR의 차이의 측정에 기초하여 이루어진다. 그 차이가 미리 정의된 임계치보다 낮은 경우, JSTOF 수신기는 오프(off)되고, 종래 수신기가 온(on)된다. It has been observed by simulation that the JSTOF receiver results in more than 1 dB loss in pure AWGN cases compared to conventional receivers using conventional filters. To reduce this loss, an automatic switching scheme between JSTOF and conventional receivers has been developed. This conversion is based on the measurement of the difference between the input and output SINRs of the JSTOF. If the difference is lower than a predefined threshold, the JSTOF receiver is off and the conventional receiver is on.

상기 [수학식 10]에서

Figure 112008018704080-PCT00036
의 추정이 행해지면 입력 SINR은 다음과 같이 용이하게 계산될 수 있고, In Equation 10 above
Figure 112008018704080-PCT00036
With the estimation of, the input SINR can be easily calculated as

Figure 112008018704080-PCT00037
Figure 112008018704080-PCT00037

출력 SINR은 [수학식 14] 및 [수학식 15]로부터 계산될 수 있다. The output SINR can be calculated from [Equation 14] and [Equation 15].

Figure 112008018704080-PCT00038
Figure 112008018704080-PCT00038

모바일 측에 대하여, 가상 안테나 어레이는 도 1에 도시된 바와 같이 오버샘플링과, 실수부 및 허수부 분리의 조합에 의해 설정될 수 있다. For the mobile side, the virtual antenna array can be set by a combination of oversampling and real and imaginary separation as shown in FIG.

다양한 실시예들에 따르면, [수학식 14] 및 [수학식 15]에서 기술된 공동 최적 MIMO 시공간 필터 및 채널 추정은 간섭 억제 성능을 높인다. [수학식 15]의 채널 추정에 기초하는 MISO 다채널 정합 필터(32)는 오류율 성능을 개선하는 동시에 비터비 등화기(38)의 복잡도를 감소시킨다. JSTOF와 종래 수신기 간의 자동 전환 방식은 순수 AWGN 경우에서의 손실을 감소시킨다. According to various embodiments, the joint optimal MIMO space-time filter and channel estimation described in Equations 14 and 15 increase the interference suppression performance. The MISO multichannel matched filter 32 based on channel estimation of Equation 15 improves the error rate performance while reducing the complexity of the Viterbi equalizer 38. The automatic switching between JSTOF and conventional receivers reduces the loss in pure AWGN cases.

[수학식 6] 내지 [수학식 17]에 의해 정의된 JSTOF는 수치 안정성 및 계산 복잡도에 대하여 다양한 방식으로 구현될 수 있다. 주요 차이점은 자동상관 행렬

Figure 112008018704080-PCT00039
의 역이 계산되는 방식과 채널
Figure 112008018704080-PCT00040
이 감소된 랭크를 이용하여 추정되는 방식이다. JSTOF defined by Equations 6 to 17 can be implemented in various ways with respect to numerical stability and computational complexity. The main difference is the autocorrelation matrix
Figure 112008018704080-PCT00039
How and inverse of are calculated
Figure 112008018704080-PCT00040
This is estimated using the reduced rank.

하나의 이러한 구현예는

Figure 112008018704080-PCT00041
의 촐레스키 분해 기반의 행렬 역 및 [수학식 13]에서 행렬
Figure 112008018704080-PCT00042
의 고유값 분해이다. 구체적으로,
Figure 112008018704080-PCT00043
는 대칭 양정치(symmetric positive definite)이므로, 촐레스키 분해는 다음과 같이 나타난다:One such embodiment is
Figure 112008018704080-PCT00041
Matrix inverse based on Cholesky decomposition of and matrix in [Equation 13]
Figure 112008018704080-PCT00042
Is the eigenvalue decomposition of. Specifically,
Figure 112008018704080-PCT00043
Since is a symmetric positive definite, Cholesky decomposition looks like this:

Figure 112008018704080-PCT00044
Figure 112008018704080-PCT00044

D는 다음과 같이 다시 쓸 수 있다.D can be rewritten as:

Figure 112008018704080-PCT00045
Figure 112008018704080-PCT00045

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00046
은 다음과 같다.here,
Figure 112008018704080-PCT00046
Is as follows.

Figure 112008018704080-PCT00047
Figure 112008018704080-PCT00047

역은 실제로

Figure 112008018704080-PCT00048
의 제곱근을 이용하여 수행되고, 역치환(back-substitution)에 의해 역의 명시적인 계산을 피할 수 있음을 주목하여야 한다. 또한,
Figure 112008018704080-PCT00049
는 그 상호 소거의 구조로 인해 수치적으로 안정하다. 이는
Figure 112008018704080-PCT00050
의 조건수가 300보다 큰 경우가 거의 없다는 것을 보여준 시뮬레이션에 의해 증명되었다. 당해 기술 분야에 숙련된 자들이라면 인식할 수 있듯이, 이는
Figure 112008018704080-PCT00051
에 대한 고유값 분해가 통상적인 적용에 대해 과도하게 복잡한 알고리즘을 요구하지 않는다는 것을 내포한다. 사실, 이 접근법은 잠재적으로 여기서 개괄된 접근법들 중 가장 적은 계산 복잡도를 갖는 것일 수 있다. The station actually
Figure 112008018704080-PCT00048
It should be noted that it is performed using the square root of, and that explicit calculation of the inverse can be avoided by back-substitution. Also,
Figure 112008018704080-PCT00049
Is numerically stable due to the structure of mutual cancellation. this is
Figure 112008018704080-PCT00050
This is demonstrated by a simulation that shows that the number of conditions of is rarely greater than 300. As will be appreciated by those skilled in the art,
Figure 112008018704080-PCT00051
The eigenvalue decomposition for implies that it does not require an overly complex algorithm for a typical application. In fact, this approach could potentially be one with the least computational complexity of the approaches outlined here.

하나의 잠재적인 수치적 관심은

Figure 112008018704080-PCT00052
에 대한 촐레스키 분해인데, 이는 그 조건수가 잠재적으로 상대적으로 높을 수 있고, 그 양정치 특성이 반올림 오 차(round-off error)에 의해 어느 정도 오프셋될 수 있기 때문이다. 그러나 시뮬레이션에서는 매우 높고 매우 낮은 캐리어 대 잡음(C/I) 비와 같은 일부 극단적인 시나리오에서조차
Figure 112008018704080-PCT00053
의 조건수가 107보다 작다는 것을 보여주었다. One potential numerical concern
Figure 112008018704080-PCT00052
The Cholesky decomposition for is because its condition number can potentially be relatively high, and its stoichiometric properties can be offset to some extent by round-off errors. However, in simulations, even in some extreme scenarios such as very high and very low carrier-to-noise (C / I) ratios.
Figure 112008018704080-PCT00053
Showed that the condition number of was less than 10 7 .

