KR20080024182A - 통신 시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 통신 시스템의 신호 송신 장치에서, 전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우, 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 제1서브 채널을 할당하는 과정을 포함하며,상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용된 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 한다.

서브 채널, 시간-주파수 영역, 2차원 서브 채널 할당, 갈로아 필드, 서브 채널 할당기, 그룹 인덱스 인터리빙, 다이버시티 이득

Description

통신 시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ALLOCATING SUB CHANNELS IN A COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "OFDMA 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에서 서브 채널을 할당하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하여 표준화되고 있다. 따라서 무선 통신 네트워크에서 유선 통신 네트워크의 용량(capacity)에 근접하는 대용량 데이터를 전송할 수 있는 기술 개발이 요구되고 있다.

그래서, 상기 4세대 이동 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있으며, 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 이산 퓨리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 순환 접두어(cyclic prefix)와 같은 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

한편, 상기 OFDM 방식에 기반한 다중 접속 방식이 상기 OFDMA 방식이다. 상기 OFDMA 방식은 한 개의 OFDM 심벌(symbol)내의 서브 캐리어(sub-carrier)들을 다수의 사용자들, 즉 다수의 단말기들이 분할하여 사용하는 방식이다. 상기 OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템으로서는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템 등이 존재한다. 여기서, 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템은 상기 OFDMA 방식을 사용하는 고정(fixed) 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템이다. 또한, 상기 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 단말기의 이동성까지 고려하는 시스템으로서, 현재 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 2048 포인트(2048-point) 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 사용하며, 1702개의 서브 캐리어들을 사용한다. 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 1702개의 서브 캐리어들중 166개의 서브 캐리어들은 파일럿(pilot) 서브 캐리어들로 사용하고, 상기 166개의 서브 캐리어들을 제외한 1536개의 서브 캐리어들은 데이터(data) 서브 캐리어들로 사용한다. 또한, 상기 1536개의 데이터 서브 캐리어들을 48개씩 분류하여 총 32개의 서브 채널(sub-channel)로 생성하고, 상기 서브 채널들을 시스템 상황에 맞게 다수의 사용자들에게 할당한다. 여기서, 상기 서브 채널이라 함은 다수의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 의미하며, 여기서는 48개의 서브 캐리어들이 1개의 서브 채널을 구성하는 것이다. 결과적으로, 상기 OFDMA 통신 시스템은 시스템에서 사용하는 전체 서브 캐리어들, 특히 데이터 서브 캐리어들을 전체 주파수 대역에 분산시켜 주파수 다이버시티 이득(frequency diversity gain)을 획득하는 것을 목적으로 하는 통신 시스템이다.

한편, 특정 단말기에게 할당되는 서브 캐리어들을 동적으로 변경하는 방식이 주파수 도약(FH: Frequency Hopping, 이하 "FH"라 칭하기로 한다) 방식이다. 그리고, 상기 FH 방식과 상기 OFDM 방식을 결합한 방식이 FH-OFDM 방식이다. 상기 FH-OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "FH-OFDM 통신 시스템"이라 칭하기로 한 다)은 단말기들에게 할당되는 서브 캐리어들의 주파수 대역을 상기 FH 방식을 사용하여 도약시킨다. 즉, 상기 FH-OFDM 통신 시스템 역시 전체 서브 캐리어들, 특히 데이터 서브 캐리어들을 전체 주파수 대역에 분산시켜 주파수 다이버시티 이득을 획득하는 것을 목적으로 하고 있는 통신 시스템이다.

상기에서 설명한 바와 같이 광대역, 일 예로 10[MHz]의 광대역을 주파수 영역(frequency-domain)에서만 서브 채널 단위로 분할하여 사용하는 시스템이 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 2048 포인트 IFFT를 사용하여 OFDM 심볼 당 1702개의 서브 캐리어들을 사용한다. 따라서 다중 셀(multi cell) 환경에서 서브 채널간 충돌 특성이 비교적 좋은 리드 솔로몬(RS: Reed Solomon) 시퀀스(sequence)를 사용하여 서브 채널들을 할당할 경우 41*40 = 1640의 이므로 약 40여개의 셀(cell)들을 구분하는 것이 가능하다. 예컨대, 갈로아 필드(Galois Field, 이하 "Galois Field"라 칭하기로 한다)(Q)에서 정의된 리드 솔로몬 시퀀스를 사용하는 경우에 전체 사용 서브 캐리어는 Q*(Q-1)로 정의된다. 따라서, 802.16a/e에서처럼 서브캐리어를 1600개 정도 사용한다면 40 근처의 소수인 37, 41, 43 중에서 41을 선택하게 된다. 그러면 1640개의 서브캐리어를 사용하는 시스템이 만들어진다. 따라서, 802.16a/e의 경우에 서브 채널 당 서브 캐리어의 수를 48개로 고수하므로 서브 채널 간 충돌 특성이 나빠지게 된다. 여기서, 상기 Galois Field는 하기의 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

그러나, 통신 시스템의 발전에 따라 네트워크(network) 설계를 용이하도록 하기 위해서는 구분할 수 있는 셀들의 개수가 적어도 100개 정도까지는 증가될 필요가 있다. 구분 가능한 셀들의 개수 면에서 주파수 영역에서만 서브 채널을 구성하는 상기 OFDMA 방식은 한계가 존재한다. 한편, 1.25[MHz]의 협대역(narrow band)을 사용하는 Flash-OFDM 방식은 128 포인트 IFFT를 사용하여, 113개의 OFDM 심볼들로 구성된 한 주기 동안에 서로 다른 서브 캐리어들을 도약하는 113개의 도약 시퀀스(hopping sequence)를 기본 자원 할당 단위로 정의한다. 상기 Flash-OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "Flash-OFDM 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)은 네트워크를 설계할 때 상기 도약 시퀀스를 113개의 셀들 각각마다 상이하게 정의함으로써 서로 다른 113개의 셀들을 구분하는 것이 가능하다. 그러나, 상기 Flash-OFDM 방식 역시 협대역 전용인 방식으로서 현재 필요성이 대두되고 있는 용량 증대에는 기여할 수 없다는 문제점을 가진다.

