KR20060116887A

KR20060116887A - Transmit diversity method

Info

Publication number: KR20060116887A
Application number: KR1020050039401A
Authority: KR
Inventors: 이해운; 김기영
Original assignee: 하이웨이브 주식회사
Priority date: 2005-05-11
Filing date: 2005-05-11
Publication date: 2006-11-15

Abstract

A communication diversity method for a mobile station is provided to enable a base station transmitter diversity associated with mobile station reception equalization to be used, thereby improving the downlink performance of a mobile communication system without increasing the transmission power of a base station, increasing fading immunity margin of a system, reducing the total transmission power consumption, and reducing generated interference. A communication diversity method for a mobile station comprises the following steps of: receiving multi-version signals which are transmitted as having delay at least twice as much as fixed delay between each transmission; delaying the received signal at the first tapped delay line; multiplying the first weighting factor by the delayed signal, provided from an equalizing tap set of the first tapped delay line, in order to provide the first multiplication signal; adding up the first multiplication signal in order to provide the first equalizing signal; delaying output of the first tapped delay line as much as the fixed delay in order to provide the first signal; delaying the first signal at the second tapped delay line; multiplying the second weighting factor by the delayed signal, provided from an equalizing tap set of the second tapped delay line, in order to provide the second multiplication signal; adding up the second multiplication signal in order to provide the second equalizing signal; and adding up the first and second equalizing signals in order to provide a mixed signal.

Description

Communication diversity method for mobile station

도 1은 단일 송신 안테나를 갖는 기지국을 포함하는 종래의 이동 통신 시스템의 도면, 1 is a diagram of a conventional mobile communication system including a base station having a single transmit antenna,

도 2는 도 1의 이동국에서 수신된 신호의 다중 경로를 시간 영역상에 도시한 도면, FIG. 2 is a diagram illustrating, in time domain, multiple paths of a signal received at the mobile station of FIG.

도 3은 다중 분기 수신부에 있어서 수신기 다이버시티의 효과를 도시한 도면, 3 illustrates the effect of receiver diversity in a multi-branch receiver;

도 4는 본 발명의 일실시예의 이동 통신 시스템을 도시한 도면, 4 illustrates a mobile communication system according to an embodiment of the present invention;

도 5는 다수의 송신 안테나를 포함하는 기지국에서 송신 다이버시티를 도시한 도면, 5 is a diagram illustrating transmit diversity in a base station including a plurality of transmit antennas;

도 6은 본 발명의 기지국 송신기를 도시한 도면, 6 illustrates a base station transmitter of the present invention;

도 7은 본 발명의 이동국 수신기를 도시한 도면, 7 illustrates a mobile station receiver of the present invention;

도 8은 도 7의 이동국 수신기의 등화기를 도시한 도면, 8 shows an equalizer of the mobile station receiver of FIG. 7;

도 9는 도 8의 등화기 부분에서 동작하는 바와 같이, 지연 없이 송신된 독립 버전의 제 1 신호의 수신 다중 경로와, 제 1 신호의 송신 후 사전 결정된 지연 시간을 가지면서 송신된 독립 버전의 제 2 신호의 수신 다중 경로를 도시한 그래프도, FIG. 9 illustrates a receive multipath of the independent version of the first signal transmitted without delay, as operated in the equalizer portion of FIG. 8, and the independent version of the independent version transmitted with a predetermined delay time after transmission of the first signal. Graph showing the reception multipath of two signals,

도 10은 독립 버전의 신호의 독립 페이딩을 도시한 도면, 10 shows independent fading of an independent version of a signal;

도 11은 도 7의 이동국 수신기의 대안의 실시예에 따른 RAKE 아키텍쳐를 도시한 도면이다. 11 illustrates a RAKE architecture according to an alternative embodiment of the mobile station receiver of FIG.

본 발명은 이동국용 통신 다이버시티 방법에 관한 것으로, 특히 신뢰성있는 통신을 행하는데 필요한 송신 전력을 감소시키기 위한 이동 통신 시스템의 송신 다이버시티에 대한 이동국용 통신 다이버시티 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a communication diversity method for a mobile station, and more particularly, to a communication diversity method for a mobile station for transmission diversity of a mobile communication system for reducing transmission power required for reliable communication.

포워드 링크 및 리버스 링크를 포함하는 셀룰러 전화 시스템과 같은 듀플렉스 무선 시스템에서, 전체의 통신 품질을 보장하기 위해서는 링크 밸런스가 유지되어야 한다. 통상, 셀룰러 기지국에서의 리버스 링크 수신기 시스템은, 기지국에 의해 감지되는 이동국의 송신 페이딩이 감소되도록 두개 이상의 수신 안테나 산포량(reception antenna spread) 7-10λ를 갖는 다이버시티 수신을 이용하고 있다. 그러나, 다중 안테나 및 수신기 채널들은 소형 및 비용 절감이 중요한 요소로 되는 차량 장착용 혹은 휴대용 이동 통신 장치용으로는 적당하지가 않다. 차량 장착용이나 휴대용 이동 통신 장치는 수신 다이버시티를 이용할 수 없기 때문에, 업링크 성능이 다운링크 성능보다 통상 6-7데시벨 정도 우수하다. 통상적으로, 링크 밸런스는 이동 수신기에서의 다이버시티 수신 부족분을 채우기 위한 보다 강한 기지국 다운링크 송신 전력 증폭기를 사용함으로써 유지되어 다운링크 성능을 개선하고 있 다. 그러나, 송신 전력을 높이는 것은 링크 전력 버짓(link power budget), 콤포넌트 사이즈, 중량, 비용에 역효과를 끼치며, 또한 시스템 간섭을 높이는 결과를 초래한다.In duplex wireless systems, such as cellular telephone systems, including a forward link and a reverse link, link balance must be maintained to ensure overall communication quality. Typically, a reverse link receiver system at a cellular base station utilizes diversity reception with two or more reception antenna spreads 7-10 lambda so that the transmission fading of the mobile station sensed by the base station is reduced. However, multiple antenna and receiver channels are not suitable for in-vehicle or portable mobile communication devices where compactness and cost savings are important factors. Since in-vehicle or portable mobile communication devices cannot use receive diversity, uplink performance is typically about 6-7 decibels better than downlink performance. Typically, link balance is maintained by using stronger base station downlink transmit power amplifiers to fill diversity reception shortfalls in mobile receivers to improve downlink performance. However, increasing the transmit power adversely affects link power budget, component size, weight, and cost, and also results in increased system interference.

도 1은 안테나(701)를 갖는 이동국(70)에 신호를 무선으로 송신하는 단일 기지국 송신 안테나(601)를 갖는 기지국을 포함하는 종래의 이동 통신 시스템을 도시하고 있다. 이동국(70)과 기지국(60) 사이에 위치하는 빌딩, 나무, 혹은 산과 같은 환경적 장애물로 인해, 기지국(60)으로부터 송신되는 신호는 여러 장애물로부터 반사된 후 시간적으로 지연되는 다수의 다중 경로 신호들과 더불어, 이동국(70)에서 수신된다. 도 2는 환경적 장애물로 인한 수신 신호의 다중 경로 지연을 도시하고 있다. 이동국(70)내의 적응성 등화기는 가변적인 크기의 가중치와 시간 편차(time offset)를 가져, 환경내에서의 신호 반사 형태를 변화시키는 이동국의 이동으로 인한 채널 응답의 변화량을 보상한다. 신호 수신시, 등화기는 수신된 채널 응답을 고르게 하기 위해 수신 신호의 다중 경로를 지연시켜 다중 경로에 의해 생성된 무선 채널 왜곡을 보상하고 있다. 등화기는 다중 경로의 스미어링(smearing)을 적응적으로 경감시키기 위해 주파수 영역에서 동작한다.1 illustrates a conventional mobile communication system including a base station having a single base station transmit antenna 601 for wirelessly transmitting signals to a mobile station 70 having an antenna 701. Due to environmental obstacles such as buildings, trees, or mountains located between the mobile station 70 and the base station 60, the signals transmitted from the base station 60 are reflected from several obstacles and then delayed in time with multiple multipath signals. Are received at the mobile station 70. 2 illustrates a multipath delay of a received signal due to environmental obstacles. The adaptive equalizer in the mobile station 70 has variable magnitude weights and time offsets to compensate for the amount of change in channel response due to the movement of the mobile station that changes the shape of signal reflections in the environment. Upon signal reception, the equalizer compensates for the radio channel distortion created by the multipath by delaying the multipath of the received signal to even out the received channel response. The equalizer operates in the frequency domain to adaptively mitigate smearing of the multipath.