대안의 실시예에 따르면,

Figure 112008018704080-PCT00054
의 역의 직접 계산을 피하기 위해 샘플 도메인에서 QR 분해가 사용될 수 있다. [수학식 3]에서
Figure 112008018704080-PCT00055
는 전 컬럼 랭크(full column rank)를 갖기 때문에, 고유의 QR 분해를 갖는다. According to an alternative embodiment,
Figure 112008018704080-PCT00054
QR decomposition can be used in the sample domain to avoid direct computation of In [Equation 3]
Figure 112008018704080-PCT00055
Since has a full column rank, it has its own QR decomposition.

Figure 112008018704080-PCT00056
Figure 112008018704080-PCT00056

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00057
는 직교 컬럼을 갖는 p x MN 행렬이고,
Figure 112008018704080-PCT00058
은 전 랭크 MN x MN 상위의 삼각 행렬이다. 이는 다음과 같이 볼 수 있고, here,
Figure 112008018704080-PCT00057
Is a px MN matrix with orthogonal columns,
Figure 112008018704080-PCT00058
Silver Rank MN x MN The upper triangular matrix. This can be seen as

Figure 112008018704080-PCT00059
Figure 112008018704080-PCT00059

[수학식 13]에서의 D는 다음과 같이 재정의되는

Figure 112008018704080-PCT00060
을 이용하여 [수학식 19]의 형태로 쓸 수 있다. D in Equation 13 is redefined as
Figure 112008018704080-PCT00060
Can be written in the form of [Equation 19].

Figure 112008018704080-PCT00061
Figure 112008018704080-PCT00061

이전의 접근법에서와 같이

Figure 112008018704080-PCT00062
에 대한 고유값 분해를 이용하여 감소된 랭크 채널 추정이 수행될 수 있고, [수학식 14]의 최적 필터 가중치 행렬이 다음과 같이 감소될 수 있다.As in the previous approach
Figure 112008018704080-PCT00062
Reduced rank channel estimation can be performed using the eigenvalue decomposition for < RTI ID = 0.0 >,< / RTI >

Figure 112008018704080-PCT00063
Figure 112008018704080-PCT00063

이 접근법은

Figure 112008018704080-PCT00064
라는 것을 보일 수 있기 때문에 기본적으로 샘플 도메인에서의 촐레스키 분해의 동등 버전이다. 이는 QR 분해의 더 큰 복잡도(소정 크기의 행렬에 대하여 대략 두 배만큼의 많은 동작을 요구함) 및 더 큰 샘플 행렬(M=4, N=2 및 L=5인 예시적인 경우에 대략 3배만큼의 많은 로우(row)를 가짐)의 부담에서 개선된 수치적 안정성을 갖는다. This approach
Figure 112008018704080-PCT00064
It is basically an equivalent version of Cholesky decomposition in the sample domain, as it can be seen. This is about 3 times greater complexity of QR decomposition (requires approximately twice as much operation for a certain sized matrix) and a larger sample matrix (M = 4, N = 2 and L = 5 in the example case). Has a number of rows) of improved numerical stability.

상기 설명된 두 개의 접근법은 여전히 삼각 행렬 역의 계산을 요구하지만, 이는 역치환에 의해 행해질 수 있다. 이제 또 다른 대안의 접근법, 즉 특이값 분해(SVD; singular value decomposition) 접근법으로 넘어가면, 행렬 반전을 피할 수 있고 일부 적용예에서는 수치적 안정성을 더 향상시킬 수 있다. 이 접근법은 [수학식 3]에서 샘플 행렬에 대한 SVD로 시작한다. The two approaches described above still require calculation of the triangular matrix inverse, but this can be done by inverse substitution. Moving now to another alternative approach, the singular value decomposition (SVD) approach, matrix inversion can be avoided and in some applications, the numerical stability can be further improved. This approach starts with SVD for the sample matrix in Equation 3.

Figure 112008018704080-PCT00065
Figure 112008018704080-PCT00065

여기서

Figure 112008018704080-PCT00066
는 직교 컬럼을 갖는 p x MN 행렬이고,
Figure 112008018704080-PCT00067
MN x MN 직교 행렬이고,
Figure 112008018704080-PCT00068
는 그 대각선에 특이값을 갖는 MN x MN 대각 행렬,
Figure 112008018704080-PCT00069
이다. 이는 다음으로 볼 수 있다. here
Figure 112008018704080-PCT00066
Is a px MN matrix with orthogonal columns,
Figure 112008018704080-PCT00067
Is an MN x MN orthogonal matrix,
Figure 112008018704080-PCT00068
Is an MN x MN diagonal matrix with singular values on its diagonal,
Figure 112008018704080-PCT00069
to be. This can be seen as follows.

Figure 112008018704080-PCT00070
Figure 112008018704080-PCT00070

[수학식 13]의

Figure 112008018704080-PCT00071
는 다음에 의해 정의되는
Figure 112008018704080-PCT00072
을 가지며 여전히 [수학식 19]의 형태를 갖는다. Of Equation 13
Figure 112008018704080-PCT00071
Is defined by
Figure 112008018704080-PCT00072
And still have the form of Equation 19.

Figure 112008018704080-PCT00073
Figure 112008018704080-PCT00073

Figure 112008018704080-PCT00074
에 대한 SVD에 의해 채널 추정을 얻을 수 있고, 필터 가중치 행렬은 다음과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112008018704080-PCT00074
The channel estimate can be obtained by SVD for, and the filter weight matrix can be written as

Figure 112008018704080-PCT00075
Figure 112008018704080-PCT00075

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00076
Figure 112008018704080-PCT00077
의 상위 M 개의 우측 특이 벡터를 포함한다. 이 접근법에서의 SVD는 이전의 두 개의 접근법에서 사용된 촐레스키 및 QR 분해보다 더 많은 계산을 요구할 수 있다. here,
Figure 112008018704080-PCT00076
silver
Figure 112008018704080-PCT00077
Contains the top M right singular vectors of. SVD in this approach may require more computation than Cholesky and QR decomposition used in the previous two approaches.

여기서 개요된 세 개의 접근법(즉, 촐레스키, QR 및 SVD)의 비교로서, 도 9의 표는 M=4, N=2 및 L=5인 예에 대하여 단계별 계산을 열거한다. 버스트(burst)의 최적의 타이밍을 찾기 위해, JSTOF는 다수의 타이밍 가설을 검색하고, 최소 출력 잔류에 대응하는 것이 최적의 타이밍으로서 선택된다. 출력 잔류는 다음에 의해 정 의된다.As a comparison of the three approaches outlined here (ie, Cholesky, QR and SVD), the table of FIG. 9 lists step-by-step calculations for the example M = 4, N = 2 and L = 5. In order to find the optimal timing of the burst, JSTOF searches through a number of timing hypotheses, and the one corresponding to the minimum output residual is selected as the optimal timing. The output residual is defined by

Figure 112008018704080-PCT00078
Figure 112008018704080-PCT00078

검색 프로세스는 기본적으로 각 가설에 대하여 표에 열거된 동작들을 반복하지만, 연속적인 타이밍 가설로부터의 입력 샘플 행렬들은 컬럼을 추가하고 삭제함으로써 약간씩 변하게 된다. 알고리즘의 업데이트 및 다운데이트가 동작들 중 일부에 잠재적으로 적용가능하고, 전반적인 계산 부담이 잠재적으로 감소될 수 있다. The search process basically repeats the operations listed in the table for each hypothesis, but the input sample matrices from successive timing hypotheses are changed slightly by adding and deleting columns. Updating and downdating algorithms are potentially applicable to some of the operations, and the overall computational burden can potentially be reduced.