따라서, 본 발명은 통신 시스템에서 서브 채널 생성 장치 및 방법을 제안한다.

또한, 본 발명은 OFDMA 통신 시스템에서 서브 채널 구성 시스템 및 방법을 제안한다.

또한, 본 발명은 OFDMA 통신 시스템에서 시간-주파수 2차원의 서브 채널 구성 시스템 및 방법을 제안한다.

또한, 본 발명은 OFDMA 통신 시스템에서 기지국 구분을 위한 서브 채널 구성 시스템 및 방법을 제안한다.

또한, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 인접 기지국의 서브 채널간 충돌을 최소화하는 서브 채널 구성 시스템 및 방법을 제공한다.

또한, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 다이서비티 이득을 획득하는 서브 채널 구성 시스템 및 방법을 제안한다.

본 발명에서 제안하는 방법은; 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서, 전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우, 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 제1서브 채널을 할당하는 과정을 포함하며, 상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용된 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 다른 방법은: 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법에 있어서, 전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1 개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우, 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치로부터 제1서브 채널을 할당받는 과정을 포함하며, 상기 제1서브 채널은 상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 할당한 것이며, 상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 신호 송신 장치가 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용한 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 장치는; 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서, 전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우, 상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 제1서브 채널을 할당하는 서브 채널 할당기를 포함하며, 상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용된 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 다른 장치는; 전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우, 신호 송신 장치로부터 제1서브 채널을 할당받는 신호 수신 장치를 포함하며, 상기 제1서브 채널은 상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 할당한 것이며, 상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 신호 송신 장치가 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용한 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 한다.

본 발명은, OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템에서 구분 가능한 기지국들의 개수를 최대화하는 서브 채널 할당을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명에 따른 서브 채널 할당은 인접한 기지국들의 서브 채널들간 충돌이 발생할 확률을 최소화하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하를 방지한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 할당된 서브 채널들중 일부를 파일럿 채널로 구성하여 셀 탐색 및 채널 추정의 효율성을 극대화시킨다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 서브 채널 할당시마다 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹을 상이하게 설정함으로써 다이버시티 이득을 획득할 수 있다는 이점을 가진다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "OFDMA 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에서 시간-주파수 영역(time-frequency domain)의 2차원 영역에서 서브 채널(sub-channel)을 구성한다. 그래서, 본 발명은 상기 OFDMA 통신 시스템에서 구분 가능한 셀(cell), 즉 기지국(BS: Base Station)들의 수를 증가시키고, 또한 인접 기지국들간 서브 채널간 충돌을 최소화도록 한다. 또한, 본 발명은 OFDMA 통신 시스템에서 버스트 에러(burst error) 발생을 최소화하도록 서브 채널을 구성한다. 여기서, 상기 기지국은 하나의 셀을 관장하며 서비스를 할 수도 있고, 다수의 셀을 관장하며 서비스를 할 수도 있으나 여기서는 설명의 편의상 하나의 기지국은 하나의 셀만을 관장한다고 가정하기로 한다.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 통신 시스템의 제1송신기 구조를 설명하기로 한다.

상기 도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 제1송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 OFDMA 통신 시스템의 제1송신기는 순환 잉 역 검사(CRC: Cyclick Redundancy Check, 이하 "CRC'라 칭하기로 한다) 삽입기(CRC inserter)(111)와, 인코더(encoder)(113)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(115)와, 서브 채널 할당기(sub-channel allocator)(117)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(119)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(121)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(123)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(125)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(127)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(129)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(131)로 구성된다.

먼저, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 상기 CRC 삽입기(111)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 "정보 데이터 비트(information data bits)"라고 칭하기로 한다. 상기 CRC 삽입기(111)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 CRC 비트를 삽입한 후 상기 인코더(113)로 출력한다. 상기 인코더(113)는 상기 CRC 삽입기(111)에서 출력한 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(115)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.

상기 심벌 매핑기(115)는 상기 인코더(113)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 서브 채널 할당기(117)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식과, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 있다. 상기 서브 채널 할당기(117)는 상기 심벌 매핑기(115)에서 출력한 변조 심벌들을 입력하여 서브 채널을 할당한 후 상기 직렬/병렬 변환기(119)로 출력한다. 여기서, 상기 서브 채널 할당기(117)의 서브 채널 할당 동작은 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 방식에 상응하게 수행되며, 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 방식은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 직렬/병렬 변환기(119)는 상기 서브 채널 할당기(117)에서 출력하는 서브 채널이 할당된 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(121)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(121)는 상기 직렬/병렬 변환기(119)에서 출력한 병렬 변환되어 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(123)로 출력한다.

상기 IFFT기(123)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(121)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(125)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(125)는 상기 IFFT기(123)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(127)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(127)는 상기 병렬/직렬 변환기(125)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(129)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아진다는 단점이 존재한다. 따라서 시간 영역(time domain)의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 순환 접두어(Cyclic Prefix) 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 순환 접두어 방식으로 사용될 수 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(129)는 상기 보호 구간 삽입기(127)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(131)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(131)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(129)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

그러면 여기서 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 및 상기 할당된 서브 채널들을 사용하는 방식에 대해서 설명하기로 한다.

(1) 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식

서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스(index)들은 리드 솔로몬(RS: Reed Solomon) 시퀀스(sequence)를 사용하여 할당하며, 상기 할당된 서브 캐리어 인덱스들에 해당하는 서브 캐리어들을 가지고 상기 서브 채널을 구성한다. 상기 OFDMA 통신 시스템을 구성하는 전체 서브 캐리어들은 Q-1개의 그룹들, 즉 서브 캐리어 그룹들로 분류되며, 상기 Q-1개의 서브 캐리어 그룹들 각각은 Q개의 연속된 서브 캐리어들로 구성된다.