30k㎐의 협대역 신호를 송신하는 북미 시분할 다중 액세스(TDMA) 시스템에서, 비트 주기는 매우 길며, 이동국 등화기의 등화기 탭들은 1/4 내지 1 비트만큼 분리되며, 이는 먼 거리로부터의 다중 경로 에코우에 해당한다. 환경적 장애물로 인한 다중 경로로부터의 전파 지연이 비교적 짧고(통상적으로 정보 비트의 1/4), 대부분의 다중 경로의 지연이 등화기가 처리할 수 없을 정도로 매우 짧기 때문에 TDMA 시스템의 이동국 등화기는 환경적 반사에 의해 야기되는 다중 경로를 크게 줄일 수는 없다. 일반적으로, TDMA 시스템의 이동국 등화기들은 다중 경로의 스미어링을 크게 줄일 수 없기 때문에, 통상적으로 차동 모드로 유지된다(등화기는 OFF). 반면, GSM(전역적 이동 통신 시스템) 시스템의 이동국의 등화기 수신기들과 CDMA 시스템의 이동국의 RAKE 수신기들은 다중 경로를 크게 줄일 수 있다. 그러나, GSM 및 CDMA 시스템에서의 등화기 수신기 및 RAKE 수신기의 구성은 복잡하다.In a North American time division multiple access (TDMA) system that transmits a narrowband signal of 30 k㎐, the bit period is very long, and the equalizer taps of the mobile station equalizer are separated by 1/4 to 1 bit, which is multipath from a long distance. Corresponds to echo. Mobile station equalizers in TDMA systems are environmentally friendly because propagation delays from multiple paths due to environmental obstacles are relatively short (typically 1/4 of information bits), and most multipath delays are so short that the equalizer cannot handle them. The multipath caused by reflection cannot be greatly reduced. In general, mobile station equalizers in TDMA systems typically remain in differential mode (equalizers are OFF) because they cannot significantly reduce multipath smearing. On the other hand, the equalizer receivers of the mobile station of the GSM system and the RAKE receivers of the mobile station of the CDMA system can greatly reduce the multipath. However, the configuration of the equalizer receiver and the RAKE receiver in GSM and CDMA systems is complicated.

도 3은 종래의 다이버시티 수신의 효과를 페이딩 확률과 관련한 페이딩 정도로 도시한 도면이다. 가령, 단일 안테나를 사용한 1-분기 수신의 경우, 신호가 페이딩되는 시간의 10 퍼센트는 25 데시벨 이상이 된다. 그러나, 두개의 안테나에서 수신되는 신호가 동시에 페이딩하지 않도록 기지국에서 공간적으로 분리되는 두개의 상이한 독립 안테나를 사용하여 두개의 신호가 수신되는 2-분기 수신의 경우, 신호가 페이딩되는 시간의 10퍼센트는 15 데시벨 이상이 된다. 4개의 안테나를 이용한 4-분기 수신의 경우, 신호가 페이딩되는 시간의 10 퍼센트는 10 데시벨 이상이 된다. 따라서 동일한 송신 신호 세기를 사용한 1-분기 수신에 비해, 2-분기 수신에 대해서는 10 데시벨의 다이버시티 이득이 실현된다. 이 경우 페이딩 마진은 2-분기 수신의 경우가 보다 적으며, 따라서 링크 버짓은 낮은 신호 세기와 다중 수신 분기를 사용하여 소정의 수신 기준을 구현할 수 있으므로 유지될 수 있다. 그러나, 이동국에서의 수신 다이버시티는 통상의 휴대용 이동 유닛이 공간적으로 분리된 다중 안테나를 구비할 수는 없기 때문에 비실용적이다.3 is a diagram illustrating the effects of conventional diversity reception on the degree of fading in relation to the fading probability. For example, for a one-branch reception using a single antenna, 10 percent of the time the signal fades is more than 25 decibels. However, in a two-branch reception where two signals are received using two different independent antennas that are spatially separated at the base station so that the signals received at the two antennas do not fade simultaneously, 10 percent of the time the signal fades More than 15 decibels. For four-branch reception with four antennas, 10 percent of the time the signal fades is more than 10 decibels. Thus, a diversity gain of 10 decibels is realized for two-branch reception compared to one-branch reception using the same transmit signal strength. In this case, the fading margin is less in case of two-branch reception, so the link budget can be maintained since it can implement some reception criteria using low signal strength and multiple reception branches. However, receive diversity at a mobile station is impractical because a typical portable mobile unit cannot have multiple antennas that are spatially separated.

본 발명의 목적은 이동국 수신 등화와 조합된 기지국 송신기 다이버시티를 사용함으로써 기지국 송신 전력을 증가시키지도 않고도 이동 통신 시스템의 다운링크 성능을 개선시킬 수 있다. 다중 송신 안테나를 포함하는 다중 채널 송신기는 하나의 신호와 하나 이상의 독립 버전의 동일 신호를 시간 지연시켜 이동국에 송신하고 있다. 수신된 독립 버전의 신호의 세기는 등화기를 사용하는 이동국에서 주파수 영역상에서 등화되거나 RAKE 수신기내에서 시간적으로 동기화되어 복합 신호를 생성한다. 따라서 시스템의 페이딩 면역 마진이 증가되고, 전체 송신 전력이 덜 소요되고, 간섭 발생이 감소하도록 하는, 다이버시티 이득 효과가 달성될 수 있는 이동국용 통신 다이버시티 방법을 제공하는 데 있다.An object of the present invention is to use base station transmitter diversity in combination with mobile station receive equalization to improve downlink performance of a mobile communication system without increasing base station transmit power. Multi-channel transmitters including multiple transmit antennas transmit one signal and one or more independent versions of the same signal to the mobile station with a time delay. The strength of the received independent version of the signal is equalized in the frequency domain at the mobile station using the equalizer or synchronized in time in the RAKE receiver to produce a composite signal. It is therefore an object of the present invention to provide a communication diversity method for a mobile station in which a diversity gain effect can be achieved in which the fading immunity margin of the system is increased, the total transmission power is consumed, and the occurrence of interference is reduced.

도 4는 송신 다이버시티와 수신 등화를 이용하는 본 발명의 바람직한 실시예의 이동 통신 시스템을 도시한 도면이다. 이동 통신 시스템은 TDMA, GSM, CDMA 이동 통신 시스템일 수 있다. 도시된 바와 같이, 이동 통신 시스템은 이동국(10)에 대해 통신 신호를 무선으로 송/수신하는 다수의 기지국(30, 31)을 포함한다. 비록 도시되어 있지는 않지만 각각의 기지국(30, 31)은 각각의 섹터들을 커버(cover)할 수 있다. 이동 교환국(40)은 통신선 L을 통해 다수의 기지국(30, 31)에 접속되며, 또한 이동국(10)과 공중 교환 전화망(PSTN)(50)상의 또다른 이동국 간의 통신을 가능하게 하도록 PSTN(50)에 접속되어 있다. 두개의 기지국이 도시되어 있지만, 이동 통신 시스템은 임의의 갯수의 기지국들을 포함할 수도 있다.4 illustrates a mobile communication system of the preferred embodiment of the present invention using transmit diversity and receive equalization. The mobile communication system may be a TDMA, GSM, CDMA mobile communication system. As shown, the mobile communication system includes a plurality of base stations 30 and 31 that transmit / receive communication signals wirelessly to the mobile station 10. Although not shown, each base station 30, 31 may cover each sector. The mobile switching center 40 is connected to the plurality of base stations 30 and 31 via the communication line L, and also allows the PSTN 50 to enable communication between the mobile station 10 and another mobile station on the public switched telephone network (PSTN) 50. ) Although two base stations are shown, the mobile communication system may include any number of base stations.