Figure 112008018704080-PCT00079
이 시각 k에서의 샘플 행렬을 나타낸다고 하자. 이는 [수학식 3]으로부터 다음과 같이 분배될 수 있다.
Figure 112008018704080-PCT00079
Suppose we represent the sample matrix at this time k . This can be distributed from Equation 3 as follows.

Figure 112008018704080-PCT00080
Figure 112008018704080-PCT00080

여기서,

Figure 112008018704080-PCT00081
는 다음과 같다.here,
Figure 112008018704080-PCT00081
Is as follows.

Figure 112008018704080-PCT00082
Figure 112008018704080-PCT00082

시간 k+1에서의 샘플 행렬은 다음과 같이 표현될 수 있다. The sample matrix at time k + 1 can be expressed as follows.

Figure 112008018704080-PCT00083
Figure 112008018704080-PCT00083

시간 k+1에서 자동상관 행렬은 다음의 형태를 갖는다. At time k + 1 the autocorrelation matrix is of the form

Figure 112008018704080-PCT00084
Figure 112008018704080-PCT00084

이는 랭크-1 다운데이트 및 랭크-1 업데이트의 조합이다. 촐레스키 인수분해를 업데이트/다운데이트하기 위한 하나의 쌍곡선 회전 기반의 알고리즘이 Golub 등에 의한 Matrix Computations, 제3판, 1996에 설명되어 있다. This is a combination of rank-1 downdate and rank-1 update. One hyperbolic rotation based algorithm for updating / downdating Cholesky factorization is described in Matrix Computations, 3rd edition, 1996 by Golub et al.

Golub 등의 텍스트에 개시된 또 다른 적용가능한 업데이트/다운데이트 알고리즘은 Givens 회전에 기초한 QR 분해에 대한 것이다. 물론, 당해 기술 분야의 숙련자들이라면 인식할 수 있듯이, 특정 적용예에 사용되어야 할 소정의 접근법은 이용가능한 프로세싱 리소스, 계산 복잡도 등과 같은 요인에 따라 좌우될 것이다. 당해 기술 분야의 숙련자들이라면 인식할 수 있듯이, 다른 접근법 또한 사용될 수 있다. Another applicable update / downdate algorithm disclosed in the text of Golub et al. Is for QR decomposition based on Givens rotation. Of course, as one of ordinary skill in the art will appreciate, the predetermined approach to be used for a particular application will depend on factors such as available processing resources, computational complexity, and the like. As will be appreciated by those skilled in the art, other approaches may also be used.

JSTOF 기반의 수신기의 성능은 확장된 BLER 시뮬레이션 엔진을 사용한 Matlab 시뮬레이션에 의해 평가되었다. JSTOF 기반의 수신기에 대한 파라미터는 다양한 양상으로 설정될 수 있다. 값의 예는 다음과 같다.The performance of the JSTOF-based receivers was evaluated by Matlab simulation using the extended BLER simulation engine. Parameters for the JSTOF-based receiver may be set in various aspects. Examples of values are as follows:

1) 2의 오버샘플링 비(OSR)가 선택될 수 있으며, 이는 이러한 비제한적인 예에서 4의 가상 안테나의 수(M)에 매핑되고, 시뮬레이션에서는 OSR을 1로 감소시키면 상당한 성능 저하를 야기하는 것을 보여준다. 1) An oversampling ratio (OSR) of 2 can be chosen, which maps to the number of virtual antennas (M) of 4 in this non-limiting example, and reducing the OSR to 1 in the simulation results in significant performance degradation. Shows that

2) 시간 지연된 샘플의 수(N)는 2로 선택될 수 있다. 그러나 수를 증가시킨 다고 해서 항상 성능을 향상시키는 것은 아니다. 2) The number N of time delayed samples may be selected as two. However, increasing the number does not always improve performance.

3) 채널 응답 행렬에 대한 감소된 랭크가 M으로 선택될 수 있다. 랭크를 증가 또는 감소시킨다고 해서 반드시 성능을 향상시키는 것은 아니다. 3) The reduced rank for the channel response matrix may be selected as M. Increasing or decreasing the rank does not necessarily improve performance.

4) 자동전환 임계치는 4.75 dB 일 수 있다. 4) The auto-switch threshold may be 4.75 dB.

5) 소프트 결정 출력은 5 비트 폭으로 양자화될 수 있다. 폭을 8 비트로 증가시킴으로써 DTS-5의 경우 성능을 여유롭게 향상시킬 수 있다. 소프트 결정 교정이 가능할 수 있다. 5) The soft decision output can be quantized to 5 bits wide. By increasing the width to 8 bits, the performance can be easily improved for the DTS-5. Soft decision correction may be possible.

AMR 스피치 채널, TCH-AFS12.2가 FER에 관하여 JSTOF의 성능을 평가하는 데 사용될 수 있다. 시뮬레이션 전체에 걸쳐서 전파 조건 TU50km/h-1950MHz가 가정될 수 있다. 시뮬레이션은 각 경우에 대하여 1000번의 시도(블록)로 진행하였다. An AMR speech channel, TCH-AFS12.2, can be used to evaluate the performance of JSTOF with respect to FER. The propagation condition TU50km / h-1950MHz can be assumed throughout the simulation. The simulation ran 1000 trials (blocks) for each case.

캐리어 대 간섭(C/I) 비에 대하여 수신기의 FER을 도 3의 그래프에 나타내었다. 지정된 기준 성능에 대한 마진이 아래의 표에 열거된다. The FER of the receiver against the carrier to interference (C / I) ratio is shown in the graph of FIG. 3. Margins for the specified baseline performance are listed in the table below.

Figure 112008018704080-PCT00085
Figure 112008018704080-PCT00085

자동 전환 방식이 있는 경우와 없는 경우에 대하여 순수 AWGN 및 DTS-5 경우 하의 수신기 성능을 도 4 및 도 5의 그래프에 각각 도시하였다. 이 방식은 AWGN에서 손실을 약 1dB 만큼 감소시키고(FER=10%) DTS-5에 대해서는 손실을 거의 발생시키지 않았다. Receiver performance under pure AWGN and DTS-5 cases with and without automatic switching is shown in the graphs of FIGS. 4 and 5, respectively. This approach reduced the loss by about 1dB in AWGN (FER = 10%) and caused little loss for the DTS-5.

