KR20070106606A - 이중 페이로드 및 적응 변조 - Google Patents

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Abstract

포인트 투 포인트 및 포인트 투 멀티포인트 응용에서 보다 고성능 및 증가된 스펙트럼 효율을 제공하는 무선 광대역 통신 시스템이 개시된다. 이 무선 통신 시스템은, 적응 변조 기법에 의하여 시스템에 의해 결정되는, 각각의 정보 흐름 채널에 대응하는 채널 상태 정보 및 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여, 단일 정보 흐름 채널을 통하여 신호를 송신 및 수신하는 SIMO 시스템, 또는 다중 정보 흐름 채널들을 통하여 신호를 송신 및 수신하는 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있다.
무선 광대역 통신 시스템, 포인트 투 포인트(point-to-point), 포인트 투 멀티포인트(point-to-multipoint), LOS(line-of-sight), NLOS((non-line-of-sight), SIMO(single input multiple output), MIMO(multiple input multiple output)

Description

이중 페이로드 및 적응 변조{DUAL PAYLOAD AND ADAPTIVE MODULATI0N}
[관련 출원에의 상호 참조]
이 출원은 DUAL PAYLOAD AND ADAPTIVE MODULATION이라는 발명의 명칭으로 2005년 1월 14일에 출원된 미국 가 특허 출원 번호 60/644,281의 우선권을 주장한다.
[연방정부 후원 연구 또는 개발에 관한 성명]
해당 사항 없음(N/A)
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 더 구체적으로는, 포인트 투 포인트(point-to-point) 및 포인트 투 멀티포인트(point-to-multipoint) 응용에서 증대된 스펙트럼 효율을 제공하는 고성능 무선 광대역 통신 시스템에 관한 것이다.
"MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT (MIMO) WIRELESS COMMUNICAT10N SYSTEM"이라는 발명의 명칭으로 2005년 4월 27일에 출원되고 본 발명의 동일 양수인에게 양도된 미국 특허 출원 번호 l1/115,943("'943 출원")은 LOS(line-of-sight) 또는 NLOS(non-line-of-sight) 무선 통신 시스템으로서 구성될 수 있는 무선 광대역 통신 시스템을 개시하고 있다. '943 출원에 개시되어 있는 바와 같이, 무선 통신 시스템의 LOS 및 NLOS 구성들은 포인트 투 포인트 응용 및 포인트 투 멀티포인트 응용 모두에서 전개(deploy)될 수 있고, 통신 링크의 한 단부에 배치된 적어도 하나의 송신기가 특정된 시공간 코딩 및 변조 기법들을 이용하여 하나 이상의 통신 채널을 통하여 데이터 신호를 송신하고, 상기 링크의 다른 단부에 배치된 적어도 하나의 수신기가 상기 송신된 데이터 신호를 캡처하고 특정된 신호 처리 기법들을 이용하여 상기 신호들을 복호화(decode) 및 복조(demodulate)하여 사용자 데이터를 복원한다. '943 출원에 개시된 LOS 및 NLOS 시스템 구성들은 데이터 송신의 품질 및 레이트에 악영향을 미칠 수 있는 채널 특성의 변화를 보상하기 위해 적응 변조 기법들을 이용하여 코딩 레이트 및 변조 모드와 같은 각종 송신 파라미터들을 조정할 수 있다.
'943 출원에 개시된 것들과 같은 무선 광대역 통신 시스템이 직면하는 하나의 문제는, 보다 높은 데이터 송신 레이트에 대한 끊임없이 증가하는 요구이고, 이러한 요구는 대부분, 예컨대, 텍스트, 그래픽, 비디오, 애니메이션, 및/또는 사운드를 수반하는 멀티미디어 데이터 서비스에 대한 증가하는 요구에 의해 드라이브된다. 이 문제는 무선 시스템들에 의해 이용 가능한 통신 채널들의 제한된 대역폭 용량과 같은, 무선 통신 시스템들이 현재 전개되어 있는 환경의 다수의 국면들에 의해 악화된다.
예를 들면, 종래의 무선 광대역 통신 시스템들에서, 단일 통신 세션에 대응 하는 데이터는 전형적으로 적어도 하나의 송신기로부터 적어도 하나의 수신기로 하나 이상의 통신 채널을 통하여 송신되고, 각 통신 채널은 일반적으로 시스템에 할당된 전자기 스펙트럼의 제한된 부분 내에서 정의된다. 할당된 스펙트럼의 보다 효율적인 이용을 달성하기 위하여, 그러한 시스템들에서는 디지털 통신 기법들을 채용하여 다중 통신 세션들에 대응하는 데이터 패킷들이 하나 이상의 공유 채널을 통하여 송신될 수 있도록 하여, 각 통신 세션에 대하여 하나 이상의 채널을 전용(dedicate)할 필요를 제거하였다. 그러한 디지털 통신 기법들은, 무선 LAN(WLAN)의 각종 노드들 간에 통신하기 위해 전형적으로 데이터 패킷 프로토콜을 이용하는, 하나 이상의 WLAN들을 포함하는 무선 통신 네트워크에서 일반적으로 채용된다. 무선 통신 시스템들은 또한 5 GHz에 위치하는 WLAN들에 대한 비허가 주파수 대역과 같은 공유 주파수 대역들에서 동작하도록 구성될 수도 있다.
그러나, 공유 통신 채널 및 공유 주파수 대역을 채용하는 종래의 무선 광대역 통신 시스템들은 일반적으로 모든 멀티미디어 데이터 서비스들에 적합한 데이터 송신 레이트를 제공할 수 없었다는 점에서 결점이 있다. 예를 들면, 5 GHz에 위치하는 WLAN들에 대한 공유 주파수 대역에서 동작하는 무선 통신 시스템들에 관해서는, 5 GHz 대역의 비허가 특성 때문에 동일한 지리적 영역 내에 공유 5 GHz 대역에서 동작하는 2 이상의 WLAN이 전개될 수 있다. 또한, 공유 5 GHz 대역에서 동작하거나 또는 5 GHz 대역 내의 성분들을 갖는 주파수 고조파들을 발생시키는 레이더 및 다른 타입의 무선 통신 시스템들이 동일한 지리적 영역 내에 전개될 수도 있다. 그 결과, 특정 지리적 영역 내에 전개된 그러한 무선 통신 시스템들이 이용할 수 있는 통신 채널들은 증가된 레벨의 노이즈 및 간섭을 가질 수 있고, 이는 원하는 높은 데이터 송신 레이트를 유지하는 시스템의 능력을 방해할 수 있다.
그러므로 포인트 투 포인트 및 포인트 투 멀티포인트 응용에서 보다 고성능 및 증가된 스펙트럼 효율을 제공하는 개선된 무선 광대역 통신 시스템을 갖는 것이 바람직할 것이다. 그러한 고성능 무선 광대역 통신 시스템은 LOS 환경 및 NLOS 환경 모두에서 증가된 데이터 송신 레이트를 가능케 함과 동시에, 위에 설명된 종래의 무선 통신 시스템의 결점들을 피할 것이다.
본 발명에 따르면, 포인트 투 포인트 및 포인트 투 멀티포인트 응용에서 보다 고성능 및 증가된 스펙트럼 효율을 제공하는 개선된 무선 광대역 통신 시스템이 개시된다. 현재 개시된 무선 통신 시스템은 시스템이 이용할 수 있는 각 통신 채널에 대하여 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 전파 경로의 현 조건 또는 "상태"에 관한 정보를 결정하고, 그 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 정보 흐름 채널 또는 다중 정보 흐름 채널들을 선택하는 적응 변조 기법에 의해 그러한 향상된 성능 및 스펙트럼 효율을 달성한다. 현재 개시된 무선 통신 시스템은 LOS(line-of-sight) 환경 및 NLOS(non-line-of-sight) 환경 모두에서 증가된 데이터 송신 레이트를 가능케 한다.