송신 다이버시티를 달성하기 위해, 두개 이상의 독립 버전의 동일 신호들은 기지국(30)으로부터 가령 이동국(10)으로 송신된다. 도 5에 상세하게 도시된 바와 같이, 바람직한 실시예의 기지국(30)은 적어도 7-10λ(λ는 파장임)만큼 수평으로 공간 분리된 두개의 안테나(301, 302)를 포함한다. 안테나들은, 독립 버전의 동일 신호들이 동일한 페이딩이 행해지지 않는 상이한 실효 무선 채널들을 통해 이동국(10)으로 송신될 수 있도록 공간적으로 분리되어 있다. 대안적으로, 각각의 안테나(301, 302)는 수직으로 공간 분리될 수도 있다. 또다른 실시예에서, 각각의 안테나(301, 302)는 상이한 독립의 페이딩 전송을 위해 서로에 대해 직교 편광(수직/수평 이중 편광 또는 이중 경사 편광)될 수도 있다. 또다른 대안의 실시예에서, 안테나(301, 302)의 공간 분리 및 직교 편광의 조합을 통한 전송 독립성이 이루어질 수 있다. 게다가, 두개의 안테나(301, 302)만이 도시되어 있지만, 기지국은 임의의 갯수의 안테나를 통해 독립 버전의 동일 신호를 전송하여 다이버시티 효과를 보다 개선시킬 수 있다.To achieve transmit diversity, two or more independent versions of the same signals are transmitted from base station 30 to, for example, mobile station 10. As shown in detail in FIG. 5, the base station 30 of the preferred embodiment includes two antennas 301, 302 horizontally separated by at least 7-10λ (λ is the wavelength). The antennas are spatially separated such that independent versions of the same signals can be transmitted to the mobile station 10 over different effective wireless channels where the same fading is not done. Alternatively, each antenna 301, 302 may be space separated vertically. In another embodiment, each antenna 301, 302 may be orthogonally polarized (vertical / horizontal bipolar or double oblique polarized) with respect to each other for different independent fading transmissions. In yet another alternative embodiment, transmission independence may be achieved through a combination of spatial separation and orthogonal polarization of the antennas 301, 302. In addition, although only two antennas 301 and 302 are shown, the base station can transmit the independent version of the same signal through any number of antennas to further improve the diversity effect.

다이버시티 효과를 효과적으로 달성하기 위해서는, 기지국(30)으로부터 송신되고 이동국(10)에 의해 수신되는 독립 버전의 신호들이 서로로부터 분리되어야 한다. 송신된 독립 버전의 신호들의 RF 에너지가 송신 동안 랜덤 네트 위상 합산값 및 랜덤 네트 위상 무효값을 갖는 이동국(10)에서 수신된 조합 신호를 형성하는 단순한 조합을 행하지 않도록 하기 위해서는, 독립 버전의 송신 신호들이 기지국(30)의 안테나(301, 302)로부터 비동시에 송신된다. 따라서, 도 5는 실선으로 도시되는 바와 같이 안테나(301)로부터 이동국(10)으로 송신되는 독립 버전의 제 1 신호와 그에 대응하는 다중 경로들을 도시하고 있다. 도 5는 또한 점선으로 도시되는 바와 같이 안테나(302)로부터 이동국(10)으로 송신되는 독립 버전의 제 2 신호와 그에 대응하는 다중 경로들을 도시하고 있으며, 독립 버전의 제 2 신호는 안테나(301)로부터 신호의 송신 후, 사전결정된 지연 시간만큼 안테나(302)로부터 지연되어 송신된다. 다시 말해서, 신호들은 안테나(301)로부터의 신호의 송신 후, 인위적인 지연 시간만큼 지연되어 송신된다.In order to effectively achieve the diversity effect, independent versions of signals transmitted from the base station 30 and received by the mobile station 10 must be separated from each other. In order to ensure that the RF energy of the transmitted independent versions of the signals does not perform a simple combination that forms a combined signal received at the mobile station 10 having a random net phase sum value and a random net phase invalid value during transmission, the independent version of the transmitted signal Are transmitted asynchronously from the antennas 301 and 302 of the base station 30. Thus, FIG. 5 shows the independent version of the first signal transmitted from the antenna 301 to the mobile station 10 as shown by the solid line and the corresponding multiple paths. FIG. 5 also shows an independent version of the second signal and its corresponding multiple paths transmitted from antenna 302 to mobile station 10 as shown by the dashed line, the independent version of the second signal being antenna 301. After the signal is transmitted from the antenna 302, the signal is delayed by a predetermined delay time. In other words, signals are transmitted delayed by an artificial delay time after transmission of the signal from the antenna 301.

도 6은 도 5의 기지국(30)의 기지국 송신기를 보다 상세히 도시하고 있다. 입력 데이터 또는 음성 In은 코더(310)에 공급된다. TDMA 및 GSM 이동 통신 시스템에서, 코더(310)는 가령 펄스 코드 변조(PCM)를 수행할 수 있다. CDMA 이동 통신 시스템에서, 코더(310)는 당해 분야의 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있는 종래의 코딩 알고리즘을 사용한 가변율 보코더(variable-rate vocoder)(비디오 압축 또는 데이터 압축)일 수 있다. 코딩된 신호는 인터리버(interleaver)(312)에 공급되며, 이 인터리버는 이 코딩된 신호를 페이딩으로 인한 전체 데이터 블럭의 손실을 줄이기 위해 인터리빙한다. 인터리빙된 데이터는 변조기(314)에 공급되며, 이 변조기는 TDMA 시스템용 DQPSK(π/4 직교 위상 시프트 키 기법)와, GSM 시스템용 GMSK(가우시안 최소 시프트 키 기법)와, CDMA 시스템용 QPSK(직교 위상 시프트 기 기법)를 사용하여 인터리빙된 데이터를 변조한다.6 illustrates the base station transmitter of base station 30 of FIG. 5 in more detail. Input data or voice In is supplied to the coder 310. In TDMA and GSM mobile communication systems, coder 310 may perform pulse code modulation (PCM), for example. In a CDMA mobile communication system, the coder 310 may be a variable-rate vocoder (video compression or data compression) using conventional coding algorithms well known to those skilled in the art. The coded signal is supplied to an interleaver 312, which interleaves the coded signal to reduce the loss of the entire data block due to fading. The interleaved data is supplied to a modulator 314, which is a DQPSK (π / 4 quadrature phase shift key scheme) for a TDMA system, a Gaussian least shift key scheme (GMSK) for a GSM system, and a QPSK (orthogonal) for a CDMA system. A phase shifter technique is used to modulate interleaved data.

변조기(314)로부터 출력되는 변조된 신호는 증폭기(330)로 공급되며, 이 증폭기는 변조된 신호를 증폭하여 이동국(10)으로의 무선 송신을 위한 안테나(301)로 공급한다. 변조된 신호는 또한 변조기(314)로부터 고정된 지연 소자(320)로 공급되며, 이 지연 소자는 소정의 지연 시간 Δ만큼 변조된 신호를 지연시키며, 그 후 지 연된 신호를 출력한다. 소정의 지연 시간 Δ은 공통 소스로부터 공급되는 안테나 어레이로부터의 동시 전송의 경우에서와 같이 전송 패턴내에 무효값(null)이 형성되는 RF 로빙(lobing)과, 디지탈 상태들간의 전이 에지에 시분산이 발생하는 심볼간 간섭을 방지하도록 송신된 신호의 한 비트 정보 기간보다도 크게 되도록 선택된다.The modulated signal output from the modulator 314 is supplied to the amplifier 330, which amplifies the modulated signal and supplies it to the antenna 301 for wireless transmission to the mobile station 10. The modulated signal is also supplied from the modulator 314 to the fixed delay element 320, which delays the modulated signal by a predetermined delay time Δ, and then outputs the delayed signal. The predetermined delay time Δ is time-distributed at the transition edge between digital states and RF rovings where nulls are formed in the transmission pattern, as in the case of simultaneous transmission from an antenna array supplied from a common source. It is selected so as to be larger than one bit information period of the transmitted signal to prevent intersymbol interference.

