KR20060110262A - 디지털 통신 방법 및 그 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다차원 도약 패턴 충돌시 충돌 구간에서의 송신 제어 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명에서는 주어진 직교 무선 자원을 송신측 및 수신측 사이의 통신 규약에 의하여 다차원 직교 자원 영역에서 도약 선택하며, 해당 채널은 다차원 도약 패턴에 의하여 구별된다. 이때, 제2 통신국별로 특정한 다차원 도약 패턴을 할당하고, 다차원 도약 패턴은 제2 통신국에 영구적으로 할당될 수도 있고, 호설정시에 제1 통신국으로부터 할당받을 수도 있다. 또한, 다차원 직교 자원 도약 패턴이 각 제2 통신국에게 영구적으로 할당되는 것은 제2 통신국의 ESN(Electronic Serial Number) 등과 같이 유일한 식별자를 바탕으로 다차원 도약 패턴이 정해질 때이다. 이런 경우, 제2 통신국의 다차원 도약 패턴이 서로 독립이기 때문에 특정 순간에 동일한 직교 자원 좌표가 서로 다른 제2 통신국에 동시에 할당될 수 있다. 본 발명에 따르면, 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식을 채택한 시스템의 성능을 향상시키기 위하여 전송과 천공의 2분법적으로 이루어지는 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌시 처리 방법을 세분화함으로써 천공의 경우를 줄일 수 있다.

직교 자원, 도약 패턴, 다차원, 충돌, 다중화

Description

디지털 통신 방법 및 그 시스템 {DIGITAL COMMUNICATION METHOD AND SYSTEM}

도 1은 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 제1 통신국과 제2 통신국을 도시하는 시스템 개념도이다.

도 2a는 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 공통 구성 요소에 해당하는 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 2b는 종래 기술의 실시예에 따른 제1 통신국에서의 트래픽 채널용 송신기 구성도이다.

도 3a는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성도이다(BPSK 데이터 변조이고 I/Q 채널에 동일 직교 부호 심볼을 사용하는 경우).

도 3b는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성도이다(BPSK 데이터 변조이고 I/Q 채널에 다른 직교 부호 심볼을 사용할 수 있는 경우).

도 3c는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성도이다(QPSK 데이터 변조이고 I/Q 채널에 동일 직교 부호 심볼을 사용하는 경우).

도 3d는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신 국의 송신기 구성도이다(QPSK 데이터 변조이고, I/Q 채널에 다른 직교 부호 심볼을 사용할 수 있는 경우).

도 3e는 준직교 부호를 사용하는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성도이다(QPSK 데이터 변조이고 I/Q 채널에 동일 직교 부호 심볼을 사용하는 경우).

도 3f는 준직교 부호를 사용하는 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성도이다(QPSK 데이터 변조이고 I/Q 채널에 다른 직교 부호 심볼을 사용할 수 있는 경우).

도 4a는 종래 기술의 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 4b는 종래 기술의 다른 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 4c는 종래 기술의 또 다른 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 4d는 종래의 주파수 분할 다중화(FDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 4e는 종래의 시간 분할 다중화(TDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 4f는 종래의 시간 분할 다중화(TDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(슬롯 단위의 주파수 도약 방식이 적용된 경우).

도 4g는 주파수 다이버시티를 위한 종래의 주파수 도약 다중화(FHM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(심볼 단위의 규칙적 주파수 도약).

도 4h는 주파수 다이버시티 및 도청방지를 위한 종래의 주파수 도약 다중화(FHM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(심볼 단위의 불규칙적 주파수 도약).

도 4i는 종래의 직교 부호 분할 다중화(OCDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(채널별 고정적 직교 부호 할당).

도 4j는 종래의 직교 자원 분할 다중화(ORDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(채널별 고정적 직교 자원 할당).

도 5는 도 4i의 종래 기술의 실시예에 따른 부호 분할 다중화 방식에 의한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 6은 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 제2 통신국에서의 수신기 공통부분의 구성도이다.

도 7은 종래 기술의 실시예에 따른 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 8은 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 제2 통신국에서의 수신기 공통부분의 구성도이다.

도 9a는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화되는 트래픽 채널에 대한 제1 통신국에서의 송신기 구성도 및 상기 트래픽 채널을 위한 공용 물리 제어 채널의 구성도이다(직교 자원 = 직교 부호).

도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 공용 물리 제어 채널(CPCCH: Common Physical Control Channel)의 신호도이다.

도 10a는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3a에 대응).

도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10a를 복소수 신호로 표시).

도 10c는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3b에 대응).

도 10d는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10c를 복소수 신호로 표시).

도 10e는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3c에 대응).

도 10f는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10e를 복소수 신호로 표시).

도 10g는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3d에 대응).

도 10h는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10g를 복소수 신호로 표시).

도 10i는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3e에 대응).

도 10j는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10i를 복소수 신호로 표시).

도 10k는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 3f에 대응).

도 10l는 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다(도 10k를 복소수 신호로 표시).

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 다차원 직교 자원 도약 패턴 발생기의 구성도이다.

도 12a는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 도약을 위한 부반송파군의 예를 나타내는 도면이다(직교 자원 = 주파수).

도 12b는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 도약 패턴 발생기의 출력에 따른 부반송파 합성기의 구성도이다.

도 12c는 본 발명의 실시예에 따른 심볼 단위의 전송시간 도약을 위한 전송 데이터 심볼 위치 구간의 예를 나타내는 도면이다(직교 자원 = 시간, "1" = ON, "0" = OFF).

도 12d는 본 발명의 실시예에 따른 제1 통신국의 송신 측에서의 시간 도약 패턴 발생기의 출력에 따른 심볼 위치 선택기(또는 버퍼)의 구성도이다.

도 12e는 본 발명의 실시예에 따른 직교 부호 도약 패턴에 따른 직교 골드 부호 발생기의 구성도이다(직교 자원 = 직교 골드 부호).

도 12f는 여러 확산 계수에 따른 나무형 직교 월시 부호를 나타내는 도면이다(직교 자원 = 직교 월시 부호).

도 12g는 본 발명의 실시예에 따른 직교 부호 도약 패턴에 따른 직교 월시 부호 발생기의 구성도이다(직교 자원 = 직교 월시 부호).

도 12h는 본 발명의 실시예에 따른 제2 통신국의 수신 측에서의 시간 도약 패턴 발생기의 출력에 따른 심볼 위치 선택기(또는 버퍼)의 구성도이다.

도 13a는 도 10a의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 13b는 도 10c의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 13c는 도 10e의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 13d는 도 10g의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 13e는 도 10i의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 13f는 도 10k의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도이다.

도 14a는 종래 기술의 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14b는 본 발명의 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도이다

도 14c는 본 발명의 실시예에 따른 기본 전송률(R) 이하의 전송률을 가지는 프레임(이하 성긴 프레임)에서의 제1 통신국의 송신 신호도이다(규칙적 전송시간 도약).

도 14d는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 제1 통신국의 송신 신호도이다(불규칙적 전송시간 도약).

도 14e는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 주파수 도약 다중화(FDM) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(불규칙적 전송시간 도약).

도 14f는 도 14e에서 (전송시간, 부반송파)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터 심볼).

도 14g는 도 14f에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14h는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 시간 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(규칙적 전송시간 도약).

도 14i는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 시간 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(불규칙적 전송시간 도약).

도 14j는 도 14i에서 (전송시간)의 1차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터 심볼).

도 14k는 도 14j에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14l은 본 발명의 실시예에 따른 기본 전송률(R)의 프레임(빽빽한 프레임)에서의 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14m은 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 시간 슬롯 단위의 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14n은 도 14m에서 (전송시간, 직교부호)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터 심볼).

도 14o는 도 14n에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14p는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 심볼 단위의 규칙적 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(프레임의 시작 심볼이 동일한 위치에 있는 경우).

도 14q는 도 14p에서 (전송시간, 직교부호심볼)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터심볼).

도 14r은 도 14q에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14s는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 심볼 단위의 규칙적 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다(프레임의 시작 심볼이 엇갈린 위치에 있는 경우).

도 14t는 도 14s에서 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터 심볼).

도 14u는 도 14t에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14v는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 심볼 단위의 채널별 불규칙적 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14w는 도 14v에서 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(이중 실선의 사각형이 충돌한 데이터 심볼).

도 14x는 도 14w에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(검정 사각형은 전송하고, 점선 사각형은 전송하지 않음).

도 14y는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 심볼 단위의 채널별 불규칙적 반송파 주파수 도약 다중화, 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14z는 도 14y에서 (반송파 주파수, 전송시간, 직교 부호)의 3차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이다(충돌 표시가 된 굵은 실선의 직육면체).

도 14aa는 도 14z에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이다(흰색의 직육면체는 전송하고, 점선의 직육면체는 전송하지 않음).

도 15는 도 14g, 도 14k, 도 14o, 도 14r, 도 14u, 도 14x, 도14aa와 같이 다차원 도약 패턴 충돌구간에서 전송을 중단했을 때, 원하는 통신 품질을 만족하기 위하여 채널 복호기에서 요구하는 평균 수신 에너지를 보상하도록 전송되지 않은 데이터 심볼을 포함하는 프레임의 일정 구간동안 제1 통신국의 송신전력을 증가시킴을 도시하는 도면이다.

도 16은 다차원 도약 패턴 충돌 및 전송 데이터 심볼의 불일치로 인한 전송 중단이 공간 직교성이 보장되는 제1 통신국의 송신 안테나 빔별로 독립적으로 운영됨을 설명하기 위한 도면이다.

도 17은 동일한 데이터 서비스를 위하여 제1 통신국에 가까운 곳에 위치한 제2 통신국과 먼 곳에 위치한 제2 통신국에 할당되는 제1 통신국 송신 전력의 차이 를 보여주는 도면이다.

도 18a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅰ을 설명하는 순서도이다(송신 및 천공의 2분법).

도 18b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때, 도 18a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 18c는 도 18a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 두 채널(c, l)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 18d는 도 18c의 경우, 도 18a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 19a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅱ를 설명하는 순서도이다(송신 전력의 한계값을 가지는 방식).

도 19b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때, 도 19a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 19c는 도 19a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 두 채널(c, l)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 19d는 도 19c의 경우, 도 19a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 20a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신 기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅲ을 설명하는 순서도이다.

도 20b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 20a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 20c는 도 20a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 20d는 도 20a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면이다.

도 20e는 도 20c의 경우, 도 20a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 21a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅳ을 설명하는 순서도이다.

도 21b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때, 도 21a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 21c는 도 21a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 21d는 도 21a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면이다.

도 21e는 도 21c의 경우, 도 21a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 22a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅴ을 설명하는 순서도이다.

도 22b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 22a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 22c는 도 22a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 22d는 도 22a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면이다.

도 22e는 도 22c의 경우, 도 22a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 23a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅵ을 설명하는 순서도이다.

도 23b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때, 도 23a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 23c는 도 23a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 23d는 도 23a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면 이다.

도 23e는 도 23c의 경우, 도 23a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 24a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅶ을 설명하는 순서도이다.

도 24b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 24A의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 24c는 도 24a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 24d는 도 24a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면이다.

도 24e는 도 24c의 경우, 도 24a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 25a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅷ을 설명하는 순서도이다.

도 25b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 25a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 나타내는 도면이다.

도 25c는 도 25a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

도 25d는 도 25a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 송신 신호의 진폭 크기 순으로 정렬한 것을 도시하는 도면이다.

도 25e는 도 25c의 경우, 도 25a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다.

도 26은 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅰ~Ⅷ이 상대적으로 제1 통신국으로부터의 신호의 수신 세기가 약한 곳(셀 경계 등)에 위치한 제2 통신국에 불리한 면을 소프트 핸드오프를 통하여 보완하는 것을 도시하는 도면이다.

도 27a는 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)와 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit)를 구분하지 않고 분류 채널 부호기(systematic channel encoder)의 출력 비트 전부를 직교 자원 분할 다중화하는 종래 기술의 실시예와 직교 자원 도약 다중화하는 본 발명의 실시예를 도시하는 도면이다.

도 27b는 터보 부호기(Turbo encoder)의 출력 비트 전부를 직교 자원 분할 다중화하는 종래 기술의 실시예와 직교 자원 도약 다중화하는 본 발명의 실시예를 도시하는 도면이다.

도 27c는 분류 채널 부호기(systematic channel encoder)의 출력 비트에서 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)는 직교 자원 분할 다중화하고 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit)는 직교 자원 도약 다중화함을 도시하는 도면이다(분할 다중화와 도약 다중화의 실시 직교 무선 자원 영역을 구분).

도 27d는 도 27c의 실시예로써 직교 자원 분할 다중화 영역과 직교 자원 도약 다중화 영역을 시간적으로 구분하는 것을 도시하는 도면이다.

도 27e는 터보 부호기(Turbo encoder)의 출력 비트에서 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)는 직교 자원 분할 다중화하고 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit)는 직교 자원 도약 다중화함을 도시하는 도면이다.

도 28a는 본 발명의 실시예에 의한 각 프레임별 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률 또는 천공 확률과 기준값과의 대소 관계를 도 4c에 표시한 도면이다.

도 28b는 본 발명의 실시예에 의한 각 프레임별 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률 또는 천공 확률이 기준값보다 작게 되도록 고의적으로 제1 통신국에서 가장 영향이 적은 제2 통신국으로의 송신 프레임의 전부를 송신하지 않음을 도시하는 도면이다.

도 29a는 본 발명의 실시예에 의한 광의의 다차원 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 협의의 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 포함하는 집합과 직교 자원 분할 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 포함하는 집합으로 구분함을 도시하는 도면이다.