JSTOF 수신기는 다수의 비터비 등화기를 포함할 수 있고, 이어서 등화기 이후에 소프트 결정을 조합하는 다채널 정합 필터를 포함할 수 있다. 도 6의 그래프에 그 결과가 도시되고 원래의 경우와 비교된다.The JSTOF receiver may include a number of Viterbi equalizers and then may include a multichannel matched filter that combines the soft decisions after the equalizer. The results are shown in the graph of FIG. 6 and compared with the original case.

비동기식 간섭기의 지연이 구성될 수 있는 수정된 사례의 DTS-5R을 이용하여 성능이 평가될 수 있다. 1, 1/4, 1/2 및 3/4의 버스트 길이에서의 성능이 도 7의 그래프에 도시된다. 그 결과로는 JSTOF 수신기의 성능은 간섭기의 심각한 지연으로 "천천히" 저하되는 것을 나타낸다. Performance can be evaluated using a modified case of the DTS-5R, in which the delay of an asynchronous interferer can be configured. Performance at burst lengths of 1, 1/4, 1/2 and 3/4 is shown in the graph of FIG. As a result, the performance of the JSTOF receiver is "slowly" degraded by the severe delay of the interferer.

상기 설명한 수신기는 예를 들어 모바일 무선 디바이스(예를 들어, 셀룰러 디바이스) 뿐 아니라 셀룰러 기지국에 유리하게 사용될 수 있다. 사용될 수 있는 모바일 무선 통신 디바이스(1000)의 예가 도 8을 참조하여 아래 예에서 더 설명된다. 디바이스(1000)는 하우징(1200), 키패드(1400) 및 출력 디바이스(1600)를 포함하는 것으로 도시된다. 도시된 출력 디바이스는 디스플레이(1600)이며, 이는 바람직하게 전 그래픽 LCD이다. 다른 유형의 출력 디바이스가 대안으로 이용될 수 있다. 프로세싱 디바이스(1800)는 하우징(1200) 내에 포함되고, 키패드(1400)와 디스플레이(1600) 사이에 결합된다. 프로세싱 디바이스(1800)는 사용자에 의한 키패드(1400) 상의 키의 작용에 응답하여, 디스플레이(1600)의 동작 뿐만 아니라 모바일 디바이스(1000)의 전반적인 동작을 제어한다. The receiver described above can be advantageously used for cellular base stations as well as for example mobile wireless devices (e. G. Cellular devices). An example of a mobile wireless communication device 1000 that can be used is further described in the example below with reference to FIG. 8. Device 1000 is shown to include a housing 1200, keypad 1400, and output device 1600. The output device shown is a display 1600, which is preferably an all-graphics LCD. Other types of output devices may alternatively be used. The processing device 1800 is contained within the housing 1200 and is coupled between the keypad 1400 and the display 1600. The processing device 1800 controls the overall operation of the mobile device 1000 as well as the operation of the display 1600 in response to the action of a key on the keypad 1400 by the user.

하우징(1200)은 수직으로 연장될 수 있으며, 또는 (클렘쉘(clamshell) 하우징 구조를 포함하는) 다른 사이즈 및 형상을 취할 수 있다. 키패드는 모드 선택 키, 또는 텍스트 입력과 전화 입력 간의 전환을 위한 기타 하드웨어나 소프트웨어를 포함할 수 있다. The housing 1200 may extend vertically or may take other sizes and shapes (including a clamshell housing structure). The keypad may include a mode selection key or other hardware or software for switching between text input and telephone input.

프로세싱 디바이스(1800) 이외에, 모바일 디바이스(1000)의 기타 부분이 도 8에 개략적으로 도시된다. 이는 통신 서브시스템(1001), 단거리 통신 서브시스템(1020), 키패드(1400) 및 디스플레이(1600)를 포함하고, 기타 입력/출력 디바이스(1060, 1080, 1100 및 1120) 뿐만 아니라 메모리 디바이스(1160, 1180) 및 다양한 기타 디바이스 서브시스템(1201)을 함께 포함한다. 모바일 디바이스(1000)는 바람직하게 음성 및 데이터 통신 성능을 갖는 양방향 RF 통신 디바이스이다. 또한, 모바일 디바이스(1000)는 바람직하게 인터넷을 통하여 다른 컴퓨터 시스템과 통신할 수 있는 능력을 갖는다. In addition to the processing device 1800, other portions of the mobile device 1000 are shown schematically in FIG. 8. This includes communication subsystem 1001, short-range communication subsystem 1020, keypad 1400, and display 1600 and includes memory devices 1160, as well as other input / output devices 1060, 1080, 1100, and 1120. 1180 and various other device subsystems 1201 together. Mobile device 1000 is preferably a two-way RF communication device having voice and data communication capabilities. Mobile device 1000 also preferably has the ability to communicate with other computer systems via the Internet.

프로세싱 디바이스(1800)에 의해 실행되는 운영 시스템 소프트웨어는 바람직하게 플래시 메모리(1160)와 같은 영구 저장공간에 저장될 수 있지만, 판독 전용 메모리(ROM) 또는 유사한 저장장치 요소와 같은 다른 유형의 메모리 디바이스에 저장될 수도 있다. 또한, 시스템 소프트웨어, 특정 디바이스 애플리케이션 또는 이들의 일부가 임시적으로 랜덤 액세스 메모리(RAM)(1180)과 같은 휘발성 저장공간으로 로딩될 수 있다. 모바일 디바이스에 의해 수신된 통신 신호도 또한 RAM(1180)에 저장될 수 있다. Operating system software executed by processing device 1800 may preferably be stored in permanent storage, such as flash memory 1160, but may be stored in other types of memory devices, such as read-only memory (ROM) or similar storage elements. May be stored. In addition, system software, specific device applications, or portions thereof may be temporarily loaded into volatile storage, such as random access memory (RAM) 1180. Communication signals received by the mobile device may also be stored in the RAM 1180.

