KR20060126817A - Pre-distortion method, measurement arrangement, pre-distorter structure, transmitter, receiver and connecting device - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 사전왜곡 방법, 사전왜곡기 측정 장치, 사전왜곡기 구조, 수신기, 송신기, 및 접속 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a predistortion method, a predistorter measurement device, a predistorter structure, a receiver, a transmitter, and a connection device.
송신 체인의 아날로그 구성부품들의 비-선형 영향들에 기인하여, 송신 신호의 진폭 및 위상이 방해를 받는다. 그러한 왜곡들은 신호 크기에 의존한다. 신호 크기가 크면, 왜곡들은 상당히 커진다.Due to the non-linear effects of the analog components of the transmission chain, the amplitude and phase of the transmission signal are disturbed. Such distortions depend on the signal magnitude. If the signal size is large, the distortions become quite large.
비-선형의 주요 원인은 송신기의 전력 증폭기이다. 원하는 신호를 증폭하는 것 외에도, 상기 전력 증폭기는 원 신호 스펙트럼의 고차 고조파들을 생성한다. 신호 스펙트럼의 확산은 무선 주파수 스펙트럼에 대한 요건이 충족되지 않게 하고 수신기에서의 왜곡 신호의 검출이 오차들에 직면하게 하는 2가지 주요한 영향을 끼친다.The main cause of non-linearity is the power amplifier of the transmitter. In addition to amplifying the desired signal, the power amplifier generates higher harmonics of the original signal spectrum. Spreading of the signal spectrum has two major effects that make the requirements for the radio frequency spectrum not met and cause the detection of a distortion signal at the receiver to face errors.
상기 신호 스펙트럼의 확산은 신호 전력을 감소시킴으로써 회피될 수 있다. 그러나, 이는 증폭단의 비효율적인 사용으로 유도한다.Spreading of the signal spectrum can be avoided by reducing the signal power. However, this leads to inefficient use of the amplifier stage.
본 발명의 목적은 개선된 사전왜곡 방법, 사전왜곡기 측정 장치, 사전왜곡기 구조, 수신기, 송신기, 및 접속 장치를 제공하는 것이다.It is an object of the present invention to provide an improved predistortion method, predistorter measurement device, predistorter structure, receiver, transmitter, and connection device.
본 발명의 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템에서 이루어지는 사전왜곡 방법으로서, 상기 통신 시스템이 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 수신기를 포함하는 사전왜곡 방법이 제공되며, 상기 사전왜곡 방법은 각각의 콘스텔레이션 지점에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플의 동상 및 직교 차들을 정의하고, 상기 정의된 동상 및 직교 차들을 송신기에 전송하는 단계, 사용된 변조 방법을 기초로 하여 전력 간격들을 형성하는 단계, 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 단계, 상기 동상 및 직교 차들을 평균하고, 동상 및 직교 평면의 동상 축을 향해 평균된 동상 및 직교 차들을 회전하며 그리고 증폭 및 이동 평균 계산을 수행하여 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 단계, 및 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하여 사전왜곡 신호를 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.According to one aspect of the present invention, there is provided a predistortion method in a communication system, wherein the communication system includes at least one transmitter and at least one receiver, wherein each predistortion method comprises: Defining symbol and quadrature differences of the received signal sample and symbol determination for the point of transition, and transmitting the in-phase and quadrature differences defined above to the transmitter, forming power intervals based on the modulation method used, predistortion Determining the power of the signal to be quantized, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval, averaging the in-phase and orthogonal differences and averaged in-phase and orthogonal differences toward the in-phase axis of the in-phase and orthogonal planes And perform amplification and moving average calculations between the selected powers. Linear curve and finding the parameters that define the segment of, and by calculating the gain factor from the parameters defining the linear curve segment of the selected power interval comprises the step of obtaining a pre-distortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템에서 이루어지는 사전왜곡 방법으로서, 상기 통신 시스템이 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 수신기를 포함하는 사전왜곡 방법이 제공되며, 상기 사전왜곡 방법은 각각의 콘스텔레이션 지점에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플의 동상 및 직교 차들을 정의하고, 상기 정의된 동상 및 직교 차들을 송신기에 전송하는 단계, 사용된 변조 방법을 기초로 하여 전력 간격들을 형성하는 단계, 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 단계, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 단계, 및 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하여 사전왜곡 신호를 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a predistortion method in a communication system, wherein the communication system includes at least one transmitter and at least one receiver, wherein the predistortion method comprises a respective cone. Defining symbol and quadrature differences of the received signal sample and symbol determination for the stealation point, and transmitting the in-phase and orthogonal differences defined above to the transmitter, forming power intervals based on the modulation method used, advance Determining the power of the signal to be distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval, obtaining parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and the selected power interval Gain through parameters defining the linear curve segment of Calculated cut characterized in that it comprises a step of obtaining a pre-distortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 수신기가 제공되며, 상기 수신기는 각각의 콘스텔레이션 지점에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플의 동상 및 직교 차들을 정의하는 수단, 및 상기 정의된 동상 및 직교 차들을 송신기에 전송하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the invention, there is provided a receiver of a communication system, the receiver comprising means for defining in-phase and quadrature differences of symbol determination and received signal samples for each constellation point, and the in-phase defined above. And means for transmitting orthogonal differences to the transmitter.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 송신기가 제공되며, 상기 송신기는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 수단, 상기 동상 및 직교 차들을 평균하고, 동상 및 직교 평면의 동상 축을 향해 평균된 동상 및 직교 차들을 회전하며 그리고 증폭 및 이동 평균 계산을 수행하여 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a transmitter of a communication system, the transmitter comprising means for determining the power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval; Average the in-phase and quadrature differences, rotate the averaged in-phase and orthogonal differences toward the in-phase axis of the in-phase and orthogonal planes, and perform amplification and moving average calculations to obtain parameters defining the linear curve segments of the selected power intervals. Means, means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and means for obtaining a predistortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 송신기가 제공되며, 상기 송신기는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a transmitter of a communication system, the transmitter comprising means for determining the power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval; Means for obtaining parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, means for calculating a gain factor through the parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and means for obtaining a predistortion signal. It features.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 수신기가 제공되며, 상기 수신기는 각각의 콘스텔레이션 지점에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플의 동상 및 직교 차들을 정의하는 정의 수단, 및 상기 정의된 동상 및 직교 차들을 송신기에 전송하는 전송 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a receiver of a communication system, the receiver defining means for defining in-phase and quadrature differences of symbol determination and received signal samples for each constellation point, and the defined above. And transmission means for transmitting in-phase and quadrature differences to the transmitter.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 송신기가 제공되며, 상기 송신기는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 동상 및 직교 차들을 평균하고, 동상 및 직교 평면의 동상 축을 향해 평균된 동상 및 직교 차들을 회전하며 그리고 증폭 및 이동 평균 계산을 수행하여 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 평균 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the invention, there is provided a transmitter of a communication system, the transmitter determining power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval. Means for averaging the means, the in-phase and orthogonal differences, rotating the in-phase and orthogonal differences averaged toward the in-phase axis of the in-phase and orthogonal planes, and performing amplification and moving average calculations to define a linear curved segment of the selected power interval. Average means for obtaining the data, a calculation means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and an acquisition means for obtaining a predistortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 송신기가 제공되며, 상기 송신기는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 결정하는 결정 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the invention, there is provided a transmitter of a communication system, the transmitter determining power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval. Means for determining parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, calculation means for calculating a gain factor through the parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and obtaining a predistortion signal. It characterized in that it comprises an acquisition means.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 수신기의 사전왜곡기 측정 장치가 제공되며, 상기 사전왜곡기 측정 장치는 각각의 콘스텔레이션 지점에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플의 동상 및 직교 차들을 정의하는 수단, 및 상기 정의된 동상 및 직교 차들을 송신기에 전송하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another embodiment of the present invention, there is provided a predistorter measuring device of a receiver, which predetermines the in-phase and quadrature differences of symbol determination and received signal samples for each constellation point. Means, and means for transmitting the in-phase and quadrature differences defined above to a transmitter.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 송신기의 사전왜곡기 구조가 제공되며, 상기 사전왜곡기 구조는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 동상 및 직교 차들을 평균하고, 동상 및 직교 평면의 동상 축을 향해 평균된 동상 및 직교 차들을 회전하며 그리고 증폭 및 이동 평균 계산을 수행하여 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 평균 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another embodiment of the present invention, there is provided a predistorter structure of a transmitter, the predistorter structure determining the power of a signal to be predistorted, quantizing the power in a predetermined manner and corresponding power spacing. Power processing means to select a mean, the in-phase and orthogonal differences are averaged, rotate the averaged in-phase and orthogonal differences toward in-phase axes of the in-phase and orthogonal planes, and perform amplification and moving average calculations to perform linear curve segments of the selected power intervals. An average means for obtaining parameters defining a P, a calculation means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and an acquisition means for obtaining a predistortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 송신기의 사전왜곡기 구조가 제공되며, 상기 사전왜곡기 구조는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 결정하는 결정 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another embodiment of the present invention, there is provided a predistorter structure of a transmitter, the predistorter structure determining the power of a signal to be predistorted, quantizing the power in a predetermined manner and corresponding power spacing. Power processing means for selecting a; determining means for determining parameters defining a linear curve segment of the selected power interval; calculating means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curve segment of the selected power interval; And acquiring means for obtaining a predistortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 접속 장치가 제공되며, 상기 접속 장치는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 동상 및 직교 차들을 평균하고, 동상 및 직교 평면의 동상 축을 향해 평균된 동상 및 직교 차들을 회전하며 그리고 증폭 및 이동 평균 계산을 수행하여 상기 선택된 대응하는 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 구하는 평균 수단, 및 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a connection device of a communication system, the connection device determining power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval. Power processing means, average the in-phase and orthogonal differences, rotate the averaged in-phase and orthogonal differences toward the in-phase axis of the in-phase and orthogonal planes, and perform amplification and moving average calculations to determine the linear curve segments of the selected corresponding power intervals. An average means for obtaining defining parameters, a calculation means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curve segment of the selected power interval, and an acquisition means for obtaining a predistortion signal.