도 29b는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당한 채널과 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 할당한 채널이 상대적임을 도시하는 도면이다.

도 29c는 종래 기술의 실시예에 의한 직교 자원 분할 다중화 방식 및 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 채널 요구, 무선 자원 할당 및 채널 종료 과정을 시간의 흐름에 따라 도시한 개념도이다.

도 29d는 본 발명의 다른 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 채널 요구, 무선 자원 할당, 모드 전환 및 채널 종료 과정을 시간의 흐름에 따라 도시한 개념도이다.

도 30a는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 분할 모드(Division Mode)를 도시한 개념도이다.

도 30b는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 도약 모드(Hopping Mode)를 도시한 개념도이다.

도 30c는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 혼합 모드(Hybrid Mode)를 도시한 개념도이다.

도 30d는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 단일채널에 대한 그룹 모드(Group Mode)를 도시한 개념도이다.

도 30e는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서, 다중채널에 대한 그룹 모드(Group Mode)를 도시한 개념도이다.

본 발명은 디지털 통신 방법 및 그 시스템에 관한 것으로, 특히, 단일 매체를 통하여 동기되어 있는 활성도가 낮은 복수의 통신 채널이 공존하는 유무선 통신 시스템에서, 각 채널들의 전송 데이터율이 기본 전송률(R) 이하의 가변 전송률로 전송될 경우, 다차원 직교 자원 도약 방식에 의하여 상기 채널들을 통계적 다중화하는 방식 및 장치에 관한 것이다.

더욱 상세하게는, 제1 통신국과 동기되어 있는 복수의 제2 통신국들로 구성된 시스템에서 제1 통신국은 각 제2 통신국으로의 채널을 다차원 직교 자원 도약 패턴으로 식별하고, 제2 통신국에 해당하는 다차원 직교 자원 도약 패턴은 제1 통신국이 호 설정시에 할당하는 작위적 도약 패턴 또는 제2 통신국 고유의 무작위적(Pseudo-Random) 도약 패턴으로 구성되고, 어떤 순간에 서로 다른 채널의 도약 패턴 내의 다차원 직교 자원의 좌표가 일치(이후 "다차원 도약 패턴 충돌"이라 함.)할 수 있다.

이러한 경우, 충돌에 관련되는 제1 통신국 모든 송신 채널에 대하여 전송 데이터 심볼을 조사하여 만일 하나의 채널이라도 다른 채널들과 일치하지 않는 데이터 심볼을 전송하는 경우 해당 데이터 심볼 구간을 오프(OFF)시키고, 관련된 모든 채널의 손실된 데이터의 평균 비트 에너지를 보충하기 위하여 통신 규약에 의하여 규정된 구간동안 규정된 양만큼 데이터 심볼의 전송이 오프된 모든 채널의 송신 전력을 증가시키는 다중화 방식 및 장치에 관한 것이다.

또한, 본 발명에서의 제1 통신국, 제2 통신국은 기존의 상용화된 시스템에서 각각 기지국 및 이동국에 해당하는 것이다. 하나의 제1 통신국은 복수의 제2 통신국들과 통신을 하며, 본 발명은 제1 통신국에서 제2 통신국 방향에서 직교성을 가지고 있는 동기화된 채널군 내에서 적용될 수 있는 통계적 다중화 방법에 관한 것이다.

현재 표준화가 진행 중인 차세대 이동통신 시스템인 IMT-2000의 후보기술인 cdma2000 방식에서 사용하고자 하는 준직교 부호(QOC: Quasi-Orthogonal Code)와 W-CDMA 방식에서 사용하고자 하는 다중 스크램블링 부호(MSC: Multi-Scrambling Code)와 같이 각 채널군 내에서만 직교성이 유지되는 시스템에 대하여 본 발명은 각 채널군 내에서 독립적으로 구현될 수 있다.

또한, 섹터화 또는 스마트 안테나 시스템 등과 같이 제1 통신국의 채널들을 동일한 송신 안테나 빔을 가지는 채널군들로 분류했을 때, 본 발명은 각 채널군 내에서 독립적으로 구현 가능하다.

종래 기술에서 어떠한 부분을 변경 및 수정하면 본 발명에서 제안하는 다중화 방식을 구현할 수 있는지를 쉽게 설명하기 위하여 비교 대상인 종래 기술을 상용화되어 서비스 중에 있는 이동 통신 시스템인 IS-95에 기반하여 설명한다.

종래의 디지털 및 아날로그 주파수 분할 다중화(FDM: Frequency Division Multiplexing)에 의한 통신 방식은 채널의 활성도에 상관없이 호의 설정시 빈 주파수대역(FA: Frequency Allocation)을 제1 통신국이 제2 통신국에 할당하여 통신하고 호의 해제시 할당했던 주파수 대역을 다시 반납 받아서 다른 제2 통신국이 이용할 수 있도록 한다.

종래의 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing)에 의한 통신 방식은 채널의 활성도에 상관없이 호의 설정시 한 주파수 대역 내의 여러 개의 시간 슬롯 중에서 기할당되지 않은 시간슬롯을 제1 통신국이 제2 통신국에 할당하여 통신하고 호의 해제시 할당했던 시간슬롯을 다시 반납 받아서 다른 제2 통신국이 이 용할 수 있도록 한다.

종래의 주파수 도약 다중화(FHM: Frequency Hopping Multiplexing)에 의한 통신 방식은 채널의 활성도에 상관없이 호의 설정시 제1 통신국과 제2 통신국 사이에 약속된 주파수 도약 패턴을 이용하여 통신하고 제1 통신국은 기할당된 채널의 수에 따라 새로운 채널의 할당 여부를 결정하지만, 본 발명에서와 같이 도약 패턴의 충돌시 수신기의 채널 복호기에서 오류 가능성을 줄이기 위하여 관련 채널의 해당 심볼을 전송하지 않는 것과 같은 제어 기능을 가지고 있지 않다.

종래의 직교 부호 분할 다중화(OCDM: Orthogonal Code Division Multiplexing)에 의한 통신 방식은 채널의 활성도에 상관없이 호의 설정시 직교부호 내에서 기할당되지 않은 직교부호심볼을 제1 통신국이 제2 통신국에 할당하여 통신하고 호의 해제시 할당받았던 직교부호 심볼을 다시 제1 통신국에 반납하여 다른 제2 통신국이 이용할 수 있도록 한다.

종래 기술의 실시예를 설명하면서 사용된 도면 참조번호 중에서 본 발명의 실시예를 설명할 때 동일한 기능을 하는 부분은 동일한 도면 참조번호를 사용할 것이다.

도 1은 종래 기술 및 본 발명의 실시예에 따른 시스템을 도시한 것이며, 제1 통신국(101)에서 제2 통신국(111, 112, 113)으로의 각 통신 채널(121, 122, 123)은 동기화되어 있고, 또한 서로 직교(orthogonal)되어 있다.

도 2a는 종래 기술 및 본 발명의 실시예에서 공통 구성 요소에 해당하는 부분에 대한 제1 통신국의 송신기 구성도이며, 도 2b는 종래 기술의 실시예에서의 트 래픽 채널에 대한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 2a 및 도 2b를 참조하면, 파일럿 채널(200)은 도 1의 제2 통신국에서의 초기 동기 포착 및 추적과 동기 복조를 위한 채널 추정 신호로 사용하기 때문에 각 부반송파(SC: Sub-Carrier)별로 존재해야 하며, 상기 제1 통신국이 관장하는 영역 내의 모든 제2 통신국이 공용하는 채널이며, 도 2a와 같이 채널 부호화 및 채널 인터리빙 등을 거치지 않고, 이미 알려진 패턴의 심볼을 전송함으로써 상기 동기 복조에 대한 위상 기준을 제공한다.

상기 동기 채널(210)은 파일롯 채널(200)과 같이 상기 제1 통신국이 관장하는 영역 내의 모든 제2 통신국에 일방적으로 전송되는 방송 채널이며, 상기 제1 통신국에서 모든 제2 통신국에 공통으로 필요한 정보(예를 들면, 시각 정보 또는 제1 통신국의 식별자 등)를 전달한다.

또한, 상기 동기 채널로 전송되는 데이터는 채널 부호기(214), 심볼율 조정을 위한 반복기(216), 연집 오류를 극복하기 위한 채널 인터리빙(218), 전송 데이터 심볼율을 맞추기 위한 반복기(219) 등을 거쳐 도 3에서 언급할 확산 및 변조부로 전달된다.

또한, 호출 채널(220)은 제2 통신국으로의 착신 메시지가 있을 경우, 또는 상기 제2 통신국의 요구에 대한 응답 등의 목적에 사용되는 공용 채널이며, 복수개가 존재할 수 있다.

또한, 상기 호출 채널로 전송되는 데이터는 채널 부호기(224), 심볼 반복기(226), 채널 인터리버(228)를 거친 다음에, 호출 채널용 긴 부호 마스크(230)에 의하여 생성되는 긴 부호 발생기(232)의 출력을 데시메이션(234)한 것과 배타적 논리합(236)을 하여 도 3의 확산 및 변조부로 전달된다.

도 2b의 트래픽 채널(240)은 각 제2 통신국이 호 설정시 할당받아 호가 종료할 때까지 전용으로 사용되는 채널이며, 제1 통신국에서 각각의 제2 통신국으로 보내고자 하는 데이터가 있을 때, 상기 트래픽 채널을 이용하여 전송한다.

여기서, 상기 트래픽 채널은 프레임(IS-95에서는 20ms)이라는 특정 시간 단위로 오류 점검을 하기 위하여 CRC(Cyclic Redundancy Check) 부호화(241)를 하고, 채널 부호화가 각 프레임 단위로 독립적으로 이루어지도록 전부 "0"으로 구성되는 꼬리비트(242)를 삽입하고, 이후 채널 부호화(244)를 한 다음, 전송되는 데이터율에 따라 전송 데이터 심볼율을 맞추기 위하여 심볼 반복(246)을 하게 된다.

다음으로, 상기 심볼 반복 이후, 연집 오류를 균일 분포 오류로 바꾸기 위하여 채널 인터리빙(248)을 한다. 이러한 채널 인터리빙(248)까지 마친 데이터는 각 제2 통신국별로 할당된 식별자(ESN: Electronic Serial Number)로부터 생성된 긴 부호 마스크(250)를 이용하여 긴 부호 발생기(232)의 출력을 데시메이션(234)한 PN(Pseudo-Noise) 시퀀스에 의하여 스크램블링(256)된다.

상기 데시메이션(decimation)된 PN 시퀀스에서 제2 통신국으로부터의 송신 전력을 제어하기 위한 명령(PCB: Power Control Bit)이 삽입될 위치를 추출(258)한다. 상기 스크램블링(256)된 데이터 심볼 중에서 추출(258)된 전력 제어 명령 삽입 위치에 해당하는 데이터 심볼을 천공하여 전력 제어 명령을 삽입(260)하여 도 3의 확산 및 변조부로 전달한다.

본 발명에서의 전송시간 도약 다중화를 위한 전송 데이터 심볼의 위치는 PN 시퀀스에서 데시메이션된 값을 이용하여 결정할 수 있다.

도 3a 내지 도 3c는 종래의 부호 분할 다중화 기술에 의한 확산 및 변조부의 실시예를 도시한 것이다.

도 3a는 데이터 변조방식이 BPSK(Binary Phase Shift Keying)인 기존의 상용화된 IS-95 방식에 해당한다.

도 3b는 도 3a의 구조에서 I/Q 채널 전송데이터를 상이한 직교 부호 심볼을 사용하여 확산할 수 있는 경우이다.

도 3c는 동일한 대역폭으로 도 3a에 비하여 2배의 데이터를 전송하기 위하여 데이터 변조 방식을 QPSK로 사용했을 때의 확산 및 변조부를 도시한 것으로 IMT-2000의 후보기술인 cdma2000 방식에 채택된 방식이다.

도 3d는 동일한 대역폭으로 도 3B에 비하여 2배의 데이터를 전송하기 위하여 데이터 변조 방식을 QPSK로 사용했을 때의 확산 및 변조부를 도시한 것이다.

도 3e는 IMT-2000의 후보기술인 cdma2000에서 사용하는 준직교 부호(QOC: Quasi-Orthogonal Code)를 사용하는 경우의 확산 및 변조부를 도시한 것이다.

도 3f는 도 3e의 구조에서 I/Q 채널 전송데이터를 상이한 직교 부호 심볼을 사용하여 확산할 수 있는 경우이다.

도 3a 내지 도 3f를 참조하면, 도 3a에서 신호 변환기(310, 330, 326, 346, 364)는 논리적 신호 "0"과 "1"을 각각 실제 전송되는 물리적 신호 "+1"과 "-1"로 변환하는 장치이며, 도 2의 각 채널들은 신호 변환기를 거쳐 해당 월시(Walsh) 부 호 발생기(362)의 출력에 의해 확산(312, 332)되고, 각 채널의 상대적인 송신 전력은 증폭기(314, 334)에 의하여 조정된다.

이후, 상기 제1 통신국의 모든 채널은 각 채널에 고정적으로 할당된 직교 월시 함수(362)에 의하여 확산(312, 332)된 다음에 증폭(314, 334)되고, 이후 직교 부호 분할 다중화(316, 336)된다.

상기 다중화된 신호는 제1 통신국 구분을 위한 짧은 PN 시퀀스(324, 344)에 의하여 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 확산 변조(318, 338)를 거친다. 또한, 확산 변조된 신호는 저역 여파기(320, 340)를 거쳐 송신 대역으로 천이하기 위하여 반송파로 변조(322, 342)한다. 상기 반송파에 의해 변조된 신호는 도면에서는 생략된 고출력 증폭 등의 무선부를 거쳐 안테나를 통하여 송신된다.