일 실시예에서, 개시된 무선 광대역 통신 시스템은 복수의 송수신기 및 복수의 송신 및 수신 안테나를 포함한다. 상기 복수의 송수신기 및 복수의 송신 및 수신 안테나는 하나 이상의 통신 채널을 통하여 신호를 송신 및 수신하도록 구성 및 배열된다. 이 무선 통신 시스템은 단일 정보 흐름 채널을 통하여 신호를 송신 및 수신하는 단일 입력 다중 출력(SIMO : single input multiple output) 시스템, 또는 다중 정보 흐름 채널들을 통하여 신호를 송신 및 수신하는 다중 입력 다중 출력(MIMO : multiple input multiple output) 시스템으로서 구성될 수 있다. 현재 개시된 실시예에서, 무선 통신 시스템은 통신 링크의 각 단부에 배치된 각각의 송신기, 각각의 수신기, 및 각각의 안테나 쌍을 포함한다. 그러므로 이 시스템은 1:2 SIMO 시스템 또는 2:2 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있다. 이 무선 통신 시스템은 감소된 산란(reduced scattering) 교외 또는 시골 환경과 같은 LOS 환경에서, 또는 다수의 산란 물체들 및 장애물들, 예컨대, 건물, 나무, 언덕, 및/또는 자동차 등을 포함하는 높은 산란 도시 환경과 같은 NLOS 환경에서 전개될 수 있다.
현재 개시된 무선 광대역 통신 시스템은 시스템이 이용할 수 있는 각 통신 채널에 대하여 2개의 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 전파 경로의 현 상태에 관한 정보를 결정하고, 그 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 정보 흐름 채널 또는 이중 정보 흐름 채널들을 선택하는 적응 변조 기법에 의해 향상된 성능 및 스펙트럼 효율을 달성한다. 하나의 동작 모드에서, 적응 변조 기법은 2개의 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 각각의 전파 경로들의 현 상태에 관한 정보를 결정하기 위해 2개의 비중첩(non-overlapping) 파일럿 신호 세트들을 채용한다. 일 실시예에서, 적응 변조 기법은 직교 주파수 분할 변조(OFDM) 파형의 파일럿 캐리어들을 채용하여 직교 채널들을 통하여 각각의 전파 경로들을 따라서 파일럿 신호들을 송신한다. 각 정보 흐름 채널에 대하여 개별적으로 채널 상태 정보가 결정될 수 있도록 하기 위하여, 적응 변조 기법은 각각의 정보 흐름 채널들에 대응하는 전파 경로들을 따라서 파일럿 신호들을 송신할 때 개별적인 OFDM 캐리어 세트들을 채용한다. 통신 링크의 제1 단부에 배치된 송신기 및 안테나 쌍은 각각의 통신 채널들을 통하여 4개의 전파 경로들을 따라서 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 변조 및 송신하도록 동작한다. 다음으로, 통신 링크의 제2 단부에 배치된 수신기 및 안테나 쌍은 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 수신 및 복조하도록 동작한다.
현재 개시된 실시예에서, 수신 복조기는 다수의 정합 필터 세트들을 포함하고, 각 파일럿 신호 세트 및 각 수신 안테나는 상기 정합 필터 세트들 중 각각의 정합 필터 세트와 관련된다. 또한, 파일럿 신호들의 각 주파수("톤")와 관련된 채널 상태 정보는 4 원소 행렬("채널 상태 행렬")로 표현되고, 그 행렬의 각 원소는 2개의 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 전파 경로들 중 하나에 대응한다. 각각의 파일럿 신호 세트와 관련된 정합 필터 세트의 각 출력은 관련된 파일럿 톤에서의 채널 상태 행렬의 원소들 중 하나의 순간 값에 대응한다. 개시된 실시예에서, 2개의 파일럿 신호 세트들은 상기 송신기에 의해 다중 OFDM 버스트들에서 송신되고, 각각의 파일럿 신호 세트들과 관련된 정합 필터 세트들의 출력들은 관련된 파일럿 톤들에서의 채널 상태 행렬들의 원소들의 평균 값들을 얻기 위하여 평균 연산된다. 각 채널 상태 행렬에 포함된 정보는 채널 등화(channel equalization)를 수행하고, 주어진 통신 세션에 대하여 단일 정보 흐름 채널("단일 페이로드 모드") 및 이중 정보 흐름 채널들("이중 페이로드 모드")과 관련된 평균 벡터 오차의 측정 값들을 얻는 데 이용된다. 단일 페이로드 모드는 개시된 무선 통신 시스템의 1:2 SIMO 구성에 대응하고, 이중 페이로드 모드는 개시된 시스템의 2:2 MIMO 구성에 대응한다.
적응 변조 기법은 채널 상태 행렬들에 포함된 정보 및 단일 및 이중 페이로드 모드들에 대한 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 페이로드 모드 또는 이중 페이로드 모드를 선택한다. 현재 개시된 실시예에서, 적응 변조 기법은 미리 정해진 변수 데이터 세트 및 미리 정해진 상수 데이터 세트를 이용하여 위에 설명된 선택들을 행한다. 변수 데이터 세트는 현 송신 변조 모드, 단일 및 이중 페이로드 모드들에 대한 평균 벡터 오차("ave_vec_err") 측정 값들, 변조 모드 "상향 전이(transition-up)" 마진("up_margin"), 변조 모드 "하향 전이(transition-down)" 마진("down_margin"), 채널 상태 행렬들의 행렬식(determinant)들의 크기의 제곱 평균("mean_sqr_A"), 및 채널 상태 행렬들로부터 계산된 불균형(imbalance) 추정 값("mean_sqr_B")을 포함한다.
상수 데이터 세트는 변조 모드 상향 전이/벡터 오차 임계("up_margin_vec_err_thresh") 값, 변조 모드 하향 전이/벡터 오차 임계("down_margin_vec_err_thresh") 값, 및 mean_sqr_A 값에 대응하는 임계 값("thresh_mean_sqr_A")을 포함한다. up_margin_vec_err_thresh 값은 최대 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드 아래의 각 송신 변조 모드와 관련된다. up_margin_vec_err_thresh 값은, 동일한 채널에 대하여, 시스템이 다음 변조 모드에서 동작 중인 경우 통신 링크가 특정된 동작 임계에 있게 될 때 주어진 페이로드 모드에 대한 평균 측정 벡터 오차와 같다. down_margin_vec_err_thresh 값은 최소 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드 위의 각 송신 변조 모드와 관련된다. down_margin_vec_err_thresh 값은, 현 변조 모드가 특정된 동작 임계에 있을 때 평균 측정 벡터 오차와 같다. thresh_mean_sqr_A 값은 경험적으로 결정될 수 있다.
현재 개시된 실시예에서, 적응 변조 기법은 다음의 송신 변조 모드 및 단일/이중 페이로드 모드의 조합들의 리스트를 채용한다:
1. BPSK/단일 페이로드
2. QPSK/단일 페이로드
3. 16 QAM/단일 페이로드
4. 16 QAM/이중 페이로드
5. 64 QAM/이중 페이로드
6. 256 QAM/이중 페이로드
여기서 "BPSK"는 이진 위상 편이 변조(binary phase shift keying)에 해당하고, "QPSK"는 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying)에 해당하고, "QAM"은 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)에 해당한다. 또한, "BPSK/단일 페이로드"는 최저 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드/페이로드 모드 조합이고, "256 QAM/이중 페이로드"는 최고 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드/페이로드 모드 조합이다. 개시된 적응 변조 기법에서, 다음 더 높은 데이터 송신 레이트에 대응하는 다음 변조 모드/페이로드 모드 조합으로의 상향 전이는 다음 조건들이 충족될 때 수행된다:
1. 현 송신 변조 모드가 최고 데이터 송신 레이트에 대응하지 않는다.
2. [(ave_vec_err)-(up_margin)] < (up_margin_vec_err_thresh)
3. 현 변조 모드/페이로드 모드 조합이 16 QAM/단일 페이로드이면, 다음 조건이 충족될 때:
a. mean_sqr_A > thresh_mean_sqr_A
b. (mean_sqr_A)/4 > mean_sqr_B.
또한, 다음 더 낮은 데이터 송신 레이트에 대응하는 다음 변조 모드/페이로드 모드 조합으로의 하향 전이는 다음 조건들이 충족될 때 수행된다:
1. 현 송신 변조 모드가 최저 데이터 송신 레이트에 대응하지 않는다.
2. [(ave_vec_err)-(down_margin)] > (down_margin_vec_err_thresh).
적응 변조 기법은 임의의 원하는 순서로 다음 변조 모드/페이로드 모드 조합으로 상향 전이할지 하향 전이할지를 결정할 수 있고, 임의의 적당한 시간에, 예컨대, 시스템 동작의 매 주기마다 한 번 그러한 결정을 행할 수 있다.
무선 광대역 통신 시스템이 이용할 수 있는 각 통신 채널에 대하여 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 전파 경로의 현 상태에 관한 정보를 결정하고, 그 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 페이로드 동작 모드 또는 이중 페이로드 동작 모드를 선택하기 위해 적응 변조 기법을 채용하는 무선 광대역 통신 시스템을 제공함으로써, LOS 및 NLOS 무선 통신 환경들 모두에서 증가된 데이터 송신 레이트들이 달성될 수 있다.