증폭기(331)는 지연 소자(320)로부터 출력되는 지연 신호를 증폭하여 이동국(10)으로의 무선 전송을 위한 안테나(302)로 공급한다. 따라서 지연 신호는 독립적이고 또한 안테나(301)로부터 신호의 송신 후 소정의 지연 시간 Δ만큼 지연되어 안테나(302)로부터 이동국(10)으로 송신된다. 변조된 신호는 또한 지연 소자(32N)로 공급되며, 이 지연 소자는 변조된 신호를 소정의 지연 시간 NΔ만큼 지연시키며, 그 후 지연된 신호를 출력한다. 증폭기(33N)는 지연 소자(32N)로부터 공급된 지연 신호를 증폭하여 이동국(10)으로의 무선 전송을 위한 안테나(30N)로 공급한다. 따라서, 신호는 독립적이고 또한 안테나(301)로부터의 신호 송신 후, 소정의 지연 시간 NΔ만큼 지연되어 안테나(30N)로부터 이동국(10)으로 송신된다. N은 정수이고 기지국의 송신 분기의 수는 제한되지 않았음을 이해할 수 있다. 다이버시티 효과는 송신 분기의 수가 증가할 수록 개선된다.The amplifier 331 amplifies the delay signal output from the delay element 320 and supplies it to the antenna 302 for wireless transmission to the mobile station 10. Therefore, the delay signal is independent and is delayed by a predetermined delay time Δ after transmission of the signal from the antenna 301 and transmitted from the antenna 302 to the mobile station 10. The modulated signal is also supplied to the delay element 32N, which delays the modulated signal by a predetermined delay time NΔ, and then outputs the delayed signal. The amplifier 33N amplifies the delay signal supplied from the delay element 32N and supplies it to the antenna 30N for wireless transmission to the mobile station 10. Therefore, the signals are independent and are delayed by a predetermined delay time NΔ after being transmitted from the antenna 301 and transmitted from the antenna 30N to the mobile station 10. It can be appreciated that N is an integer and the number of transmission branches of the base station is not limited. Diversity effect improves as the number of transmit branches increases.

도 7은 도 4의 이동국(10)의 수신기의 바람직한 실시예를 도시하고 있다. 안테나(101)는 도 6의 기지국 송신기의 안테나(301, 302, 30N)로부터 송신된 신호를 무선으로 수신한다. 수신된 신호는 복조기(102)에 공급되며, 이 복조기는 기지국(30)에 사용된 대응 변조 체계에 따라 신호를 복조한다. 가령, DQPSK, GMSK, QPSK 복조는 각각 TDMA, GSM, CDMA 시스템용 복조기(102)에 의해 수행된다. 복조된 신호는 후술될 등화기(104)에 공급되며, 이에 따라 지연 소자를 갖는 안테나(301, 302, 30N)에 의해 송신되는 독립 버전의 신호들은 조합되어 합성 신호를 형성한다. 등화기(104)로부터 출력되는 합성 신호는 디인터리버(106)에 공급되며 도 6의 기지국 송신기의 인터리버(312)에 의한 인터리빙에 대해 상보적인 방식으로 디인터리빙된다. 디인터리빙된 신호는 디코더(108)에 공급되며, 디코더(108)는 데이터 혹은 음성일 수 있는 신호 Out을 공급하도록 대응하는 디코딩을 수행한다.FIG. 7 shows a preferred embodiment of the receiver of the mobile station 10 of FIG. 4. The antenna 101 wirelessly receives signals transmitted from the antennas 301, 302, 30N of the base station transmitter of FIG. 6. The received signal is supplied to a demodulator 102, which demodulates the signal according to the corresponding modulation scheme used for the base station 30. For example, DQPSK, GMSK, and QPSK demodulation is performed by demodulator 102 for TDMA, GSM, and CDMA systems, respectively. The demodulated signal is supplied to the equalizer 104, which will be described later, so that the independent versions of the signals transmitted by the antennas 301, 302, 30N with delay elements are combined to form a composite signal. The synthesized signal output from the equalizer 104 is supplied to the deinterleaver 106 and deinterleaved in a manner complementary to interleaving by the interleaver 312 of the base station transmitter of FIG. The deinterleaved signal is supplied to the decoder 108, which performs corresponding decoding to supply a signal out, which can be data or voice.

도 8은 TDMA 시스템에 사용되는 본 발명의 바람직한 실시예의 등화기를 도시하고 있다. 등화기(104)는 각각이 3-탭의 적응성 등화기인 등화기 부분(120, 130)을 포함하는 분리 등화기이다. 고정된 지연 소자(140)는 등화기 부분(120, 130) 간의 지연선을 따라 접속되도록 포함되어 있다. 도 8은 두개의 등화기 부분들이 구현됨에 따라 두개의 독립 버전의 신호를 수신하는 이동국용 등화기의 일예를 도시하고 있음을 알 수 있다. 일반적으로, 등화기(104)는 안테나 갯수 N과 동일한 갯수 N의 등화기 부분을 포함하며, 이 안테나를 통해 기지국으로부터 독립 버전의 신호들이 송신된다. 각각의 고정 지연 소자(140)는 각각의 등화기 부분의 쌍 사이에 접속된다.8 shows an equalizer of a preferred embodiment of the present invention for use in a TDMA system. Equalizer 104 is a separate equalizer that includes equalizer portions 120 and 130, each of which is a three-tap adaptive equalizer. A fixed delay element 140 is included to be connected along the delay line between the equalizer portions 120, 130. FIG. 8 shows an example of an equalizer for a mobile station that receives two independent versions of a signal as two equalizer portions are implemented. In general, equalizer 104 includes a number N equalizer portion equal to antenna number N, through which an independent version of the signal is transmitted from the base station. Each fixed delay element 140 is connected between a pair of respective equalizer portions.

도 7의 복조기(102)로부터 출력되는 복조 신호는 도 8의 고정 또는 가변 지연 소자(121)와 등화기 부분(120)의 승산기(123)에 공급된다. 지연 소자(121)는 복조 신호를 지연 시간 τ1만큼 지연시켜 지연 소자(122) 및 승산기(124)에 공급한다. 지연 소자(122)는 또한 지연 소자(121)의 출력을 지연 시간 τ2만큼 지연시켜 승산기(125)에 공급한다. 지연 소자(121, 122)는 탭형 지연선(tapped delay line)을 형성하며, 그 각각은 송신된 신호의 전체 정보 비트 기간의 1/4, 1/2, 또는 1의 지연을 제공하지만, 일반적으로는 1 정보 비트 기간보다도 훨씬 짧은 지연을 제공한다. 지연 소자(122)의 지연 출력은 또한 등화기(120)의 지연 출력으로서 고정 길이 지연 소자(140)에 공급된다. 승산기(123, 124, 125)의 각각은 제각기 크기 가중치 h1, h2, h3만큼 대응하는 입력을 승산한다. 크기 가중치 h1, h2, h3는 종래의 방식으로 신호를 등화시키기 위해 적응적으로 공급된다. 승산기(123-125)의 각각의 승산된 출력은 합산기(126)에 공급되며, 이 합산기는 승산된 출력들을 합산하여, 등화기 부분(130)에 출력될 등화기 부분(120)의 합산 출력을 제공한다.The demodulation signal output from the demodulator 102 of FIG. 7 is supplied to the fixed or variable delay element 121 of FIG. 8 and the multiplier 123 of the equalizer portion 120. The delay element 121 delays the demodulation signal by the delay time tau 1 and supplies it to the delay element 122 and the multiplier 124. The delay element 122 also delays the output of the delay element 121 by the delay time tau 2 and supplies it to the multiplier 125. Delay elements 121, 122 form a tapped delay line, each of which provides a delay of 1/4, 1/2, or 1 of the total information bit period of the transmitted signal, but generally Provides a delay much shorter than one information bit period. The delay output of delay element 122 is also supplied to fixed length delay element 140 as a delay output of equalizer 120. Each of multipliers 123, 124, and 125 multiplies corresponding input by size weights h1, h2, h3, respectively. The magnitude weights h1, h2, h3 are adaptively supplied to equalize the signal in a conventional manner. Each multiplied output of multipliers 123-125 is supplied to summer 126, which adds up the multiplied outputs to sum the output of equalizer portion 120 to be output to equalizer portion 130. To provide.