도 3b에서, 신호 변환기(310, 330, 326, 346, 364, 365)는 논리적 신호 "0"과 "1"을 각각 실제 전송되는 물리적 신호 "+1"과 "-1"로 변환하는 장치이며, 전술한 도 2의 각 채널들은 신호 변환기를 거쳐 I/Q 채널별 해당 월시(Walsh) 부호 발생기(362, 363)의 출력에 의해 확산(312, 332)되고, 각 채널의 상대적인 송신 전력은 증폭기(314, 334)에 의하여 조정된다.

이후, 상기 제1 통신국의 모든 채널은 각 채널에 고정적으로 할당된 직교 월시 함수(362, 363)에 의하여 확산(312, 332)된 다음 증폭(314, 334)된 다음 직교 부호 분할 다중화(316, 336)된다. 상기 다중화된 신호는 제1 통신국 구분을 위한 짧은 PN 시퀀스(324, 344)에 의하여 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 확산 변조(318, 338)를 거친다.

또한, 상기 확산 변조된 신호는 저역 여파기(320, 340)를 거쳐 송신 대역으로 천이하기 위하여 반송파로 변조(322, 342)한다. 상기 반송파에 의해 변조된 신호는 도면에서는 생략된 고출력 증폭 등의 무선부를 거쳐 안테나를 통하여 송신된다.

도 3c는 도 2에서 발생된 신호를 BPSK가 아니라 QPSK로 전송하기 위하여 역다중화기(390)를 거쳐 동위상 채널과 직교 위상 채널에 서로 다른 정보 데이터가 실려서 간다는 점을 제외하고는 도 3a와 동일하다. 이때, 상기 역다중화기(390)와 신호변환기(310, 330)를 설정함에 따라 QPSK가 아닌 직교진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 등도 가능하다.

도 3d는 도 2에서 발생된 신호를 BPSK가 아니라 QPSK로 전송하기 위하여 역다중화기(390)를 거쳐 동위상 채널과 직교위상 채널에 서로 다른 정보 데이터가 실려서 간다는 점을 제외하고는 도 3b와 동일하다.

도 3e는 도 3c에서 제1 통신국에서 제2 통신국으로의 채널 구분을 준직교 부호 마스크를 사용하여 생성된 확산 부호로 확산하는 경우를 도시하는 도면이다. 이때, 서로 다른 준직교 부호 마스크를 사용하는 부호 심볼군은 직교성이 유지되지 않으며, 동일한 직교부호 마스크를 사용하는 부호 심볼군 내에서만 직교성이 유지된다. 따라서 본 발명에서 제안하는 방식은 직교성이 유지되는 동일한 준직교 부호 마스크를 사용하는 직교 부호 심볼군 내에서 적용할 것이다.

도 3f는 도 3b 및 도 3d와 같이 도 3e의 구조에서 I/Q 채널 전송 데이터를 상이한 직교 부호 심볼을 사용하여 확산할 수 있도록 I 채널과 Q 채널에 독립적인 월시부호 생성기가 존재하는 것을 제외하고는 도 3e와 동일하다.

도 4a 내지 도 4c는 전술한 도 2와 도 3a 내지 도 3f에 의하여 생성된 신호를 각 채널별로 직교 자원을 할당하여 전송하는 다중화 방식을 설명하기 위한 신호도의 예이다.

먼저, 제1 통신국과 제2 통신국사이에 통신이 이루어지고 있을 때, 각 제2 통신국별로 전송되는 데이터율은 시간에 따라 가변적일 수 있다. 설명의 편의를 위하여 제1 통신국이 제2 통신국에 할당한 채널별 최대 전송률을 기본 전송률(R)이라고 할 때, 상기 제1 통신국에서 제2 통신국으로 보내는 프레임별 데이터의 양에 따라 프레임별 평균 전송률이 R, R/2, R/4, … , 0 등으로 다양하게 존재할 수 있다.

도 4a는 프레임별 순간 전송률을 평균 전송률에 맞추는 경우를 나타내며, IS-95 방식의 직교 부호 분할 다중화 통신시스템에서 순방향 링크에서 채택하고 있는 방식이다.

도 4b는 프레임별 전송 데이터가 기본 전송률에 미달할 경우, 의미 없는(dummy) 정보를 이용하여 부족한 부분을 채워서 각 프레임별 순간 전송률을 기본 전송률로 맞추는 방식이다.

도 4c는 순간 전송률을 기본 전송률(R)과 0(전송하지 않음)으로 하여 R과 0을 전송률로 가지는 구간의 비율에 따라 해당 프레임에서의 평균 전송률을 조정하는 방식이다.

도 4c의 방식은 본 발명에서 사용하려는 확산의 단위가 되는 전송 심볼 단위의 ON/OFF는 아니지만 IS-95 방식에서 역방향 링크의 폐루프 전력제어를 위한 기준 신호의 진폭을 유지하면서 프레임당 평균 전송률을 조정하기 위하여 전력 제어의 단위가 되는 시간 슬롯 단위의 ON/OFF를 사용한다. 이때, IS-95 역방향 링크에서는 본 발명에서와 달리 채널간 직교성이 보장되지 않는다.

도 4a 내지 도 4c에서는 공용 파일롯 채널이 제2 통신국으로의 채널과 병렬로 전송하도록 되어 있지만, 상기 파일롯 채널은 수신기에서 동기화, 채널 추정 및 전력제어의 기준 등으로 사용되는 채널이기 때문에, 종래의 GSM(Global System for Mobile) 방식 및 W-CDMA(Wideband CDMA) 방식 등에서와 같이 시분할 다중화 방식에 의하여 전송될 수도 있다.

이러한 경우, 파일롯 채널은 파일롯 심볼 또는 다중화된 위치에 따라 프리앰블(Preamble), 미드앰블(Midamble), 포스트앰블(Post-amble) 등과 같이 다양한 이름으로 불리어진다.

도 4d는 종래의 주파수 분할 다중화 방식을 도시한 것으로 제1 통신국에서 각 제2 통신국으로의 통신 채널이 서로 다른 주파수 대역(FA)을 사용한다. 본 발명에서의 주파수 분할 다중화 방식은 위성 방송용으로 많이 연구가 되고 있는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 포함한다.

OFDM의 경우, 각 부반송파 채널의 주파수 대역이 완전히 분리되지 않은 중첩된 형태이지만 각 부반송파 채널간의 직교성이 보장되기 때문에 본 발명에서의 직교 자원에 포함될 수 있다.

도 4e는 GSM 시스템과 같은 종래의 시간 분할 다중화 방식을 도시한 것으로 제1 통신국에서 각 제2 통신국으로의 통신 채널이 동일한 주파수 대역(FA)을 사용하지만 프레임 내의 시간 슬롯을 각 제2 통신국별로 전용으로 할당하여 사용한다.

도 4f 내지 도 4h는 도 4d의 종래의 주파수 분할 다중화 방식에 주파수 다이버시티 및 보안성 강화를 목적으로 주파수 도약 방식을 적용한 것이다.

도 4f는 시간 슬롯 단위의 주파수 도약을 하는 것을 보여주는 것이고, 도 4g는 전송 데이터 심볼단위의 규칙적 주파수 도약을 보여주고 있는 것이고, 도 4h는 전송 데이터 심볼 단위의 불규칙적 주파수 도약을 보여주고 있는 것이다. 도 4g의 방식은 주파수 다이버시티에 초점을 맞추어 사용되는 방식이고, 도 4h의 방식은 주파수 다이버시티와 허락되지 않은 수신기에 의하여 감청을 방지하기 위하여 보안성을 강조한 방식이다.

한편, 주파수 도약 다중화는 심볼 및 부분심볼 단위의 빠른 주파수 도약 다중화 방식과 몇 개 심볼 단위의 느린 주파수 도약 다중화 방식이 있다. 도 4f 내지 도 4h의 방식은 도 4e의 시간 분할 다중화 방식에 적용함으로써 주파수 다이버시티를 제공할 수 있다.

실제로 2세대 이동통신 시스템인 GSM에서 보안성 강화가 아니라 주파수 다이버시티를 강화하기 위하여, 시간 슬롯 및 프레임 단위의 주파수 도약을 사용하는 것은 선택 사항이다.

도 4i는 IS-95, cdma2000 및 W-CDMA 시스템과 같은 종래의 직교 부호 분할 다중화 방식을 도시한 것으로, 제1 통신국에서 각 제2 통신국으로의 통신 채널이 동일한 주파수대역(FA)과 프레임 내의 모든 시간슬롯을 이용하여 이루어지며, 제1 통신국은 각 채널에 대하여 고정된 직교 부호 심볼을 호설정시 할당하고, 호가 종료될 때 반납 받아서 새로운 호가 설정되는 제2 통신국에 다시 할당한다.

따라서 상기 프레임 내의 모든 데이터 심볼이 동일한 직교 부호 심볼에 의하여 확산된다. 도 4i에 대응하는 제1 통신국의 송신기 구조가 전술한 도 3a 내지 도 3f에 주어져 있다.

도 4j는 종래의 직교 자원 분할 다중화(ORDM: Orthogonal Resource Division Multiplexing) 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이며 채널별 고정적 직교 자원의 할당을 나타낸다. 종래의 대부분의 디지털 통신 시스템이 이와 같은 직교 자원 분할 다중화 방식을 채택하고 있다.

도 4i에 주어진 종래 기술의 실시예에 의한 제1 통신국의 송신기에 대응하는 제2 통신국의 수신기의 구조는 도 3a 내지 도 3f의 송신기 구조에 따라 역확산이 이루어지는 부분을 제외하고는 유사하기 때문에, 도 5는 그중 도 3a의 송신기 구조에 대응하는 수신기 구조를 간략하게 도시한 것이다.

안테나를 통하여 수신된 신호는 반송파로 복조(510, 530)하고 저역 여파(512, 532)함으로써 기저대역 신호를 생성하고, 송신 측에서 사용한 PN 시퀀스와 동일한 시퀀스(520, 540)를 동기시켜 수신된 기저대역 신호에 곱하여(514, 534) 전송 데이터 심볼 구간동안 누적함으로써, 역확산(516, 536)을 수행한다.

상기 기저대역 신호에서 파일럿 채널에 할당된 직교 부호 심볼로 파일럿 채널 성분만을 추출하여 전송 채널을 추정(550)하며 추정된 위상 왜곡치를 이용하여 상기 기저대역 신호의 위상왜곡을 보정(560)한다.

만약, 파일롯 채널이 상기와 같이 부호 분할 다중화되어 있지 않고 시분할 다중화되어 있다면, 역다중화기를 이용하여 파일롯 신호 부분만을 추출한 다음에 추출된 간헐적인 파일롯 신호 사이의 위상 변화를 내삽법(interpolation)에 의하여 추정한다.

도 6은 상기 호출 채널과 같이 제2 통신국에서 제1 통신국으로의 송신전력을 제어하는 명령이 제1 통신국에서 삽입되지 않는 채널에 대한 수신기의 구조이며, 도 5에서 위상 보정까지 마친 신호를 최대비 결합(610, 612)하여 도 3b와 같이 송신 측에서 QPSK 데이터 변조를 한 경우, 다중화(614)하고(BPSK 데이터 변조를 한 경우, 두 신호를 더하고), 연판정(616)한 다음에, 각 호출 채널에 대응되는 긴 부호 마스크(620)에 의하여 생성된 긴 부호 발생기의 출력을 데시메이션(624)하여 나온 결과와 곱합(618)으로써 역스크램블링을 수행한다.

본 발명의 실시예에서 직교 부호 도약 다중화한 채널에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구조는 도 6의 구조와 유사하다. 상기 동기채널의 경우, 상기 긴 부호에 의한 역스크램블링 과정(620, 622, 624, 626, 618)이 생략된다.

도 7은 상기 트래픽 채널과 같이 제2 통신국에서 제1 통신국으로의 송신전력 제어명령이 제1 통신국에서 삽입된 채널에 대한 수신기의 구조이며, 도 5에서 위상 보정까지 마친 신호를 최대비 결합(710, 712)하여 도 3c와 같이 송신 측에서 QPSK 데이터 변조를 한 경우, 동위상 성분과 직교위상 성분을 다중화(714)한 다음(도 3a와 같이 송신 측에서 BPSK 데이터 변조를 한 경우, 동위상 성분과 직교위상 성분을 합한 다음) 제1 통신국에서 보낸 전력제어 명령에 해당하는 신호 성분을 수신된 신 호에서 추출(740)하여 경판정(744)하여 제2 통신국의 송신전력 제어부로 전달한다.

상기 다중화(714)된 수신신호에서 전력제어 명령을 제외한 데이터 심볼은 연판정(742)한 다음에, 제2 통신국의 식별자로부터 생성된 긴 부호 마스크(720)에 의하여 생성된 긴 부호 발생기(722)의 출력을 데시메이션(724)하여 나온 결과를 곱함(718)으로써 역스크램블링을 수행한다.

도 8은 도 6과 도 7의 신호처리를 거친 수신신호를 채널 디인터리빙(818, 828, 838) 및 채널 복호화(814, 824, 834)를 거쳐 제1 통신국에서 전송된 데이터를 복원하는 기능을 도시한 것이다.

상기 동기채널(810)의 경우 연판정된 신호를 수신신호의 누적 등에 의하여 상기 심볼 반복기(219)의 역과정인 심볼압축(819)을 수행하여 심볼율을 낮춘다. 상기 심볼 압축된 신호를 채널 디인터리빙(818)하여 채널 복호화(814) 전에 다시 채널 디인터리빙된 신호를 상기 심볼 반복기(216)의 역과정인 심볼 압축(816)을 수행한다.