본 발명의 다른 특징들, 기능들, 및 국면들은 뒤에 오는 발명의 상세한 설명으로부터 명백할 것이다.
본 발명은 뒤에 오는 발명의 상세한 설명을 도면들과 함께 참조하여 더 완전히 이해될 것이다. 도면들 중에서:
도 1은 본 발명에 따라서 1:2 SIMO 시스템(단일 페이로드 모드) 또는 2:2 MIMO 시스템(이중 페이로드 모드)으로서 동작 가능한 무선 광대역 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 도 1의 무선 통신 시스템에 의해 채용되는 예시적인 신호 경로 구성에 관한 도면이다.
도 3은 도 1의 무선 통신 시스템 내에 구현된 적응 변조 서브시스템의 블록도이다.
도 4는 도 1의 무선 통신 시스템에 의해 채널 상태 정보를 결정하는 데 이용되는 파일럿 톤 구조에 관한 도면이다.
도 5는 도 1의 무선 통신 시스템을 동작시키는 방법의 흐름도이다.
DUAL PAYLOAD AND ADAPTIVE MODULATION이라는 발명의 명칭으로 2005년 1월 14일에 출원된 미국 가 특허 출원 번호 60/644,281의 전체 개시 내용이 본 명세서 에 참고로 통합된다.
포인트 투 포인트 및 포인트 투 멀티포인트 응용에서 보다 고성능 및 증대된 스펙트럼 효율을 제공하는 무선 광대역 통신 시스템이 개시된다. 현재 개시된 무선 통신 시스템은 시스템이 이용할 수 있는 각 통신 채널에 대하여 대응하는 송신 및 수신 안테나 쌍들 간의 전파 경로의 현 조건 또는 "상태"에 관한 정보를 결정하고, 그 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 정보 흐름 채널("단일 페이로드 모드") 또는 이중 정보 흐름 채널들("이중 페이로드 모드")을 선택하는 적응 변조 기법을 채용한다. 개시된 무선 통신 시스템은 LOS(line-of-sight) 환경 및 NLOS(non-line-of-sight) 환경 모두에서 증가된 데이터 송신 레이트를 가능케 한다.
도 1은 본 발명에 따라서, 단일 페이로드 모드 또는 이중 페이로드 모드에서 동작 가능한 무선 광대역 통신 시스템(100)의 예시적 실시예를 도시한다. 예시된 실시예에서, 무선 통신 시스템(100)은 복수의 송수신기(102A-lO2B) 및 복수의 고이득 안테나들(106A-lO7A, 106B-lO7B)을 포함한다. 송신기(102A) 및 고이득 안테나들(106A-lO7A)은 통신 링크(번호 지정되지 않음)의 한 단부에 배치될 수 있고, 송신기(102B) 및 고이득 안테나들(106B-lO7B)은 그 링크의 다른 단부에 배치될 수 있다는 것은 말할 것도 없다. 단일 페이로드 모드에서 동작하는 동안, 무선 통신 시스템(100)은 단일 정보 흐름 채널을 통하여 신호를 송신 및 수신하는 1:2 단일 입력 다중 출력(SIMO) 시스템으로서 구성될 수 있다. 이중 페이로드 모드에서 동작하는 동안, 무선 통신 시스템(100)은 2개의 정보 흐름 채널들을 통하여 신호를 송 신 및 수신하는 2:2 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템으로서 구성될 수 있다. 그러나, 무선 통신 시스템(100)은 단일 페이로드 모드에서 동작하는 동안 대안적으로 1:4 SIMO 시스템, 1:n SIMO 시스템, 또는 임의의 다른 적당한 타입의 SIMO 시스템으로서 구성될 수 있다는 것을 이해할 수 있다. 또한 무선 통신 시스템(100)은 이중 페이로드 모드에서 동작하는 동안 대안적으로 2:4 MIMO 시스템, 2:n MIMO 시스템, n:n MIMO 시스템, 또는 임의의 다른 적당한 타입의 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있다는 것을 이해할 수 있다. 도 1의 무선 통신 시스템(100)은 예시를 위하여 단일 페이로드 모드에서는 1:2 SIMO 시스템으로서 또는 이중 페이로드 모드에서는 2:2 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있는 것으로 묘사되어 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 무선 통신 시스템(100)은 통신 링크의 한 단부에서 안테나들(106A-lO7A)에 동작가능하게 접속된 송수신기(102A), 및 링크의 다른 단부에서 안테나들(106B-lO7B)에 동작가능하게 접속된 송수신기(102B)를 포함한다. 안테나들(106A-lO7A, 106B-lO7B)은 링크의 각각의 단부들 간에 4개의 신호 경로 w, x, y, z를 따라서 전파하는 신호들을 송신 및 수신하도록 동작한다. 송수신기(102A)는 송신기(103A) 및 저잡음 수신기(104A)를 포함하고, 송수신기(102B)는 송신기(103B) 및 저잡음 수신기(104B)를 포함한다. 송신기(103A)는 다음의 기능적 컴포넌트들: 송신 변조기(110), 디지털-아날로그(D-A) 변환기들(112-113), 주파수 합성기(114), 믹서들(116-117), 및 고전력 증폭기들(118-119)을 포함한다. 송신기(103B)는 송신기(103A)와 동일한 기능적 컴포넌트들을 포함할 수 있다는 것은 말할 것도 없다. 도 1은 명료한 예시를 위하여 송신기(103A)의 기능적 컴포넌트들을 도시한다.
구체적으로, 데이터 소스 A는 사용자 데이터를 송신 변조기(110)에 제공하고, 송신 변조기(110)는 변조된 데이터 출력들을 D-A 변환기들(112-113)에 제공하고 합성기(114)의 동작을 제어한다. D-A 변환기들(112-113)은 송신 변조기 출력들을 아날로그 신호들로 변환하고, 그 아날로그 신호들을 믹서들(116-117)에 제공한다. 다음으로, 합성기(114)는 적당한 합성된 캐리어들을 믹서들(116-117)에 제공하고, 믹서들(116-117)은 아날로그 신호들을 무선 주파수들로 믹싱한다. 그 후 전력 증폭기들(118-119)은 무선 신호들을 증폭하고, 증폭된 신호들을 통신 링크를 통한 후속 송신을 위하여 안테나들(106A-lO7A)에 제공한다.
수신기(104B)는 다음의 기능적 컴포넌트들: 믹서들(120-121), 아날로그-디지털(A-D) 변환기들(122-123), 주파수 합성기(124), 및 신호 처리기(126)를 포함한다. 수신기(104A)는 수신기(104B)와 동일한 기능적 컴포넌트들을 포함할 수 있다는 것은 말할 것도 없다. 도 1은 명료한 예시를 위하여 수신기(104B)의 기능적 컴포넌트들을 도시한다. 구체적으로, 안테나들(106B-lO7B)에 의해 수신된 무선 신호들은 믹서들(120-121)에 제공되고, 믹서들(120-121)은 각각 그 신호들을 합성기(124)에 의해 발생된 적당한 합성된 주파수들을 이용하여 아날로그 베이스밴드 신호들로 믹싱한다. 다음으로, A-D 변환기들(122-123)은 아날로그 베이스밴드 신호들을 디지털 베이스밴드 신호들로 변환한다. 그 후 신호 처리기(126)는 디지털 신호들을 처리(예컨대, 복호화 및 복조)하여 사용자 데이터를 복원하고, 사용자 데이터는 그 후 데이터 링크 B에 제공된다. 신호 처리기(126)는 또한 합성기(124)의 동작을 제어한다. 일 실시예에서, 신호 처리기(126)는 각 신호의 위상을 정렬되도록 개념적으로 회전시킨 다음, 각 신호의 진폭을 결합된 신호-잡음 비를 최대화하도록 조정함으로써 신호들을 결합하는 최대 비율 결합기(MRC : maximum ratio combiner; 최적 결합기(optimum combiner)로도 알려짐)로서 동작한다.