그 운영 시스템 기능에 더하여, 프로세싱 디바이스(1800)는 디바이스(1000) 상의 소프트웨어 애플리케이션(1300a 내지 1300n)의 실행을 가능하게 한다. 데이터 및 음성 통신(1300a 및 1300b)과 같은 기본적인 디바이스 동작을 제어하는 미리 결정된 세트의 애플리케이션이 제조 동안 디바이스(1000) 상에 설치될 수 있다. 또한, 개인 정보 관리자(PIM) 애플리케이션이 제조 중에 설치될 수 있다. PIM은 바람직하게 이메일, 칼렌더 이벤트, 음성 메일, 예약 및 작업 항목과 같은 데이터 항목을 편성 및 관리할 수 있다. PIM 애플리케이션은 또한 바람직하게 무선 네트워크(1401)를 통하여 데이터 항목을 송신 및 수신할 수 있다. 바람직하게, PIM 데이터 항목은 호스트 컴퓨터 시스템에 저장되거나 이 시스템과 연관된 사용자의 데응하는 데이터 항목과, 무선 네트워크(1401)를 통하여 무결절성으로(seamlessly) 통합, 동기화 및 업데이트된다.In addition to its operating system functionality, processing device 1800 enables execution of software applications 1300a-1300n on device 1000. A predetermined set of applications that control basic device operations, such as data and voice communications 1300a and 1300b, may be installed on device 1000 during manufacturing. In addition, a personal information manager (PIM) application can be installed during manufacturing. The PIM can preferably organize and manage data items such as emails, calendar events, voice mails, schedules, and work items. The PIM application may also send and receive data items, preferably via the wireless network 1401. Preferably, the PIM data items are integrated, synchronized, and updated seamlessly through the wireless network 1401 with corresponding data items stored in or associated with the host computer system.

데이터 및 음성 통신을 포함하는 통신 기능은 통신 서브시스템(1001)을 통하여, 가능하면 단거리 통신 서브시스템을 통하여 수행된다. 통신 서브시스템(1001)은 수신기(1500), 송신기(1520), 및 하나 이상의 안테나(1540 및 1560)를 포함한다. 또한, 통신 서브시스템(1001)은 또한 디지털 신호 프로세서(DSP)(1580)와 같은 프로세싱 모듈 및 국부 발진기(LO)(1601)를 포함한다. 통신 서브시스템(1001)의 특정 설계 및 구현은 모바일 디바이스(1000)가 동작하고자 하는 통신 네트워크에 따라 좌우된다. 예를 들어, 모바일 디바이스(1000)는 MobitexTM, Data TACTM 또는 GPRS(General Packet Radio Service) 모바일 데이터 통신 네트워크에 따라 동작하도록 설계되고, 또한 AMPS, TDMA, CDMA, WCDMA, PCS, GSM, EDGE 등과 같은 다양한 음성 통신 네트워크 중 임의의 것에 따라 동작하도록 설계된 통신 서브 시스템(1001)을 포함할 수 있다. 모바일 디바이스(1000)에 대해 다른 유형의 데이터 및 음성 네트워크가 또한 둘 다 분리되고 통합되어 이용될 수 있다. 모바일 디바이스(1000)는 또한 3GSM, 3GPP, UMTS 등과 같은 기타 통신 표준에 따라 호환될 수도 있다. Communication functions, including data and voice communications, are performed through the communication subsystem 1001 and possibly through the short-range communication subsystem. The communication subsystem 1001 includes a receiver 1500, a transmitter 1520, and one or more antennas 1540 and 1560. In addition, communication subsystem 1001 also includes a processing module, such as a digital signal processor (DSP) 1580, and a local oscillator (LO) 1601. The specific design and implementation of the communication subsystem 1001 depends on the communication network in which the mobile device 1000 intends to operate. For example, mobile device 1000 is designed to operate in accordance with Mobitex , Data TAC or General Packet Radio Service (GPRS) mobile data communications networks, and may also be used in AMPS, TDMA, CDMA, WCDMA, PCS, GSM, EDGE, and the like. And communication subsystem 1001 designed to operate in accordance with any of a variety of such voice communication networks. Other types of data and voice networks may also be used separately and integrated for mobile device 1000. Mobile device 1000 may also be compatible according to other communication standards such as 3GSM, 3GPP, UMTS, and the like.

네트워크 액세스 요건은 통신 시스템의 유형에 따라 변한다. 예를 들어, Mobitex 및 DataTAC 네트워크에서, 모바일 디바이스는 고유의 개인 식별 번호 또는 각각의 디바이스와 연관된 PIN을 사용하여 네트워크에 등록된다. 그러나 GPRS 네트워크에서는 네트워크 액세스가 가입자 또는 디바이스의 사용자와 연관된다. 따라서 GPRS 디바이스는 GPRS 네트워크 상에서 동작하기 위해, 보통 SIM 카드라고 부르는 가입자 아이덴티티 모듈을 필요로 한다. Network access requirements vary depending on the type of communication system. For example, in Mobitex and DataTAC networks, mobile devices are registered with the network using a unique personal identification number or PIN associated with each device. However, in GPRS networks, network access is associated with the subscriber or the user of the device. Thus, GPRS devices require a subscriber identity module, commonly called a SIM card, to operate on a GPRS network.

요구되는 네트워크 등록 또는 활성화 절차가 완료되었다면, 모바일 디바이스(1000)는 통신 네트워크(1401)를 통하여 통신 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 통신 네트워크(1401)로부터 안테나(1540)에 의해 수신된 신호는 수신기(1500)로 라우팅되고, 수신기(1500)는 신호 증폭, 주파수 다운 변환, 필터링, 채널 선택 등을 제공하고, 아날로그 대 디지털 변환도 제공할 수 있다. 수신된 신호의 아날로그 대 디지털 변환은 DSP(1580)가 복조 및 디코딩과 같은 더 복잡한 통신 기능을 수행할 수 있도록 해준다. 마찬가지의 방식으로, 네트워크(1401)에 전송될 신호는 DSP(1580)에 의해 처리되고(예를 들어, 변조 및 인코딩되고), 그 다음 디지털 대 아날로그 변환, 주파수 업 변환, 필터링, 증폭 및 안테나(1560)를 경유한 통신 네트워크(1401)(또는 네트워크들)로의 전송을 위해 송신기(1520)에 제공된다. If the required network registration or activation procedure is completed, the mobile device 1000 may transmit and receive a communication signal through the communication network 1401. The signal received by the antenna 1540 from the communication network 1401 is routed to the receiver 1500, which provides signal amplification, frequency down conversion, filtering, channel selection, and the like. Can provide. Analog-to-digital conversion of the received signal allows the DSP 1580 to perform more complex communication functions such as demodulation and decoding. In a similar manner, the signal to be transmitted to the network 1401 is processed (e.g., modulated and encoded) by the DSP 1580, followed by digital to analog conversion, frequency up conversion, filtering, amplification, and antenna ( Provided to transmitter 1520 for transmission to communication network 1401 (or networks) via 1560.

통신 신호를 처리하는 것에 더하여, DSP(1580)는 수신기(1500) 및 송신기(1520)의 제어를 제공한다. 예를 들어, 수신기(1500) 및 송신기(1520)에서 통신 신호에 인가되는 이득은 DSP(1580)에서 구현되는 자동 이득 제어 알고리즘을 통하여 적응적으로 제어될 수 있다. In addition to processing the communication signals, the DSP 1580 provides control of the receiver 1500 and transmitter 1520. For example, the gain applied to the communication signal at the receiver 1500 and the transmitter 1520 may be adaptively controlled through an automatic gain control algorithm implemented in the DSP 1580.