한편, 상기 리드 솔로몬 시퀀스는 갈로아 필드(Galois Field, 이하 "Galois Field"라 칭하기로 한다)(Q)에서 정의되며, 상기 Galois Field(Q)는 Q개의 엘리먼트(element)들 {0, 1, 2, ... , Q-1}로 구성된다. 여기서, 상기 Q는 Galois Field의 크기를 나타내며, 상기 Q가 소수인 경우에 Galois Field(Q)에서 덧셈 연산과 곱셈 연산은 하기 수학식 1과 같이 정의된다.

한편, 상기 Galois Field(Q)에서 정의되는 시퀀스 S는 상기 Q-1개의 서브 캐리어 그룹들 각각에서 할당된, 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 위치를 나타내는 서브 채널 시퀀스이다. 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스들은 하기 수학식 2와 같이 표현된다.

상기 수학식 2에서, i는 상기 OFDMA 통신 시스템의 전체 Q-1개의 서브 캐리 어 그룹들중 어느 서브 캐리어 그룹에 해당하는지를 나타내는 서브 캐리어 그룹 인덱스(group index)를 나타내며, 상기 서브 캐리어 그룹 인덱스 i는 0, 1, ... , Q-2중 어느 한 값을 가진다. 또한, 상기 수학식 2에서 상기 S(i)는 순열 S의 (i+1)번째 엘리먼트로 해당 서브 캐리어 그룹의 서브 캐리어들의 위치를 나타낸다.

상기 수학식 2와 같은 시퀀스, 즉 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스가 정의되면 상기 시퀀스에 상응하는 서브 채널이 정의될 수 있다. 일 예로, 상기 OFDMA 통신 시스템의 전체 서브 캐리어들이 {0, 1, 2, ... , 41}의 42개라고 가정할 때, 상기 42개의 서브 캐리어들을 6개의 서브 캐리어 그룹들로 분류할 수 있다. 그리고, 길이가 6인 시퀀스를 이용하여 특정한 서브 채널을 구성하는 6개의 서브 캐리어들을 할당할 수 있다. 즉, 서브 채널 시퀀스 S가 {3, 2, 6, 4, 5, 1}으로 주어지면 해당 서브 채널은 서브 캐리어들 {3, 9, 20, 25, 33, 36}로 구성된다.

또한, 임의의 기지국과 상기 임의의 기지국내 서브 채널의 구분은 기본 시퀀스의 순환(permutation)과 오프셋(offset)을 사용한다. 여기서, 상기 기본 시퀀스를 "S₀"라 정의하기로 하며, 상기 기본 시퀀스 S₀는 하기 수학식 3과 같이 표현된다.

상기 수학식 3에서 상기 α는 Galois Field(Q)의 프리미티브 엘리먼 트(primitive element)를 나타낸다(

for

). 상기 Galois Field의 크기 Q가 7인 경우(Q = 7) 3이 프리미티브 엘리먼트 α가 되며, 기본 시퀀스(S₀)는, S₀ = {3, 3², 3³, ... , 3⁵, 3⁶} mod 7 = { 3, 2, 6, 4, 5, 1}이 된다. 여기서, 상기 기본 시퀀스 S₀는 상기 OFDMA 통신 시스템을 구성하는 다수의 기지국들중 기준이 되는 기준 기지국의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스를 나타낸다. 여기서, 상기 기준 기지국은 0번 기지국이라 가정하기로 하며, 상기 0번 기지국이 상기 OFDMA 통신 시스템을 구성하는 기지국들중 제1기지국이 되는 것이다. 또한, 상기 0번 서브 채널이 Q개의 서브 채널들중 제1서브 채널이 되는 것이다.

그리고, 임의의 m번 셀에 할당된 시퀀스 S_m은 상기 기본 시퀀스 S₀를 m번 순환시킨 시퀀스로서 하기 수학식 4와 같이 표현된다.

여기서, 상기 S_m은 m번 기지국의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스를 나타낸다.

또한, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 S_{m ,β}은 상기 m번 셀의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스 S_m에 오프셋 β를 가산한 형태가 되며, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 S_{m ,β}은 하 기 수학식 5와 같이 표현된다.

상기 수학식 5에서, GF(Q)는 Galois Field(Q)를 나타낸다.

이런 식으로, 상기 전체 OFDMA 통신 시스템의 Q-1개의 기지국들 각각에 대해서 서브 채널 할당이 가능하며, 따라서 상기 Q-1개의 기지국들 각각에 대해서 Q개의 서브 채널 시퀀스들을 얻을 수 있게 된다. 상기와 같이 얻어진 서브 채널 시퀀스들은 인접한 셀들, 즉 인접한 기지국들간에 최대 1개의 서브 채널 정도만 충돌을 일으킬 가능성이 존재하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하 역시 방지한다는 이점을 가진다. 그러면 여기서 하기 표 1 및 표 2를 참조하여 Galois Field의 크기 Q가 7(Galois Field(Q) = 7)이고, 상기 Galois Field(Q)의 프리미티브 엘리먼트(α)는 3(α = 3)이고, 기본 시퀀스 S₀ = {3, 2, 6,4, 5, 1}인 경우의 0번 서브 채널에 대한 기지국별 시퀀스들과 상기 0번 기지국내 각 서브 채널을 지정하기 위한 시퀀스들을 설명하기로 한다.

상기 표 1은 서로 다른 셀의 0번 서브 채널을 할당하는 시퀀스들을 나타낸 것이며, 상기 표 2는 0번 기지국내 서브 채널들 각각을 할당하는 시퀀스들을 나타낸 것이다. 상기 표 1에 나타낸 바와 같이 최대 1개의 서브 채널 정도만 충돌을 일으킬 가능성이 존재하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하는 방지된다.