데이터 소스들 A-B 및 데이터 싱크들 A-B는 하나 이상의 근거리 네트워크들(LAN들) 또는 라우터들에의 각각의 접속들을 포함할 수 있다는 것에 유의한다. 대안적으로, 데이터 소스들 A-B 및 데이터 싱크들 A-B는 각각의 사용자 디바이스들에의 직접 접속들을 포함할 수 있다. 또한, 송수신기들(102A-lO2B)의 각각은 소프트웨어 정의 라디오(software-defined radio)로서 구현될 수 있다. 예를 들면, 각 송신기(103A-lO3B)에 포함된 송신 변조기(110)는 소프트웨어에서 정의되는 채널 변조 파형들을 채용할 수 있고, 각 수신기(104A-lO4B)에 포함된 신호 처리기(126)(본 명세서에서는 "수신 복조기"로도 불림)는 소프트웨어에서 정의되는 복조 기법들을 이용하여 상기 채널 파형들을 복조할 수 있다. 그러나, 송수신기들(102A-102B)을 구현하는 데 필요한 기능들은 전부 또는 일부가 신호 프로세서, 마이크로컨트롤러, 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 적당한 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 이용하여 하드웨어 또는 소프트웨어 또는 그들의 어떤 조합을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다.
위에 기술된 바와 같이, 무선 광대역 통신 시스템(100)은 감소된 산란 교외 또는 시골 환경과 같은 LOS 환경에서, 또는 다수의 산란 물체들 및 장애물들, 예컨대, 건물, 나무, 언덕, 및/또는 자동차 등을 포함하는 높은 산란 도시 환경과 같은 NLOS 환경에서 동작하도록 구성될 수 있다. 무선 통신 시스템(100)이 NLOS 환경에서 동작하도록 구성되는 경우, 그 시스템(100)은 다음 능력들을 갖는다: (1) 그 환경 내의 산란 물체들 및 장애물들에 기인하는 손실들(초과 경로 손실(excess path loss)로도 알려짐)을 극복하는 능력, (2) 신호 페이딩을 완화시키는 능력, 및 (3) 분산 채널(dispersive channel)들에서 동작하는 능력. 현재 개시된 실시예에서, 무선 통신 시스템(100)은 고전력 증폭기들(118-119), 저잡음 수신기들(104A-lO4B), 및 고이득 안테나들(106A-lO7A, 106B-lO7B)(도 1 참조)을 통하여 달성되는 높은 시스템 이득을 제공함으로써 초과 경로 손실을 극복한다. 또한, 무선 통신 시스템(100)은 일반적으로 초과 경로 손실에 동반하는 신호 페이딩을, 적당한 다이버시티 모드들, 예컨대, 편파 다이버시티(polarization diversity), 지연 다이버시티, 및 공간 다이버시티와 함께 적당한 시공간 부호화(space-time coding) 기법을 채용하여 완화시킨다. 또한, 무선 통신 시스템(100)은 직교 주파수 분할 변조(OFDM)를 채용하여 채널 다이내믹스 및 채널에서의 분산(dispersion)의 레벨을 수용함으로써 분산 채널에서 동작하는 능력을 제공한다. 도 1의 무선 통신 시스템(100)에 포함된 각종 컴포넌트들의 상세에 대해서는 MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT (MIMO) WIRELESS COMMUNICATI0NS SYSTEM이라는 발명의 명칭으로 2005년 4월 27일에 출원된 공동 계류중인 미국 특허 출원 번호 l1/115,943("'943 출원")에 더 설명되어 있고, 그 전체 개시 내용이 본 명세서에 참고로 통합된다.
도 2는 무선 통신 시스템(100)(도 1 참조)의 안테나들(106A-lO7A, 106B-107B) 간의 4개의 신호 전파 경로들 w, x, y, z의 단순화된 표현을 도시한다. 현 재 개시된 실시예에서, 각 안테나 쌍(106A-lO7A 및 106B-lO7B)은 공간 다이버시티를 제공하기 위해 미리 정해진 간격을 가질 수 있다. 또한, 안테나들(106A-lO6B) 각각은 수평 편파 안테나들일 수 있고, 안테나들(107A-lO7B) 각각은 수직 편파 안테나들일 수 있고, 그에 의해 편파 다이버시티를 제공한다. 이 예시적 실시예에서, 전파 경로 w는 수평-수평(H-H) 경로 지정으로 나타낸 바와 같이 수평 편파 경로이고, 전파 경로 z는 수직-수직(V-V) 경로 지정으로 나타낸 바와 같이 수직 편파 경로이다.
무선 통신 시스템(100)이 NLOS 환경에서 동작하도록 구성되는 경우, 그 환경을 통하여 전파하는 송신 신호들의 산란은 수직-수평(V-H) 및 수평-수직(H-V) 경로 지정들로 각각 나타낸 바와 같이 전파 경로들 x, y를 따라서 편파 변환(polarization conversion)이 일어나게 할 수 있다. 편파 변환은 정확하게 정렬되어 있지 않은 안테나들(106A-lO7A 및 106B-lO7B)의 편파로부터, 및 송신 신호들이 대기를 전파할 때 편파들의 뒤틀림(twisting)으로부터 생길 수도 있다는 것은 말할 것도 없다.
여기서는 동극성(co-polar) 신호들 H-H, V-V가 각각 수평 편파 경로 w 및 수직 편파 경로 z를 따라서 전파하는 것으로 묘사되어 있지만, 그 동극성 신호들 H-H, V-V(및 경로 x 및 y를 따라서 각각 전파하는 교차 극성 신호들 V-H, H-V)는 임의의 적당한 선형 또는 원형 직교 편파들에 대응할 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다. 예를 들면, 선형 직교 편파들은 임의의 적당한 선형 직교 각들에 대응할 수 있고, 원형 직교 편파들은 임의의 적당한 우회전(right hand circular) 및 좌회 전(left hand circular) 직교 편파들에 대응할 수 있다. 또한 그러한 선형 또는 원형 직교 편파들은 명목상으로만 직교할 수도 있음을 이해해야 할 것이다. 예를 들면, 수평 및 수직 선형 직교 편파들이 채용되는 경우, 수평 및 수직 선형 편파들에 대응하는 선형 직교 각들은 +30° 및 -60°, 0° 및 ±90°, 0° 및 ±80°, 또는 임의의 다른 적당한 직교 또는 명목상 직교 각들일 수 있다.
무선 광대역 통신 시스템(100)(도 1 참조)은 안테나들(106A-lO7A 및 106B-107B) 간의 전파 경로들 w, x, y, z의 현 상태에 관한 정보를 결정하고, 그 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 페이로드 동작 모드 또는 이중 페이로드 동작 모드를 선택하는 적응 변조 기법에 의해 포인트 투 포인트 및 포인트 투 멀티포인트 응용에서 보다 고성능 및 증가된 스펙트럼 효율을 제공한다. 단일 페이로드 동작 동작에서는, 무선 통신 시스템(100)은 전파 경로들 w 및 z를 따르는 단일 정보 흐름 채널을 통하여 신호들을 송신하고, 이중 페이로드 동작 모드에서는, 시스템(100)은 전파 경로들 w 및 z를 각각 따르는 2개의 정보 흐름 채널들을 통하여 신호들을 송신한다는 것에 유의한다.
현재 개시된 실시예에서, 적응 변조 기법은 안테나들(106A-lO7A 및 106B-107B)(도 1 참조) 간의 각각의 전파 경로들 w, x, y, z의 현 상태들에 관한 정보를 결정하기 위해 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 채용한다. 구체적으로, 이 적응 변조 기법은 직교 주파수 분할 변조(OFDM) 파형의 파일럿 캐리어들을 채용하여 직교 채널들을 통하여 각각의 경로들 w, x, y, z를 따라서 파일럿 신호들을 송신한다. 단일 페이로드 동작 모드 및 이중 페이로드 동작 모드의 각각에 대하여 개별 적으로 채널 상태 정보가 결정될 수 있도록 하기 위하여, 적응 변조 기법은 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 송신할 때 개별적인 OFDM 캐리어 세트들을 채용한다.
현재 개시된 적응 변조 기법에 의해 채용되는 각 파일럿 캐리어는 전형적으로 진폭 변조(AM)에서 이용되는 캐리어 또는 단일 측파대(SSB : single sideband) 동작에서 이용되는 억제된 캐리어와 같다는 것에 유의한다. 또한, 전파 경로들 w, x, y, z를 따라서 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 송신하는 데 이용되는 OFDM 캐리어들은 적응 변조 기법이 각각의 경로들 w, x, y, z의 복소 임펄스 응답(complex impulse response)들을 결정할 수 있게 하기에 충분하도록 선택된다.