이후, 상기 심볼 압축된 신호를 채널 복호화(814)함으로써 제1 통신국에서 송신한 동기채널을 복원한다. 호출채널(820)의 경우 연판정된 신호를 채널 디인터리빙(828)한다. 상기 채널 디인터리빙된 신호는 송신 데이터율에 따라 상기 심볼 반복기(226)의 역과정인 심볼 압축(826)을 수행할 수 있다. 상기 심볼 압축된 신호를 채널 복호화(824)함으로써 제1 통신국에서 송신한 호출채널을 복원한다.

이후, 트래픽 채널(830)의 경우, 연판정된 신호를 송신 데이터율에 상관없이 채널 디인터리빙(838)한다. 상기 채널 디인터리빙된 신호는 송신 데이터율에 따라 상기 심볼 반복기(246)의 역과정인 심볼 압축(836)을 수행할 수 있다.

상기 심볼 압축된 신호를 채널 복호화(834)하고, 프레임 단위의 독립적인 송신신호생성을 위한 꼬리비트를 제거(832)한 다음에, 전송 데이터 부분에 대하여 송신 측과 마찬가지로 CRC 비트를 생성하여 채널 복호화를 수행한 후에 복원된 CRC 비트와 비교하여 오류가 있는지를 조사한다. 2개의 CRC 비트가 일치했을 때 오류가 없는 것으로 판정함으로써 트래픽 채널 데이터는 복원된다.

또한, 송신 측에서 20ms의 프레임단위로 송신 데이터율에 대한 정보를 포함하지 않았을 경우, 모든 가능한 전송 데이터율에 대하여 독립적으로 채널 디인터리빙된 신호를 채널 복호화하고, CRC 비트를 비교함으로써 제1 통신국에서의 송신 데이터율을 판정할 수 있다. 상기 송신 데이터율이 별도로 전송되는 시스템에 대하여는 해당 데이터율에 상응하는 채널 복호화 과정만 거치면 된다.

한편, 도 1과 같이 제1 통신국에서 제2 통신국으로의 채널간에 직교성을 유지하기 위해서 사용된 종래의 방식은 크게 네 가지로 분류할 수 있다.

첫째, 도 4d와 같이 호설정시 제1 통신국이 주파수 대역을 고정적으로 할당하는 주파수 분할 다중화 방식을 사용하는 것이다.

*둘째, 도 4e와 같이 호설정시 제1 통신국이 시간 슬롯을 고정적으로 할당하는 시간 분할 다중화 방식을 사용하는 것이다.

셋째, 도 4f 내지 도 4h와 같이, 호 설정시 제1 통신국이 충돌하지 않도록 조정된 도약 패턴을 제2 통신국에 할당하거나 군용에서와 같이 주어진 지역에서 주 어진 시간에 여러 부반송파로 이루어진 총 대역폭을 하나의 제2 통신국만이 사용하는 것이다.

넷째, 도 4i와 같이 호설정시 제1 통신국이 빈 직교 부호 심볼을 할당하여 제2 통신국으로의 채널을 확산하는 것이다.

상기 네 가지 방식 중에서 주파수 도약 다중화 방식을 제외한 나머지 세 가지 방식의 공통점은 고정적으로 직교성을 가진 자원(주파수, 시간, 직교 부호)을 제1 통신국이 제2 통신국에 할당한다는 젓이다.

상기 주파수 도약 다중화 방식도 군용과 같이 자원의 여유가 많은 응용분야에서 주로 보안성을 목적으로 사용되기 때문에 자원의 효율적 이용을 대상으로 하고 있지 않다.

따라서 상기 방식을 사용하는 경우, 상대적으로 활성도가 낮거나 전송 데이터율이 기본 전송률 이하로 가변적인 채널에 한정된 직교 자원을 고정적으로 할당한다면 자원의 효율적인 이용이 어렵다.

종래의 방식과 같이 자원을 고정적으로 할당하면서 자원의 활용도를 증가시키기 위해서는 빠른 채널 할당 및 반납이 수반되어야 하지만 이러한 빈번한 채널 할당 및 반납을 위한 제어신호정보를 주고받음으로써, 한정된 자원이 실제적으로 데이터 전송에 사용되기보다 상당 부분이 데이터 전송을 하기 위한 제어정보에 할당되게 된다.

또한, 채널 할당 및 반납 과정을 아무리 빠르게 처리한다고 하더라도 채널 할당(또는 반납) 메시지 전송 및 이에 대한 확인 응답 등의 과정을 거치게 되면, 전송할 데이터가 제1 통신국에 도달한 후 전송하기까지 버퍼링되어 있어야 하며, 이 때, 버퍼의 용량은 상기 과정이 처리되는 시간이 길수록 커진다.

또한, 인접 셀로 핸드오프가 발생했을 때 자원을 고정적으로 할당하는 방식에서는 상기 인접 셀에서 서비스되는 채널의 활성도가 낮음에도 불구하고, 새로 할당할 자원이 없기 때문에 핸드오프가 이루어지지 못하는 현상도 발생하게 된다.

또한, 제어정보와 같이 제대로 전송되었는지를 반드시 확인해야 하는 중요한 정보들은 비록 재전송을 위하여 버퍼링이 되어야겠지만, 확인 과정이 필요 없는 데이터그램(datagram) 방식 등의 전송에서는 자원이 허용되는 한 가능한 한 짧은 지연을 가지고 전송되어야만 필요한 버퍼 용량도 감소된다.

본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는, 종래의 기술에서 주파수, 시간, 직교 부호 등의 직교 자원을 고정적으로 할당함으로써, 직교 자원과 채널이 1대1의 관계를 가지던 것을 전송 데이터의 활성도와 전송 데이터율의 가변성을 고려하여 활성도가 낮거나 전송 데이터율이 가변적인 트래픽들은 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식을 통하여 통계적으로 다중화함으로써, 더 많은 제1 통신국에서 제2 통신국으로의 채널 수용, 한정된 직교 자원의 활용도 증가, 불필요한 채널 할당 및 반납을 위한 신호 트래픽 감소, 전송 스케줄링 과정 완화, 제1 통신국에서 요구되는 버퍼용량 감소, 데이터 전송 지연 시간 감소, 인접 셀로의 부담 없는 핸드오프 등을 달성하는 것이다.

또 다른 기술적 과제는 직교성을 유지하는 동기화된 채널들의 활성도가 낮거 나 채널이 기본 전송률 이하로 전송 데이터율이 가변하는 경우, 주파수, 시간, 직교 부호 등을 직교축으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화라는 통계적 다중화 방식을 사용하여 더 많은 제1 통신국에서 제2 통신국으로의 채널 수용, 한정된 직교 자원의 활용도 증가, 불필요한 채널 할당 및 반납을 위한 신호 트래픽 감소, 전송 스케줄링 과정 완화, 제1 통신국에서 요구되는 버퍼용량 감소, 데이터 전송 지연 시간 감소, 인접 셀로의 부담 없는 핸드오프 등을 달성하는 것이다.

이하, 본 발명을 이 분야의 통상의 지식을 지닌 자가 용이하게 실시할 수 있도록 첨부된 도면을 참조로 하여 상세히 설명하기로 한다.

본 발명의 실시예에 대한 구체적 설명을 무선에 의한 이동 통신 시스템에 대해서 하지만 본 발명에서 제안하는 통계적 다중화 방식은 무선뿐만 아니라 유선 통신 시스템에서도 그대로 적용될 수 있다.

본 발명의 실시예에 대한 설명에서 이미 설명된 종래의 기술에 의한 실시예와 동일한 부분은 동일한 도면 참조번호를 사용하며, 앞에서 이미 해당 부분을 설명하였기 때문에 본 발명의 실시예를 설명할 때는 변경 및 추가되어야 하는 부분을 위주로 설명한다.

도 9a는 성긴 채널에 대하여 다차원 직교 자원 도약 다중화를 하기 위한 구조이며, 제2 통신국에 대한 송신전력 제어 명령을 천공 삽입하는 것을 제외하고는 동일하다.

통상적으로, 통신은 양방향 통신과 단방향 통신이 있으며, 단방향 통신에 대 해서는 상기 제2 통신국에 대한 송신전력 제어명령은 전송될 필요가 없다. 그러나 양방향 통신에서는 효율적인 전력제어를 통하여 시스템 용량을 극대화할 수 있기 때문에 송신전력 제어가 필요하다.

또한, 빠른 처리를 위하여 전력제어명령은 대개 채널 부호화를 거치지 않는다. 무작위적인 직교 부호 도약 패턴에 의해서는 서로 다른 채널간에 충돌이 불가피하게 발생할 수밖에 없다.

따라서 전력제어 명령은 충돌이 발생하지 않는 채널로 전송할 필요가 있으며, 이를 위하여 IMT-2000 시스템의 후보기술 중의 하나인 cdma2000 방식에서 채택한 공용 전력 제어 채널의 개념을 도입하여 본 발명에서는 공용 물리 제어 채널(CPCCH: Common Physical Control CHannel)이라고 한다.

상기 공용 물리 제어 채널은 상기 파일럿 채널과 같이 별도의 직교 부호 심볼에 의하여 확산되며, 복수의 제2 통신국에 대하여 시간분할 다중화에 의하여 물리 계층의 제어 명령을 전송한다. 각 제2 통신국에 대한 전력제어명령의 위치는 호 설정 과정에서 할당된다. 도 9a에서는 IS-95를 예를 들어 총 24개의 제2 통신국을 제어하는 공용 물리 제어 채널의 실시예를 도시하고 있다.

그리고 제1 통신국에서 제2 통신국으로의 채널이 기본 전송률(R)이하로 가변일 경우, 각 프레임에서의 실제 전송률에 대한 정보(RI: Rate Information) 등과 같이 충돌 없이 전송되어야 할 필요가 있다고 판단되는 정보는 상기 제2 통신국의 송신 전력 제어 명령과 같이 공용제어채널을 통하여 시분할 다중화하여 전송할 수 있다.

만약, 이러한 실제 전송률에 대한 정보를 보내지 않는 경우, 수신기는 가능한 모든 조합에 대하여 순차적으로 채널 복호화와 CRC 검사 등을 통하여 실제 전송된 데이터율을 판단한다. 가능한 조합은 처음 호 설정시에 제1 통신국과 제2 통신국사이에 합의되는 것이 통상의 방법이다.

도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 공용 물리 제어 채널(CPCCH: Common Physical Control Channel)의 신호도이며, 제1 통신국이 제2 통신국의 송신 전력 제어 명령만을 전송하는 CPCCH#1 형태와 제1 통신국의 송신 데이터율 정보도 같이 전송하는 CPCCH#2 형태가 있을 수 있다.

도 10a는 본 발명을 도 3a에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. 본 발명에서 제안하는 다차원 직교 자원 도약 다중화에 의한 통계적 다중화를 위하여 다차원 도약 패턴 발생기(380) 및 채널간 독립적인 도약 패턴 발생으로 인하여 발생하는 다차원 도약 패턴의 충돌을 검출하여 적절한 제어를 하기 위한 충돌 검출기 및 제어기(384)가 필요하다. 다차원 도약 패턴 발생기의 구현예가 도 11에 주어져 있다.

일반적인 PN 시퀀스 발생기를 이용하여 다차원 도약 패턴을 발생시키는 구조이다. 다른 방법을 통하여 다차원 도약 패턴을 구현할 수도 있다. 상기 다차원 도약 패턴은 (주파수), (전송시간), (직교 부호) 등의 1차원 도약 패턴과 (주파수, 전송시간), (주파수, 직교 부호), (전송시간, 직교 부호) 등의 2차원 도약 패턴, (주파수, 전송시간, 직교 부호) 등의 3차원 도약 패턴 등이 될 수 있다. 시스템 개발 단계에서 일부 직교 자원만 도약에 관여하도록 하고, 그 외의 직교 자원은 분할 방식으로 고정적으로 할당하게 구현할 수 있다.

또한 모든 직교 자원이 도약 다중화에 관여하도록 구현한 다음 제어 명령예 의하여 일부 직교 자원만 도약 다중화에 관여하도록 제어할 수도 있다. 상기 다차원 도약 패턴 발생기(380)에 따라 주파수 도약을 위한 주파수 합성기(388), 전송시간 도약을 위한 버퍼(392, 393), 직교 부호 도약을 위한 확산 직교 부호 심볼을 발생하는 직교 부호 발생기(382)가 필요하다.

상기 주파수 합성기(388)에서 생성되는 반송파 또는 부반송파는 도 12a와 같이 주파수 도약에 사용하는 (부)반송파의 수에 따라 다차원 도약 패턴 발생기(380)의 출력에서 주파수축 좌표값을 표시하는 비트수가 다르다. 도약 패턴 발생기(380)의 출력 중에서 주파수 좌표값에 해당하는 신호가 주파수 합성기(388)의 입력이 되고, 상기 입력값에 따라 규정된 (부)반송파가 생성된다.

다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 주파수 도약은 반송파가 변하지 않는 시간 도약, 직교 부호 도약과 달리 반송파의 주파수가 변하기 때문에 수신기에서 채널 추정 및 위상 보상이 어렵다.

따라서 기본적으로 cdma2000의 MC(Multi-Carrier)방식과 같이 기본적으로 다중 반송파가 구현되어 있고 각 반송파에 대하여 채널 추정이 수신기에서 독립적으로 병렬로 이루어질 경우, 다중 반송파에 관여하는 반송파를 도약 가능한 반송파로 하여 주파수 도약 다중화가 이루어지는 것이 용이하다.