본 발명의 다른 한 실시태양에 의하면, 통신 시스템의 접속 장치가 제공되며, 상기 접속 장치는 사전왜곡될 신호의 전력을 결정하고, 상기 전력을 미리 결정된 방식으로 양자화하며 그리고 대응하는 전력 간격을 선택하는 전력 처리 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 결정하는 결정 수단, 상기 선택된 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들을 통해 이득 인자를 계산하는 계산 수단, 및 사전왜곡 신호를 구하는 획득 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a connection device of a communication system, the connection device determining power of a signal to be pre-distorted, quantizing the power in a predetermined manner and selecting a corresponding power interval. Power processing means, determining means for determining parameters defining a linear curved segment of the selected power interval, calculating means for calculating a gain factor through parameters defining a linear curved segment of the selected power interval, and a predistortion signal Characterized in that it comprises a means for obtaining.
본 발명의 실시예들은 종속 청구항들에 기재되어 있다.Embodiments of the invention are described in the dependent claims.
본 발명의 방법 및 시스템은 몇 가지 이점을 제공한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 신호 스펙트럼 확산을 줄이는 전력 증폭기의 사전왜곡기가 제공된다.The method and system of the present invention provide several advantages. In a preferred embodiment of the present invention, a power amplifier predistorter is provided that reduces signal spectral spread.
이하에서는 바람직한 실시예들 및 첨부 도면들을 참조하여 본 발명이 더 상세하게 설명될 것이다.Hereinafter, the present invention will be described in more detail with reference to preferred embodiments and the accompanying drawings.
도 1은 플로차트이다.1 is a flowchart.
도 2a는 진폭 간격을 보여주는 도면이다.2A shows an amplitude interval.
도 2b는 한 곡선 세그먼트, 즉 가 어떠한 방식으로 진폭 이득과 동일해지는지를 보여주는 도면이다.2b shows one curved segment, i.e. Is a diagram showing how is equal to the amplitude gain.
도 3은 수신기를 보여주는 도면이다.3 shows a receiver.
도 4는 송신기를 보여주는 도면이다.4 shows a transmitter.
도 5는 송신의 마이크로프로세서를 보여주는 도면이다.5 shows a microprocessor of transmission.
도 6은 계수(,)를 통한 사전왜곡기 이득()의 실수부의 정의를 분명하게 하기 위한 한 곡선 세그먼트를 보여주는 도면이다.6 is a coefficient ( , Predistorter gain () Figure 1 shows a curved segment to clarify the definition of the real part of.
도 1은 원격 통신 시스템이 적어도 하나의 송신기 및 수신기측 왜곡 측정들을 제공하는 적어도 하나의 수신기를 포함하는 원격 통신 시스템에서 이루어지는 사전왜곡 방법의 한 실시예를 보여주는 플로차트이다. 대개는, 상기 시스템이 또한 왜곡 측정들을 상기 수신기로부터 상기 송신기로 전송하는 수단을 포함하는데, 그 이유는 상기 수신기 및 상기 송신기가 서로 인접하게 위치해 있지 않은 것이 전형적이다. 예를 들면, 상기 시스템의 송신기는 적응형 구분 선형 방법을 사용한다. 전형적으로는, 측정(measurement) 및 사전왜곡(pre-distortion)은 각각의 심벌에 대해 이루어진다. 상기 사전왜곡의 주목적은 스펙트럼 마스크를 위반하지 않고 전력 증폭기의 비-선형 범위에서 높은 송신 전력을 사용할 수 있기 위함이다.1 is a flowchart illustrating one embodiment of a pre-distortion method performed in a telecommunications system in which the telecommunications system includes at least one transmitter and at least one receiver providing receiver-side distortion measurements. Usually, the system also includes means for transmitting distortion measurements from the receiver to the transmitter, because the receiver and the transmitter are typically not located adjacent to each other. For example, the transmitter of the system uses an adaptive discriminating linear method. Typically, measurements and pre-distortions are made for each symbol. The main purpose of the pre-distortion is to be able to use high transmit power in the non-linear range of the power amplifier without violating the spectral mask.
측정들이 수신기에서 이루어지고 실제의 사전왜곡이 송신기에서 이루어지는 것이 전형적이기 때문에, 통신 요소들 간에 교환되어야 할 데이터가 존재한다. 데이터 교환은 링크 관리 데이터 교환을 위해 사용되는 소위 백 채널(back channel)을 통해 이루어지는 것이 전형적이다.Since the measurements are typically made at the receiver and the actual predistortion is made at the transmitter, there is data to be exchanged between the communication elements. Data exchange is typically done via a so-called back channel used for link management data exchange.
상기 방법의 구현은 변할 수 있는데, I(in-phase; 동상) 및 Q(quadrature; 직교) 차 측정들이 수신기에서 이루어지는 것이 바람직하며 실제의 신호 사전왜곡은 송신기에서 이루어지지만, 다른 수순 단계(method step)들은 양측에서 이루어질 수 있다. 전형적으로는, 실제의 사전왜곡 단계들은 송신 측에서 수행되는데, 그 이유는 송신기가 적응 프로세스 동안 가장 적합한 매개변수들에 대한 지식을 많이 가지고 있기 때문이다.The implementation of the method may vary, where in-phase (in-phase) and Q (quadrature) difference measurements are preferably made at the receiver and the actual signal predistortion is made at the transmitter, but other method steps ) May be made on both sides. Typically, the actual predistortion steps are performed at the transmitting side, since the transmitter has much knowledge of the most suitable parameters during the adaptation process.
상기 실시예는 블록(100)에서부터 시작한다. 블록(102)에서, 각각의 콘스텔레이션 지점(constellation point)에 대한 심벌 결정 및 수신 신호 샘플 간의 동상(I) 및 직교(Q) 차들이 전형적으로는 수신기에서 정의되고 송신기로 전송된다.The embodiment begins at
상기 정의는 각각의 샘플링 간격에서 이루어진다. 'I 및 Q 차(I and Q difference)'라는 용어는 (I가 동상을 의미하고 Q가 직교를 의미할 때) 'I 및 Q 오차(I and Q error)'와 동일하다는 것을 의미한다.The definition is made at each sampling interval. The term 'I and Q difference' means the same as 'I and Q error' (when I means in phase and Q means orthogonal).
상기 I 및 Q 값들은 각각의 가능한 크기에 대해 개별적으로 측정되어야 한다(여기서, '크기(mgrnitude)'라 함은 콘스텔레이션 다이어그램에서 원점으로부터 대략적으로 동일한 거리에 위치해 있는 콘스텔레이션 지점들의 원을 의미한다). 32 QAM(quadrature amplitude modulation; 직교 진폭 변조)와 같은 다단-QAM 변조가 사용될 경우에, 예를 들면 32 QAM인 경우 32개의 콘스텔레이션 지점을 콘스텔레이션 다이어그램 원의 제1 사분면으로 변환함으로써 측정 횟수를 8번까지 최소화하는 것이 가능할 수도 있다. 각각의 측정에 대한 평균은 프로그램가능한 측정 횟수를 누적함으로써 계산되는 것이 전형적이다.The I and Q values should be measured separately for each possible magnitude (where 'mgrnitude' refers to a circle of constellation points located approximately equal distance from the origin in the constellation diagram). it means). When multistage-QAM modulation, such as 32 quadrature amplitude modulation (QAM) is used, for example 32 QAM, the number of measurements by converting 32 constellation points into the first quadrant of the constellation diagram circle It may be possible to minimize the number to eight times. The average for each measurement is typically calculated by accumulating a programmable number of measurements.