예를 들면, 송신기(103A)(도 1 참조)는 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 하나를 신호 SigA1 내에서 안테나(106A)에 제공할 수 있고, 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 다른 하나를 신호 SigA2 내에서 안테나(107A)에 제공할 수 있다. 안테나들(106A, 107A)로부터의 송신에 이어서, 신호들 SigA1 및 SigA2는 동극성 신호들로서 신호 경로들 w, z를 따라서 그리고 교차 극성 신호들로서 신호 경로들 x, y를 따라서 전파할 수 있고, 그에 의해 신호들 Sig(wA1+xA2), Sig(yA1+zA2)가 안테나들(106B, 107B) 및 수신기(104B)에 의해 수신되게 한다. 송신기(103A) 및 안테나들(106A-lO7A)은 전파 경로들 w, x, y, 및 z를 따라서 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 변조 및 송신하도록 동작하고 안테나들(106B-lO7B) 및 수신기(104B)는 그 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 수신 및 복조하도록 동작한다.
송신기(103B)(도 1 참조)는 유사하게 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 하나를 신호 SigB1 내에서 안테나(106B)에 제공할 수 있고, 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 다른 하나를 신호 SigB2 내에서 안테나(107B)에 제공할 수 있다는 것은 말할 것도 없다. 안테나들(106B, 107B)로부터의 송신에 이어서, 신호들 SigB1 및 SigB2는 동극성 신호들로서 신호 경로들 w, z를 따라서 그리고 교차 극성 신호들로서 신호 경로들 x, y를 따라서 반대 방향으로 전파할 수 있고, 그에 의해 신호들 Sig(wB1+xB2), Sig(yB1+zB2)가 안테나들(106A, 107A) 및 수신기(104A)에 의해 수신되게 한다.
도 3은 무선 통신 시스템(도 1 참조) 내에서 개시된 적응 변조 기법을 구현하도록 동작하는 적응 변조 서브시스템(300)의 예시적 실시예를 도시한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 적응 변조 서브시스템(300)은 송신 변조기(302), 수신 복조기(304), 수신 신호 처리기(306), 적응 변조 제어기(310), 및 송신 신호 처리기(314)를 포함한다. 현재 개시된 실시예에서, 송신 변조기(302)는 일반적으로 송신기(103A 또는 103B)(도 1 참조)에 포함된 송신 변조기(110)에 대응하고, 수신 복조기(304)는 일반적으로 수신기(104A 및 104B)(도 1 참조)에 포함된 신호 처리기(126)에 대응한다. 또한, 송신 신호 처리기(314)는 송신기(103A 또는 103B)에 포함되고, 수신 신호 처리기(306) 및 적응 변조 제어기(310)는 수신기(104A 및 104B)에 포함된다는 것은 말할 것도 없다. 송신 변조기(302), 수신 복조기(304), 수신 신호 처리기(306), 적용 변조 제어기(310), 및 송신 신호 처리기(314)를 구현하는 데 필요한 기능들은 전부 또는 일부가 하드웨어 또는 소프트웨어 또는 그들의 어떤 조합을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 적어도 하나의 대표 채널(312)이 송신 변조 기(302)와 수신 복조기(304) 사이에 배치된다. 이 채널(312)은 무선 통신 시스템(100)이 이용할 수 있는 통신 채널들 중 적어도 하나를 나타낸다. 수신 신호 처리기(306)는 위에 설명된 비중첩 파일럿 신호 세트들을 이용하여 대표 채널(312)의 임펄스 응답을 결정하고, 채널 추정의 지시(indication)를 적응 변조 제어기(310)에 제공하도록 동작한다. 현재 개시된 실시예에서, 채널 임펄스 응답은 4 원소 행렬("채널 상태 행렬")에 의해 표현될 수 있고, 행렬의 각 원소는 안테나들(106A-107A, 106B-lO7B) 간의 전파 경로들 w, x, y, z 중 하나에 대응한다. 예를 들면, 채널 상태 행렬은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007051215140-PCT00001
여기서 "A1" 및 "A2"는 각각 송신기(103A)(도 1 참조)에 의해 송신되는 신호들 SigA1 및 SigA2에 대응하고, "A1→A2" 및 "A2→A2"는 각각 신호 경로들 w 및 z를 따라서 전파하는 신호들 SigA1 및 SigA2에 대응하는 정보를 나타내고, "A1→A2" 및 "A2→A1"은 각각 신호 경로들 x 및 y를 따라서 신호들 SigA1 및 SigA2 간에 일어날 수 있는 누화(cross-talk)에 대응하는 정보를 나타낸다. 적응 변조 제어기(310)는 채널 상태 행렬에 포함된 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 페이로드 동작 모드 또는 이중 페이로드 동작 모드를 선택하고, 이들 선택의 지시를 수신 복조기(304)에, 및 신호 경로(311)(도 3 참조)를 통한 피드백에 의하여 송신 신호 처리기(314)에 제공하도록 동작한다. 송신 신호 처리기(314)는, 필요할 경우, 변조 및 페이로드 모드 선택들에 기초하여, 송신 데이터의 사전 조절(preconditioning)을 수행하고, 사전 조절된 데이터를 후속 송신을 위하여 송신 변조기(302)에 제공하도록 동작한다.
상기 수학식 1의 채널 상태 행렬의 행렬식 R은 다음 수학식으로서 표현될 수 있다는 것에 유의한다.
R = w*z - x*y
또한, 수학식 1의 채널 상태 행렬은 일반적으로 다음 수학식으로 표현될 수
있다.
Figure 112007051215140-PCT00002
여기서 "K"는 무선 통신 시스템의 범위에 의존하는 상수 값이다. 이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 무선 통신 시스템이 이용할 수 있는 통신 채널들은 대응하는 채널 상태 행렬의 행렬식 R(수학식 2 참조)이 클 때, 즉, 행렬 원소들 x, y의 곱이 행렬 원소들 w, z의 곱에 대하여 상대적으로 작을 때 실질적으로 직교하는 것으로 간주될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이용할 수 있는 실질적으 로 직교하는 채널들을 갖는 그러한 시스템은 이중 페이로드 모드에서 동작할 수 있다.
일 실시예에서, 이중 페이로드 모드에서 동작하기에 적합한 실질적으로 직교하는 채널들을 갖는 무선 통신 시스템은 직교 편파들을 갖는 일치하는(coincident) 안테나들을 포함한다. 그러한 시스템에서, 대응하는 채널 상태 행렬은 일반적으로 작은 원소들 x, y, 및 실질적으로 같고 통상적으로 원소들 x, y에 대하여 상대적으로 큰 원소들 w, z를 포함한다. 이중 페이로드 모드에서, 그러한 시스템은 2개의 송신 데이터 페이로드(two payloads of transmission data), 예컨대, 안테나(106A)(도 1 참조)로부터의 제1 송신 정보 페이로드 및 안테나(107A)(도 1 참조)로부터의 제2 송신 정보 페이로드를 송신할 수 있다. 또한, 안테나(106A)로부터의 송신은 잡음 증폭 없이 수신기(104B)(도 1 참조)에서 안테나(107A)로부터의 송신과 분리될 수 있다. 이 실시예에서, 안테나들의 직교 편파들은 수직 및 수평, 우회전 및 좌회전, 또는 임의의 다른 적당한 직교 편파들일 수 있다.
다른 실시예에서, 이중 페이로드 모드에서 동작하기에 적합한 실질적으로 직교하는 채널들을 갖는 무선 통신 시스템은 통신 링크의 각 단부에서 동일하지 않은 안테나 편파 배향(antenna polarization orientation)을 포함한다. 그러한 시스템에서, 채널 상태 행렬은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007051215140-PCT00003
여기서 "K"는 시스템의 범위에 의존하는 상수 값이다. 따라서 수학식 4의 채널 상태 행렬의 행렬식 R은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007051215140-PCT00004
채널 상태 행렬 원소들 w 및 z는 행렬 원소들 x 및 y에 대하여 상대적으로 크기 때문에, 그러한 시스템은 2개의 송신 데이터 페이로드들을 송신하기 위한 이중 페이로드 모드에서 동작할 수 있다.
또 다른 실시예에서, 이중 페이로드 모드에서 동작하기에 적합한 실질적으로 직교하는 채널들을 갖는 무선 통신 시스템은 공간적으로 다양한(diverse) 안테나들(예컨대, 안테나들(106A, 107A 및 106B, 107B); 도 1 참조)을 포함한다. 일 실시예에서, 안테나들 간의 간격은 약 30 m일 수 있고, 시스템의 범위는 약 40 km일 수 있다. 또한, 채널 상태 행렬은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007051215140-PCT00005
여기서 "K"는 시스템의 범위에 의존하는 상수 값이고, 채널 상태 행렬의 행렬식 R은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007051215140-PCT00006
채널 상태 행렬 원소들 w 및 z는 행렬 원소들 x 및 y에 대하여 상대적으로 크기 때문에, 그러한 시스템은 2개의 송신 데이터 페이로드들을 송신하기 위한 이중 페이로드 모드에서 동작할 수 있다. 이 실시예에서, 안테나들의 편파는 수직, 수평, 또는 임의의 다른 적당한 편파일 수 있다는 것에 유의한다. 또한, 안테나들의 간격 배향(spacing orientation)은 수직 또는 수평일 수 있고, 송신 및 수신 안테나들에 대하여 실질적으로 동일할 수 있다.