데이터 통신 모드에서, 텍스트 메시지 또는 웹 페이지 다운로드와 같은 수신된 신호는 통신 서브시스템(1001)에 의해 처리되고, 프로세싱 디바이스(1800)에 입력된다. 그 다음, 수신된 신호는 디스플레이(1600)로의 출력을 위해, 또는 대안으로 어떤 다른 보조 I/O 디바이스(1060)로의 출력을 위해, 프로세싱 디바이스(1800)에 의해 더 처리된다. 디바이스 사용자는 또한 키패드(1400) 및/또는 터치패드, 로커 스위치, 썸휠 또는 일부 기타 유형의 입력 디바이스와 같은 일부 기타 보조 I/O 디바이스(1060)를 사용하여 이메일 메시지와 같은 데이터 항목을 구성할 수 있다. 구성된 데이터 항목은 그 다음 통신 서브시스템(1001)을 경유하여 통신 네트워크(1401)를 통하여 전송될 수 있다. In the data communication mode, received signals, such as text messages or web page downloads, are processed by the communication subsystem 1001 and input to the processing device 1800. The received signal is then further processed by the processing device 1800 for output to the display 1600, or alternatively for output to some other auxiliary I / O device 1060. Device users can also configure data items such as email messages using the keypad 1400 and / or some other secondary I / O device 1060, such as a touchpad, rocker switch, thumbwheel, or some other type of input device. have. The configured data item may then be transmitted via communication network 1401 via communication subsystem 1001.

음성 통신 모드에서는, 수신된 신호가 스피커(1100)에 출력되고 전송을 위한 신호가 마이크로폰(1120)에 의해 생성되는 것을 제외하고는, 디바이스의 전반적인 동작이 데이터 통신 모드와 실질적으로 유사하다. 음성 메시지 녹음 서브시스템과 같은 대안의 음성 또는 오디오 I/O 서브시스템은 또한 디바이스(1000) 상에서 구현될 수 있다. 또한, 디스플레이(1600)도 또한, 예를 들어 발신측의 아이덴티티, 음성 통화의 지속기간 또는 기타 음성 통화 관련 정보를 디스플레이하기 위해 음성 통신 모드로 이용될 수 있다. In the voice communication mode, the overall operation of the device is substantially similar to the data communication mode, except that the received signal is output to the speaker 1100 and a signal for transmission is generated by the microphone 1120. Alternative voice or audio I / O subsystems, such as voice message recording subsystems, may also be implemented on device 1000. In addition, display 1600 may also be used in a voice communication mode, for example, to display the calling party's identity, duration of a voice call, or other voice call related information.

단거리 통신 시스템은 모바일 시스템(1000)과, 반드시 유사 디바이스일 필요는 없는 기타 근접한 시스템이나 디바이스 사이의 통신을 가능하게 해준다. 예를 들어, 단거리 통신 서브시스템은 유사 가능형 시스템 및 디바이스와의 통신을 제공하도록 적외선 디바이스 및 관련 회로와 컴포넌트, 또는 블루투스(BluetoothTM) 통신 모듈을 포함할 수 있다. The short range communication system enables communication between the mobile system 1000 and other nearby systems or devices that are not necessarily similar devices. For example, the short-range communication subsystem may include an infrared device and associated circuits and components, or a Bluetooth communication module, to provide communication with similarly capable systems and devices.

당해 기술 분야에서의 숙련자라면 전술한 설명 및 관련 도면에서 제시된 교시의 이점을 갖는 본 발명의 많은 변형 및 기타 실시예를 떠올릴 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명이 개시된 특정 실시예에 한정되는 것이 아니며 많은 변형 및 실시예들이 본 발명의 범주에 포함되도록 의도됨을 이해하여야 한다.Those skilled in the art will be able to contemplate many variations and other embodiments of the present invention that would benefit from the teachings presented in the foregoing descriptions and the associated drawings. Accordingly, it is to be understood that the invention is not limited to the specific embodiments disclosed and that many modifications and embodiments are intended to be included within the scope of the invention.

Claims (23)