다음 실시예 단계들은 송신기의 사전왜곡기에서 수행되는 것이 전형적이다. 상기 송신기의 사전왜곡기는 기지국(또한 노드 B라고도 언급됨)에나 통신 시스템의 등가 네트워크 구성요소에 위치해 있을 수 있다. 상기 시스템은 또한 한 지점 대 다 지점(또는 지점 대 지점, 다 지점 대 다 지점, 메시-무선 네트워크 등등) 시스템일 수 있는데, 이 경우에는 상기 사전왜곡기가 필요한 설비를 포함하는 구성요소에 위치해 있을 수 있다. 상기 네트워크 구성요소는 본원에서 접속 장치라고 언급된다.The following embodiment steps are typically performed in the predistorter of the transmitter. The transmitter's pre-distorter may be located at the base station (also referred to as Node B) or at an equivalent network component of the communication system. The system may also be a point-to-point (or point-to-point, multi-point-to-point, mesh-wireless network, etc.) system, in which case the predistorter may be located in a component that contains the equipment needed. have. The network component is referred to herein as a connection device.
상기 송신기에서 수행되는 사전왜곡에 있어서는, 차 측정들의 데이터 단위들을 고려하는 것이 중요한데, 상기 수신기는 특정한 데이터 단위들을 사용하여 측 정 데이터를 측정 및 복귀하고, 사용된 데이터 포맷은 데이터의 해석을 위해 상기 송신기가 알고 있어야 한다.In the predistortion performed at the transmitter, it is important to consider the data units of the difference measurements, the receiver measuring and returning the measurement data using specific data units, and the data format used is adapted for the interpretation of the data. The transmitter must know.
상기 블록(104)에서, 사용된 변조 방법들을 기반으로 하여 전력 간격들이 형성된다. 진폭 간격들(전력 값들이 제곱함으로써 진폭 값들로부터 구해짐)은 도 2a 에 도시된 예의 도움으로 더 상세하게 설명된다. 상기 통신 시스템에서 사용된 각각의 변조 방법에 대해 사전왜곡 프로세스를 개시하기 전에 전력 간격들이 정의되는 것이 전형적이다. 사전왜곡 프로세스 동안 전력 간격들을 업데이트하는 것이 가능하지만 실제로 이러한 것이 전형적으로는 필요하지 않다. 도 1에서는, 화살표(116)가 단지 한번만 전력 간격들을 형성할 수 있는 가능성을 보여준다.In
도 2a에서는, 진폭 간격이 도시되어 있다. x-축(200) 상에는, 입력 진폭 값들이 존재하며 Y-축(202) 상에는, 출력 진폭 값들이 존재한다. 도 2a의 예는 점들(204,206,208,210,212)로 표시된 콘스텔레이션 지점들의 진폭들을 나타내는 5개의 서로 다른 크기들이 존재하는 32 QAM 시스템을 보여준다. 도 2a에서 알 수 있는 바와 같이, 진폭 간격 곡선(214)은 여러 개의 직선(곡선 세그먼트)로 구성된 것이라고 생각될 수 있다. 도 2a에서는 곡선 세그먼트들이 #1, #2, #3, #4로 표시되어 있다. 따라서, 상기 곡선(214)은 구분 선형(piecewise linear)이라고 생각될 수 있다.In FIG. 2A, the amplitude interval is shown. On the
디지털 하드웨어에서는, 복잡한 값의 진폭보다는 전력을 계산하는 것이 더 용이하고, 그럼으로써 전류 입력 값이 어느 진폭 간격에 속하는지보다 어느 입력 전력 간격에 속하는지를 결정하는 것이 더 용이하다. 대응하는 입력 전력 대 출력 전력 관계는 도 2a 에 도시된 입력 진폭 대 출력 진폭 관계와 매우 유사한데, 단지 기울기만이 제곱된다. 다시 말하면, 이다.In digital hardware, it is easier to calculate the power than the amplitude of complex values, thereby making it easier to determine which input power interval the current input value belongs to rather than which amplitude interval. The corresponding input power to output power relationship is very similar to the input amplitude to output amplitude relationship shown in FIG. 2A, with only the slope squared. In other words, to be.
블록(106)에서, 사전왜곡될 신호의 전력이 결정되고, 상기 전력은 미리 결정된 방식으로 양자화되고 대응하는 전력 간격, 예컨대, 현재의 입력 값이 속하는 직선 곡선 세그먼트가 선택된다. 위에 언급된 바와 같이, 디지털 하드웨어에서는, 복소값(complex value)의 진폭보다 전력을 계산하는 것이 더 용이하고, 그럼으로써 현재의 입력 값이 어느 진폭 간격에 속하는지보다 어느 입력 전력 간격에 속하는지를 결정하는 것이 더 용이하다.In
송신기에서는 신호 스펙트럼이 당해 시스템 사양의 요건들을 충족시키도록 형성될 수 있게끔 디지털 펄스 정형 및 저역 통과 필터들 다음에 상기 사전왜곡기가 배치하는 것이 바람직하다. 그러나, 디지털 펄스 정형 및 저역 통과 필터들은 콘스텔레이션 지점들 간의 내삽(interpolation)에 기인하여 추가적인 값들을 생성한다. 그러한 값들의 복소 진폭은 사용된 변조 방법에 따라 콘스텔레이션 지점들의 복소 진폭 위나 아래에 있을 수 있다. 상기 복소 진폭은 또한 2개의 콘스텔레이션 지점 사이에 있을 수 있다. 상기 수신기는 단지 콘스텔레이션 지점들에 대하여만 동상(I) 및 직교(Q) 성분 차들에 관한 정보를 제공한다. 사전왜곡의 I 및 Q(진폭 및 위상에 대응함) 보상량이 복소 입력 진폭에 의존함에 따라, 실제의 콘스텔레이션 지점들과는 다른 값들에 대한 출력 값이 또한 생성된다.In the transmitter, it is desirable to place the predistorter after digital pulse shaping and low pass filters so that the signal spectrum can be formed to meet the requirements of the system specification. However, digital pulse shaping and low pass filters produce additional values due to interpolation between constellation points. The complex amplitude of such values may be above or below the complex amplitude of the constellation points, depending on the modulation method used. The complex amplitude may also be between two constellation points. The receiver provides information about in-phase (I) and quadrature (Q) component differences only for constellation points. As the amount of pre-distortion I and Q (corresponding to amplitude and phase) compensation amount depends on the complex input amplitude, an output value is also generated for values different from the actual constellation points.
콘스텔레이션 지점들과는 다른 값들(기준 지점들)에 대해, 내삽 또는 외삽(extrapolation)이 근사화(approximation)를 위해 사용되는데, 중간 값들(중간 기준 지점들)에 대해 내삽이 사용되며 최외곽 콘스텔레이션 원 위에나 최내곽 원 아래에 있는 복소 진폭들을 지니는 값들(기준 지점들)에 대해, 외삽이 사용된다.For values different from the constellation points (reference points), interpolation or extrapolation is used for approximation, with interpolation for the intermediate values (middle reference points) and the outermost constellation. Extrapolation is used for values (reference points) with complex amplitudes above the circle or below the innermost circle.
선형 내삽(또는 외삽)은 간략성 때문에 본 실시예에서 선택되지만, 다른 방법들이 또한 사용될 수 있다. 예를 들면 입력 및 출력 관계의 곡선을 유연하게 하게 하는 선형 곡선 세그먼트들의 개수를 증가시키며 그리고/또는 3차 내삽과 같은 고차 내삽 방법을 사용하는 여러 가능성이 있다. 또한, 고차 내삽 방법은 먼저 원하는 사전왜곡 곡선들이 고차 내삽/외삽 방법들을 사용하여 계산된 다음에 원하는 곡선들이 다수의 구분 선형 세그먼트를 사용함으로써 근사화되도록 중간 단계로서 사용될 수 있다.Linear interpolation (or extrapolation) is chosen in this embodiment due to the simplicity, but other methods may also be used. There are several possibilities, for example, to increase the number of linear curve segments that make the curve of the input and output relationships smooth, and / or to use higher order interpolation methods such as cubic interpolation. In addition, the higher order interpolation method can be used as an intermediate step such that the desired pre-distortion curves are first calculated using higher order interpolation / extrapolation methods and then the desired curves are approximated by using multiple distinct linear segments.