일 실시예에서, 적응 변조 서브시스템(300)(도 3 참조)에 포함된 수신 복조기(304)는 다수의 정합 필터 세트들(도시되지 않음)을 포함하고, 각 파일럿 신호 세트 및 각 수신 안테나는 상기 정합 필터 세트들 중 각각의 것과 관련된다. 또한, 파일럿 신호들의 각 주파수("톤")와 관련된 채널 상태 정보는 상기 수학식 1에 표현된 것과 같은 채널 상태 행렬로 표현될 수 있다. 각각의 파일럿 신호 세트와 관련된 정합 필터 세트의 각 출력은 관련된 파일럿 톤에서의 채널 상태 행렬의 원소들 중 하나의 순간 값에 대응한다.
상술한 바와 같이, 무선 통신 시스템(100)(도 1 참조)에 포함된 송신기(103A)는 전파 경로들 w, x, y, 및 z를 따라서 송신하기 전에 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 변조한다. 적응 변조 기법은 OFDM 파형의 파일럿 캐리어들을 채용하여 2개의 파일럿 신호 세트들을 직교 채널들을 통하여 각각의 경로들 w, x, y, z를 따라서 송신하기 때문에, 수신 복조기(304)(도 3 참조)는 각각의 파일럿 신호 세트들과 관련된 채널 응답들을 분리시킬 수 있다. 현재 개시된 실시예에서, 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들은 송신기(103A)에 의해 다수의 OFDM 버스트들, 예컨대, 연속적인 OFDM 버스트 쌍들에서 송신된다. 일 실시예에서, 송신기(103A)는, 버스트 쌍의 제1 OFDM 버스트에서, "짝수" 파일럿 톤들은 안테나(106A)에 의해 제공되는 신호 출력을 위하여 전력을 공급받고, "홀수" 파일럿 톤들은 안테나(107A)에 의해 제공되는 신호 출력을 위하여 전력을 공급받도록 파일럿 신호들의 온/오프 변조를 수행한다. 다음으로, 버스트 쌍의 제2 OFDM 버스트에서, 홀수 파일럿 톤들은 안테나(106A)로부터의 신호 출력을 위하여 전력을 공급받고, 짝수 파일럿 톤들은 안테나(107A)로부터의 신호 출력을 위하여 전력을 공급받는다.
따라서, 현재 개시된 무선 통신 시스템에서, 채널 상태 행렬은 OFDM 심벌 구조 내의 파일럿 톤들을 이용하여 결정될 수 있다. 구체적으로, 파일럿 톤들은 미리 정해진 위상을 갖는 OFDM 심벌들 내의 서브캐리어들(sub-carriers)의 서브 셋(subset)이다. 즉, 그것들은 데이터 페이로드를 운반하지 않는다. 채널 상태 행렬의 결정을 가능케 하기 위해, 각 안테나로부터 송신되는 심벌들은 상호 배타적인 파일럿 톤 세트들을 운반하도록 구성된다. 예컨대, 어떤 파일럿 톤이 하나의 송신 안테나로부터의 송신에 존재한다면, 그 파일럿 톤은 다른 송신 안테나 또는 안테나들로부터의 송신에는 없다. 또한, 안테나들 간의 각 전파 경로의 채널 특성들은 시간에 걸쳐서 주파수의 함수로서 조성될 수 있지만, 데이터 페이로드 용량에는 큰 영향이 없다. 개시된 무선 통신 시스템은 데이터 운반 캐리어들, OFDM 스펙트럼 내의 파일럿들의 위치, 및 파일럿들과 데이터 서브캐리어들 간의 임의의 교호의 듀티비에 관하여 파일럿들의 수의 임의의 적당한 순열(permutation)을 채용할 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다.
도 4는 현재 개시된 무선 통신 시스템(100)(도 1 참조)과 함께 이용될 수 있는 예시적 파일럿 톤 구조를 도시한다. 구체적으로, 도 4의 위쪽 도면은 예컨대 안테나(106A)(도 1 참조)로부터 송신되는 신호 Tx1의 스펙트럼을 예시하고, 도 4의 아래쪽 도면은 예컨대 안테나(107A)(도 1 참조)로부터 동시에 송신되는 신호 Tx2의 스펙트럼을 예시한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 신호 송신들 Tx1, Tx2에 포함된 파일럿 톤들은 상호 배타적인 주파수들을 점유하고, 그에 의해 전파 경로들 w, x, y 및 z(도 1 참조)의 채널 특성들이 개별적으로 결정될 수 있게 한다. 일 실시예에서, 안테나들(106A, 107A)로부터 송신되는 파일럿들의 위치들은, 주파수의 함수로서 조성되는, 각 채널의 등화 특성에서 더 큰 해상도(resolution)를 가능하게 하도록 교호 OFDM 심벌들에서 교호될 수 있다. 개시된 무선 통신 시스템(100) 내에 서 임의의 다른 적당한 파일럿 톤 구조가 채용될 수도 있다는 것을 이해해야 할 것이다.
적응 변조 서브시스템(300)(도 3 참조)에 포함된 수신 신호 처리기(306)는 각각의 파일럿 신호 세트들과 관련된 정합 필터 세트들의 출력들을 평균 연산하여 관련된 파일럿 톤들에서의 채널 상태 행렬들의 원소들의 평균 값들을 획득한다. 일 실시예에서, 수신 신호 처리기(306)는 10개의 OFDM 버스트들에 대하여 채널 상태 정보를 평균 연산한다. 수신 신호 처리기(306)는 이 평균 연산된 채널 상태 정보의 지시들을 채널 등화를 수행하는 데 이용하기 위해 수신 복조기(304)에 제공한다. 또한, 수신 신호 처리기(306)는 그 채널 상태 정보를 이용하여 주어진 통신 세션에 대하여 단일 페이로드 동작 모드 및 이중 페이로드 동작 모드와 관련된 평균 벡터 오차의 측정 값들을 획득한다.
상술한 바와 같이, 무선 통신 시스템(100)(도 1 참조)은 단일 페이로드 동작 모드에서는 1:2 SIMO 시스템으로서 구성될 수 있고, 이중 페이로드 동작 모드에서는 2:2 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있다. 단일 페이로드 모드에서 동작하는 동안, 수신 신호 처리기(306)(도 3 참조)는 채널 상태 정보를 후속 채널 등화를 위하여 수신 복조기(304)에 제공하기 전에 그 채널 상태 정보를 채널 상태 행렬 형식(예컨대, 수학식 1 참조)으로부터 1:2 SIMO 시스템 구성에 의해 이용하는 데 적합한 채널 상태 벡터 형식으로 변환한다. 예를 들면, 채널 상태 행렬은 주어진 파일럿 톤에 대하여 각각의 수신 안테나에 대응하는 원소들 전부를 합산함으로써 채널 상태 벡터로 변환될 수 있다. 이중 페이로드 모드에서 동작하는 동안, 수신 신호 처리기(306)는 채널 상태 정보의 지시들을 채널 상태 행렬 형식으로 바로 수신 복조기(304)에 제공할 수 있다는 것은 말할 것도 없다.
위에서 더 설명된 바와 같이, 적응 변조 제어기(310)는 채널 상태 행렬에 포함된 현 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 주어진 통신 세션에 대하여 최적의 송신 변조 모드 및 단일 페이로드 동작 모드 또는 이중 페이로드 동작 모드를 선택한다. 현재 개시된 실시예에서, 적응 변조 제어기(310)는 미리 정해진 변수 데이터 세트 및 미리 정해진 상수 데이터 세트를 이용하여, 채널 상태 정보 및 단일 및 이중 페이로드 모드들에 대한 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여 이들 선택들을 행한다. 예를 들면, 적응 변조 제어기(310)는 전형적으로 약 1 msec와 같은 시스템 동작 주기마다 한 번, 또는 임의의 다른 적당한 시간에 그러한 선택들을 행할 수 있다.