무선 통신 디바이스로서, A wireless communication device, 무선 송신기 및 무선 수신기를 포함하고, Including a wireless transmitter and a wireless receiver, 상기 무선 수신기는 통신 수신기 내의 동일채널 간섭(co-channel interference)을 감소시키는 필터를 포함하며, 상기 필터는, The wireless receiver includes a filter for reducing co-channel interference in a communication receiver, the filter comprising: 촐레스키(Cholesky) 및 고유값(eigenvalue) 분해에 기초하여 시공간 필터 가중치 및 다채널 임펄스 응답(CIR)을 공동으로 추정함으로써 통신 신호로부터 분리된 n개의 신호부를 필터링하는 다채널 시공간 필터 회로; 및 A multichannel space-time filter circuit for filtering n signal portions separated from the communication signal by jointly estimating the space-time filter weight and the multichannel impulse response (CIR) based on Cholesky and eigenvalue decompositions; And 상기 다채널 시공간 필터 회로로부터 다채널 신호를 수신하고 상기 시공간 필터 회로로부터 채널 임펄스 응답 추정에 의해 제공되는 필터 응답을 갖는 다채널 정합 필터 회로A multichannel matched filter circuit receiving a multichannel signal from the multichannel space-time filter circuit and having a filter response provided by a channel impulse response estimate from the space-time filter circuit 를 포함하는 것인, 무선 통신 디바이스. And a wireless communication device. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1, 상기 필터는 상기 통신 신호를 홀수 및 짝수 샘플링된 실수 및 허수의 상기 n개의 신호부로 분리하는 상기 다채널 시공간 필터 회로에 접속되는 가상 안테나 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스. The filter further comprises a virtual antenna circuit connected to the multichannel space-time filter circuit that separates the communication signal into odd and even sampled real and imaginary n signal parts. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1, 상기 다채널 시공간 필터 회로는 상기 각 신호부에 각각의 시공간 필터 가중치를 승산하는 적어도 하나의 승산기를 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And the multichannel space-time filter circuit comprises at least one multiplier that multiplies each space-time filter weight by each signal portion. 청구항 3에 있어서, The method according to claim 3, 상기 적어도 하나의 승산기는 병렬로 접속된 승산기 쌍을 포함하고, 상기 다채널 시공간 필터 회로는 상기 승산기 쌍 중 하나의 입력에 접속되는 각 신호부에 대한 각각의 지연 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스. The at least one multiplier includes a multiplier pair connected in parallel, and the multichannel space-time filter circuit further comprises a respective delay circuit for each signal portion connected to an input of one of the multiplier pairs. device. 청구항 4에 있어서, The method according to claim 4, 상기 통신 신호는 복수의 심볼을 포함하고, 상기 승산기 및 지연 회로는 각각 그와 연관된 일 심볼 정도의 지연을 갖는 것인 무선 통신 디바이스. The communication signal comprises a plurality of symbols, and wherein the multiplier and the delay circuit each have a delay of about one symbol associated therewith. 청구항 3에 있어서, The method according to claim 3, 상기 필터는 각 채널에 대하여 상기 승산기의 출력을 합산하는 각각의 합산기 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스. Wherein the filter further comprises respective summer circuitry for summing output of the multiplier for each channel. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1, 상기 필터는 트레이닝 시퀀스 심볼 및 타이밍 불확실성 데이터를 수신하고 상기 다채널 시공간 필터 회로에 대한 시공간 필터 가중치 및 상기 다채널 정합 필터 회로에 대한 다채널 임펄스 응답을 생성하는 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추 정기를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스. The filter further receives a joint sequence filter weight and channel estimator that receives training sequence symbols and timing uncertainty data and generates a space-time filter weight for the multichannel space-time filter circuit and a multichannel impulse response for the multichannel matched filter circuit. And a wireless communication device. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1, 상기 필터는 상기 다채널 정합 필터 회로로부터 하향으로 등화기 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And the filter further comprises an equalizer circuit downward from the multichannel matched filter circuit. 무선 통신 디바이스로서, A wireless communication device, 무선 송신기 및 무선 수신기를 포함하고, Including a wireless transmitter and a wireless receiver, 상기 무선 수신기는 동일채널 간섭을 감소시키는 필터 시스템을 포함하며, 상기 필터 시스템은, The wireless receiver includes a filter system for reducing cochannel interference, wherein the filter system includes: 촐레스키 및 고유값 분해에 기초하여 시공간 필터 가중치 및 다채널 임펄스 응답(CIR)을 공동으로 추정함으로써 통신 신호로부터 분리된 n개의 신호부를 필터링하는 다채널 시공간 필터 회로, 및 상기 다채널 시공간 필터 회로로부터 다채널 신호를 수신하고 상기 시공간 필터 회로로부터 채널 임펄스 응답 추정에 의해 제공되는 필터 응답을 갖는 다채널 정합 필터 회로를 포함하는 공동 시공간 필터; 및A multichannel space-time filter circuit for filtering n signal portions separated from the communication signal by jointly estimating the space-time filter weight and the multichannel impulse response (CIR) based on Cholesky and eigenvalue decomposition, and from the multichannel space-time filter circuit A joint space-time filter comprising a multi-channel matched filter circuit for receiving a multi-channel signal and having a filter response provided by channel impulse response estimate from the space-time filter circuit; And 간섭 레벨이 미리 결정된 임계치보다 낮은 경우 동작되며, 정합 필터, 교차상관 회로, 및 상기 n개의 신호부를 상기 정합 필터 및 교차상관 회로로 전환하는 전환 메커니즘을 포함하는 대체 필터An alternative filter that operates when the interference level is lower than a predetermined threshold, and includes a matched filter, a cross-correlation circuit, and a switching mechanism for switching the n signal parts to the matched filter and the cross-correlation circuit. 를 포함하는 것인, 무선 통신 디바이스. And a wireless communication device. 청구항 9에 있어서, The method according to claim 9, 상기 필터 시스템은 상기 통신 신호를 홀수 및 짝수 샘플링된 실수 및 허수의 상기 n개의 신호부로 분리하는 상기 다채널 시공간 필터 회로에 접속되는 가상 안테나 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And the filter system further comprises a virtual antenna circuit connected to the multichannel space-time filter circuit that separates the communication signal into odd and even sampled real and imaginary n signal parts. 청구항 9에 있어서, The method according to claim 9, 상기 다채널 시공간 필터 회로는 각 신호부에 각각의 시공간 필터 가중치를 승산하는 적어도 하나의 승산기를 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And wherein the multi-channel space-time filter circuit comprises at least one multiplier that multiplies each space-time filter weight by each signal portion. 청구항 11에 있어서, The method according to claim 11, 상기 적어도 하나의 승산기는 병렬로 접속된 승산기 쌍을 포함하고, 상기 다채널 시공간 필터 회로는 상기 승산기 쌍 중 하나의 입력에 접속된 각 신호부에 대한 각각의 지연 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.The at least one multiplier includes a multiplier pair connected in parallel, and the multichannel space-time filter circuit further comprises a respective delay circuit for each signal portion connected to an input of one of the multiplier pairs. device. 청구항 12에 있어서, The method according to claim 12, 상기 통신 신호는 복수의 심볼을 포함하고, 상기 승산기 및 지연 회로는 각각 그와 연관된 일 심볼 정도의 지연을 갖는 것인 무선 통신 디바이스.The communication signal comprises a plurality of symbols, and wherein the multiplier and the delay circuit each have a delay of about one symbol associated therewith. 청구항 11에 있어서, The method according to claim 11, 상기 필터 시스템은 각 채널에 대하여 상기 승산기의 출력을 합산하는 각각의 합산기 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And the filter system further includes respective summer circuitry for summing output of the multiplier for each channel. 청구항 9에 있어서, The method according to claim 9, 상기 필터 시스템은 트레이닝 시퀀스 심볼 및 타이밍 불확실성 데이터를 수신하고 상기 다채널 시공간 필터 회로에 대한 시공간 필터 가중치 및 상기 다채널 정합 필터 회로에 대한 다채널 임펄스 응답을 생성하는 공동 최적 필터 가중치 및 채널 추정기를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.The filter system further receives a joint sequence filter weight and channel estimator that receives training sequence symbols and timing uncertainty data and generates a space-time filter weight for the multichannel space-time filter circuit and a multichannel impulse response for the multichannel matched filter circuit. And a wireless communication device. 청구항 9에 있어서, The method according to claim 9, 상기 필터 시스템은 상기 다채널 정합 필터 회로로부터 하향으로 등화기 회로를 더 포함하는 것인 무선 통신 디바이스.And the filter system further comprises an equalizer circuit downward from the multichannel matched filter circuit. 무선 통신 디바이스 내의 동일채널 간섭을 감소시키는 방법으로서, A method of reducing cochannel interference in a wireless communication device, comprising: 다채널 시공간 필터 회로 및 다채널 정합 필터 회로를 포함하는 무선 통신 디바이스용 무선 수신기를 제공하는 단계; Providing a wireless receiver for a wireless communication device comprising a multichannel space-time filter circuit and a multichannel matched filter circuit; 통신 신호를 n개의 신호부로 분리하는 단계; Separating the communication signal into n signal parts; 다채널 시공간 필터 회로 내에서 상기 n개의 신호부를 필터링하고, 촐레스키 및 고유값 분해에 기초하여 시공간 필터 가중치 및 다채널 채널 임펄스 응답(CIR)을 공동으로 추정하는 단계; 및Filtering the n signal parts in a multichannel space-time filter circuit and jointly estimating the space-time filter weight and the multichannel channel impulse response (CIR) based on Cholesky and eigenvalue decompositions; And 상기 시공간 필터 회로로부터 채널 임펄스 응답 추정에 의해 제공되는 필터 응답을 갖는 다채널 정합 필터 회로 내에 상기 시공간 필터 회로로부터 다채널 신호를 수신하는 단계를 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법.Receiving a multi-channel signal from the space-time filter circuit in a multi-channel matched filter circuit having a filter response provided by the channel impulse response estimate from the space-time filter circuit. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17, 상기 분리하는 단계는 상기 통신 신호를 짝수 및 홀수 샘플로 샘플링하는 단계, 및 상기 짝수 및 홀수 샘플을 실수 및 허수 신호부로 분리하는 단계를 포함하는 것인 동일 채널 간섭 감소 방법.And said separating comprises sampling the communication signal into even and odd samples, and separating the even and odd samples into real and imaginary signal parts. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17, 상기 정합 필터의 출력을 합산하는 단계 및 원하는 레벨로 리스케일링(rescaling)하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법.Summing the outputs of the matched filters and rescaling to a desired level. 청구항 19에 있어서, The method according to claim 19, 상기 원하는 레벨로 리스케일링하는 단계 후에 단일 채널 신호를 등화하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법.Equalizing a single channel signal after rescaling to the desired level. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17, 간섭 레벨이 임계치보다 낮은 경우 대체 필터 내에서 상기 n개의 신호부를 필터링하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법. Filtering the n signal parts in an alternate filter if the interference level is lower than a threshold. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17, 상기 시공간 필터 가중치에 기초하여 상기 각 신호부를 승산하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법.And multiplying the respective signal parts based on the space-time filter weights. 청구항 22에 있어서,The method according to claim 22, 상기 승산하는 단계 후에 각 채널에 대하여 상기 신호부를 합산하는 단계를 더 포함하는 동일 채널 간섭 감소 방법.And summing the signal parts for each channel after the multiplying step.
KR1020087006317A 2005-08-15 2006-08-14 Wireless communications device including a joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions KR20080036223A (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CA2,515,932 2005-08-15
CA002515932A CA2515932A1 (en) 2005-08-15 2005-08-15 Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20080036223A true KR20080036223A (en) 2008-04-25