북미 TDMA 시스템에서, 등화기 부분(120)에 탭형 지연선을 형성하는 지연 소자(121, 122)와 관련하여, 비트 기간은 환경적으로 야기되는 자연적인 다중 경로 에코우에 비해 매우 길다. 2-탭형 등화기는 실제로 사용되는 가장 긴 등화기인데, 그 이유는 그 이상의 탭을 사용한다고 해서 장점이 있는 것은 아니기 때문이다. 통상적으로, 탭들간의 지연은 가능한한 작으며, 통상적으로 비트 기간의 1/4정도 된다. 다른 등화기는 연속하는 탭들간의 지연이 전체 비트의 1/2 또는 1에 해당하는 지연 소자를 사용할 수 있다. 30k㎐의 협대역폭에 반비례하는 TDMA 시스템에서의 긴 비트 기간으로 인해, 1/4 비트 기간 간격의 제 2 탭은 채널 왜곡을 보상하기에는 비교적 비효율적이며 결과적으로 1데시벨 미만의 이득이 달성된다. 따라서 TDMA 등화기는 종종 턴 오프되며, 심볼간 간섭의 보상없이 대신에 차동 검출이 사용된다. 반면에, GSM 시스템에서, 환경적으로 야기되는 다중 경로 에코우는 등화기에 의해 보상되어야만될 심각한 심볼간 간섭을 일으킨다. GSM 시스템에서, 5 내지 8 탭의 등화기는 통상 사용되며, 유효 이득은 10데시벨의 링크 버짓 개선량보다 더 높다. 등화기 기반의 채널 보상을 위해, 다중 경로로 인해 발생되는 왜곡이 주파수 영역상에서 분석되며, 채널 대역폭에 걸쳐 고른 응답성을 생성시키기 위해 연속하는 탭들에 대한 가중치가 설정된다.In North American TDMA systems, with respect to delay elements 121, 122 that form tapped delay lines in equalizer portion 120, the bit duration is very long compared to environmentally induced natural multipath echoes. Two-tap equalizers are the longest equalizers actually used, because using more taps does not have advantages. Typically, the delay between taps is as small as possible, typically about one quarter of the bit duration. Other equalizers may use delay elements where the delay between successive taps is one half or one full bit. Due to the long bit duration in the TDMA system which is inversely proportional to the 30 k㎐ bandwidth, the second tap of the quarter bit period interval is relatively inefficient to compensate for channel distortion and consequently a gain of less than 1 decibel is achieved. Thus, the TDMA equalizer is often turned off, and differential detection is used instead without compensation of intersymbol interference. On the other hand, in GSM systems, environmentally induced multipath echoes cause severe intersymbol interference that must be compensated for by the equalizer. In GSM systems, equalizers of 5 to 8 taps are commonly used, and the effective gain is higher than the link budget improvement of 10 decibels. For equalizer based channel compensation, the distortion caused by multiple paths is analyzed in the frequency domain and weighted for successive taps to create even response across the channel bandwidth.

도 8의 TDMA 등화기를 참조하면, 소자(140)는 지연 소자(122)로부터 공급되는 바와 같이, 등화기 부분(120)의 지연된 출력을 도 6과 관련하여 기술된 소정의 지연 시간 Δ만큼 지연시킨다. 고정된 지연 소자(140)는 송신 신호의 적어도 하나의 정보 비트 기간의 지연을 제공하며, 바람직하게는 2 또는 3의 정보 비트 기간의 지연을 제공하여, 수신된 독립 버전의 신호들이 분리되도록 한다. 고정 지연 소자(140)의 출력은 지연 소자(131) 및 등화기 부분(130)의 승산기(133)에 공급된다. 지연 소자(131)는 고정 지연 소자(140)의 출력을 지연 시간 τ3만큼 지연시켜 지연 소자(132) 및 승산기(134)에 공급한다. 지연 소자(132)는 고정 지연 소자(131)의 출력을 지연 시간 τ4만큼 지연시켜 승산기(135)에 공급한다. 지연 소자(131, 132)는 탭형 지연선을 형성하며 지연 소자(121, 122)에 관련하여 전술한 바와 같이 지연을 제공한다. 승산기(133, 134, 135)는 제각기 대응하는 입력들을 크기 가중치 h4, h5, h6만큼 승산하여 대응하는 승산된 출력을 제공한다. 전술한 바와 같이, 크기 가중치 h4, h5, h6들은 종래의 방식으로 신호를 등화하기 위해 적응적으로 제공된다. 승산기(133 내지 135)들의 각각의 승산된 출력들은 합산기(136)에 공급되며, 이 합산기는 승산된 출력들을 합산하여, 합산기(137)에 출력될 합산된 출력을 제공 한다. 합산기(137)는 합산기(126)로부터 제공된 등화기 부분(120)의 합산된 출력과 합산기(136)의 합산된 출력을 합산하여, 디인터리버(106)에 출력될 도 7과 관련하여 기술된 합성 신호에 대응하는 등화기 출력 신호를 제공한다. 도 8로부터 알 수 있는 바와 같이, 고정 지연 소자(140)는 등화기 부분(130)의 탭형 지연선의 탭들로부터 등화기 부분(120)의 탭형 지연선의 탭들을 고정된 지연만큼 분리시킨다.Referring to the TDMA equalizer of FIG. 8, element 140 delays the delayed output of equalizer portion 120 by the predetermined delay time Δ described with respect to FIG. 6, as supplied from delay element 122. . The fixed delay element 140 provides a delay of at least one information bit period of the transmission signal and preferably provides a delay of two or three information bit periods so that the received independent versions of the signals are separated. The output of the fixed delay element 140 is supplied to the delay element 131 and the multiplier 133 of the equalizer portion 130. The delay element 131 delays the output of the fixed delay element 140 by the delay time tau 3 and supplies it to the delay element 132 and the multiplier 134. The delay element 132 delays the output of the fixed delay element 131 by the delay time tau 4 and supplies it to the multiplier 135. Delay elements 131 and 132 form a tab-shaped delay line and provide a delay as described above with respect to delay elements 121 and 122. Multipliers 133, 134, 135 multiply corresponding inputs by magnitude weights h4, h5, h6, respectively, to provide corresponding multiplied outputs. As mentioned above, the magnitude weights h4, h5, h6 are adaptively provided to equalize the signal in a conventional manner. Each multiplied output of multipliers 133-135 is supplied to summer 136, which adds the multiplied outputs to provide a summed output to be output to summer 137. Summer 137 sums the summed output of equalizer portion 120 and summed output of summer 136 provided from summer 126, with respect to FIG. 7 to be output to deinterleaver 106. An equalizer output signal corresponding to the described composite signal is provided. As can be seen from FIG. 8, the fixed delay element 140 separates the tabs of the tapped delay line of the equalizer portion 120 by a fixed delay from the tabs of the tapped delay line of the equalizer portion 130.

전술한 바와 같이 송신기 다이버시티 효과를 달성하기 위해서는 기지국(30)으로부터 송신되고 이동국(10)에 의해 수신되는 독립 버전의 신호들이 분리되어야 한다. 도 6에 도시된 바와 같은 기지국 송신기로부터의 인위적인 지연을 갖는 독립 버전의 신호들을 전송하게 되면, 수신시 독립 버전의 신호들이 분리될 수 있다. 송신된 신호의 하나의 정보 비트 기간보다도 큰 소정의 지연 시간 Δ을 사용하게 되면, 공통 소스로부터 제공되는 안테나 어레이로부터의 동시 전송의 경우에서와 같이 무효값(null)이 전송 패턴내에 형성되는 RF 로빙과, 디지탈 상태들간의 전이 에지에 시분할이 발생하는 심볼간 간섭을 방지할 수 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 사전결정된 지연 시간 Δ은 송신된 신호의 하나의 정보 비트 기간이 된다. 보다 바람직하게는, 사전결정된 지연 시간 Δ은 송신된 신호의 적어도 2 또는 3의 정보 비트 기간이다.As described above, to achieve the transmitter diversity effect, independent versions of signals transmitted from the base station 30 and received by the mobile station 10 must be separated. When transmitting independent versions of signals with artificial delay from the base station transmitter as shown in FIG. 6, the independent versions of signals may be separated upon reception. If a predetermined delay time Δ greater than one information bit period of the transmitted signal is used, RF roving in which a null value is formed in the transmission pattern as in the case of simultaneous transmission from an antenna array provided from a common source And inter-symbol interference in which time division occurs at transition edges between digital states. Thus, in a preferred embodiment of the present invention, the predetermined delay time Δ becomes one information bit period of the transmitted signal. More preferably, the predetermined delay time Δ is at least two or three information bit periods of the transmitted signal.