변수 데이터 세트는 현 송신 변조 모드, 단일 및 이중 페이로드 모드들에 대한 평균 벡터 오차("ave_vec_err") 측정 값들, 변조 모드 "상향 전이" 마진("up_margin") 값, 변조 모드 "하향 전이" 마진("down_margin") 값, 채널 상태 행렬들의 행렬식들의 크기들의 제곱 평균("mean_sqr_A"), 및 채널 상태 행렬들로부터 계산된 불균형 추정 값("mean_sqr_B")을 포함한다. 예를 들면, ave_vec_err 측정 값들은 순간 벡터 오차 추정 값들을 필터링하고, 필터링된 벡터 오차 추정 값들을 dB로 변환함으로써 얻어질 수 있다. ave_vec_err 측정 값들은 전형적으로 0 내지 -40 dB의 범위 내에 있고 더 높은 SNR들을 갖는 링크들에 대해서는 더 큰 음의 측정 값들을 갖는다. up_margin 및 down_margin 값들도 dB로 표현되고, 전형적으 로 1 내지 5 dB의 범위 내에 있다. 적응 변조 기법은 채널 다이내믹스 또는 간섭을 수용하기 위해 up_margin 및 down_margin을 변경할 수 있다. 또한, 개시된 실시예에서, 적응 변조 기법은 특정된 채널 상태 행렬 세트를 이용하여 mean_sqr_A 및 mean_sqr_B 값들을 계산할 수 있다. 예를 들면, OFDM 파형 내의 캐리어들의 수는 1024개일 수 있고, 캐리어들의 8개 중 하나는 파일럿 캐리어들로서 지정될 수 있고, 나머지 캐리어들은 데이터 캐리어들로서 지정될 수 있다. 그 후 채널 상태 행렬 세트는 이 특정된 파일럿 톤 세트를 이용하여 결정될 수 있다. 수학식 2에서 나타낸 바와 같이, 채널 상태 행렬의 행렬식 R은 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
R = w*z - x*y
따라서,
Figure 112007051215140-PCT00007
Figure 112007051215140-PCT00008
여기서,
v = w*x + y*z
상수 데이터 세트는 변조 모드 상향 전이/벡터 오차 임 계("up_margin_vec_err_thresh") 값, 변조 모드 하향 전이/벡터 오차 임계("down_margin_vec_err_thresh") 값, 및 mean_sqr_A 값에 대응하는 임계 값("thresh_mean_sqr_A")을 포함한다. up_margin_vec_err_thresh 값은 최대 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드 아래의 각 송신 변조 모드와 관련된다. up_margin_vec_err_thresh 값은, 동일한 채널에 대하여, 시스템이 다음 변조 모드에서 동작 중인 경우 통신 링크가 특정된 동작 임계에 있게 될 때 주어진 페이로드 모드에 대한 평균 측정 벡터 오차와 같다. down_margin_vec_err_thresh 값은 최소 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드 위의 각 송신 변조 모드와 관련된다. down_margin_vec_err_thresh 값은, 현 변조 모드가 특정된 동작 임계에 있을 때 평균 측정 벡터 오차와 같다. thresh_mean_sqr_A 값은 경험적으로 결정될 수 있다는 것에 유의한다.
현재 개시된 실시예에서, 적응 변조 기법은 다음의 송신 변조 모드 및 단일/이중 페이로드 모드의 조합들의 리스트를 채용한다.
1. BPSK/단일 페이로드
2. QPSK/단일 페이로드
3. 16 QAM/단일 페이로드
4. 16 QAM/이중 페이로드
5. 64 QAM/이중 페이로드
6. 256 QAM/이중 페이로드
여기서 "BPSK"는 이진 위상 편이 변조(binary phase shift keying)에 해당하 고, "QPSK"는 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying)에 해당하고, "QAM"은 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)에 해당한다. 또한, "BPSK/단일 페이로드"는 최저 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드/페이로드 모드 조합이고, "256 QAM/이중 페이로드"는 최고 데이터 송신 레이트에 대응하는 변조 모드/페이로드 모드 조합이다. 임의의 다른 적당한 전송 변조 모드/페이로드 모드 조합들의 리스트가 채용될 수 있다는 것은 말할 것도 없다. 개시된 적응 변조 기법에서, 다음 더 높은 데이터 송신 레이트에 대응하는 다음 변조 모드/페이로드 모드 조합으로의 상향 전이는 다음 조건들이 충족될 때 수행된다:
1. 현 송신 변조 모드가 최고 데이터 송신 레이트에 대응하지 않는다. 예컨대, 현 변조 모드는 256 QAM이 아니다.
2. [(ave_vec_err)-(up_margin)] < (up_margin_vec_err_thresh)
3. 현 변조 모드/페이로드 모드 조합이 16 QAM/단일 페이로드이면, 다음 조건이 충족될 때:
a. mean_sqr_A > thresh_mean_sqr_A
b. (mean_sqr_A)/4 > mean_sqr_B.
또한, 다음 더 낮은 데이터 송신 레이트에 대응하는 다음 변조 모드/페이로드 모드 조합으로의 하향 전이는 다음 조건들이 충족될 때 수행된다:
1. 현 송신 변조 모드가 최저 데이터 송신 레이트에 대응하지 않는다. 예컨대, 현 변조 모드는 BPSK가 아니다.
2. [(ave_vec_err)-(down_margin)] > (down_margin_vec_err_thresh).
이하에서는 현재 개시된 적응 변조 기법에 따라서 무선 광대역 통신 시스템을 동작시키는 방법에 대하여 도 5를 참조하여 설명한다. 단계 502에 도시된 바와 같이, 단일 정보 흐름 채널을 갖는 1:2 SIMO 시스템으로서 또는 이중 정보 흐름 채널들을 갖는 2:2 MIMO 시스템으로서 구성될 수 있는 무선 광대역 통신 시스템이 제공된다. 다음으로, 단계 504에 도시된 바와 같이, OFDM 파형의 미리 정해진 파일럿 캐리어들을 이용하여 각각의 정보 흐름 채널들을 통하여, 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들이 변조 및 송신된다. 그 후 단계 506에 도시된 바와 같이, 2개의 파일럿 신호 세트들은 수신 및 복조된다. 다음으로, 단계 508에 도시된 바와 같이, 2개의 복조된 파일럿 신호 세트들을 이용하여 채널 상태 정보 및 1:2 SIMO 시스템 구성에 대한 단일 정보 흐름 채널에, 및 2:2 MIMO 시스템 구성에 대한 이중 정보 흐름 채널들에 대응하는 평균 벡터 오차 측정 값들을 결정한다. 그 후 단계 510에 도시된 바와 같이, 단계 508에서 결정된 채널 상태 정보 및 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여, 최적의 송신 변조 모드 및 1:2 SIMO 시스템 구성 또는 2:2 MIMO 시스템 구성이 선택된다.
이 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 여기에 개시된 발명의 사상에서 벗어나지 않고 위에 설명된 무선 광대역 통신 시스템에 대한 수정 및 변형이 이루어질 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명은 첨부된 청구항들의 범위 및 정신에 의한 경우 외에는 제한되는 것으로 간주되어서는 안 될 것이다.