도 2a에는, 점들(204,206,208,210,212)로 표시된 콘스텔레이션 지점들의 진폭들을 나타내는 5개의 서로 다른 크기가 존재하는 32 QAM 시스템이 일례로 도시되어 있다.In FIG. 2A, an example is shown of 32 QAM systems in which there are five different magnitudes representing the amplitudes of the constellation points represented by
3가지 다른 경우가 존재하는데, 첫째로 콘스텔레이션 다이어그램의 2개의 원 간의 진폭들이 처리된다. 이러한 실시예에서, 당해 콘스텔레이션 지점들 간의 선형 내삽이 예를 들면 콘스텔레이션 지점들(208,210) 사이에서 사용된다. 둘째로, 최내곽 원 아래에 있는 진폭들이 처리된다. 상기 실시예에서는, 2개의 최내곽 콘스텔레이션 원(210,212) 간의 선형 내삽 라인의 외삽이 라인(216)으로 표시된 y-축을 향해 연장된다. 변형적인 구현예는 최내곽 원 및 원점 사이에 내삽하는 것이다. 셋째로, 최외곽 원 위에 있는 진폭들이 처리된다. 외삽의 경우에, 2개의 최외곽 원(204,206) 사이의 선형 내삽 라인이 연장되며, 이는 라인(218)으로 표시된다.There are three different cases, first the amplitudes between the two circles of the constellation diagram are processed. In this embodiment, linear interpolation between the constellation points in question is used, for example, between the constellation points 208 and 210. Second, the amplitudes below the innermost circle are processed. In this embodiment, the extrapolation of the linear interpolation line between the two innermost constellation circles 210, 212 extends toward the y-axis indicated by
사용된 변조 방법에 의해 정의된 입력 전력 간격들에 대하여 전력이 양자화된다. 도 2a의 예, 다시 말하면 32 QAM에서는, 4개의 전력 간격이 존재함으로써, 이러한 레벨들에 따라 전력이 양자화된다. 이때, 대응하는 전력 간격, 예컨대 현재 의 입력 값이 속하는 선형 곡선 세그먼트가 선택된다.Power is quantized for input power intervals defined by the modulation method used. In the example of FIG. 2A, that is to say 32 QAM, there are four power intervals so that power is quantized according to these levels. At this time, the linear curve segment to which the corresponding power interval, for example the current input value belongs, is selected.
이하에서는, 복소값들이 밑줄을 사용하여 표시된다.In the following, complex values are represented using underscores.
사전왜곡은 직교 좌표계에서 다음과 같은 형태로 이루어진다.Predistortion has the following form in Cartesian coordinate system.
상기 식 중,In the above formula,
는 사전왜곡기의 복소 입력 신호이며, Is the complex input signal of the predistorter,
는 사전왜곡기의 복소 출력 신호이고, Is the complex output signal of the predistorter,
는 입력 전력(P)에 따른 복소 선형 내삽이다. Is a complex linear interpolation according to the input power P.
상기 수학식 1에서 전력이 사용되는데, 그 이유는 이러한 방식으로 입력 진폭 이 사용된 경우보다 적은 계산 노력이 필요하기 때문이다.In
블록(108)에서, 전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들이 결정된다. 복소 값 라인 세그먼트들 각각의 각도 계수(기울기) 및 y-축 교점이 구해질 수 있다. 구분 선형 근사가 사용되기 때문에, 각각의 세그먼트는 다음과 같이 표기될 수 있다.At block 108, parameters are defined that define a linear curve segment of the power interval. The angle coefficient (tilt) and y-axis intersection of each of the complex value line segments can be obtained. Since a segmented linear approximation is used, each segment can be written as follows.
상기 식 중,In the above formula,
는 입력 전력()에 따른 복소 선형 내삽이고, Is the input power ( Complex linear interpolation according to
는 입력 전력이며, Is the input power,
은 기울기이고, Is the slope,
은 y-축 교점이다. Is the y-axis intersection.
매개변수들(,)은 본원에서 전력 간격의 선형(복소) 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들이라고 언급된다.Parameters ( , ) Are referred to herein as parameters defining a linear (complex) curve segment of the power interval.
다음에는 32 QAM에 대해 전력 간격들을 정의하는 매개변수의 계산에 대한 일례가 설명된다. 수신기로부터 송신기로 전송되는 누적된 I 및 Q 차들은 샘플들의 개수로 상기 누적된 I 및 Q 차들을 나눔으로써 평균이 이루어진다. 평균은 I 및 Q 성분에 대해 이루어진다.Next is an example of the calculation of a parameter defining power intervals for 32 QAM. The accumulated I and Q differences transmitted from the receiver to the transmitter are averaged by dividing the accumulated I and Q differences by the number of samples. Averages are made for the I and Q components.
여러 콘스텔레이션 지점이 콘스텔레이션 다이어그램의 동일 원 상에 위치해 있는 경우에, 그러한 콘스텔레이션 지점들의 진폭 및 위상 차에 대한 평균값을 계산하는 것이 가능하다. 32 QAM 시스템에 있어서, 평균값들을 계산할 수 있는 가능성을 사용하면 5번으로 처리되도록 콘스텔레이션 지점들의 개수를 감소시키는 것이 가능하다. 그러한 목적으로, 평균이 이루어진 I 및 Q 차들은 동상 축을 향해 대응하는 기준 지점을 회전할 필요가 있는 동일 각도만큼 I 및 Q 평면의 동상 축을 향 해 회전된다. 그 결과로 얻어진 복소값들은 이하에서 이라고 언급된다. 복소 회전자를 통한 회전은 각각 평균이 이루어진 차의 복소 곱을 통해 이루어진다.If several constellation points are located on the same circle of the constellation diagram, it is possible to calculate an average value for the amplitude and phase difference of such constellation points. In the 32 QAM system, using the possibility to calculate the mean values, it is possible to reduce the number of constellation points to be processed five times. For that purpose, the averaged I and Q differences are rotated toward the in-phase axis of the I and Q planes by the same angle as needed to rotate the corresponding reference point toward the in-phase axis. The resulting complex values are It is mentioned. Rotation through the complex rotor is achieved through the complex product of the averaged difference respectively.
폐루프의 안정성을 제어하기 위해, 증폭 및 이동 평균 계산이 이루어진다. 증폭의 목적은 사전왜곡에 대한 측정 오차들의 일부만을 사용하기 위함이다.In order to control the stability of the closed loop, amplification and moving average calculations are made. The purpose of the amplification is to use only part of the measurement errors for pre-distortion.
원칙적으로는, 사전왜곡기가 수신기의 결정 장치에서 측정된 평균 위상 및 진폭 오차들을 최소화하도록 설계된다. 이러한 타깃은 송신기의 출력 스펙트럼을 최적화하는데 유리한 것이 아니라 비트 오차 성능을 최적화하는데 유리하다. 수신기에서 위상 및 진폭 오차들(또한 본원에서는 '위상 및 진폭 차'라고 언급됨)을 완전히 최소화하면 고출력 전력 레벨들에서 전송 신호가 스펙트럼으로 열화된다. 대역내 스펙트럼 왜곡들이 줄어들지만, 대역외 스펙트럼 성분들이 스펙트럼 마스크가 위반되게끔 많이 증가할 수 있다.In principle, the predistorter is designed to minimize the average phase and amplitude errors measured at the receiver's determining device. This target is not advantageous for optimizing the output spectrum of the transmitter but rather for optimizing bit error performance. Fully minimizing phase and amplitude errors (also referred to herein as 'phase and amplitude difference') at the receiver degrades the transmission signal spectrally at high output power levels. Although the in-band spectral distortions are reduced, the out-of-band spectral components can increase so much that the spectral mask is violated.
그러므로 수신기에서의 비트 오차 성능 및 송신 신호의 신호 스펙트럼 형상 요건들 간의 트레이드-오프(trade-off)가 이루어지는 것이 일반적이다. 프로그램가능한 증폭 인자(C)가 그러한 트레이드-오프용으로 설계된다. 상기 인자(C)가 크면, 사전왜곡 매개변수들을 계산하는데 사용되는 측정 왜곡의 부분이 커진다.It is therefore common to trade-off between the bit error performance at the receiver and the signal spectral shape requirements of the transmitted signal. Programmable amplification factor C is designed for such trade-offs. If the factor C is large, the portion of the measurement distortion used to calculate the pre-distortion parameters becomes large.
상기 이동 평균은 큰 초기 편차들로부터 정상 상태에 이를 수 있거나 이따금씩의 신뢰성 없는 측정들에 대처할 수 있는 평활 효과를 지닌다. 상기 평활 및 수렴 속도가 상기 인자(C) 및 독립적으로 프로그램가능한 인자(N)의 비율에 의해 영향을 받는다. C가 왜곡 보정량을 제어하는 데 사용되지만, N은 평활 및 수렴 속도 를 제어하는 데 사용된다.The moving average has a smoothing effect that can reach steady state from large initial deviations or occasionally cope with unreliable measurements. The smoothing and convergence rate is influenced by the ratio of the factor C and independently programmable factor N. C is used to control the amount of distortion correction, while N is used to control the smoothing and convergence speed.