한편, 주파수 재사용도가 1인 셀룰라(cellular) 통신 시스템에서는 네트워크 설계를 용이하게 하기 위해, 즉 기지국 설치를 용이하게 하기 위해 전체 시스템에서 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시켜야만 한다. 이렇게 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시키기 위해서는 상기 Galois Field(Q)의 Q값을 증가시킬 필요가 있다. 또한, 본 발명에서는 상기 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시키기 위해 주파수 영역(frequency domain)뿐만 아니라 시간 영역까지도 고려하여 2차원 서브 채널 할당 방식을 제안하는 것이다. 일 예로, 하나의 OFDM 심벌당 1552 = 97*16개의 서브 캐리어들을 송신한다고 가정하고, 6개의 OFDM 심벌들을 하나의 서브 캐리어 할당 단위로 사용하면 97*16*6 = 97*96개의 데이터 서브 캐리어들을 사용하는 것으로 간주할 수 있다. 이 경우 상기 서브 채널 수열을 Galois Field(97)상에서 정의하면 96개의 셀 각각에서 97개의 서브 채널들을 할당할 수 있다. Galois Field(97)상의 프리미티브 엘리먼트인 5를 사용한 기본 시퀀스 S₀은 상기 수학식 3에 Q = 97, α= 5를 대입하여 계산할 수 있으며, 이 기본 시퀀스 S₀은 하기 수학식 6과 같이 표현된다.

그러면 여기서 도 2를 참조하여 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 2를 설명하기에 앞서, 먼저 상기에서 설명한 바와 같이 OFDMA 통신 시스템에서 96개의 기지국들을 구분 가능하고, 상기 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 구분 가능하도록 서브 캐리어들을 할당하는 경우를 가정하기로 한다. 즉, 상기 도 2에 도시한 바와 같이 97*96개의 서브 캐리어들을 시간-주파수 영역에서 6 OFDM 심볼 구간 동안 96개의 서브 캐리어 그룹들을 구성하고, 상기 96개의 서브 캐리어 그룹들 각각에 97개의 연속된 서브 캐리어들을 배치한다. 상기 도 2에서 세로 축은 주파수 영역의 서브 캐리어 인덱스(sub-carrier index)를 나타내며, 가로 축은 시간 영역의 OFDM 심벌 인덱스(symbol index)를 나타낸다.

상기 도 2에서, 상기 Galois Field의 크기 Q = 97이기 때문에 상기 수학식 6의 기본 시퀀스 S₀와 상기 수학식 4 및 수학식 5를 사용하면 임의의 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스

를 생성할 수 있다. 이에 따라 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 할당할 수 있다.

한편, 상기 OFDMA 통신 시스템에서 Q*(Q-1)개의 서브 캐리어들을 사용하는 경우, 하나의 OFDM 심벌내에서는 Q*N개의 서브 캐리어들을 사용하여 N개의 서브 캐리어 그룹들을 구성하고, (Q-1)/N개의 OFDM 심벌들을 사용하는 경우, 서브 채널들 각각을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스는 하기 수학식 7과 같이 표현된다.

상기 수학식 7에서,

는 x보다 작거나 같은 최대 정수를 나타낸다. 상기 도 2에서는 Q = 97, N = 16이므로 상기 서브 캐리어 그룹 인덱스 i는 0 내지 Q-2, 즉 0 내지 95까지의 값들중 어느 한 값을 가지며, 상기 심벌 인덱스 n은 0에서 5의 값들중 어느 한값을 가지게 된다. 또한, 0번 기지국의 0번 서브 채널의 부반송파 인덱스는 다음과 같다.

<0번 기지국의 0번 서브 채널 부반송파 인덱스>

심볼 0: 5, 122, 222, 334, 409, 493, 622, 685, 806, 926, 1041, 1131, 1193, 1309, 1404, 1491

심볼 1: 83, 124, 232, 384, 465, 579, 664, 701, 789, 938, 1004, 1140, 1238, 1340, 1365, 1490

심볼 2: 78, 99, 204, 341, 444, 571, 624, 695, 856, 885, 1030, 1076, 1209, 1292, 1416, 1551

심볼 3: 92, 169, 263, 345, 464, 574, 639, 770, 843, 917, 996, 1100, 1232, 1310, 1409, 1516

심볼 4: 14, 167, 253, 295, 408, 488, 597, 754, 860, 905, 1033, 1091, 1187, 1279, 1448, 1517

심볼 5: 19, 192, 281, 338, 429, 496, 637, 760, 793, 958, 1007, 1155, 1216, 1327, 1397, 1456

이런 식으로 서브 캐리어들을 할당하게 되면, 상기에서 설명한 바와 같이 서로 다른 셀에 속한 서브 채널들간에 최대 1개의 서브 채널에서만 충돌이 발생할 확률을 가지며, 이런 충돌 발생 확률은 기존의 통신 시스템들에 비해서 굉장히 낮은 확률이 된다. 일 예로, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a 통신 시스템은 각 셀마다 32개의 서브 채널들을 할당할 수 있는데, 상기 서로 다른 셀의 서브채널은 0~5개의 서브 캐리어 위치에서 충돌이 발생한다. 한편, 본 발명에서와 같이 서브 캐리어들을 할당할 경우 서브 채널들을 구성하는 서브 캐리어들간의 충돌 횟수가 0 또는 1로 작아진다.

일 예로, 상기 리드 솔로몬 시퀀스를 사용하는 경우, 서브 채널마다 Q-1개의 서브 캐리어들이 존재하고, 서로 다른 셀의 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어의 충돌 횟수가 최대 1이므로, 충돌 서브 캐리어의 비율은 최대 1/(Q-1)이 되고, 이 값은 Q값이 증가될수록 감소된다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 시간-주파수의 2차원 서브 캐리어 할당 방안은 구분 가능한 셀들의 개수의 증가뿐만 아니라 충돌 서브 캐리어의 비율도 최소화시킨다는 이점을 가진다.