Claims (40)

  1. 무선 광대역 통신 시스템으로서,
    적어도 하나의 송신기와;
    적어도 2개의 송신 안테나 - 상기 송신기 및 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 적어도 하나의 통신 채널을 통하여 적어도 하나의 제1 신호를 송신하도록 구성 및 배열되고, 상기 적어도 하나의 송신 신호는 적어도 하나의 정보 페이로드(payload of information)를 운반할 수 있음 - 와;
    적어도 하나의 수신기와;
    적어도 2개의 수신 안테나 - 상기 수신기 및 상기 적어도 2개의 수신 안테나는 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 송신된 상기 적어도 하나의 제1 신호를 수신하도록 구성 및 배열됨 -
    를 포함하고,
    상기 수신기는 상기 적어도 하나의 수신 신호로부터 채널 상태 정보를 결정하고, 상기 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 단일 페이로드 동작 모드와 이중 페이로드 동작 모드 중 하나 및 적어도 하나의 송신 특성을 선택하고, 상기 페이로드 모드 및 송신 특성 선택들의 지시(indication)를 상기 송신기에 제공하도록 동작하고,
    상기 송신기 및 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 페이로드 모드 및 송신 특성 선택들에 따라서 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 적어도 하나의 제2 신 호를 송신하도록 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 상기 단일 페이로드 동작 모드를 선택하는 경우, 상기 송신기 및 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 단일 정보 페이로드를 운반하는 상기 적어도 하나의 제2 신호를 송신하도록 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 싱기 수신기가 상기 이중 페이로드 동작 모드를 선택하는 경우, 상기 송신기 및 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 2개의 정보 페이로드를 운반하는 상기 적어도 하나의 제2 신호를 송신하도록 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  4. 제1항에 있어서, 상기 송신기는 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 송신하기 전에 상기 적어도 하나의 제1 신호 및 상기 적어도 하나의 제2 신호를 변조하도록 구성된 송신 변조기를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  5. 제4항에 있어서, 상기 수신기는 상기 적어도 하나의 제1 신호 및 상기 적어도 하나의 제2 신호를 복조하도록 구성된 수신 복조기를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 수신기는 상기 복조된 신호들로부터 상기 채널 상태 정보를 결정하도록 동작하는 수신 신호 처리기를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  7. 제6항에 있어서, 상기 수신 신호 처리기는 상기 채널 상태 정보를 이용하여 상기 단일 페이로드 동작 모드 및 상기 이중 페이로드 동작 모드와 관련된 평균 벡터 오차 측정 값들을 획득하도록 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  8. 제7항에 있어서, 상기 수신기는 상기 채널 상태 정보 및 상기 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여 상기 단일 페이로드 동작 모드와 상기 이중 페이로드 동작 모드 중 하나를 선택하도록 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  9. 제1항에 있어서, 상기 송신기는 상기 페이로드 모드 및 송신 특성 선택들에 적어도 부분적으로 기초하여 송신 데이터를 사전 조절(precondition)하도록 동작하는 송신 신호 처리기를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  10. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 상기 단일 페이로드 동작 모드를 선택하는 경우, 상기 시스템은 단일 입력 다중 출력(SIMO) 시스템으로서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 단일 입력 다중 출력(SIMO) 시스템은 1:2 SIMO 시스템을 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  12. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 상기 이중 페이로드 동작 모드를 선택하는 경우, 상기 시스템은 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템으로서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 상기 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템은 2:2 MIMO 시스템을 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  14. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 제1 송신 신호는 적어도 2개의 제1 신호들을 포함하고, 상기 적어도 2개의 제1 신호들은 2개의 비중첩(non-overlapping) 파일럿 신호 세트들을 포함하는 무선 광대역 통신 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 송신기 및 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 2개의 송신 안테나로부터 각각 상기 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 송신하도록 구성 및 배열되는 무선 광대역 통신 시스템.
  16. 제15항에 있어서, 상기 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 각각은 대응하는 파일럿 톤 세트를 갖고, 하나의 파일럿 신호 세트에 대응하는 파일럿 톤들은 다른 파일럿 신호 세트에 대응하는 파일럿 톤들에 실질적으로 직교하는(orthogonal) 무선 광대역 통신 시스템.
  17. 제16항에 있어서, 각 파일럿 톤 세트는 단일 OFDM 심벌에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템.
  18. 제16항에 있어서, 각 파일럿 톤 세트는 OFDM 심벌들의 시퀀스에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템.
  19. 제14항에 있어서, 상기 적어도 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 제1 파일럿 신호 세트는 짝수 파일럿 톤 세트에 대응하고, 상기 적어도 2개의 비중첩 파일럿 세트들 중 제2 파일럿 신호 세트는 흘수 파일럿 톤 세트에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템.
  20. 제1항에 있어서, 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 서로 다른 편파(different polarizations)에서 동작하고, 상기 적어도 2개의 수신 안테나는 서로 다른 편파에서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  21. 제20항에 있어서, 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 적어도 2개의 수신 안테나와 동일한 편파에서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  22. 제20항에 있어서, 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 상기 적어도 2개의 수신 안테나와 상이한 편파에서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  23. 제1항에 있어서, 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 동일한 편파에서 동작하고, 상기 적어도 2개의 수신 안테나는 동일한 편파에서 동작하는 무선 광대역 통신 시스템.
  24. 제23항에 있어서, 상기 적어도 2개의 송신 안테나는 미리 정해진 제1 거리만큼 공간적으로 분리되고, 상기 적어도 2개의 수신 안테나는 미리 정해진 제2 거리만큼 공간적으로 분리되는 무선 광대역 통신 시스템.
  25. 제24항에 있어서, 상기 미리 정해진 제1 거리는 상기 미리 정해진 제2 거리와 같은 무선 광대역 통신 시스템.
  26. 무선 광대역 통신 시스템을 동작시키는 방법으로서,
    적어도 하나의 송신기에 의해 적어도 하나의 통신 채널을 통하여 적어도 하나의 제1 신호를 송신하는 단계 - 상기 송신기는 적어도 2개의 송신 안테나에 동작 가능하게 연결되고, 상기 적어도 하나의 송신 신호는 적어도 하나의 정보 페이로드를 운반할 수 있음 - 와;
    적어도 하나의 수신기에 의해 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 송신된 상기 적어도 하나의 제1 신호를 수신하는 단계 - 상기 수신기는 적어도 2개의 수신 안테나에 동작 가능하게 연결됨 - 와;
    상기 수신기에 의해 상기 적어도 하나의 수신 신호로부터 채널 상태 정보를 결정하는 단계와;
    상기 수신기에 의해 상기 채널 상태 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 단일 페이로드 동작 모드와 이중 페이로드 동작 모드 중 하나 및 적어도 하나의 송신 특성을 선택하는 단계와;
    상기 페이로드 모드 및 송신 특성 선택들의 지시를 상기 송신기에 제공하는 단계와;
    상기 송신기에 의해 상기 페이로드 모드 및 송신 특성 선택들에 따라서 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 적어도 하나의 제2 신호를 송신하는 단계
    를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 제2 송신 단계는, 상기 선택 단계에서 상기 단일 페이로드 동작 모드가 선택되는 경우, 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 단일 정보 페이로드를 운반하는 상기 적어도 하나의 제2 신호를 송신하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  28. 제26항에 있어서, 상기 제2 송신 단계는, 상기 선택 단계에서 상기 이중 페 이로드 동작 모드가 선택되는 경우, 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 2개의 정보 페이로드를 운반하는 상기 적어도 하나의 제2 신호를 송신하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  29. 제26항에 있어서, 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 송신하기 전에 상기 적어도 하나의 제1 신호 및 상기 적어도 하나의 제2 신호를 변조하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  30. 제29항에 있어서, 상기 적어도 하나의 제1 변조 신호 및 상기 적어도 하나의 제2 변조 신호를 복조하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  31. 제30항에 있어서, 상기 결정 단계는 상기 복조된 신호들로부터 상기 채널 상태 정보를 결정하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 채널 상태 정보를 이용하여 상기 단일 페이로드 동작 모드 및 상기 이중 페이로드 동작 모드와 관련된 평균 벡터 오차 측정 값들을 획득하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 선택 단계는 상기 채널 상태 정보 및 상기 평균 벡터 오차 측정 값들에 기초하여 상기 단일 페이로드 동작 모드와 상기 이중 페이로드 동작 모드 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  34. 제26항에 있어서, 상기 제1 송신 단계는 상기 적어도 하나의 채널을 통하여 상기 적어도 하나의 제1 송신 신호를 송신하는 단계를 포함하고, 상기 적어도 하나의 제1 신호는 적어도 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  35. 제34항에 있어서, 상기 제1 송신 단계는 상기 2개의 안테나로부터 각각 상기 적어도 2개의 채널들을 통하여 상기 적어도 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들을 송신하는 단계를 포함하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  36. 제35항에 있어서, 상기 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 각각은 대응하는 파일럿 톤 세트를 갖고, 하나의 파일럿 신호 세트에 대응하는 파일럿 톤들은 다른 파일럿 신호 세트에 대응하는 파일럿 톤들에 실질적으로 직교하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  37. 제36항에 있어서, 각 파일럿 톤 세트는 단일 OFDM 심벌에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  38. 제36항에 있어서, 각 파일럿 톤 세트는 OFDM 심벌들의 시퀀스에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  39. 제34항에 있어서, 상기 적어도 2개의 비중첩 파일럿 신호 세트들 중 제1 파일럿 신호 세트는 짝수 파일럿 톤 세트에 대응하고, 상기 적어도 2개의 비중첩 파일럿 세트들 중 제2 파일럿 신호 세트는 홀수 파일럿 톤 세트에 대응하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
  40. 제26항에 있어서, 상기 선택 단계에서 상기 단일 페이로드 동작 모드가 선택되는 경우, 상기 시스템을 단일 입력 다중 출력(SIMO) 시스템으로서 구성하고, 상기 선택 단계에서 상기 이중 페이로드 동작 모드가 선택되는 경우, 상기 시스템을 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템으로서 구성하는 무선 광대역 통신 시스템의 동작 방법.
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