상기 증폭 및 이동 평균 계산은 다음과 같은 수학식을 사용하여 5개의 차 값 각각에 대해 이루어진다.The amplification and moving average calculations are made for each of the five difference values using the following equation.
상기 식 중,In the above formula,
는 5개의 남아 있는 복소값 차 중 하나이고, Is one of the five remaining complex values,
는 증폭 인자이며, Is an amplification factor,
는 복소 이동 평균값이고, Is the complex moving average,
는 원 인덱스(circle index)이며, Is the circle index,
은 시간 인덱스이고, Is the time index,
은 반복 이동 평균 계산의 시상수이고, Is the time constant for iterative moving average calculation,
또한, 마찬가지로 다음과 같은 수학식을 사용한다.In addition, the following equation is used.
상기 식 중,In the above formula,
는 5개의 남아 있는 복소값 차 중 하나이고, Is one of the five remaining complex values,
는 증폭 인자이며, Is an amplification factor,
는 복소 이동 평균값이고, Is the complex moving average,
는 원 인덱스이며, Is the raw index,
은 시간 인덱스이고, Is the time index,
은 반복 이동 평균 계산의 시상수이다. Is the time constant of the repeated moving average calculation.
를 통해 이동 평균을 계산한 다음에 그 결과를 만큼 증폭하는 것과 같은 다른 계산 방법들이 또한 가능하다. To calculate a moving average, Other calculation methods, such as multiplying by as much as possible, are also possible.
은 정상 이동 평균에 이르는데 필요한 시간 및 평활을 정의한다. 고정된 및 값들에 대해, 수렴 및 트래킹(tracking) 속도가 빠르며, 큰 값들에 대해, 수렴 및 트래킹 속도가 낮다. Defines the time and smoothing required to reach the normal moving average. Fixed And For values, the convergence and tracking speed is fast and large For values, the convergence and tracking speed is low.
사전왜곡 없이 스펙트럼 마스크 위반들을 방지하기 위해, 비-선형 범위에서 벗어난 저출력 전력들에서의 시동시 이동 평균의 초기 상태는 제로(0)로 설정되는 것이 전형적인데, 다시 말하면 이다. 원하는 송신 전력이 비-선형 범위 내에 있는 경우에, 상기 송신 전력은 최종 전력에 이를 때까지 사전-왜곡 매개변수들의 충분한(예컨대, 30) 수렴 라운드(convergence round)를 대기한 다음에 점차로(예컨대, 0.5 dB씩) 증가될 수 있다. 신속한 전력 변화들을 가능하게 하려면, 중간 사전-왜곡 매개변수들 및 대응하는 이동 평균들은 비-선형 범위의 송신 전력 값들에 대한 사전-왜곡 매개변수들 및 대응하는 이동 평균들의 신속한 조회(recall)를 허용하는 룩-업 테이블(look-up-table; LUT)에 저장되는 것이 전형적이다. 이러한 룩-업 테이블(LUT)은 또한 전력 차단(power failure) 이후에도 재사 용할 수 있도록 비-휘발성 메모리에 유지된다.In order to prevent spectral mask violations without predistortion, the initial state of the moving average at start-up at low output powers outside of the non-linear range is typically set to zero, that is to say to be. If the desired transmit power is within the non-linear range, the transmit power waits for a sufficient (eg, 30) convergence round of pre-distortion parameters until the final power is reached and then gradually (eg, In 0.5 dB increments). To enable rapid power changes, the intermediate pre-distortion parameters and corresponding moving averages allow for a quick recall of the pre-distortion parameters and corresponding moving averages for the non-linear range of transmit power values. Typically stored in a look-up-table (LUT). This look-up table (LUT) is also maintained in non-volatile memory for reuse after power failure.
이후에는 사전왜곡 매개변수들을 기초로 하는 진폭 차 및 위상 차가 계산된다.The amplitude difference and phase difference are then calculated based on the pre-distortion parameters.
상기 위상 차는 상기 진폭 차에 비해 비교적 작다고 가정할 수 있기 때문에, 평균이 이루어진 특정한 콘스텔레이션 다이어그램 원의 수신 진폭()은 다음과 같이 근사화될 수 있다.Since the phase difference can be assumed to be relatively small relative to the amplitude difference, the received amplitude of the particular constellation diagram circle ) Can be approximated as
상기 식 중,In the above formula,
는 콘스텔레이션 지점이고, Is the constellation point,
는 원의 개수를 의미하며, Means the number of circles,
는 실수부를 의미하고, Means real part,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
은 이동 평균을 의미하고, Means moving average,
평균이 이루어진 특정한 콘스텔레이션 다이어그램 원의 수신 위상()은 다음과 같이 계산될 수 있다.Receive phase of a particular constellation diagram circle averaged ( ) Can be calculated as
상기 식 중,In the above formula,
은 허수부를 의미하고, Means imaginary part,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 콘스텔레이션 지점이고, Is the constellation point,
는 실수부를 의미하고, Means real part,
는 원의 개수를 의미하며, Means the number of circles,
은 이동 평균을 의미한다. Means moving average.
사전-왜곡기는 진폭 및 위상 왜곡들을 보상하기 위해 설계된다. 진폭 보상은 수학식 5에 따라 계산된 평균이 이루어진 수신 진폭들로 기준 진폭들을 나눔으로써 이루어질 수 있다. 상기 평균이 이루어진 수신 진폭()이 보다 작을 경우에, 역 이득차는 1보다 크다. 다시 말하면, 상기 사전-왜곡기는 진폭을 증가시킨다.The pre-distorter is designed to compensate for amplitude and phase distortions. Amplitude compensation may be achieved by dividing the reference amplitudes by the averaged received amplitudes calculated according to equation (5). The received amplitude of the average ( )this If smaller, the reverse gain difference is greater than one. In other words, the pre-distorter increases the amplitude.
상기 역 이득차는 수학식 6 x (-1)를 사용함으로써 계산된 평균이 이루어진 수신 위상이다.The inverse gain difference is a reception phase in which the average calculated by using Equation 6 × (−1) is obtained.
따라서, 다음과 같은 수학식이 구해진다.Therefore, the following equation is obtained.
상기 식 중,In the above formula,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 원() 상의 복소 기준 지점이고, Is the circle ( Is the complex reference point on
는 수학식 5로부터 구해지고, Is obtained from
상기 식 중,In the above formula,
는 수학식 6에서 구해진다. Is obtained from equation (6).
상기 식들은 극좌표들을 활용한 좌표계에 대해 구해진다. 사전-왜곡기들이 직교 좌표계에서 동작하는 것이 일반적이기 때문에, 수학식 7 및 수학식 8은 직각 좌표들로 대체되어야 한다. 따라서, 복소 보정 계수의 실수부에 대해 다음과 같은 수학식이 구해지고,The above equations are obtained for a coordinate system utilizing polar coordinates. Since it is common for pre-distorters to operate in Cartesian coordinate systems,
허수부에 대해, 다음과 같은 수학식이 구해진다.For the imaginary part, the following equation is obtained.
여기서 주의할 점은 수학식 9 및 수학식 10이 중간 지점들에 대해서가 아니라 콘스텔레이션 지점들에 대해서만 유효하다는 것이다. 중간 지점들에 대한 보정 계수들은 위에서 보여준 바와 같이 내삽을 통해 구해질 수 있다. 사인 및 코사인 함수들이 절단 테일러 급수 근사화(truncated Taylor series approximation)를 사용함으로써 더 간단하게 될 수 있다. 테일러 급수는 당업자에게 널리 알려져 있다.Note that Equations 9 and 10 are valid only for constellation points, not for intermediate points. The correction factors for the intermediate points can be obtained by interpolation as shown above. Sine and cosine functions can be made simpler by using truncated Taylor series approximation. Taylor feedwater is well known to those skilled in the art.
상기 사전-왜곡 매개변수들이 하드웨어(HW)에 저장되어 있는 경우에, 해상도 가 제한된다. 매개변수들은, 선택적으로 선형 내삽들이 세그먼트들의 경계들에서의 사전왜곡 이득 매개변수들의 점프들로 유도하지 않는다는 점에 유념하면서, 허용된 비트 크기로 라운드된다.In case the pre-distortion parameters are stored in hardware HW, the resolution is limited. The parameters are rounded to the allowed bit size, optionally noting that linear interpolations do not lead to jumps of pre-distortion gain parameters at the boundaries of the segments.