(2) 데이터 송신을 위한 서브 채널 할당 방식

상기 OFDMA 통신 시스템의 제1송신기, 즉 기지국은 디코딩 지연 시간(decoding delay time)과 송신할 데이터의 양에 따라 1개의 서브 채널의 일부 혹은 1개 이상의 서브 채널들을 할당하여 데이터를 송신한다. 일 예로, 상기 데이터를 송신하기 위해서 서브 채널 단위로 송신할 데이터들을 삽입하여 총 Q개의 데이터 할당 단위들을 구성할 수 있다. 여기서, 상기 데이터 할당이라 함은 동일한 채널 코딩 방식(channel coding scheme)과 변조 방식(modulation scheme)을 사용하는 자원(resource) 할당 단위를 의미한다. 상기 채널 코딩 방식으로 1/2 터보 코딩 방식을 사용한다고 가정하고, 상기 변조 방식으로 QPSK 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 또한, 일반적으로 코딩 이득(coding gain)은 코드워드(codeword)의 길이가 길수록 증가되며, 코드워드에 포함된 정보비트의 크기가 1000비트 이상이 되면 성능 포화가 발생되므로, 서브 채널당 96개의 서브 캐리어들을 사용하고 변조 방식으로 QPSK 방식과 1/2 채널코드를 사용하는 경우에는 10개 정도의 서브 채널들을 묶어 채널 코딩을 수행해야 코딩 이득을 최대화할 수 있다.

다음으로 도 3을 참조하여 데이터 송신을 위해서 서브 채널을 할당하는 과정을 설명하기로 한다.

상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 데이터 송신을 위한 서브 채널 할당 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3을 설명하기에 앞서, 먼저 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 OFDMA 통신 시스템에서 96개의 기지국들을 구분 가능하고, 상기 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 구분 가능하도록 서브 캐리어들을 할당하는 경우를 가정하기로 한다. 상기 도 3에서는 Q = 97인 경우, 즉 한 개의 셀 내에서 구분 가능한 서브 채널들의 개수가 97개인 경우의 서브 채널들이 그 사용 목적에 맞게 할당된 예를 도시하고 있다.

상기 도 3을 참조하면, 단위 사각형은 16개의 서브 캐리어들로 구성되고, 상기 단위 사각형들을 시간축으로 6 OFDM 심벌 구간으로 묶으면 1개의 서브 채널이 생성되는데, "Td"로 표기되어 있다. 여기서, 상기 서브 채널을 구성하는 일부 서브 캐리어들인 16개의 서브 캐리어들을 나타내는 단위 사각형을 "서브 채널 유닛(sub-channel unit)"이라 칭하기로 한다. 상기 1개의 서브 채널은 6개의 서브 채널 유닛들로 구성되는 것이다.

한편, 송신할 데이터의 양이 많을 경우에는 두 개 이상의 서브 채널들을 묶어서 상기 데이터를 송신하는데 사용한다. 도3에서는 상기 데이터 송신에 사용되는 서브 채널들은 "Tb"로 표기되어 있다. 즉, 상기 데이터를 송신하기 위해서는 서브 채널 93(SC 93) 내지 서브 채널 96(SC 96)의 4개의 서브 채널들을 사용한다. 여기 서, 상기 서브 채널 유닛을 구성하는 서브 캐리어들간의 최대 충돌 횟수는 주파수 영역에서 사용한 서브 채널 인덱스 수와 동일하다. 또한, 상기 Td로 표기된 서브 채널과 Ts로 표기된 일부 서브 채널(3개의 서브 채널 유닛)은 인접 셀간 서브 캐리어 충돌 횟수가 각각 최대 1회이고, Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들과 Tb로 표기된 서브 채널들은 최대 충돌 횟수가 각각 3과 4가 된다.

상기 Td로 표기된 서브 채널과, Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들과, Ts로 표기된 서브 채널 유닛들과, Tb로 표기된 서브 채널들에 속한 서브 캐리어들의 최대 충돌 횟수와 상기 Td로 표기된 서브 채널과, Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들과, Ts로 표기된 서브 채널 유닛들과, Tb로 표기된 서브 채널들에 속한 OFDM 심볼들의 수를 디코딩 지연 관점에서 살펴보면 다음과 같다. 상기 Td로 표기된 서브 채널과, Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들은 동일한 면적, 즉 동일한 수의 서브 캐리어들을 사용하는데, 상기 Td로 표기된 서브 채널은 인접셀의 Td로 표기된 서브 채널과 충돌이 최대 1회 발생하고, 디코딩 지연은 6 OFDM 심벌들이 된다. 이와는 반대로, Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들은 인접셀의 Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들과 충돌이 최대 3회 발생하고 디코딩 지연은 2 OFDM 심벌들이 된다.

즉, 서브 채널 인덱스 SC와 시간 인덱스 t의 이차원 영역에서 상기 서브 채널 유닛을 구성하는 서브 캐리어들의 최대 충돌 횟수와 디코딩 지연 사이에 어느 정도의 trade-off 관계가 존재하고, 6 OFDM 심벌 구간 보다 작은 시간 구간동안 데 이터를 송신하는 경우에는 코딩 레이트(coding rate)를 증가시켜야만 한다. 상기 Tc로 표기된 서로 다른 서브 채널들의 서브 채널 유닛들, 즉 서브 채널 3과, 서브 채널 4 및 서브 채널 5를 2 OFDM 심벌들 동안 사용하는 경우와 Ts로 표기된 서브 채널 유닛들, 즉 서브 채널 92를 3 OFDM 심벌들 동안 사용하는 경우는 비교적 길이가 짧고 디코딩 지연이 작아야만 하는 데이터를 송신하는데 효과적이다. 여기서, 상기 비교적 길이가 짧고 디코딩 지연이 작아야만 하는 데이터는 일 예로 호출 채널(paging channel) 데이터 등이 있다. 상기에서 설명한 바와 같이 서브 채널 인덱스 SC와 시간 인덱스 t의 이차원 영역에서 서브 채널을 어떻게 사용할지, 즉 어떤 데이터를 송신할 때 어떤 서브 채널을 할당할지는 상기 OFDMA 통신 시스템에서 제어 채널(control channel)과 데이터 채널(data channel)을 어떻게 구성하는지에 따라 상이해질 수 있다.