상기 전송시간 도약을 위한 버퍼(392, 393)는 다차원 도약 패턴 발생기(380)의 출력 중에서 시간축 좌표값에 해당하는 신호가 버퍼(392, 393)의 입력이 되고, 상기 입력값에 따라 버퍼내의 데이터의 송신 위치가 도 12c와 같이 결정된다.

도 12c에서 "1"은 송신 데이터가 존재한다는 것을 나타내고 "0"은 송신 데이터가 없다는 것을 나타낸다. 도 12d는 도 12c에서 송신 데이터가 놓일 수 있는 위치(PP: Probable Position)의 수가 16개인 경우를 구현한 예이다.

다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 전송시간 도약은 통계적 다중화를 극대화하고, 제2 통신국으로의 통신 채널을 용이하게 추적하기 위하여 기본 전송률(R)을 순간 전송률로 하여 프레임이나 시간 슬롯이 아니라 전송 심볼 단위로 이루어지게 한다.

이러한 프레임 내에서 심볼 단위로 도약을 하면 전송 심볼이 프레임 내에서 확률적으로 균일하게 분포하기 때문에 제2 통신국 수신기에서 채널의 변화를 추적하기가 상대적으로 용이하다.

상기 직교 부호 발생기(382)에서 생성되는 직교부호는 도 12e와 같은 직교 골드 부호 발생기에 의하여 생성되는 직교 골드 부호이거나 도 12f와 같이 특정한 확산 계수에 대하여 월시부호가 되는 계층적 구조의 직교 가변 확산 계수(OVSF: Orthogonal Variable Spreading Factor) 부호와 같이 직교성만 유지되는 어떠한 직교 부호도 가능하다.

상기 다차원 도약 패턴 발생기(380)의 출력 중에서 직교 부호축 좌표가 고정적이면 종래의 기술과 동일한 직교 부호 분할 다중화 방식이다. 하나의 직교 부호를 2개의 직교 부호 심볼군으로 분할하여 한 직교 부호 심볼군은 고정할당에 의한 직교 부호 분할 다중화에 사용하고, 나머지 직교 부호 심볼군은 도약 패턴에 의한 직교 부호 도약 다중화에 사용할 수 있다.

또는 상기 분할된 두 직교 부호 심볼군중에서 한 직교 부호 심볼군은 도약 패턴의 충돌이 발생하지 않도록 작위적으로 선택한 도약 패턴을 사용하여 직교 부호 도약 다중화하고, 나머지 직교 부호 심볼군은 도약 패턴의 충돌이 발생 가능한 채널간 독립적인 도약 패턴을 사용하여 통계적 다중화에 의한 직교 부호 도약 다중화를 한다.

상기 두 경우, 대하여 전자는 상대적으로 전송 데이터가 중요하거나 채널의 활성도가 높을 때 할당하고, 후자는 상대적으로 성긴 트래픽을 발생시키는 채널에 할당하여 통계적 다중화 이득을 얻는다.

도 12f와 같은 가변 확산 이득을 지원하는 계층적 직교 부호를 확산 부호로 사용하는 경우, 상기와 같이 직교 부호를 분할할 때, "01" 또는 "0110"과 같이 동일한 모부호 심볼(391, 395)을 가지는 모든 자부호 심볼들로 구성된 직교 부호 심볼군(393, 397)으로 분할하는 것이 직교 부호를 분할 운용하는 데 용이하다.

앞에서 잠깐 언급했듯이 상기 다차원 도약 패턴 발생기(380)가 각 채널에 대하여 동일한 순간에 동일한 직교 자원을 서로 다른 채널이 선택하지 않도록 작위적으로 다차원 도약 패턴을 생성할 경우, 충돌이 발생하지 않는다.

그러나 상기와 같은 방식은 제2 통신국에 의하여 다차원 도약 패턴이 결정될 수 없고, 반드시 제1 통신국에 의하여 호설정시에 다차원 도약 패턴이 할당되어야만 하고, 제1 통신국에 의하여 할당될 수 있는 다차원 도약 패턴수가 직교 자원 수에 의하여 제한되고, 인접 셀로의 핸드오프가 발생할 경우 상기 인접 셀로부터 새 로운 다차원 도약 패턴을 할당받아야 한다는 단점이 있다.

상기와 같이 제2 통신국으로의 채널간의 다차원 도약 패턴을 충돌 없이 할당하는 것은 통계적 다중화를 목적으로 하는 것이 아니라 다이버시티 이득을 목적으로 하는 것이다. 상기 제2 통신국으로의 채널이 활성도가 높고 빽빽한(dense) 채널인 경우, 충돌 없이 운용하는 것이 효율적일 수 있다.

그러나 서비스의 특성에 따라 제2 통신국으로의 채널의 활성도가 낮고 성긴(sparse) 경우, 자원이 낭비될 수가 있기 때문에 각 채널의 데이터 활성도에 따른 통계적 다중화 이득과 주파수 및 시간 다이버시티를 얻기 위하여 각 채널에 대하여 독립적인 다차원 도약 패턴을 발생시킨다.

이로 인하여 필연적으로 서로 다른 채널이 동일한 시점에 동일한 다차원 직교 자원 좌표를 선택하는 다차원 도약 패턴의 충돌이 발생한다.

따라서 본 발명에서는 이러한 문제점을 해결하기 위하여 충돌 검출기 및 제어기(384, 386)를 사용하여 모든 채널에 대한 도약 패턴 및 전송하고자 하는 데이터 심볼을 입력받아 도약 패턴이 충돌하는지를 판정한다. 모든 제2 통신국별 다차원 도약 패턴은 제1 통신국내에서 발생되고 각 제2 통신국에 송신할 데이터도 제1 통신국을 거치기 때문에 실제적으로 충돌이 발생하기 이전에 다차원 도약 패턴의 충돌과 전송 데이터의 같은지 다른지 여부를 파악할 수 있다.

다차원 도약 패턴 충돌이 발생하는 경우, 해당되는 모든 채널의 전송 데이터 심볼을 비교하여 전송 데이터 심볼이 모두 일치하는 경우, 충돌구간에 존재하는 데이터 심볼을 전송한다. 왜냐하면 관련 제2 통신국의 채널 복호화 과정에서 오류를 유발시키지 않기 때문이다.

그러나 하나라도 일치하지 않으면 관련 채널의 상기 충돌구간내의 데이터 심볼을 전송하지 않는다. 즉, 충돌 검출기 및 비교기(384, 386)의 결과에 따라 곱셈기 385 및 387의 입력이 "+1" 또는 "0"이 된다. 상기 곱셈기의 입력이 "0"인 구간에서 전송이 중단된다.

이러한 피확산 데이터 심볼의 송신 중단으로 인하여 원하는 품질을 만족시키기 위하여 요구되는 제2 통신국에서의 평균 수신에너지의 부족을 보상하기 위하여 도 15의 도면 참조번호 1072와 1074와 같이 시스템 파라미터로 주어지는 구간동안 시스템 파라미터로 주어지는 크기만큼 해당 채널의 증폭기(315, 335)의 이득을 조정하여 제1 통신국의 송신전력을 증가시킨다. 이와는 별도로 종래의 방식에 의한 제2 통신국에 의한 제1 통신국 송신 전력 제어는 수행될 수 있다.

도 10b는 도 10a를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 10c는 본 발명을 도 3b에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. 다차원 도약 패턴 발생기(380)가 동위상(I) 채널과 직교위상(Q) 채널에 독립적인 다차원 도약 패턴을 발생시킨다는 점을 제외하고는 도 10a와 동일하다.

본 발명에서 제안하는 다차원 직교 자원 도약 다중화에 의한 통계적 다중화를 위하여 다차원 도약 패턴 발생기(380) 및 I/Q 채널에 대한 독립적인 충돌 여부와 전송 여부를 판정하는 충돌 검출기 및 제어기(384, 386)가 필요하다.

도 10d는 도 10c를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 10e는 본 발명을 도 3c에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. BPSK 데이터 변조를 하는 도 10a와 달리 QPSK 데이터 변조를 하기 때문에 I 채널과 Q 채널로의 전송 데이터가 다르다는 점을 제외하고는 도 10a와 동일하다.

도 10f는 도 10e를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 10g는 본 발명을 도 3d에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. 다차원 도약 패턴 발생기(380)가 동위상(I) 채널과 직교위상(Q) 채널에 독립적인 다차원 도약 패턴을 발생시킨다는 점을 제외하고는 도 10e와 동일하다.

따라서 본 발명에서 제안하는 다차원 직교 자원 도약 다중화에 의한 통계적 다중화를 위하여 다차원 도약 패턴 발생기(380) 및 I/Q 채널에 대한 독립적인 충돌 여부와 전송 여부를 판정하는 충돌 검출기 및 제어기(384, 385)가 필요하다.

도 10h는 도 10g를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 10i는 본 발명을 도 3e에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. 준직교 부호(QOC: Quasi-Orthogonal Code)를 사용한다는 점을 제외하고는 도 10e와 동일하다.

도 10j는 도 10i를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 10k는 본 발명을 도 3f에 도시된 종래 기술의 실시예에 적용했을 때의 구현 방법이다. 준직교 부호(QOC: Quasi-Orthogonal Code)를 사용한다는 점을 제외하고는 도 10g와 동일하다.

도 10l은 도 10k를 복소수 신호로 표시한 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다.

도 13a는 도 10a의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 안테나를 통하여 수신된 제1 통신국으로부터의 신호를 다차원 도약 패턴 발생기(580)에 의해 제어되는 주파수 합성기(588)에 의해 복조(510, 530)한 다음 저역 여파기(512, 532)를 통과시킨다.

상기 저역 여파된 신호를 송신 측과 동일한 스크램블링 부호(520, 540)를 이용하여 역스크램블링(522, 542)하며, 제1 통신국 송신기와 동기된 다차원 도약 패턴 발생기(580)에서 출력되는 직교 부호축 좌표값에 따라 직교 부호 심볼을 생성(582)하여 곱(514, 534)하고 해당 심볼 구간동안 적분(516, 536)함으로써 역확산을 수행한다.

상기 역확산된 신호를 채널 추정기(550)를 이용하여 위상차를 보상(560)함으로써 동기 복조를 수행한다. 상기 보상된 데이터 심볼은 상기 다차원 도약 패턴 발생기의 전송시간축 좌표값에 맞추어 버퍼(592, 593)에 입력된다.

다음으로, 도 10a의 제1 통신국 송신기는 BPSK 데이터변조를 하기 때문에 도 13a의 대응하는 제2 통신국 수신기는 동일한 정보를 가지고 있는 I 채널과 Q 채널 수신 데이터를 합(596)한다. 만약, 시간 다이버시티를 주기 위하여 제1 통신국의 송신기에 I 채널과 Q 채널별로 독립된 인터리버가 존재한다면 제2 통신국에서는 디인터리버를 거친 다음 I 채널과 Q 채널 수신 데이터를 합한다.

도 13b는 도 10b의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. I 채널과 Q 채널별로 독립적인 직교 부호 발생기(582, 584)가 존재한다는 점을 제외하고는 도 13a와 동일하다.

도 13c는 도 10c의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 도 10c의 제1 통신국 송신기는 QPSK 데이터변조를 하기 때문에 도 13c의 대응하는 제2 통신국 수신기는 서로 다른 정보를 가지고 있는 I 채널과 Q 채널 수신 데이터를 합하지 않는다는 점만 제외하고는 도 13a와 동일하다.

도 13d는 도 10d의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 이때, I 채널과 Q 채널별로 독립적인 직교 부호 발생기(582, 584)가 존재한다는 점을 제외하고는 도 13c와 동일하다.

도 13e는 도 10e의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 이때, 준직교 부호(566)를 사용하여 역확산한다는 점만 제외하고는 도 13c와 동일하다.

도 13f는 도 10f의 본 발명의 실시예에 따른 직교 자원 도약 다중화 방식에 대한 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 이때, I 채널과 Q 채널별로 독립적인 직교 부호 발생기(582, 584)가 존재한다는 점을 제외하고는 도 13e와 동일하다.

도 14a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호의 개념도이다.

도 14a는 도 4a의 종래 기술의 실시예에 따른 각 프레임별 제1 통신국에서의 송신 신호도와 동일하다. 제1 통신국으로부터 각 제2 통신국으로의 채널은 서비스의 특성에 따라 도면 참조번호 920, 930과 같이 프레임별 전송률이 호설정시 할당받은 기본 전송률(R) 이하로 가변하거나 도면 참조번호 940, 950처럼 기본 전송률(R)로 전송(ON)과 전송하지 않음(OFF)이 반복될 수 있다. 상기 940, 950과 같은 채널은 채널의 활성도로 표현할 수 있다.

본 발명에서는 상기 920, 930과 같은 채널을 도 14b의 924, 934 채널과 같이 프레임별 전송 데이터율에 따라 전송시간 도약 다중화를 실시한다. 전송시간 도약은 도 12d와 같은 방법으로 구현한다.

도 14c와 도 14d는 프레임별 전송 데이터율의 예에 따라 실제적으로 어떤 형태로 도약된 전송시간이 결정될 수 있는지를 도시한다. 도 14c는 규칙적이고 주기적인 도약을 도시하는 것이고, 도 14d는 불규칙적이고 임의적인 도약을 도시한다. 도 14c는 시간 다이버시티와 채널 추정 등에는 유리하지만 통계적 다중화에 적함하 지는 않다. 도 14d는 각 채널별로 독립적인 다차원 도약 패턴을 사용하면 충돌할 수는 있지만 통계적 다중화에 용이하다.