도 5와 관련하여 기술된 바와 같이, 안테나(301)로부터 이동국(10)으로 송신되는 신호는 가령 환경적 장애물에 반사되는 신호로 인해 지연되는 다중 경로들을 포함한다. 환경적 장애물로 인해 발생하는 송신된 신호의 다중 경로들은 도 2에 도시되고 있다. 따라서 기지국 송신기의 안테나(301)로부터 송신되는 신호는 먼저 이 동국(10)에서 수신되며, 그 후 등화기(104)로 공급된다. 다중 경로들을 포함하는 신호들은 도 8에 도시된 등화기(104)의 등화기 부분(120)에 공급되며, 이 등화기 부분은 다중 경로들의 스미어링(smearing)을 줄여 등화된 신호를 합산기(126)의 출력으로서 제공할려고 하고 있다. 다중 경로들을 포함하는 신호들은 지연 소자(122)로부터 고정 지연 소자(140)로 공급되며, 이 고정 지연 소자는 사전결정된 지연 시간 Δ만큼 지연시켜 다중 경로들을 포함하는 신호를 등화용 등화기 부분(130)에 공급하고 있다.As described in connection with FIG. 5, the signal transmitted from the antenna 301 to the mobile station 10 includes multiple paths that are delayed due to, for example, a signal reflected by environmental obstacles. Multiple paths of the transmitted signal resulting from environmental obstacles are shown in FIG. Thus, the signal transmitted from the antenna 301 of the base station transmitter is first received at the mobile station 10 and then supplied to the equalizer 104. Signals comprising multiple paths are supplied to equalizer portion 120 of equalizer 104 shown in FIG. 8, which equalizes the equalized signal by reducing smearing of the multiple paths. 126) as an output. Signals comprising multiple paths are fed from delay element 122 to fixed delay element 140, which delays by a predetermined delay time Δ equalizer portion 130 for equalizing the signal comprising multiple paths. ).

고정 지연 소자(140)에 의해 제공되는 사전결정된 지연 시간 Δ의 측면에서, 지연 소자(320)에 의해 지연되고 다중 경로들을 포함하는 바와 같이, 도 6의 기지국 송신기의 안테나(302)에 의해 송신되는 독립 버전의 신호가 수신되어, 최초 송신된 독립 버전의 신호가 고정 지연 소자(140)로부터 등화기 부분(130)으로 제공될 때와 동시에 등화기 부분(120)으로 공급된다. 따라서, 소정의 시점에서, 등화기 부분(130)은 기지국 송신기의 안테나(301)로부터 송신된 독립 버전의 신호들의 다중 경로의 스미어링을 줄일려고 하며, 등화기 부분(120)은 동시에 기지국 송신기의 안테나(302)로부터 송신된 독립 버전의 신호들의 다중 경로들의 스미어링을 줄일려고 하고 있다. 합산기(126, 136)로부터 출력되는 등화된 독립 버전의 신호들은 합산기(137)에서 합산되어 합성 신호를 제공한다.In terms of the predetermined delay time Δ provided by the fixed delay element 140, it is transmitted by the antenna 302 of the base station transmitter of FIG. 6, as delayed by the delay element 320 and comprising multiple paths. An independent version of the signal is received and supplied to the equalizer portion 120 at the same time as the originally transmitted independent version of the signal is provided from the fixed delay element 140 to the equalizer portion 130. Thus, at some point in time, the equalizer portion 130 attempts to reduce smearing of the multipath of the independent versions of the signals transmitted from the antenna 301 of the base station transmitter, while the equalizer portion 120 simultaneously operates at the base station transmitter. It is attempting to reduce the smearing of multiple paths of independent versions of signals transmitted from antenna 302. The equalized independent versions of signals output from summers 126 and 136 are summed in summer 137 to provide a composite signal.

도 9는 도 8의 등화기 부분(120, 130)에 의해 대응하는 시점에서 동작되는 다중 경로들을 포함하는 독립 버전의 신호를 도시하고 있다. 기지국 송신기의 안테나(301)로부터 최초로 송신되며 다중 경로들을 포함하는 독립 버전의 신호는 실선 으로 도시되고 있다. 도 9에서 도시되는 대응 시점에서, 다중 경로들을 포함하는 독립 버전의 신호들은 도시된 바와 같이 등화기 부분(130)에 의해 동작된다. 기지국 송신기의 안테나(302)로부터 송신되며 다중 경로들을 포함하는 독립 버전의 신호는 점선으로 도시되고 있다. 도 9에 도시된 대응 시점에서, 다중 경로들을 포함하는 각각의 독립 버전의 신호는 등화기 부분(120)에 의해 동작된다. 도시된 바와 같은 독립 버전의 신호들은 송신시 사전결정된 지연 시간 Δ만큼 분리되고, 고정 지연 소자(140)에 의해 서로 분리되어 있는 등화기 부분(120, 130)에 의해 동시에 동작된다.FIG. 9 illustrates an independent version of the signal comprising multiple paths operated at corresponding time points by the equalizer portions 120, 130 of FIG. 8. The independent version of the signal initially transmitted from the antenna 301 of the base station transmitter and including multiple paths is shown in solid lines. At the corresponding point in time shown in FIG. 9, independent versions of signals including multiple paths are operated by equalizer portion 130 as shown. The independent version of the signal transmitted from the antenna 302 of the base station transmitter and including multiple paths is shown in dashed lines. At the corresponding point in time shown in FIG. 9, each independent version of the signal comprising multiple paths is operated by equalizer portion 120. The independent versions of the signals as shown are separated by a predetermined delay time Δ in transmission and are operated simultaneously by equalizer portions 120 and 130 which are separated from each other by the fixed delay element 140.

따라서, 독립 버전의 신호들은 안테나(301)로부터 송신된 후 사전결정된 지연 시간 Δ만큼 지연되어 안테나(302)로부터 송신된다. 따라서 이 독립 버전의 신호들은 전술한 바와 같이 등화기(104)에 의해 분리될 수 있으며, 합성 신호를 제공하도록 합성될 수도 있다. 게다가, 독립 버전의 신호들은 서로에 대해 공간적으로 분리되거나 직교 편광되어 있는 상이한 안테나들(301, 302)로부터 송신된다. 따라서 독립 버전의 신호들은 상이한 경로를 통해 송신되며 상관된 페이딩이 용이하지 않다. 따라서 독립 버전의 신호들은 다이버시티 이득의 효과로 인해 독립 버전의 신호들보다도 큰 유효 신호 세기를 갖는 합성 신호를 제공하도록 합성될 수 있다.Thus, the independent versions of the signals are transmitted from antenna 302 after being delayed by a predetermined delay time Δ after being transmitted from antenna 301. Thus, these independent versions of the signals may be separated by the equalizer 104 as described above, and may be synthesized to provide a composite signal. In addition, the independent versions of the signals are transmitted from different antennas 301, 302 that are spatially separated or orthogonally polarized with respect to each other. Thus, independent versions of the signals are transmitted through different paths and correlated fading is not easy. Thus, the independent versions of the signals can be synthesized to provide a composite signal having a greater effective signal strength than the independent versions of the signals due to the effect of diversity gain.