(3) 셀룰라 환경에서의 서브 채널 할당 시나리오

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 서브 캐리어 할당 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 기지국은 411단계에서 서브 캐리어를 할당하기 위해 필요한 파라미터(parameter)들, 즉 Galois Field의 크기를 나타내는 변수 Q와, 한 OFDM 심벌내의 서브 캐리어 그룹들의 수를 나타내는 변수 N과, Galois Field(Q)의 프리미티브 엘리먼트를 나타내는 변수 α를 초기화한다. 또한, 상기 기지국은 상기 411단계에서 상기 초기화한 변수들, 즉 Galois Field의 크기를 나타내는 변수 Q와, 한 OFDM 심벌내의 서브 캐리어 그룹들의 수를 나타내는 변수 N과, Galois Field(Q)의 프리미티브 엘리먼트를 나타내는 변수 α를 사용하여 기본 시퀀스 S₀를 생성한 후 413단계로 진행한다. 여기서, 상기 기본 시퀀스 S₀를 생성하는 과정은 상기 수학식 3에서 설명한 바와 같으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

상기 413단계에서 상기 기지국은 서브 캐리어를 할당해야하는 기지국, 일 예로 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 {S_{m , β}}을 생성하고 415단계로 진행한다. 여기서, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 {Sm,β}을 생성하는 과정은 상기 수학식 4 및 수학식 5에서 설명한 바와 같이 첫 번째로, 상기 411단계에서 생성된 기본 시퀀스 S₀를 m번 순환시킨 시퀀스 S_m을 생성하고, 두 번째로 상기 기본 시퀀스 S₀를 m번 순환시킨 시퀀스 S_m에 오프셋 β를 가산한 형태로 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 {S_{m , β}}를 생성한다. 여기서, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 {S_{m , β}}를 생성하는 과정은 상기 수학식 4 및 수학식 5에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 기지국은 상기 415단계와 같은 동작을 상황이 발생할 때마다 수행할 수도 있고, 아니면 테이블(table) 형태로 미리 저장해 놓고 상황이 발생할 때마다 상기 테이블에서 읽어오는 형태로 사용할 수도 있음은 물론이다.

상기 415단계에서 상기 기지국은 송신하고자 하는 데이터를 고려하여 상기 할당된 서브 채널들을 상기 데이터 송신에 사용하도록 할당한 후 종료한다. 여기서, 상기 기지국은 상기 수학식 7에서 설명한 바와 같은 사용 규칙을 사용하여 상기 데이터 송신에 사용될 서브 채널들을 할당하며, 여기서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

(4) 셀룰라 환경에서 파일럿 채널(pilot channel) 구성 방식

일반적으로 셀룰라 통신 시스템에서는 채널 추정(channel estimation) 및 셀 구분을 위해서 파일럿 서브 캐리어를 사용하는데, 본 발명에서는 상기 서브 채널 중 일부를 파일럿 채널로 사용하는 방안을 제안한다. 상기 OFDMA 통신 시스템에서 서브 채널들간의 충돌 특성을 유지하기 위해서는 서브 채널들내에 파일럿 서브 캐리어를 삽입한 후에도 상기 서브 채널들 각각을 구성하는 서브 캐리어들의 위치가 변경되지 않아야만 한다.

그래서, 본 발명에서는 시간-주파수의 2차원 영역에서 정의한 서브 채널들중 일부를 파일럿 채널로 사용하는 방안을 제안한다. 상기 서브 채널들중 중 일부를 파일럿 채널로 사용할 경우 상기 파일럿 채널로 할당된 서브 채널들 사이에 서브 캐리어들의 충돌이 최대 1회씩 발생하므로 주파수 재사용률이 1인 셀룰라 시스템에 매우 효율적이다. 또한, 단말기는 초기 셀 탐색(initial cell search)나 핸드오프(hand off)시에 상기 파일럿 서브 캐리어들의 패턴(pattern)을 보고 셀을 구분할 수 있고, 또한 상기 파일럿 서브 캐리어들을 가지고 인접 셀의 상대적 신호 크기를 결정할 수 있다. 즉, 단말기는 셀마다 파일럿 서브 캐리어의 위치가 상이하므로 데이터 서브 캐리어보다 부스팅(boosting)된 파일럿 서브 캐리어들의 위치를 보고서 셀 탐색을 할 수 있다. 여기서, 상기 파일럿 서브 캐리어는 데이터 서브 캐리어보다 3 ~ 6[dB] 정도 부스팅하여 사용함으로써 단말기가 상기 파일럿 서브 캐리어를 쉽게 구분할 수 있도록 한다. 즉, 상기 파일럿 신호는 일종의 기지국 구분 및 채널 추정을 위한 기준 신호(reference signal)가 되는 것이다.

(5) 다이버시티 이득(diversity gain) 획득을 위한 서브 채널 할당 방식

상기 OFDMA 통신 시스템에서 이전에 송신한 코드워드와 동일한 코드워드를 다음 시점에서 재전송, 즉 상기 이전에 송신한 코드워드와 동일한 코드워드를 시간적으로 분리하여 독립적인 신호로 재전송하거나 혹은 동일한 코드워드를 동일한 시점에서 반복하여 전송하는 경우가 발생할 수 있다. 일 예로, 상기 OFDMA 통신 시스템에서는 기지국과 단말기간 동기 획득을 위해서 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 사용하고 있다. 상기 프리앰블 시퀀스는 동일한 길이를 가지는 코드워드들이 반복된 형태를 가지므로, 상기에서 설명한 바와 같이 동일한 코드워드를 반복하여 전송하게 되는 것이다. 또한, 동일한 코드워드를 재전송해야하는 경우는 바로 이전에 전송했던 코드워드에 에러가 발생하여 동일한 코드워드를 재전송해야만 하는 경우이다.