도 14e는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 주파수 도약 다중화(FHM: Frequency Hopping Multiplex)와 전송시간 도약 다중화(THM: Time Hopping Multiplex)를 병행한 방식을 도시한 것으로 사각형 내부의 무늬로 제2 통신국을 구별한다.

도 14f는 도 14e에서 (전송시간, 부반송파)의 2차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14g는 도 14f에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든채널의 데이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 14h는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에서의 심볼단위의 시간 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다. 도 4e와 같이 프레임 내의 특정 구간에만 밀집한 시간 슬롯 단위의 시간 분할 다중화가 아니라 프레임 내에 균일하게 분포하는 심볼단위의 시간 분할 다중화이기 때문에 각 제2 통신국으로의 통신 채널을 추정하기 용이하고 시간 다이버시티를 얻을 수 있다.

본 방식은 도약 패턴이 주기적이기 때문에 통계적 다중화의 목적보다는 앞에서 언급한 채널 추정 및 시간 다이버시티에 초점을 맞추었기 때문에 제2 통신국으로의 채널간에 독립성이 존재할 수 없으며, 호 설정시에 제1 통신국이 기존의 제2 통신국에 할당된 결과를 참조하여 할당한다.

따라서 도 14h와 같은 심볼단위의 시간 분할 다중화는 각 채널의 순간 전송률이 일정할 경우, 유리하다.

도 14i는 도 14h와 달리 통계적 다중화를 얻기 위하여 제2 통신국으로의 채널의 전송 데이터 심볼구간을 무작위적(Pseudo-Random)으로 선택하는 것을 도시한 것이다. 각 제2 통신국의 전송시간 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 14j는 도 14i에서 (전송시간)의 1차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14k는 도 14j에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 14l은 통계적 다중화를 얻기 위하여 제2 통신국으로의 채널의 전송 데이터 심볼을 대역 확산하는 직교 부호를 무작위적(Pseudo-Random)으로 선택하는 다차원 직교 자원 도약 다중화의 특별한 경우인 직교 부호 도약 다중화 것을 도시한 것이다. 각 제2 통신국의 직교 부호 도약 패턴은 서로 독립이다. 기출원된 본 발명자의 직교 부호 도약 다중화 방식 및 장치(대한민국 특허출원번호 제1999-32187호)에 본 방식에 대한 자세한 설명이 있다.

도 14m은 본 발명의 실시예에 의한 시간 슬롯 단위의 전송시간 도약 다중화 및 도 14l의 직교 부호 도약 다중화가 혼재된 제1 통신국의 송신 신호도이다. 통계적 다중화를 얻기 위하여 제2 통신국으로의 채널의 전송시간 슬롯과 각 전송 데이터 심볼을 대역확산하기 위한 직교 부호 심볼을 무작위적으로 선택한다. 각 제2 통신국의 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 14n은 도 14m에서 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14O는 도 14n에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며, 또한, 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데 이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 14p는 도 14h의 시간 분할 다중화 및 도 14l의 직교 부호 도약 다중화가 혼재된 제1 통신국의 송신 신호도이다. 앞에서 언급하였듯이 도 14h는 통계적 다중화 이득을 얻을 수 없는 구조이지만 통계적 다중화 이득을 얻을 수 있는 도 14l의 직교 부호 도약 다중화 방식을 적용함으로써 통계적 다중화한다. 프레임에서 각 채널의 전송률에 상관없이 모든 제2 통신국으로의 첫 번째 전송 심볼의 위치가 동일하다. 제2 통신국으로의 채널의 각 전송 데이터 심볼을 대역확산하기 위한 직교 부호 심볼을 무작위적(Pseudo-Random)으로 선택한다. 각 제2 통신국의 (직교부호)의 1차원 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 14q는 도 14o에서 (직교 부호)의 1차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14r은 도 14q에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며, 또한, 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 14s는 도 14p의 시간 분할 및 직교 부호 도약 다중화 방식의 변형이다. 제1 통신국은 프레임에서 제2 통신국으로의 첫 번째 전송 심볼의 위치를 서로 엇갈리게 배치하여 송신전력의 균형을 유지시킨다. 도 14p와 마찬가지로 제2 통신국으로의 채널의 각 전송 데이터 심볼을 대역확산하기 위한 직교 부호 심볼을 무작위적으로 선택한다. 각 제2 통신국의 (직교 부호)의 1차원 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 14t는 도 14s에서 (직교 부호)의 1차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14u는 도 14t에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며, 또한 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 14v는 도 14i의 전송시간 도약 다중화 및 도 14l의 직교 부호 도약 다중화가 혼재된 제1 통신국의 송신 신호도이다. 도 14i의 전송시간 도약 다중화를 통하여 통계적 다중화 이득을 얻음과 동시에 도 14l의 직교 부호 도약 다중화를 통하여 통계적 다중화 이득을 얻는 복합적 통계적 다중화 방식이다. 프레임 내에서 각 채널의 전송시간과 제2 통신국으로의 채널의 각 전송 데이터 심볼을 대역확산하기 위한 직교 부호 심볼은 다차원(2차원) 도약 패턴에 의하여 무작위적(Pseudo- Random)으로 선택된다. 각 제2 통신국의 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 14w는 도 14v에서 (전송시간, 직교 부호)의 2차원 좌표로 표시되는 다차원 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시한 것이며, 도면에서 둘레가 이중실전으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심볼 위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심볼 위치를 나타낸다.

도 14x는 도 14w에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심볼이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

상기 도 14v의 (전송시간, 직교 부호)치 2차원 도약 패턴에 의한 통계적 다중화 방식을 확장하여 도 14y와 같이 (주파수, 전송시간, 직교 부호)의 3차원 도약 패턴에 의한 통계적 다중화 방식도 가능하다.

도 14y는 본 발명의 실시예에 따른 성긴 프레임에 대한 심볼 단위의 채널별 불규칙적 반송파 주파수 도약 다중화, 전송시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 14z는 도 14y에서 (반송파 주파수, 전송시간, 직교 부호)의 3차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경 우를 예시하는 도면이며, 충돌된 데이터 심볼은 굵은 실선의 직육면체로 표시되어 있다. 흰색의 직육면체는 보내고자 하는 데이터 심볼이 일치하는 경우이고, 검은색의 직육면체는 보내고자 하는 데이터 심볼이 일치하지 않는 경우이다.

도 14aa는 도 14z에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심볼을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이며, 흰색의 직육면체는 전송하고, 점선의 직육면체는 전송하지 않는다.

본 발명에서 제안하는 방식을 더욱더 확장하면 (직교자원1, 직교자원2, …, 직교자원N)으로 표현되는 N차원 직교 자원 도약 다중화에 의한 통계적 다중화가 가능하다.

상기 다차원 직교 자원 도약 다중화에 의한 통계적 다중화 이득은 다차원 도약 패턴이 충돌 확률과 해당 전송 데이터 심볼의 전송되지 않을 확률을 통하여 유추할 수 있다. 어떤 채널 부호화 방법을 사용하느냐에 따라 상기 전송되지 않은 데이터 심볼의 복구 가능성이 다르다.

본 해석에 있어서 관심의 대상이 되는 제2 통신국으로의 채널에 정보가 실려 있지 않은 경우는 분석이 무의미하기 때문에 상기 채널에 정보가 실려 있는 경우만 분석한다.

아래의 수학적 해석은 도 18과 도 19에 도시된 다차원 도약 패턴 충돌시의 제어 알고리즘에 기반하며, 도 20에서 도 25에 도시된 다차원 도약 패턴 충돌시의 제어 알고리즘에 대한 수학적 해석은 보다 복잡하기 때문에 기술하지 않는다.

M = 제1 통신국이 할당한 채널의 총 수

N = 어떤 시간 구간에서의 활성 채널의 수

α = 채널 활성도(= 프레임당 평균 전송률/기본 전송률)

π_i = 데이터 심볼 i가 전송될 확률, 단, i ∈ {0, 1, 2, …, s-1}

s = 데이터 심볼의 수

예) 8PSK 일 때 s = 8이고, 16 QAM일 때 s = 16

1) 주파수 도약 다중화에 대하여

c₁ = 다차원 도약 패턴에서 주파수축 부반송파의 총 수

(1) 도약 패턴 충돌 확률

[수학식 1]

(2) 데이터 심볼 천공(전송 중단) 확률

[수학식 2]

(3) 모든 π_i가 동일할 때 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 3]

2) 전송시간 도약 다중화에 대하여

c₂ = 다차원 도약 패턴에서 시간축 전송 가능 심볼구간의 총 수

(1) 도약 패턴 충돌 확률

[수학식 4]

(2) 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 5]

(3) 모든 π_i가 동일할 때 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 6]

3) 직교 부호 도약 다중화에 대하여

c₃ = 다차원 도약 패턴에서 직교 부호축 직교 부호 심볼의 총 수

(1) 도약 패턴 충돌 확률

[수학식 7]

(2) 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 8]

(3) 모든 π_i가 동일할 때 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 9]

4) 주파수, 전송시간, 직교 부호 도약 다중화에 대하여

c₁ = 다차원 도약 패턴에서 주파수축 부반송파의 총 수

c₂ = 다차원 도약 패턴에서 시간축 전송 가능 심볼구간의 총 수

c₃ = 다차원 도약 패턴에서 직교 부호축 직교 부호 심볼의 총 수

(1) 도약 패턴 충돌 확률

[수학식 10]

(2) 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 11]

(3) 모든 π_i가 동일할 때 데이터 심볼 천공 확률

[수학식 12]

도 15는 도 14g, 도 14k, 도 14o, 도 14r, 도 14u, 도 14x와 같이 다차원 도약 패턴 충돌구간에서 전송을 중단했을 때, 원하는 통신 품질을 만족하기 위하여 채널 복호기에서 요구하는 평균 수신에너지를 보상하기 위하여 전송되지 않은 데이터 심볼 이후의 일정 구간동안 제1 통신국의 송신전력을 증가시킴을 도시하는 도면이다.

상기 프레임의 시작 시각 이전에 해당 프레임에서의 다차원 도약 패턴의 충돌로 인해 손실된 데이터 심볼의 수를 판단할 수 있으면 도 15의 도면 참조번호 1076과 같이 상기 손실로 인한 수신 에너지 변동량을 미리 조정하여 전송함으로써 손실의 영향을 최소화하면서 통계적 다중화 이득을 극대화할 수 있다.

다차원 도약 패턴 충돌 및 전송 데이터 심볼의 불일치로 인한 전송 중단은 제1 통신국으로부터의 동일한 송신 안테나 빔 내에 존재하는 채널군에 대하여 이루어지고, 도 16의 스마트 안테나 등과 같이, 제1 통신국으로부터의 송신 안테나 빔(1120, 1130, 1140)이 복수로 존재하는 경우, 비록 도약 패턴이 충돌하더라도 중첩되지 않는 송신 안테나 빔(1130, 1140)내의 채널들(1132, 1142 및 1144)에 대해서는 충돌구간에서 송신을 중단하지 않는다.

본 발명의 실시예에서 볼 수 있듯이, 다차원 직교 자원 도약 다중화를 무작위(Pseudo-Random)적인 도약 패턴에 의하여 수행하는 경우, 다차원 도약 패턴이 충 돌하는 구간에서 전송 데이터가 고의적으로 손실될 수 있기 때문에, 수신 측에서 손실된 구간에 존재하는 데이터를 복원하기 위하여 송신 측에서는 채널부호화, 수신 측에서는 채널복호화가 반드시 필요하다.

상기에서 언급한 대로 통계적 다중화 이득을 극대화하기 위하여 채택한 채널간 독립적인 도약 패턴에 의한 다차원 직교 자원 도약 다중화는 필연적으로 전송데이터의 고의적 손실이 수반되는데, 이러한 영향을 완화하여 제2 통신국의 수신기에서의 채널 복호화 이득을 증가시킬 수 있는 제1 통신국에서의 다양한 송신 신호 제어 알고리즘을 이하에서는 제시하고자 한다.

도 17은 동일한 데이터 서비스를 위하여 제1 통신국(1710)에 가까운 곳에 위치한 제2 통신국(1720)과 먼 곳에 위치한 제2 통신국(1730)에 할당되는 제1 통신국 송신 전력의 차이를 보여주는 도면이다.

도 17을 참조하면, 단순히 거리에 따른 제1 통신국(1710)의 송신 전력 차이만을 도시하지만 실제적으로는 페이딩을 극복하기 위하여 제1 통신국에서 수신된 제2 통신국으로부터의 신호의 세기에 의한 추정에 기반한 제1 통신국의 송신 전력 제어(개루프 송신 전력 제어) 또는 제2 통신국에서의 송신 전력 제어 명령에 의한 제1 통신국의 송신 전력 제어(폐루프 송신 전력 제어) 등에 따라 거리 상으로는 가까운 제2 통신국(1720)에 도 17과 달리 보다 큰 송신 전력에 필요할 수도 있다.

그러나 이러한 문제로 인하여 본 발명의 핵심이 달라지는 것은 아니기 때문에 설명을 쉽게 하기 위하여, 본 발명에서는 제1 통신국과 제2 통신국 사이의 거리의 원근이 제1 통신국 송신 전력의 대소와 비례하는 것으로 생각하기로 한다.

먼저, 가까운 곳에 위치한 제2 통신국(1720)에는 진폭 A_i를 가지는 신호(송신 전력은 A_i ²)를 송신하고, 먼 곳에 위치한 제2 통신국(1720)에는 진폭 A_o를 가지는 신호(송신 전력은 A_o ²)를 송신함을 보여주고 있다.