Family

ID=37744685

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087006317A KR20080036223A (en) 2005-08-15 2006-08-14 Wireless communications device including a joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions

Country Status (8)

Country Link
EP (1) EP1922816A4 (en)
JP (1) JP2009505526A (en)
KR (1) KR20080036223A (en)
CN (1) CN101283516B (en)
AU (1) AU2006281941A1 (en)
BR (1) BRPI0614356A2 (en)
CA (1) CA2515932A1 (en)
WO (1) WO2007019679A2 (en)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2445150B1 (en) 2010-10-19 2013-12-04 ST-Ericsson SA Process for performing a QR decomposition of a channel matrix in a MIMO wireless communication system, and receiver for doing the same
WO2012104676A1 (en) 2011-02-01 2012-08-09 Research In Motion Limited Mixed rank downlink multi-user interference alignment scheme
CN103703694B (en) * 2011-02-01 2016-09-28 黑莓有限公司 downlink multi-user interference alignment scheme
CN104244265B (en) * 2013-06-13 2018-01-09 北京邮电大学 The communication means and system that D2D communications coexist with cellular communication under multiple antennas scene

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6314147B1 (en) * 1997-11-04 2001-11-06 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Two-stage CCI/ISI reduction with space-time processing in TDMA cellular networks
US6714527B2 (en) * 1999-09-21 2004-03-30 Interdigital Techology Corporation Multiuser detector for variable spreading factors
EP1152549B1 (en) * 2000-05-05 2005-03-30 Lucent Technologies Inc. Radio communications system
TW540200B (en) * 2000-11-09 2003-07-01 Interdigital Tech Corp Single user detection
CN1152504C (en) * 2001-10-22 2004-06-02 信息产业部电信传输研究所 Multipath searching and channel evaluating method based on digital matched filter
US20030142762A1 (en) * 2002-01-11 2003-07-31 Burke Joseph P. Wireless receiver method and apparatus using space-cover-time equalization
US7295636B2 (en) * 2003-03-28 2007-11-13 Texas Instruments Incorporated Linear single-antenna interference cancellation receiver
JP4806170B2 (en) * 2003-06-19 2011-11-02 三星電子株式会社 Apparatus and method for detecting and selectively filtering co-channel interference
US7801248B2 (en) * 2004-11-19 2010-09-21 Qualcomm Incorporated Interference suppression with virtual antennas

Also Published As

Publication number Publication date
AU2006281941A1 (en) 2007-02-22
CN101283516B (en) 2011-11-23
CN101283516A (en) 2008-10-08
EP1922816A4 (en) 2008-10-01
BRPI0614356A2 (en) 2011-03-22
EP1922816A2 (en) 2008-05-21
WO2007019679A2 (en) 2007-02-22
CA2515932A1 (en) 2007-02-15
JP2009505526A (en) 2009-02-05
WO2007019679A3 (en) 2007-11-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7839959B2 (en) Joint space-time optimum filters (JSTOF) for interference cancellation
US7844232B2 (en) Joint space-time optimum filters (JSTOF) with at least one antenna, at least one channel, and joint filter weight and CIR estimation
US20070049233A1 (en) Wireless Communications Device Including a Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) Using Singular Value Decompositions (SVD)
KR100914945B1 (en) Joint space-time optimum filters(jstof) for interference cancellation
KR20080036223A (en) Wireless communications device including a joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions
KR20080043353A (en) Wireless communications device including a joint space-time optimum filters(jstof) using qr and eigenvalue decompositions
KR101035307B1 (en) Joint space-time optimum filtersjstof with at least one antenna, at least one channel, and joint filter weight and cir estimation
US20070037540A1 (en) Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) Using Singular Value Decompositions (SVD)
US20070049232A1 (en) Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using QR and Eigenvalue Decompositions
US20070133814A1 (en) Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using Cholesky and Eigenvalue Decompositions
KR20080043351A (en) Joint space-time optimum filters(jstof) for interference cancellation
US20070036122A1 (en) Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) for Interference Cancellation
US20070036210A1 (en) Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) with at Least One Antenna, at Least One Channel, and Joint Filter Weight and CIR Estimation
EP1922818B1 (en) Joint space-time optimum filters (jstof) using singular value decompositions (svd)
CA2608846C (en) Joint space-time optimum filters (jstof) with at least one antenna, at least one channel, and joint filter weight and cir estimation
KR20080036219A (en) Joint space-time optimum filter(jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions
KR20080036220A (en) Joint space-time optimum filter(jstof) with at least one antenna, at least one channel, and joint filter weight and cir estimation
KR20080034044A (en) Wireless communications device including a joint space-time optimum filters(jstof) using singular value decompositions(svd)
KR20080034209A (en) Joint space-time optimum filter(jstof) using qr and eigenvalue decompositions

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
WITB Written withdrawal of application