도 10에 도시된 바와 같이, 안테나(301)로부터 최초에 송신된 독립 버전의 신호들은 안테나(302)에 의해 사전결정된 지연 시간 Δ만큼 지연되어 송신된 독립 버전의 신호들과는 다른 상이한 페이딩을 가진다. 독립 버전의 신호들이 합성되어 등화기(104)에 합성 신호가 제공될 때, 네트 효과(net effect)는 독립 버전의 신호 들의 신호 세기를 단순히 가산하는 것이어서, 그 합성 신호는 독립 버전의 신호들 중 하나만 취출된 신호의 세기의 두배로 된다. 이렇게 신호 세기를 두배로 하게 되면, 3데시벨이 증가하게 된다. 본 발명에서 달성되는 송신기 다이버시티 이득의 측면에서, 합성 신호의 유효 신호 세기는 실제로 독립 버전의 신호 세기보다 6-15데시벨 이상이 될 수 있다.As shown in FIG. 10, the independent version of signals originally transmitted from antenna 301 has a different fading than the independent version of signals transmitted delayed by a predetermined delay time Δ by antenna 302. When the independent versions of the signals are synthesized and provided to the equalizer 104, the net effect is simply to add the signal strength of the independent versions of the signal, so that the synthesized signal is one of the independent versions of the signals. Only one is twice the strength of the extracted signal. Doubling this signal strength increases 3 decibels. In terms of transmitter diversity gain achieved in the present invention, the effective signal strength of the synthesized signal may actually be 6-15 decibels or more than the signal strength of the independent version.

도 7의 이동국 수신기는 도 8에서 상세히 기술된 등화기(104)를 포함하는 것으로서 기술되었다. 도 8의 등화기는 TDMA 등화기로서 기술되지만, 전술한 바와 같이, 탭의 수를 변화시킴으로써 GSM 등화기로서 사용될 수도 있다. CDMA 시스템용 이동 통신 수신기의 다른 바람직한 실시예에서, 도 7의 등화기는 도 11에 도시한 특수한 RAKE 아키텍쳐(200)로 대체되어 있다. 일반적으로, CDMA 시스템용 RAKE 아키텍쳐는 다중 경로들로 인해 발생되는 왜곡을 경험하게 된다. 그러나, CDMA 시스템의 대역폭은 매우 넓으며, 매우 짧은 비트 기간에 해당하며, 환경적으로 발생되는 에코우들은 비트의 수의 측면에서 많은 차이를 보이고 있다. 전술한 바와 같은 TDMA 시스템에서의 오직 두개의 인접하는 비트 또는 GSM 시스템에서의 8개의 인접하는 비트들보다는 CDMA 시스템에서의 여러 비트들에서 심볼간 간섭이 발생한다. 따라서, 시스템 아키텍쳐는 적은 갯수의 RAKE 핑거들 간의 가변 시간 지연을 사용하여 수백 혹은 수천의 탭들을 갖는 복잡한 등화기 설계를 방지하며, 대부분의 탭들은 제로값으로 설정될 것이다. 따라서, RAKE 기반의 CDMA 시스템에서, 오직 상부의 3개 혹은 4개의 에코우들만이 트래킹(tracking)되고, 동기화되며, 합산되어 합성 신호를 형성한다. 가변 지연을 선택하기 위한 스캐닝 기능은 에코우들이 존재하 는 지연 편차를 식별하기 위해 시간 영역상에서 행해진다.The mobile station receiver of FIG. 7 has been described as including an equalizer 104 described in detail in FIG. Although the equalizer of FIG. 8 is described as a TDMA equalizer, it may be used as a GSM equalizer by changing the number of taps as described above. In another preferred embodiment of a mobile communications receiver for a CDMA system, the equalizer of FIG. 7 is replaced with the special RAKE architecture 200 shown in FIG. In general, the RAKE architecture for CDMA systems experiences the distortion caused by multiple paths. However, the bandwidth of a CDMA system is very wide, corresponds to a very short bit period, and environmentally generated echoes show a great difference in terms of the number of bits. Intersymbol interference occurs at several bits in a CDMA system rather than only two adjacent bits in a TDMA system as described above or eight adjacent bits in a GSM system. Thus, the system architecture uses variable time delays between a small number of RAKE fingers to avoid complex equalizer designs with hundreds or thousands of taps, most of which will be set to zero values. Thus, in a RAKE based CDMA system, only the top three or four echoes are tracked, synchronized and summed to form a composite signal. The scanning function for selecting the variable delay is done in the time domain to identify the delay deviation in which echoes exist.

도 11에서 상세히 도시된 바와 같이, 복조된 I 및 Q 성분들은 RAKE 아키텍쳐(200)의 데이터 버스(210)에 입력된다. 이 I 및 Q 신호 성분들은 데이터 버스(210)로부터 탐색 유닛(212)으로 공급되며, 탐색 유닛(212)은 I 및 Q 신호 성분에 기초하여 수신된 신호의 에코우들을 탐색한다. 탐색 유닛(212)은 에코우들이 수신된 신호의 어디에 존재하는지를 나타내는 표시자를 핑거 제어 유닛(214)으로 공급하며, 핑거 제어 유닛(214)은 제어 신호를 RAKE 핑거(216, 218, 220)에 공급한다. RAKE 핑거(216, 218, 220)는 각각 데이터 버스(210)를 따라 제공된 I 및 Q 신호 성분에 접속되어, 핑거 제어 유닛(214)으로부터 제공된 제어 신호에 따라 특정의 지연만큼 수신된 신호의 에코우를 제각기 지연시킨다. 따라서, RAKE 핑거(216, 218, 220)는 도 2에 도시된 바와 같은 수신된 신호의 각각의 다중 경로 에코우를 지연시키도록 적응되며, 그에 따라 합산기(230)에 제공되는 RAKE 핑거(216, 218, 220)의 출력은 스미어링을 효과적으로 줄이려고 할 때 서로에 대해 동기화되어 있는 수신된 신호의 각각의 에코우들을 포함하고 있다.As shown in detail in FIG. 11, demodulated I and Q components are input to data bus 210 of RAKE architecture 200. These I and Q signal components are supplied from the data bus 210 to the search unit 212, which searches for echoes of the received signal based on the I and Q signal components. The search unit 212 supplies an indicator indicating where echoes are present in the received signal to the finger control unit 214, which provides a control signal to the RAKE fingers 216, 218, and 220. do. RAKE fingers 216, 218 and 220 are connected to the I and Q signal components provided along data bus 210, respectively, to echo the received signal by a specific delay in accordance with the control signal provided from finger control unit 214. Delay each. Thus, the RAKE fingers 216, 218, 220 are adapted to delay each multipath echo of the received signal as shown in FIG. 2, and thus the RAKE fingers 216 provided to the summer 230. 218 and 220 include respective echoes of the received signal that are synchronized with each other when attempting to effectively reduce smearing.

I 및 Q 성분들은 또한 데이터 버스(210)로부터 고정된 지연 소자(240)로 제공되며, 이 고정된 지연 소자(240)는 I 및 Q 성분들을 사전결정된 지연 시간 Δ만큼 지연시킨다. 지연된 I 및 Q 신호 성분들은 고정된 지연 소자(240)로부터 데이터 버스(260)로 제공된다. I 및 Q 신호 성분들은 데이터 버스(260)로부터 탐색 유닛(262)으로 제공된다. 탐색 유닛(262), 핑거 제어 유닛(264), RAKE 핑거(266, 268, 270)는 각각 탐색 유닛(212), 핑거 제어 유닛(214), RAKE 핑거(216, 218, 220)와 유사하게 동작한다. 핑거 제어 유닛(214)은 탐색 유닛(262) 및 핑거 제어 유닛(264)에 제어 신호를 제공하여, 탐색 유닛(212)에 의해 결정된 바와 같이 신호의 에코우들이 어디에 존재하는지를 나타내는 표시자에 기초하여 탐색 및 핑거 제어를 조정한다. RAKE 핑거(266, 268, 270)는 따라서 스미어링을 줄이려고 할 때 서로에 대해 동기화되어 있는 수신된 신호의 각각의 에코우들을 포함하고 있는 출력들을 합산기(230)에 제공하도록 적응되어 있다. RAKE 아키텍쳐(200)의 합산기(230)는 합산된 출력을 디인터리버에 제공하며, 이 디인터리버는 디인터리빙된 출력을 디코더에 제공한다. 이러한 특정 실시예의 CDMA 시스템에서, 디코더는 가령 비터비 소프트 디코더(Viterbi soft decoder)일 수 있다.I and Q components are also provided from the data bus 210 to a fixed delay element 240, which delays the I and Q components by a predetermined delay time Δ. Delayed I and Q signal components are provided from the fixed delay element 240 to the data bus 260. I and Q signal components are provided from the data bus 260 to the search unit 262. The search unit 262, the finger control unit 264, and the RAKE fingers 266, 268, and 270 operate similarly to the search unit 212, the finger control unit 214, and the RAKE fingers 216, 218, and 220, respectively. do. Finger control unit 214 provides control signals to search unit 262 and finger control unit 264 based on an indicator indicating where echoes of the signal exist as determined by search unit 212. Adjust navigation and finger control. The RAKE fingers 266, 268, 270 are thus adapted to provide to the summer 230 outputs containing respective echoes of the received signal that are synchronized with each other when trying to reduce smearing. Summer 230 of RAKE architecture 200 provides the summed output to the deinterleaver, which provides the deinterleaved output to the decoder. In the CDMA system of this particular embodiment, the decoder may be a Viterbi soft decoder, for example.