도 2a 및 도 2b에서는, y-축이 출력 진폭 값들을 보여준다. , 즉 복소 이득의 절대값은 및 간의 이득 인자와 등가이다.In Figures 2A and 2B, the y-axis shows output amplitude values. , That is, the absolute value of the complex gain And It is equivalent to the gain factor of the liver.
기준 원들의 전력()은 다음과 같이 표기될 수 있다.Power of reference circles ( ) Can be written as
상기 식 중,In the above formula,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 원() 상의 복소 기준 지점이다. Is the circle ( ) Is the complex reference point on.
각각의 복소 라인 세그먼트들에 대한 y-축 교점(출력 진폭 또는 전력) 및 각도 계수는 그래프가 구분 선형인 것으로 생각될 경우에 다음과 같이 구해질 수 있다.The y-axis intersection (output amplitude or power) and angle coefficient for each complex line segment can be found as follows when the graph is considered to be a discrete linear.
도 6에는 한 곡선 세그먼트(604)가 도시되어 있다. 사전-왜곡기 계수들(,)의 실수부들에 대한 정의를 명확하게 하기 위하여, 도 6에 한 곡선 세그먼트(604)가 도시된 것이다. 수직축(600) 상에는 이득 인자()의 실수부가 존재하며 수평축(602) 상에는 입력 전력()이 존재한다. 사전-왜곡 방법에서는, 복소 이득 인자()의 y-축 교차점(610; ()) 및 기울기()를 나타내는 복소(,) 인 자들은 수학식 9 및 수학식 10에 따라 구해진다.One
출력 진폭(도 2a 및 도 2b 참조)은 복소 이득 인자()의 절대값과 동일한 진폭 이득 인자만큼 입력 진폭에 관련된다. 출력 위상은 복소 이득 인자()의 위상과 동일한 위상 이득 인자만큼 입력 위상에 관련된다.The output amplitude (see FIGS. 2A and 2B) is a complex gain factor ( The input amplitude is related by an amplitude gain factor equal to the absolute value of. The output phase is a complex gain factor ( Is related to the input phase by a phase gain factor equal to that of.
2개의 연속 복소 기준 지점(),)의 입력 전력들()이 도시되어 있다. 진폭 차(; 608)는 수직축에서 구해지며 입력 전력 차( ; 606)는 수평축에서 구해진다. 기울기()의 실수부가 이다.Two consecutive complex reference points ( ), Input powers of ) Is shown. Amplitude difference ( ; 608 is obtained from the vertical axis and the input power difference ( ; 606 is obtained from the horizontal axis. inclination( Real part of) to be.
및 을 보여주기 위해 구성 라인으로서 점선들이 도 2b에서 사용된다. , 및 의 허수부들에 대해 유사한 도면이 도시될 수 있다. And Dotted lines are used in FIG. 2B as configuration lines to show , And A similar figure can be shown for the imaginary parts of.
각각의 세그먼트는,Each segment is
와 같이 위에서 수학식 2로 표시되었으며,As shown above in
상기 식 중,In the above formula,
는 입력 전력() 또는 이득 인자에 따른 복소 선형 내삽이고, Is the input power ( ) Or complex linear interpolation depending on the gain factor,
는 입력 전력(또는 진폭)이며, Is the input power (or amplitude),
은 각도 계수(기울기)이고, Is the angle factor (tilt),
은 y-축 교점이다. Is the y-axis intersection.
다음에서는, 및 (전력 간격의 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들)의 계산이 더 상세하게 설명된다.In the following, And The calculation of (parameters defining the linear curve segment of the power interval) is described in more detail.
32 QAM 시스템이 본원에 일례로서 사용되고 있기 때문에, 5개의 기준 원에 대응하는 5개의 복소 이득값으로부터의 4개의 라인 세그먼트에 대해 다음과 같은 수학식들이 표기된다. 각각의 라인 세그먼트를 의미하는 새로운 인덱스 l(l은 1 내지 4로 주어짐)이 채용된다. 먼저, 의 실수부 및 허수부가 다음과 같이 계산된다.Since a 32 QAM system is used herein as an example, the following equations are written for four line segments from five complex gain values corresponding to five reference circles. A new index l (l is given from 1 to 4) is employed to mean each line segment. first, The real part and the imaginary part of are calculated as follows.
상기 식 중,In the above formula,
은 실수값을 의미하며, Means a real value,
는 입력 진폭이고, Is the input amplitude,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 당해 원 상의 복소 기준 지점을 의미하고(펄스 샤프닝(pulse sharpening)과 같은 변조기 및 사전-왜곡기 간의 가능한 회로 증폭을 포함함), Means the complex reference point on the circle (including possible circuit amplification between the modulator and pre-distorter, such as pulse sharpening),
상기 식 중,In the above formula,
는 허수값을 의미하며, Means an imaginary value,
는 입력 진폭이고, Is the input amplitude,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 당해 원 상의 복소 기준 지점을 의미한다(펄스 샤프닝(pulse sharpening)과 같은 변조기 및 사전-왜곡기 간의 가능한 회로 증폭을 포함함). Means the complex reference point on the circle (including possible circuit amplification between the modulator and pre-distorter, such as pulse sharpening).
다음에는 의 실수부 및 허수부가 다음과 같이 계산된다.next time The real part and the imaginary part of are calculated as follows.
상기 식 중,In the above formula,
은 실수값을 의미하며, Means a real value,
는 입력 진폭이고, Is the input amplitude,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 당해 원 상의 복소 기준 지점을 의미하고(펄스 샤프닝과 같은 변조기 및 사전-왜곡기 간의 가능한 회로 증폭을 포함함), Means the complex reference point on the circle (including possible circuit amplification between the modulator and pre-distorter such as pulse sharpening),
은 수학식 12를 사용함으로써 계산되는 각도 계수의 실수부이다. Is a real part of the angle coefficient calculated by using Equation (12).
의 허수부는 다음과 같이 계산된다. The imaginary part of is computed as
상기 식 중,In the above formula,
은 허수값을 의미하며, Means an imaginary value,
는 입력 진폭이고, Is the input amplitude,
는 절대값을 의미하며, Means absolute value,
는 당해 원 상의 복소 기준 지점을 의미하고(펄스 샤프닝과 같은 변조기 및 사전-왜곡기 간의 가능한 회로 증폭을 포함함), Means the complex reference point on the circle (including possible circuit amplification between the modulator and pre-distorter such as pulse sharpening),
은 수학식 13을 사용함으로써 계산되는 각도 계수의 허수부이다. Is an imaginary part of the angle coefficient calculated by using equation (13).
블록(110)에서는, 복소값의 형태를 지니는 것이 일반적인 이득 인자()가 당해 전력 간격의 복소 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들, 즉 및 (수학식 2 참조)를 사용함으로써 계산된다. 신호는 이 신호에 상기 이득 인자()를 곱함으로써 사전-왜곡된다.In
상기 실시예가 블록(112)에서 종료된다. 화살표(114)는 상기 실시예를 반복하기 위한 한가지 가능성을 보여준다. 상기 방법이 수렴하게 하는데에는 여러 번의 반복이 필요한 것이 일반적이다. 온도 변화 및 노화로 인해 그러한 사전-왜곡 매개변수들의 업데이트가 필수적일 수 있다.The embodiment ends at
상기 방법은 여러 종류의 통신 시스템에서 구현될 수 있다. 일례는 지점 대 지점(또는 한 지점 대 다 지점) 시스템들이다. 지점 대 지점(한 지점 대 다 지점) 시스템들에 대해, 상시 대기(hot standby; HSB) 기기 보호 방법을 적용하는 것이 가능하다. 상기 상시 대기 방법에서는, 고장이 생기면 액티브 무선 유닛의 기능들을 채택할 준비를 하는 하나 이상의 보조 무선 유닛들이 존재한다. 무선 유닛이 이용가능하지 않게 되거나, 무선 신호의 수신이 연속적이지 않거나 검출시 너무 많은 비트 오차들을 야기하는 신호 품질의 열화가 존재하는 것과 같이 고장 유형이 몇 가지 존재한다. "상기 대기"라는 명칭은 양자 모두의 무선 유닛의 송수신기들이 온 상태로 스위칭되지만 보호 무선 유닛의 송신기가 뮤트(mute)되기 때문에 보호 무선 유닛이 "상시 대기" 모드에 있다는 사실로부터 유래한 것이다.The method may be implemented in various types of communication systems. One example is point to point (or one point to many point) systems. For point-to-point (one-to-many) systems, it is possible to apply hot standby (HSB) device protection methods. In the hot standby method, there are one or more secondary radio units that are prepared to adopt the functions of the active radio unit in the event of a failure. There are several types of failures such as the wireless unit becomes unavailable, or there is a degradation in signal quality that causes the reception of the wireless signal to be not continuous or causes too many bit errors upon detection. The name "standby" derives from the fact that the transceivers of both radio units are switched on but the guard radio unit is in "hot standby" mode because the transmitters of the guard radio unit are muted.