도 18에서 도 25까지의 설명에서 모든 신호는 실수부(I 채널)와 허수부(Q 채널)로 구성된 복소수로 취급되며, 설명은 실수부(I 채널)에 대하여만 이루어지지만 허수부에 대해서도 동일하게 취급될 수 있음을 미리 밝힌다.

상기 실수부는 가질 수 있는 값이 양수, 0, 음수의 세 가지의 경우가 있기 때문에 이러한 경우에 맞추어 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌시 실제적으로 전송되는 I 채널 송신 신호(A_I = A_I ⁺ + A_I ^-)가 결정된다. 이때, A_I ⁺는 충돌시 양수값을 가진 I 채널들의 송신 신호의 합을 나타내고, A_I ^-는 충돌시 음수값을 가진 I 채널들의 송신 신호의 합을 나타낸다.

각 데이터 심볼 구간단위로 직교 무선 자원 단위별로 제1 통신국에 의하여 연결이 허가된 모든 채널은 세 개의 집합 S⁰, S⁺, S^- 중에 어느 하나에는 포함되어야 한다.

제1 통신국에 의하여 연결이 허가된 모든 채널의 집합을 S라고 하고, 그 중에서 해당 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않은 채널의 집합을 S⁰라고 하고, 선택 한 채널 중에서 양수값을 가지는 채널의 집합을 S⁺라고 하고, 음수값을 가지는 채널의 집합을 S^-라고 하자.

도 18a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅰ을 설명하는 순서도이다. 방법 Ⅰ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다. S = S⁰∪S⁺인 경우(1840)에는 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다. S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(1860), A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

도 18b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 18a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

이때, 각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면, 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_I = A_i+A_o이다(1801). 각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_I = 0이다(1802).

도 18c는 도 18a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 두 채널(c, l)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, j, k, m, n, o, p, q, r, s, t}, S⁺ ={c, l}, S^- = {} = ψ(공집합)이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, j, k, m, n, o, p, q, r, s, t}, S⁺ ={1}, S^- = {c}이다.

도 18d는 도 18c의 경우, 도 18a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, 비록 A_c + A_l ＞ A_max이지만 채널 c와 l의 원 신호를 그대로 전송함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 A_I = A_c+A_l(A_I ⁺ = A_c+A_l, AI^- = 0)의 값을 가진다. Q 채널의 경우, 채널 c와 채널 l의 송신 신호의 부호가 다 르기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 19a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅱ를 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅱ는 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

이때, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에, 만약,

이면(1842),

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에, 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(1960)에는 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

도 19b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 19a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_c(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(1901). 각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_I = 0이다(1902). 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 상기 A_max는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 19c는 도 19a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 두 채널(c, l)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, j, k, m, n, o, p, q, r, s, t}, S⁺ ={c, l}, S^- = {} = ψ(공집합)이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, j, k, m, n, o, p, q, r, s, t}, S⁺ ={l}, S^- = {c}이다.

도 19d는 도 19c의 경우에 도 19a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송 신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, 비록 A_c + A_l ＞ A_max이기 때문에 채널 c와 l의 원 신호를 그대로 전송하지 않고 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +A_max(A_I ⁺ = +A_max, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다. Q 채널의 경우, 채널 c와 채널 l의 송신 신호의 부호가 다르기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 20a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅲ을 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅲ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840)에는 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에, 만약,

이면(1842)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에, 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S⁺≠{}이고, S^-≠{}인 경우(2060), 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062).

만약, 보다 작은 쪽이 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은

이라면 음수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다(0≤θ≤1).

만약, 상기 집합 S^*가 공집합이라면(2081), A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089).

상기 S^* 내의 모든 채널의 진폭을 더한 것이 상기

보다 작 다면(2083),

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고(2083), 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2087).

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 양수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다.

만약, 상기 집합 S^*가 공집합이라면(2082) A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089). S^* 내의 모든 채널의 진폭을 더한 것이 상기

보다 작다면(2084)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고(2086), 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2088).

도 20b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 20a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구 간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2001). 각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i ≤+θA_o이면 A_I = -Ai(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -A_i)이고(2002) A_i ＞ +θA_o이면 AI = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)이다(2003). 이때, 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 I 채널과 Q 채널별로 독립적으로 결정될 수 있고, 종속적으로 결정될 수도 있다. A_max와 θ의 결정은 I 채널과 Q 채널의

에 의해서 영향을 받는다.

도 20c는 도 20a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- = {j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 20d는 도 20c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크 기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거처 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -A_j이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 20e는 도 20c의 경우에 도 20a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, θA_j보다 작은 것은 l번째 채널밖에 없기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +A_l(A_I ⁺ = +A_l, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 20e에는 채널 c, j, s를 OFF(A_c = 0, A_j = 0, A_s = 0)시키고 채널 l만 전송(A_l ≠ 0)하는 것처럼 되어 있으나 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(A_l)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, θA_s보다 작은 것은 없기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 21a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅳ를 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅳ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함 으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에 만약,

이면(1842)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에, 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(2160), 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062). 만약, 보다 작은 쪽에 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 음수값을 가지는 채널 중에 서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다(0≤θ≤1).

만약, 상기 집합 S^*가 공집합이라면(2081), A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089). 집합 S^*가 공집합이 아니면 제1 통신국은 집합 S^* 내에서 가장 큰 진폭의 값

을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2187).

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 양수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다.

만약, 상기 집합 S^*가 공집합이라면(2082), A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089). 집합 S^*가 공집합이 아니면 제1 통신국은 집합 S^* 내에서 가장 큰 진폭의 값

을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2188).

도 21b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 21a의 방 식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면, 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2101).

각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i ≤+θA_o이고

이기 때문에 A_I = -Ai(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -Ai)이고(2102) A_i ＞ +θA_o이면 집합 S^*가 공집합이기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)이다(2103). 이때, 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 21c는 도 21a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- = {j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 21d는 도 21c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크 기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -A_j이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 21e는 도 21c의 경우에 도 21a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, θA_j보다 작으면서 가장 큰 것은 l 번째 채널이기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +A_l(A_I ⁺ = +A_l, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 21e에는 채널 c, j, s를 OFF(A_c = 0, A_j = 0, A_s = 0)시키고 채널 l만 전송(Al ≠ 0)하는 것처럼 되어 있으나 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(A_l)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, 집합 S^*가 공집합이기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 22a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅴ를 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅴ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함 으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840)에는 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에 만약,

이면(1842)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

S = S⁰∪S^-인 경우(1850)에는 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(2260)에는 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062).

만약, 보다 작은 쪽이 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면(2070) A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0으로 초기화(2271)한 다음 음수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작으면서 가장 큰 값을 찾아서 A_I ^-로 지정(2273, 2283)하고, A_I = A_I ⁺ + A_I ^-의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0으로 초기화(2272)한 다음에, 양수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가 보다 작으면서 가장 큰 값을 찾아서 A_I ⁺ 로 지정(2274)하고, 이후 A_I = A_I ⁺ + A_I ^- 의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

도 22b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때, 도 22a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2201).

각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의 하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i ≤+θA_o이고 A_i가 최대값이기 때문에 A_I = -A_i(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -A_i)이고(2202), A_i ＞ +θA_o이면 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)이다(2203). 이때, 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 22c는 도 22a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- = {j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 22d는 도 22c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -A_j이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 22e는 도 22c의 경우에 도 22a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, θA_j보다 작으면서 가장 큰 것은 l번 째 채널이기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +A_l(A_I ⁺ = +A_l, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 22e에는 채널 c, j, s를 OFF(Ac = 0, Aj = 0, As = 0)시키고 채널 l만 전송(A_l ≠ 0)하는 것처럼 되어 있으나, 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(A_l)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, θA_s보다 작은 것은 없기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 23a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅵ을 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅵ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에 만약,

이면(1842)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에, 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(2360), 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062).

만약, 보다 작은 쪽이 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 음수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다(0≤θ≤1).

만약, 상기 집합 S*가 공집합이라면(2081) AI = 0(AI+ = 0, AI- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089). 집합 S^*가 공집합이 아니면(2081)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2387).

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 양수값을 가지는 채널 중에서 진폭의 크기가

보다 작은 값을 가지는 모든 채널의 집합을 S^*라고 정의한다.

만약, 상기 집합 S^*가 공집합이라면(2082), A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다(2089). 집합 S^*가 공집합이 아니면 의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2388).

도 23b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 23a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2301).

각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i ≤+θA_o이면 AI = -θA_o(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -θA_o)이고(2302) A_i ＞ +θA_o이면 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)이다(2303). 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 23c는 도 23a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- = {j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 23d는 도 23c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -A_j이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 23e는 도 23c의 경우에 도 23a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, θA_j보다 작은 진폭을 가진 채널(채널 l)이 존재하기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +θA_j(A_I ⁺ = +θA_j, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 23e에는 채널 c, j, s를 OFF(A_c = 0, A_j = 0, A_s = 0)시키고 채널 l만 전송(A_l ≠ 0)하는 것처럼 되어 있으나 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(+θA_j)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, θA_s보다 작은 것은 없기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = 0(A_Q ⁺ = 0, A_Q ⁺ = 0)의 값을 가진다.

도 24a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅶ을 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅶ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 실정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에, 만약,

이면(1842),

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S = S⁰∪S^-인 경우(1850)에는 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채 널은 모두 음수이기 때문에 만약,

이면(1852)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(2460), 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062).

만약, 보다 작은 쪽이 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 음수값을 가지는 모든 채널의 합

이

보다 크다면(2481)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고(2483), 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2485).

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면 양수값을 가지는 모든 채널 의 합

이

보다 작다면(2482)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고(2484), 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2486).

도 24b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 24a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2401).

각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 -A_i ≥ -θA_o이면 A_I = -A_i(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -A_i)이고(2402), -A_i ＜ -θA_o이면 A_I = -θA_o(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -θA_o)이다(2403). 이때, 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 24c는 도 24a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- ={j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 24d는 도 24c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -A_j이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 24e는 도 24c의 경우에 도 24a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, 채널 l의 진폭이 θA_j보다 작기 때문에 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = +A_j(A_I ⁺ = +A_j, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 24e에는 채널 c, j, s를 OFF(A_c = 0, A_j = 0, A_s = 0)시키고 채널 l만 전송(A_l ≠ 0)하는 것처럼 되어 있으나 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(A_l)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, θA_s보다 작은 것은 없지만 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = +θA_s(A_Q ⁺ = +θA_s, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 25a는 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅷ을 설명하는 순서도이다.

상기 방법 Ⅷ은 다음과 같다. S = S⁰인 경우(1830)에는 어느 채널도 상기 직교 무선 자원 단위를 선택하지 않았기 때문에 A_I = 0(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = 0)으로 설정함으로써 상기 직교 무선 자원 단위는 제1 통신국이 송신하지 않는다.

또한, S = S⁰∪S⁺인 경우(1840), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 양수이기 때문에 만약,

이면(1842)

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

이때, S = S⁰∪S^-인 경우(1850), 상기 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널은 모두 음수이기 때문에 만약,

이면(1852),

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신하고, 아니면

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다.

또한, S⁺≠{}이고 S^-≠{}인 경우(2560), 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

과 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

중에서 보다 큰 쪽

을 기준값으로 설정한다(2062).

만약, 보다 작은 쪽이 양수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면,

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2585).

만약, 보다 작은 쪽이 음수값을 가지는 진폭 중에서 가장 작은 것

이라면,

의 값을 가지는 상기 직교 무선 자원 단위를 제1 통신국이 송신한다(2586).

도 25b는 두 채널의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌했을 때 도 25a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정의 예를 도시한 것이다. 동일한 데이터 심볼 구간에서 두 채널이 동일한 직교 무선 자원 단위를 선택했다고 하자.

각 데이터 심볼값이 +A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_i+A_o ＞ +A_max이기 때문에 A_I = +A_max이다(2501).

각 데이터 심볼값이 -A_i, +A_o(A_i ＜ A_o)이면 상기 직교 무선 자원 단위에 의 하여 전송되는 최종적인 데이터 심볼값은 A_I = -θA_o(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -θA_o)이고(2502) A_i ＞ +θA_o이더라도 A_I = -θA_o(A_I ⁺ = 0, A_I ^- = -θA_o)이다(2503). 불필요한 간섭 증가를 억제하기 위한 A_max와 천공 결정을 위한 θ는 시스템 파라미터로 정해진다.

도 25c는 도 25a의 방식에 의한 최종적인 송신 신호 결정을 설명하기 위하여 네 채널(c, j, l, s)의 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌 예를 도시하는 도면이다.

I 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={c, l, s}, S^- ={j}이고, Q 채널의 경우, S⁰ ={a, b, d, e, f, g, h, i, k, m, n, o, p, q, r, t}, S⁺ ={j, l}, S^- = {c, s}이다.

도 25d는 도 25c의 경우에 직교 무선 자원 단위를 선택한 채널의 진폭의 크기를 비교하기 위하여 정렬하여 도시한 것이다. I 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 j번째 채널의 크기 -Aj이다. Q 채널의 경우, 도면 참조번호 2062와 2070의 과정을 거쳐 결정된 기준값은 s번째 채널의 크기 -A_s이다.

도 25e는 도 25c의 경우에 도 25a의 알고리즘에 의하여 결정된 최종적인 송신 신호를 도시하는 도면이다. I 채널의 경우, 상기 직교 무선 자원 단위가 A_I = + θA_j(A_I ⁺ = +θA_j, A_I ^- = 0)의 값을 가지게 한다.