이렇게, 동일한 코드워드를 재전송하거나 혹은 동일한 코드워드를 반복하여 전송하는 경우에 대해서 본 발명은 시간 영역과 주파수 영역에서의 다이버시티 이득을 획득하기 위한 서브 채널 할당 방식을 제안한다. 즉, 본 발명은 상기 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 반복되는 동일한 코드워드들 각각을 구성하는 비트들 각각이 서로 다른 서브 캐리어 그룹에 속한 서브 캐리어들을 통해 송신되도록 서브 채널을 구성한다. 또한, 본 발명은 상기 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 재전송되는 코드워드를 구성하는 비트들 각각이 송신되는 서브 캐리어들이 바로 이전 시간에 송신되었던 서브 캐리어들과 서로 다른 서브 캐리어 그룹에 속하도록 서브 채널을 구성한다.

본 발명은 상기에서 설명한 바와 같이 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 상기 도 2에서 설명한 서브 채널 구성 방법과는 달리, 서브 채널을 구성할 때마다 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹들을 랜덤(random)하게 설정되도록 제어한다.

즉, 상기 도 2에서 설명한 서브 채널 할당 방식에서는 임의의 시점에서 임의의 한 기지국에 대해서 미리 설정되어 있는 기준 시구간, 즉 상기 도 2에 도시되어 있는 바와 같은 6 OFDM 심볼 구간에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들과, 상기 임의의 시점 바로 다음 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 동일하다.

그러나, 상기 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 본 발명에서는 임의의 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들과, 상기 임의의 시점 바로 다음 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 상이해지도록 상기 서브 캐리어 그룹 인덱스들을 랜덤하게 인터리빙(interleaving)한다.

일 예로, 임의의 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 0, 1, 2, 3, ... , 93, 94, 95라고 가정하면, 상기 임의의 시점 바로 다음 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때는 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 1, 2, 3, 4, ... , 94, 95, 0이 되도록 제어한다. 또 다른 예로, 임의의 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 0, 1, 2, 3, ... , 93, 94, 95라고 가정하면, 상기 임의의 시점 바로 다음 시점에서 서브 채널 β를 할당할 때는 상기 서브 채널 β를 구성하는 96개의 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들이 3, 11, 1, 7, ... , 90, 78, 36이 되도록 제어한다.

상기 첫 번째 예에서는 서브 채널 할당시 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들을 순환 쉬프트(cyclic shift)시켜 다이버시티 이득을 획득하도록 한 것이다. 이와는 달리 상기 두 번째 예에서는 서브 채널 할당시 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들을 랜덤하게 발생시켜 다이버시티 이득을 획득하도록 한 것이다.

상기에서 설명한 바와 같이 본 발명은 서브 채널 할당시마다 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들을 이전 서브 채널 할당시와 상이하게 설정하도록 제어하여 다이버시티 이득을 획득하도록 하는 것이 다. 상기에서는 서브 채널 구성시마다 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들 자체를 상이하게 설정하는 경우를 일 예로하여 설명하였으나, 이와는 달리 상기 도 2에서 설명한 바와 같은 방식으로 서브 채널을 할당하고, 상기 할당한 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속하는 서브 캐리어 그룹 인덱스를 인터리버(interleaver, 도시하지 않음)를 통해 인터리빙함으로써 상기 다이버시티 이득을 획득할 수도 있다. 즉, 상기 도 1의 서브 채널 할당기(117)와 직렬/병렬 변환기(119) 사이에 인터리버를 연결하고, 상기 서브 채널 할당기(117)에서 할당한 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹 인덱스들을 상기 인터리버에서 인터리빙하는 것이다.

정리하면, 상기와 같이 동일 코드워드를 재전송하거나 반복 전송하는 경우에 시간 영역과 주파수 영역에서의 다이버시티 이득을 얻기 위해서는 동일한 코드워드 비트를 서로 다른 서브 캐리어 그룹에 속한 서브 캐리어를 통해 전송해야 한다. 일반적으로, 이러한 경우에는 코드워드를 비트 수준에서 인터리빙을 하여 다이버시티를 획득한다. 이에 대해 본 발명에서는 서브 채널 할당기(117)에서 도 2에 도시된 그룹 인덱스를 서브 채널마다 변화시키는 방법을 제안한다. 이러한 동작은 그룹 인덱스 인터리빙으로 설명할 수 있으며 인터리버로는 채널 부호화에 사용되는 임의의 인터리버를 사용할 수 있다.

일 예로, 상기 인터리버로 co-prime 인터리버를 사용한다면, 상기 서브 채널 β를 구성하는 k번째 서브 캐리어의 서브 캐리어 그룹 인덱스는 상기 인터리빙 동작에 따라

로 변하게 되며, 이는 하기 수학식 8과 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 8에서, a, b 는 (Q-1)과 서로 소인 정수, 즉 최대 공약수가 1인 정수 중에 하나를 선택하여 사용하면 된다. 또한, 상기 수학식 8에서 상기 서브 태널 β와 상기 k의 역할을 바꾸어도 동일한 효과를 얻을 수 있다.