사전-왜곡 매개변수들을 정의하는 절차는 타깃 송신 전력에 이를 때까지 외부 루프가 작은 스텝으로 송신 전력을 증가시키기 때문에 2개의 네스트 루프(nested loop)로서 설명될 수 있다. 내부 루프는 스펙트럼 마스크 위반을 야기하지 않는 최소 전력에서부터 개시하여 고정된 송신 전력에 대한 사전-왜곡 업데이트들을 수행한다. 최초의 시동시 사전-왜곡기에 대한 디폴트 매개변수들은 예를 들면 =0 및 =1일 수 있다. 이후의 프로세스는 다음과 같은 반복 단계들에 대해 측정 결과들을 사용하여 속행된다.The procedure of defining the pre-distortion parameters can be described as two nested loops because the outer loop increases the transmit power in small steps until the target transmit power is reached. The inner loop performs pre-distortion updates for fixed transmit power starting from the minimum power that does not cause a spectral mask violation. The default parameters for the pre-distorter on first start up are for example = 0 and May be = 1. The subsequent process is continued using the measurement results for the following repeating steps.
상기 송신 전력은 스펙트럼 마스크 위반들을 방지하기 위해 미리 결정된 한도보다 높이 증가하지 않게 되는 것이 일반적이다. 사전-왜곡에 대해 설정된 전형적인 구현 종속 한계들에 이르게 될 경우에, 마이크로프로세서는 송신 전력의 증가를 제한한다. 그러한 제한은 또한 스펙트럼 마스크 위반을 방지하는 것 외에도 내부 오버플로우를 방지한다.It is common for the transmit power not to increase above a predetermined limit to prevent spectral mask violations. In the event of reaching typical implementation dependent limits set for pre-distortion, the microprocessor limits the increase in transmit power. Such a restriction also prevents internal overflow in addition to preventing spectral mask violations.
또한, 무선 조건들은 상당히 신속하게 변할 수 있는데 이 경우에 상기 시스템은 한 송신 전력으로부터 다른 한 송신 전력으로 신속하게 스위칭되어야 한다. 각각의 반복이 작은 전력 변화를 지니는 여러 번의 반복 단계를 회피하기 위해, 사전에 계산된 사전-왜곡 매개변수들 및 이동 평균들이 룩-업 테이블(LUT)에 저장될 수 있다. 상기 룩-업 테이블(LUT)은 또한 전력 차단 이후에나 새로운 시동시에 매개변수들의 사용을 허용하도록 영구적이며 비-휘발성 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 사전-왜곡 매개변수들의 정기적인 업데이트들은 노화 또는 온도 변화 영향에 대해 상기 시스템을 조정하기 위해 이루어질 수 있다. 순번(sequence number)은 동일한 측정 정보를 2번 사용하는 것을 회피하기 위해 사용될 수 있다.In addition, radio conditions can change quite rapidly, in which case the system must switch quickly from one transmit power to another. In order to avoid multiple iteration steps in which each iteration has a small power change, pre-calculated pre-distortion parameters and moving averages can be stored in the look-up table (LUT). The look-up table (LUT) may also be stored in permanent and non-volatile memory to allow the use of parameters after power off or at new startup. In addition, regular updates of pre-distortion parameters can be made to adjust the system to the effects of aging or temperature change. The sequence number can be used to avoid using the same measurement information twice.
이하에서는 수신기에서의 사전-왜곡 측정들을 위해 사용된 장치들의 일례가 도 3의 도움으로 설명된다. 상기 장치는 도 3에서 알 수 있는 바와 같이 판단 장치 부근에 위치해 있는 것이 전형적이다. 상기 수신기는 예를 들면 통신 시스템의 사용자 단말기에 위치해 있을 수 있다. 상기 수신기는 또한 기지국(또한 노드 B라고도 언급됨)에 위치해 있을 수도 있고 통신 시스템의 등가 네트워크 구성요소에 위치해 있을 수도 있다. 상기 시스템은 또한 한 지점 대 다 지점(또는 지점 대 지점, 다 지점 대 다 지점, 메시-무선 네트워크 등) 시스템일 수 있는데, 이 경우에는 사전-왜곡기가 필요한 설비들을 포함하는 구성요소에 위치해 있을 수도 있다. 상기 네트워크 구성요소는 본원에서 접속 장치라고 언급된다.In the following an example of the devices used for pre-distortion measurements at the receiver is described with the aid of FIG. 3. The device is typically located near the judging device as can be seen in FIG. The receiver may for example be located at a user terminal of a communication system. The receiver may also be located at a base station (also referred to as Node B) or at an equivalent network component of the communication system. The system may also be a point-to-point (or point-to-point, multi-point-to-point, mesh-wireless network, etc.) system, in which case it may be located in a component that includes facilities requiring pre-distorters. have. The network component is referred to herein as a connection device.
당업자에게 자명한 점은 상기 수신기가 또한 도 3에 도시된 것과 다른 구성요소들을 포함할 수 있다는 것이다.It will be apparent to those skilled in the art that the receiver may also include other components than shown in FIG.
상기 실시예에서는, 수신 신호 샘플이 판단 장치(300)에 도달한다. 상기 수신 신호 샘플 및 검출된 심벌은 회전 블록(302)에 채용된다. 상기 회전 블록에서는, 상기 샘플 및 상기 검출된 심벌이 필요한 측정들의 횟수를 최소화하기 위해 콘스텔레이션 다이어그램의 제1 사분면으로 회전된다. 콘스텔레이션 다이어그램은 당 업자에게 알려져 있다.In this embodiment, the received signal sample arrives at the judging
상기 수신 신호 샘플 및 상기 검출된 심벌 간의 차(오차)가 블록(306)에서 동상 및 직교 성분들에 대해 계산된다. 동상 성분 차는 수신 샘플의 동상 성분 및 검출 심벌의 동상 성분 사이의 차이다. 따라서, 직교 성분 차가 상기 수신 신호 샘플의 직교 성분 및 상기 검출된 심벌의 직교 성분 간의 차이다.The difference (error) between the received signal sample and the detected symbol is calculated for in-phase and quadrature components at
대개는, 진폭 및 위상 차들이 I 및 Q 차들을 계산함으로써 직교 영역에서 계산된다.Usually, amplitude and phase differences are calculated in the orthogonal region by calculating the I and Q differences.
블록들(304,308)은 콘스텔레이션 지점에 따라 대응하는 메모리 유닛(310A-H)(도 3에는 단지 맨 처음의 메모리 유닛과 맨 마지막의 메모리 유닛이 도시됨)에 상기 계산된 차들을 공급한다. 32 QAM이 사용되고 상기 검출된 심벌들과 아울러 신호 샘플들이 제1 사분면으로 회전될 경우에, 8개의 서로 다른 콘스텔레이션 지점들, 결과적으로 8*2=16개(실수 및 허수 값들에 대한 개별 저장 장치들)의 메모리 유닛 또는 메모리 유닛의 부분들이 존재한다.
마이크로프로세서(314)는 송신기에 전송된 진폭 및 위상 정보의 정확성을 개선하기 위해 상기 차들을 평균할 수 있다. 또한, 평균은 상기 송신기에서 수행하는 것이 가능하며 그러한 경우에 상기 마이크로프로세서의 주요 태스크는 상기 송신기에 대한 정보 공급을 제어하는 것이다. 블록(312)은 상기 마이크로프로세서(314)에서 메모리 사용 및 계산 프로세스를 제어하는 제어 블록이다. 위에 언급된 장치는 애플리케이션 전용 집적회로(application-specific integrated circuit; ASIC) 부품에 위치해 있는 것이 전형적이다. 다른 가능한 구현은 필드 프로그램가능한 게이 트 어레이(field-programmable gate arrays; FPGA), 디지털 신호 처리(digital signal processing; DSP) 또는 심지어는 범용 프로세서이다. 필요한 처리 속도는 주로 상기 구현을 결정한다.The
다음에는 송신기의 사전-왜곡기의 일반화된 예가 도 4 및 도 5의 도움으로 더 상세하게 설명된다. 당업자에게 자명한 점은 상기 사전-왜곡기가 또한 도 4 및 도 5에 예시된 것과는 다른 구성요소들을 포함할 수 있다는 것이다. 상기 사전-왜곡기는 기지국(또한 노드 B라고도 언급됨), 무선 네트워크 제어기 또는 통신 시스템의 등가 네트워크 구성요소에 위치해 있을 수 있다. 상기 시스템은 또한 한 지점 대 다 지점(또는 지점 대 지점, 다 지점 대 다 지점, 메시-무선 네트워크 등) 시스템일 수 있는데, 이 경우에는 상기 사전-왜곡기가 필요한 설비들을 포함하는 구성요소에 위치해 있을 수 있다. 상기 네트워크 구성요소는 본원에서 접속 장치라고 언급된다.In the following, a generalized example of the pre-distorter of the transmitter is described in more detail with the aid of FIGS. 4 and 5. It will be apparent to those skilled in the art that the pre-distorter may also include other components than those illustrated in FIGS. 4 and 5. The pre-distorter may be located in an equivalent network component of a base station (also referred to as Node B), a radio network controller, or a communication system. The system may also be a point-to-point (or point-to-point, multi-point-to-point, mesh-wireless network, etc.) system, in which case the pre-distorter may be located in a component containing the installations needed. Can be. The network component is referred to herein as a connection device.