도 5의 기지국(30)의 안테나(301)로부터 송신되는 신호는 대응하는 복조기에 의해 복조되며, 이 복조기는 신호의 I 및 Q 신호 성분을 RAKE 아키텍쳐(200)의 데이터 버스(210)로 제공한다. 다중 경로들을 포함하는 신호들은 RAKE 핑거(216, 218, 220)의 세트에 의해 처리되어 스미어링이 경감된다. 수신된 신호의 I 및 Q 성분들은 그 후 고정된 지연 소자(240)에 의해 지연되고 다시 데이터 버스(260)에 제공되어 RAKE 핑거(266, 268, 270)의 세트에 의해 지연된다. 이 특정 시점에, 도 5의 안테나(302)로부터 송신되는 독립 버전의 신호들은 대응하는 복조기에 의해 복조되어 I 및 Q 신호 성분으로서 데이터 버스(210)에 제공된다. 안테나(302)로부터 송신되는 다중 경로들을 포함하는 지연된 독립 버전의 신호의 I 및 Q 성분은, RAKE 핑거(266, 268, 270) 세트가 안테나(301)로부터 송신된 신호의 I 및 Q 신호 성분을 처리함에 따라 그와 동시에 RAKE 핑거(216, 218, 220)의 세트에 의해 처리된다. RAKE 핑거의 출력들은 합산기(230)에 제공되며, 합산기(230)는 다이버시티 이득의 효과로 인해 독립 버전의 신호들의 어떠한 것보다도 큰 유효 신호 세기를 갖는 합성 신호를 출력한다.The signal transmitted from the antenna 301 of the base station 30 of FIG. 5 is demodulated by a corresponding demodulator, which provides the I and Q signal components of the signal to the data bus 210 of the RAKE architecture 200. . Signals containing multiple paths are processed by a set of RAKE fingers 216, 218, and 220 to mitigate smearing. The I and Q components of the received signal are then delayed by a fixed delay element 240 and again provided to the data bus 260 by a set of RAKE fingers 266, 268, 270. At this particular point in time, the independent version of the signals transmitted from the antenna 302 of FIG. 5 is demodulated by the corresponding demodulator and provided to the data bus 210 as I and Q signal components. The I and Q components of the delayed independent version of the signal, including the multiple paths transmitted from antenna 302, are such that the set of RAKE fingers 266, 268, and 270 provide the I and Q signal components of the signal transmitted from antenna 301. As it is processed it is simultaneously processed by a set of RAKE fingers 216, 218 and 220. The outputs of the RAKE finger are provided to summer 230, which outputs a composite signal with an effective signal strength greater than any of the independent versions of the signal due to the effect of diversity gain.

도 11의 RAKE 아키텍쳐(200)는, 두개의 RAKE 핑거 세트가 구현됨에 따라 기지국으로부터 송신되는 두개의 독립 버전의 신호를 수신하는 이동국의 일예를 도시하는 것임을 알아야 한다. 일반적으로, RAKE 아키텍쳐(200)는 안테나 갯수와 동일한 갯수의 RAKE 핑거 세트를 포함하며, 이 안테나를 통해 독립 버전의 신호들이 기지국으로부터 송신된다. 각각의 고정 지연 소자(140)은 RAKE 핑거 세트의 쌍들 간에 접속된다. 탐색 유닛, 핑거 제어 유닛, RAKE 핑거는 통상적인 RAKE 아키텍쳐 소자들이라는 것을 알아야 한다. It should be noted that the RAKE architecture 200 of FIG. 11 illustrates an example of a mobile station that receives two independent versions of a signal transmitted from a base station as two RAKE finger sets are implemented. In general, RAKE architecture 200 includes the same number of RAKE finger sets as the number of antennas through which independent versions of signals are transmitted from the base station. Each fixed delay element 140 is connected between pairs of a RAKE finger set. It should be noted that the search unit, finger control unit, and RAKE fingers are conventional RAKE architecture elements.

본 발명은 대응하는 핑거들 및 그의 설명에 국한되어서는 안된다. 가령, 도 8의 등화기는 임의의 종류의 환경에 대해 단순화될 수 있다. 가령 30k㎐를 갖는 유효 협대역을 사용하는 TDMA 환경에 대해, 비트 기간이 매우 길기 때문에 그 환경에서 지연은 거의 일어나지 않는다. 특수한 경우, 도 8의 등화기는, 등화기 부분(120)이 제 1 고정 탭으로서 오직 하나의 승산기(123)만을 포함하고 등화기 부분(130)이 제 2 고정 탭으로서 오직 하나의 승산기(133)만을 포함하는 단일의 2-탭 등화기로 감소될 수 있다. 단순화된 등화기는 지연 소자(121, 122, 131, 132)와 승산기(124, 125, 134, 135)를 포함하지 않을 수 있다. 등화기 부분(120, 130) 사이에 오직 고정된 지연 소자(140)만이 구현됨에 따라, 중량, 사이즈, 비용이 감소되도록 등화기를 단순화할 수 있다.The invention should not be limited to the corresponding fingers and their description. For example, the equalizer of FIG. 8 can be simplified for any kind of environment. For example, for a TDMA environment using an effective narrowband with 30 k㎐, the bit duration is very long, so that little delay occurs in that environment. In a special case, the equalizer of FIG. 8 has only one multiplier 133 where the equalizer portion 120 includes only one multiplier 123 as the first fixed tab and the equalizer portion 130 as the second fixed tab. It can be reduced to a single two-tap equalizer containing only bays. The simplified equalizer may not include delay elements 121, 122, 131, 132 and multipliers 124, 125, 134, 135. As only a fixed delay element 140 is implemented between the equalizer portions 120, 130, the equalizer can be simplified to reduce weight, size, and cost.

따라서, 본 발명에 따르면, 이동국 수신 등화와 조합된 기지국 송신기 다이버시티를 사용함으로써 기지국 송신 전력을 증가시키지도 않고도 이동 통신 시스템의 다운링크 성능을 개선시킬 수 있으며, 시스템의 페이딩 면역 마진이 증가되고, 전체 송신 전력이 덜 소요되고, 간섭 발생이 감소하도록 하는, 다이버시티 이득 효과가 달성될 수 있다.Thus, according to the present invention, by using base station transmitter diversity in combination with mobile station receive equalization, it is possible to improve downlink performance of a mobile communication system without increasing base station transmit power, and the system's fading immune margin is increased, and overall Diversity gain effect can be achieved, which requires less transmission power and reduces the occurrence of interference.

Claims

In the communication diversity method for a mobile station,

Receiving multiple versions of a signal transmitted with at least twice the delay of a fixed delay between each transmission;

Delaying a signal received at the first tapped delay line;

Multiplying a delayed signal provided from the equalized tap set of said first tapped delay line by a first weighting factor to provide a first multiplication signal;

Summing the first multiplication signal to provide a first equalization signal;

Delaying the output of the first tapped delay line by the fixed delay to provide a first signal;

Delaying the first signal at a second tapped delay line;

Multiplying a delayed signal provided from the equalized tap set of said second tapped delay line by a second weighting factor to provide a second multiplication signal;

Summing the second multiplication signal to provide a second equalization signal; And

And summing said first equalized signal and said second equalized signal to provide a combined signal.