그러면 여기서 상기에서 설명한 바와 같이 그룹 인덱스를 상기 인터리버를 통해 인터리빙하는 동작을 도 5를 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 제2송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 5 참조하면, 먼저 상기 OFDMA 통신 시스템의 제2송신기는 CRC 삽입기(511)와, 인코더(513)와, 심벌 매핑기(515)와, 서브 채널 할당기(517)와, 인터리버(519)와, 직렬/병렬 변환기(521)와, 파일럿 심벌 삽입기(523)와, IFFT기(525)와, 병렬/직렬 변환기(527)와, 보호 구간 삽입기(529)와, 디지털/아날로그 변환기(531)와, RF 처리기(533)로 구성된다. 상기 CRC 삽입기(511)와, 인코더(513)와, 심벌 매핑기(515)와, 직렬/병렬 변환기(521)와, 파일럿 심벌 삽입기(523)와, IFFT기(525)와, 병렬/직렬 변환기(527)와, 보호 구간 삽입기(529)와, 디지털/아날로그 변환기(531)와, RF 처리기(533) 구성은 상기 도 1에서 설명한 상기 CRC 삽입기(111)와, 인코더(113)와, 심벌 매핑기(115)와, 직렬/병렬 변환기(119)와, 파일럿 심벌 삽입기(121)와, IFFT기(123)와, 병렬/직렬 변환기(125)와, 보호 구간 삽입기(127)와, 디지털/아날로그 변환기(129)와, RF 처리기(131) 구성과 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.

다만, 상기 도 5에서 상기 서브 채널 할당기(517)는 상기에서 설명한 바와 같이 다이버시티 이득을 획득하기 위해서 서브 채널을 할당할 때마다 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹을 상이하게 하여 설정할 수 있으며, 이는 상기에서 설명하였으므로 여기서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 서브 채널 할당기(517)에서는 상기 도 1에서 설명한 서브 채널 할당기(117)와 동일하게 서브 채널을 할당하고 상기 인터리버(519)에서 상기 서브 채널 할당기(517)에서 할당한 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들 각각이 속한 서브 캐리어 그룹의 인덱스를 인터리빙할 수 있으며, 이 역시 상기에서 설명하였으므로 여기서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 제1송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 데이터 송신을 위한 서브 채널 할당 과정을 개략적으로 도시한 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 서브 캐리어 할당 과정을 도시한 순서도

도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 제2송신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면

Claims (16)

1. 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서,

   전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우,

   제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 제1서브 채널을 할당하는 과정을 포함하며,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용된 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 하기 수학식에 상응하게 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법.

   <수학식>

   

   상기 수학식에서 β는 상기 제1서브 채널의 서브 채널 인덱스를 나타내며,

   

   는 상기 제1서브 채널이 포함하는 k 번째 서브 캐리어가 포함되는 서브 채널 그룹 인덱스를 나타내며, a와 b는 최대 공약수가 1인 정수를 나타내며, Q는 갈로아 필드의 크기를 나타냄.
4. 제1항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)시켜 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 방법.
5. 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법에 있어서,

   전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우,

   상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치로부터 제1서브 채널을 할당받는 과정을 포함하며,

   상기 제1서브 채널은 상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 할당한 것이며,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 신호 송신 장치가 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용한 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법.
6. 제5항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법.
7. 제5항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 하기 수학식에 상응하게 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법.

   <수학식>

   

   상기 수학식에서 β는 상기 제1서브 채널의 서브 채널 인덱스를 나타내며,

   

   는 상기 제1서브 채널이 포함하는 k 번째 서브 캐리어가 포함되는 서브 채널 그룹 인덱스를 나타내며, a와 b는 최대 공약수가 1인 정수를 나타내며, Q는 갈로아 필드의 크기를 나타냄.
8. 제5항에 있어서,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)시켜 생성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 서브 채널을 할당받는 방법.
9. 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서,

   전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우,

   상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 제1서브 채널을 할당하는 서브 채널 할당기를 포함하며,

   상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용된 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치.
10. 제9항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치.
11. 제9항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 하기 수학식에 상응하게 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치.

    <수학식>

    

    상기 수학식에서 β는 상기 제1서브 채널의 서브 채널 인덱스를 나타내며,

    

    는 상기 제1서브 채널이 포함하는 k 번째 서브 캐리어가 포함되는 서브 채널 그룹 인덱스를 나타내며, a와 b는 최대 공약수가 1인 정수를 나타내며, Q는 갈로아 필드의 크기를 나타냄.
12. 제9항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)시켜 생성됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 서브 채널을 할당하는 장치.
13. 통신 시스템에서 서브 채널을 할당받는 장치에 있어서,

    전체 주파수 대역이 m개의 서브 채널 그룹들로 분할되고, 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각은 서브 채널 그룹 인덱스를 가지고, 1개의 서브 채널은 서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스에 상응하게 상기 m개의 서브 채널 그룹들 각각에서 n개씩 선택된 서브 캐리어들을 포함할 경우,

    신호 송신 장치로부터 제1서브 채널을 할당받는 신호 수신 장치를 포함하며,

    상기 제1서브 채널은 상기 신호 송신 장치가 제1시점에서 제2시점에서 송신한 신호와 동일한 신호를 송신해야 할 경우, 상기 제1시점에서 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 사용하여 할당한 것이며,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 신호 송신 장치가 상기 제2시점에서 제2서브 채널을 할당할 때 사용한 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스와 상이함을 특징으로 하는 서브 채널을 할당받는 장치.
14. 제13항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 서브 채널을 할당받는 장치.
15. 제13항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 하기 수학식에 상응하게 인터리빙하여 생성됨을 특징으로 하는 서브 채널을 할당받는 장치.

    <수학식>

    

    상기 수학식에서 β는 상기 제1서브 채널의 서브 채널 인덱스를 나타내며,

    

    는 상기 제1서브 채널이 포함하는 k 번째 서브 캐리어가 포함되는 서브 채널 그룹 인덱스를 나타내며, a와 b는 최대 공약수가 1인 정수를 나타내며, Q는 갈로아 필드의 크기를 나타냄.
16. 제13항에 있어서,

    상기 제1서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스는 상기 제2서브 채널 그룹 인덱스 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)시켜 생성됨을 특징으로 하는 서브 채널을 할당받는 장치.

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