상기 사전-왜곡기는 신호 스펙트럼이 개선되어야 할 경우에 디지털 펄스 정형 및 저역 통과 필터들 다음에 위치해 있는 것이 일반적이다. 그러나, 이러한 필터들은 콘스텔레이션 지점들 간의 신호 값들을 생성한다. 그러므로, 위에서 설명된 바와 같이 내삽 및/또는 외삽이 사용된다.The pre-distorter is usually located after the digital pulse shaping and low pass filters if the signal spectrum should be improved. However, these filters produce signal values between constellation points. Therefore, interpolation and / or extrapolation are used as described above.
기저대역 신호의 고조파(harmonic)들이 보상되어야 할 경우에, 오버-샘플링이 필요한 것이 전형적이다. 심벌 레이트의 4배와 같거나 높은 샘플 레이트가 사용될 경우에, 오버-샘플링 요건들이 충족되는 것이 전형적이다. 상기 사전-왜곡기에 의해 생성된 스펙트럼 성분들은 나이퀴스트 주파수(Nyquist frequency)에 이르기까 지 주파수 영역에 다시 에일리어싱(aliasing)된다. 그러므로, 샘플 레이트가 높으면, 상기 사전-왜곡 결과가 양호해지는데, 그 이유는 고주파수들을 지니는 스펙트럼 성분들이 저주파수들을 지니는 성분들보다 더 신속하게 감쇠하기 때문이다. 매우 높은 오버-샘플링을 사용하는 다른 이점은 상기 오버-샘플링 인자의 절대값에 의존하여 또한 기저대역 스펙트럼의 3차 고조파보다 높은 고조파에 이르기까지의 보상이 가능하다는 것이다.If the harmonics of the baseband signal should be compensated for, over-sampling is typically needed. If a sample rate equal to or higher than four times the symbol rate is used, then the over-sampling requirements are typically met. The spectral components produced by the pre-distorter are again aliased in the frequency domain up to the Nyquist frequency. Therefore, if the sample rate is high, the pre-distortion result is good because the spectral components with high frequencies attenuate more quickly than the components with low frequencies. Another advantage of using very high over-sampling is that depending on the absolute value of the over-sampling factor, compensation up to harmonics higher than the third harmonic of the baseband spectrum is also possible.
상기 사전-왜곡기의 입력 신호는 블록(400)으로 전송되는데, 상기 블록(400)에서는 신호 전력이 결정된다. 상기 결정된 전력은 블록(402)로 전송되는데, 상기 블록(402)에서는 전력 값들이 현재의 실시예에서 사용된 전력 간격들을 기초로 하여 양자화된다. 32 QAM의 경우에, 4개의 서로 다른 전력 간격이 존재한다. 도 2에는 전력 간격의 일례가 도시되어 있다. 블록(404)에서는, 현재의 입력 값이 어느 전력 간격(선형 곡선 세그먼트)에 속하는지가 결정된다.The input signal of the pre-distorter is sent to block 400, where the signal power is determined. The determined power is sent to block 402, where the power values are quantized based on the power intervals used in the present embodiment. In the case of 32 QAM, there are four different power intervals. 2 shows an example of the power interval. At
마이크로프로세서(406)는 상기 전력 간격들의 복소 선형 곡선 세그먼트들을 정의하는 매개변수들, 다시 말하면 및 를 계산하다. 그러한 계산은 도 5 및 도 2b의 도움으로 설명된다. 도 2b에는, 한 곡선 세그먼트의 기울기, 다시 말하면 가 어떠한 방식으로 진폭 이득과 동일해지는지가 도시되어 있다. 점선은 구성 라인으로서 사용된다.
상기 수신기는 백-채널을 통해 상기 송신기에 I 및 Q 정보를 송신한다. 상기 송신기에서, 상기 정보는 상기 마이크로프로세서(406)에 전송된다. 이러한 예에서는, 8개의 서로 다른 입력 값이 존재한다.The receiver transmits I and Q information to the transmitter on the back channel. At the transmitter, the information is sent to the
블록(500)에서는, I 및 Q 차들이 평균된다(이러한 것이 수신기에서 수행되지 않는 경우). 이후에는 평균이 이루어진 차들이 블록(502)에서 동상 축을 향해 회전된다. 회전 각도는 I 축을 향해 대응하는 기준 지점을 회전할 필요가 있는 각도인 것이 전형적이다. 그러한 회전은 각각의 대응하는 기준 지점에 대해 유일한 복소 회전자를 각각 평균이 이루어진 차에 복소 곱함으로써 이루어질 수 있다.In
블록(504)에서, 동일한 콘스텔레이션 원에 속하는 회전된 차들은 평균된다. 32 QAM이 사용될 경우에, 도 2a에 도시된 모델을 형성하는 것이 가능하며 블록(504)으로부터의 5개의 서로 다른 출력 값이 존재한다. 블록(506)에서, 과보상(overcompensating)이 수행되지 않는 안정된 사전-왜곡기를 확인하기 위해 증폭 및 이동 평균 계산이 이루어진다.At
블록(508)에서, 전력 간격들의 복소 선형 곡선 세그먼트를 정의하는 매개변수들, 다시 말하면 및 가 계산된다. 그러한 계산은 위에서 상세하게 설명되었다.In
전력 다이어그램(도 6 참조)의 현재의 라인 세그먼트에 대응하는 매개변수들(,)이 블록(408)에서 선택된다. 콘스텔레이션 지점들과는 다른 값들에 대해, 블록(410)에서 근사를 위한 내삽 또는 외삽이 사용되는데, 중간 값들에 대하여는 내삽이 사용되고 최외곽 콘스텔레이션 원 위에 있거나 최내곽 원 아래에 있는 진폭들을 지니는 값에 대하여는 외삽이 사용된다. 선형 내삽(또는 외삽)은 간략성을 위해 본 실시예에서 사용되지만, 다른 방법들이 또한 사용될 수 있다.Parameters corresponding to the current line segment of the power diagram (see FIG. 6) ( , Is selected at
블록(410)에서, 이득 인자()가 결정된다.In
복소 사전왜곡 신호를 구하기 위해 상기 사전-왜곡기의 복소 입력 신호가 블록(412)에서 복소 이득 인자()에 의해 곱해진다.In order to obtain a complex predistortion signal, the complex input signal of the pre-distorter is converted into a complex gain factor (block 412). Is multiplied by
위에 언급된 장치들은 하나 이상의 애플리케이션 전용 집적회로(ASIC) 부품에 위치해 있는 것이 전형적이다. 다른 가능한 구현은 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 디지털 신호 처리(DSP) 또는 심지어는 범용 프로세서이다. 필요한 처리 속도는 주로 상기 구현을 결정한다.The above mentioned devices are typically located in one or more application specific integrated circuit (ASIC) components. Other possible implementations are field programmable gate arrays (FPGA), digital signal processing (DSP) or even general purpose processors. The required processing speed largely determines the implementation.
상기 구현들은 다양할 수 있다. I(동상) 및 Q(직교) 차 측정들이 상기 수신기에서 수행되는 것이 바람직하며, 실제의 신호 사전-왜곡은 상기 송신기에서 수행되지만, 다른 수순 단계들이 양측에서 이루어질 수 있다.The implementations may vary. It is preferred that I (in-phase) and Q (orthogonal) difference measurements are performed at the receiver, while the actual signal pre-distortion is performed at the transmitter, but other procedural steps can be made at both sides.
위에서 본 발명이 첨부도면들에 따른 예를 참조하여 설명되었지만, 분명한 점은 본 발명이 그러한 예에 한정되지 않고 첨부된 청구항들의 범위 내에서 여러 방식으로 수정될 수 있다는 것이다.While the invention has been described above with reference to examples in accordance with the accompanying drawings, it is apparent that the invention is not limited to such examples and may be modified in many ways within the scope of the appended claims.
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