도 25e에는 채널 c, j, s를 OFF(A_c = 0, A_j = 0, A_s = 0)시키고 채널 l만 전송(A_l = θA_j)하는 것처럼 되어 있으나 총량(A_c + A_j + A_l + A_s)이 만족(+θA_j)되면 각 채널의 진폭 크기는 상관없다. Q 채널의 경우, θA_s보다 작은 것은 없지만 상기 직교 무선 자원 단위는 A_Q = +θA_s(A_Q ⁺ = +θA_s, A_Q ^- = 0)의 값을 가진다.

도 26은 본 발명의 실시예에 의한 제1 통신국에서 제2 통신국 방향의 송신기에서 각 직교 무선 자원 단위별 송신 신호 결정 방법 Ⅰ~Ⅷ이 상대적으로 제1 통신국으로부터의 신호의 수신 세기가 약한 곳(셀 경계 등)에 위치한 제2 통신국에 불리한 면을 소프트 핸드오프 또는 소프터 핸드오프(Softer Handoff)를 통하여 보완하는 것을 도시하는 도면이다.

다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 통신을 하는 제2 통신국 2670이 소프트 핸드오프 중이면 제1 통신국 A(2610)와 B(2620)으로부터의 무선 링크(2671, 2672)는 도 18에서 도 25에 제시된 송신 신호 제어가 독립적으로 이루어지기 때문에 제1 통신국 A(2710)로부터의 무선 링크 2671의 천공 확률(P_p ^A)이 기준값(θ_p)보다 크더라도 제2 통신국 2670이 제1 통신국 B(2620)로부터의 무선 링크 2672의 천공 확률(P_p ^B)에 의하여 최종적인 천공확률(P_p = (P_p ^A + P_p ^B))은 기준값(θ_p)보다 작을 수 있기 때문에 셀 경계에 위치한 제2 통신국이 상대적으로 불리한 점을 줄일 수 있다.

도 27a는 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)와 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit)를 구분하지 않고, 분류 채널 부호기(systematic channel encoder, 2710)의 출력 비트 전부를 직교 자원 분할 다중화하는 종래 기술의 실시예(2730)와 직교 자원 도약 다중화하는 본 발명의 실시예(2740)를 도시하는 도면이다.

도 27b는 도 27a의 실시예로써 분류 채널 부호기인 터보 부호기(Turbo encoder, 2712)의 출력 비트 전부를 직교 자원 분할 다중화하는 종래 기술의 실시예(2732)와 직교 자원 도약 다중화하는 본 발명의 실시예(2742)를 도시하는 도면이다.

통상적으로 분류 채널 부호기(Systematic channel encoder)의 출력 비트 중에서 시간 다이버시티를 얻을 수 없는 정보 비트(systematic bit)는 상대적으로 시간 다이버시티를 얻을 수 있는 부가비트(parity bit)에 비하여 오류에 더 민감하기 때문에 천공 가능성이 있는 순수 직교 자원 도약 다중화 방식을 정보비트와 부가비트에 모두 사용하면 수신 측의 분류 채널 복호기에서의 복호된 신호의 품질이 나빠질 가능성이 존재한다.

도 27c는 본 발명의 실시예에 의한 분류 채널 부호기(systematic channel encoder)의 출력 비트에서 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)는 직교 자원 분할 다중화(2751)하고 분류 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit) 는 직교 자원 도약 다중화(2752)함을 도시하는 도면이다.

도 27d는 도 27c의 실시예로써 직교 자원 분할 다중화 영역(2761)과 직교 자원 도약 다중화 영역(2762)을 시간적으로 구분하는 것을 도시하는 도면이다.

모든 직교 무선 자원 단위를 포함한 집합을 2분할하여 두 개의 부분집합 A, B로 나눈 다음에 직교 자원 분할 다중화 방식은 집합 A 내의 직교 무선 자원 단위만을 사용하여 전송하고, 순수 직교 자원 도약 다중화 방식은 집합 B 내의 직교 무선 자원 단위만을 사용하여 전송한다.

도 27e는 본 발명의 실시예에 의한 터보 부호기(Turbo encoder)의 출력 비트에서 입력 비트와 동일한 정보 비트(systematic bit)는 직교 자원 분할 다중화(2734)하고, 분류 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(parity bit)는 직교 자원 도약 다중화(2744)함을 도시하는 도면이다.

또한, 속도 정합부(2716, 2718)는 한정된 대역폭 때문에 채널 부호기(2712)의 출력 비트수가 변조부에서 필요한 비트수보다 많거나 적을 경우, 이를 맞추어 주는 역할을 수행한다.

도 28a는 본 발명의 실시예에 의한 각 프레임별 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률 또는 천공 확률과 기준값과의 대소관계를 도 4c에 표시한 도면이다. 이때, 검은 색 화살표가 가리키는 프레임에서 허가된 채널의 상기 프레임에서의 순간 활성도가 평균 활성도보다 증가하여, 직교 자원 도약 다중화 통신을 하는 제2 통신국(MS#1, MS#2, MS#3, MS#4, …)의 다차원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c) 또는 천 공 확률(p_p)이 각각 기준값 θ_c 또는 θ_p 보다 커짐으로 인하여 상기 프레임에서 전송을 하는 채널의 품질이 동반 하락하게 된다.

도 28b는 상기 상황이 발생되었을 경우, 대한 해결책의 하나로써 상기 프레임에서의 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률 또는 천공 확률이 기준값보다 작게 되도록 고의적으로 제1 통신국에서 가장 영향이 적은 제2 통신국으로의 송신 프레임의 전부 또는 일부를 송신하지 않음을 나타낸다. 고의적으로 송신 프레임의 전부 또는 일부를 송신하지 않는 채널은 시스템 설계자에 의하여 결정되며, 다음과 같은 기준에 의하여 결정할 수 있다.

(1) 품질 요구 사항이 낮은 채널이 높은 채널보다 우선적으로 송신하지 않는다.

(2) ARQ(Automatic Repeat reQuest)방식으로 동작하는 채널이 그렇지 않은 채널보다 우선적으로 송신하지 않는다.

(3) ARQ 방식으로 동작하는 채널간에는 재전송 횟수가 적은 채널이 많은 채널보다 우선적으로 송신하지 않는다.

(4) 송신 전력이 높은 채널이 낮은 채널보다 우선적으로 송신하지 않는다.

(5) 기전송된 연속된 프레임의 수가 적은 채널이 많은 채널보다 우선적으로 송신하지 않는다.

(6) 소프트 핸드오프중인 채널이 그렇지 않은 채널보다 나중에 송신하지 않는다. 왜냐하면, 소프트 핸드오프에 관련된 모든 기지국을 동시에 제어하는 것은 쉽지 않고, 셀 경계에 위치한 제2 통신국이 앞에서 언급한 대로 제1 통신국 가까운 곳에 위치했을 때보다 상대적으로 불리하기 때문이다.

위에서 언급한 기준은 시스템 설계자가 시스템의 상황에 따라 반대로 적용할 수도 있다. 상황에 따라서는 순간적으로 몇 개를 프레임을 송신하지 않는 범위를 벗어나 다수의 이익을 위하여 가장 영향을 적게 받는 채널의 순서로 제1 통신국은 채널 할당을 취소함으로써 다차원 도약패턴의 충돌 확률(p_c) 또는 천공 확률(p_p)이 각각 기준값 θ_c 또는 θ_p 보다 낮출 수 있다.

도 29a는 본 발명의 실시예에 의한 광의의 다차원 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 협의의 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 포함하는 집합과 직교 자원 분할 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 포함하는 집합으로 구분함을 도시하는 도면이다. 협의의 직교 자원 도약 다중화 방식으로 다중화되는 채널은 동그라미로 표시된 직교 무선 자원 단위만을 사용하고, 직교 자원 분할 다중화 방식으로 다중화되는 채널은 네모로 표시된 직교 무선 자원 단위만을 사용한다.

상기 직교 무선 자원 단위는 주파수, 시간, 직교부호 등으로 구성된 다차원 좌표로 표시된다. 예를 들면 주파수 성분이 이진수 010으로 표현되고, 시간 성분이 이진수 0101로 표현되고, 직교 부호 성분이 이진수 11011로 표현되면, 다차원 좌표는 이진수 벡터(010, 0101, 11011)로 표시되거나 이진수 010010111011로 표시할 수 있다.

협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식으로 서비스되는 제2 통신국 MS#a와 MS#b로의 채널은 각각 실선과 점선으로 표시된 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 보내고자 하는 데이터를 보낸다.

도 29b는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화를 위한 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당한 채널과 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 할당한 채널이 상대적임을 도시하는 도면이다.

위쪽 도면에서 제2 통신국 MS#α로의 채널은 시변 도약 패턴에 따라 가는 실선으로 둘러싸인 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송하고, 제2 통신국 MS#β로의 채널은 시불변 도약 패턴에 따라 굵은 실선으로 둘러싸인 직교 무선 자원 단위(2933)를 고정적으로 사용하여 데이터를 전송한다.

아래쪽 도면은 상기 제2 통신국 MS#α로의 채널이 제2 통신국 MS#β로의 채널을 바라보면 오히려 제2 통신국 MS#β로의 채널이 시변 도약 패턴에 따라 데이터를 전송하고 있는 것처럼 보인다. 즉, 시변 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하는 것과 시불변 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하는 것은 상대적이다.

도 29c는 종래 기술의 실시예에 의한 직교 자원 분할 다중화 방식 및 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 채널 요구, 무선 자원 할당 및 채널 종료 과정을 시간의 흐름에 따라 도시한 개념도이다.

여기서, 네모로 표시된 총 6개의 직교 무선 자원 단위를 이용한 직교 자원 분할 다중화 방식에 의한 채널 요구, 무선 자원 할당 및 채널 종료 과정은 도면 참 조번호 2940에 도시되어 있다. 무선 자원 관리부는 직교 자원 분할 다중화 채널이 요구(또는 도착)되면 가용한 직교 무선 자원 단위가 있으면 그 중에서 하나를 요구한 채널에 할당하고 없다면 해당 채널을 수용하지 않는다.

여기서, 채널이 종료되어 사용된 직교 무선 자원 단위가 반납되면, 상기 무선 자원 단위는 다른 채널에 할당 가능하다. 동그라미로 표시된 총 7개의 직교 무선 자원 단위를 이용한 협의의 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 채널 요구, 무선 자원 할당 및 채널 종료 과정은 도면 참조번호 2950에 도시되어 있다.

요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 적거나 같을 경우, 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생하지 않도록 이러한 채널은 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하고, 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터 할당되는 채널은 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송한다.

상기 직교 자원 도약 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당받은 채널이 종료되어 상기 직교 무선 자원 단위를 반납되면 상기 직교 무선 자원 단위는 이후에 처음으로 요구되는 직교 자원 도약 다중화 채널에 할당된다. 이것은 도 29b의 개념에 기반한 무선 자원 관리 방법이다.

도 29d는 본 발명의 다른 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 채널 요구, 무선 자원 할당, 모드 전환 및 채널 종료 과정을 시간의 흐름에 따라 도시한 개념도이다.

이때, 동그라미로 표시된 총 7개의 직교 무선 자원 단위를 이용한 협의의 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 채널 요구, 무선 자원 할당, 모드 전환 및 채널 종료 과정은 도면 참조번호 2960, 2970에 도시되어 있다. 도면 참조번호 2960의 FCFC(First Come First Change)방식은 도 29c의 도면 참조번호 2950과 같이 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 적거나 같을 경우, 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생하지 않도록 이러한 채널은 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하고, 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터 할당되는 채널은 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송한다.

그러나 상기 직교 자원 도약 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당받은 채널이 종료되어 상기 직교 무선 자원 단위를 반납되면, 도 29c의 도면 참조번호 2950과 달리 상기 직교 무선 자원 단위는 이후에 처음으로 요구되는 직교 자원 도약 다중화 채널에 할당되는 것이 아니라, 상기 반납 순간까지 서비스가 지속되고 있는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 먼저 서비스 받은 채널에게 할당되고 상기 직교 자원 도약 다중화 채널은 모드를 전환하여 상기 할당된 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 사용하여 데이터를 전송한다.

도면 참조번호 2970의 LCFC(Last Come First Change)방식은 도 29c의 도면 참조번호 2950과 같이 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 적거나 같을 경우, 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생 하지 않도록 이러한 채널은 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하고, 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터 할당되는 채널은 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송한다.

그러나 상기 직교 자원 도약 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당받은 채널이 종료되어 상기 직교 무선 자원 단위를 반납되면, 도 29c의 도면 참조번호 2950과 달리 상기 직교 무선 자원 단위는 이후에 처음으로 요구되는 직교 자원 도약 다중화 채널에 할당되는 것이 아니라 상기 반납 순간까지 서비스가 지속되고 있는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 나중에 서비스 받은 채널에게 할당되고 상기 직교 자원 도약 다중화 채널은 모드를 전환하여 상기 할당된 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 사용하여 데이터를 전송한다.

상기 우선순위는 잔류 서비스 시간, 잔류 전송 데이터의 양, 요구 품질, 송신전력, 고객의 등급 등에 따라 다양하게 결정될 수 있다.

또한, 본 발명은 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 적거나 같을 경우, 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생하지 않도록 이러한 채널은 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하고, 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터 할당되는 채널은 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송한다.

도 30a부터 도 30e까지는 도 29a부터 도 29d까지의 요구되는 채널에 무선 자 원을 할당하는 방법에 모두 적용될 수 있는 직교 무선 자원 운용 방법이다.

도 30a는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 분할 모드(Division Mode)를 도시한 개념도이다. 상기 분할 모드는 할당하는 채널의 수를 직교 무선 자원 단위의 수보다 적게 유지되는 한 근본적으로 종래의 직교 자원 분할 다중화 방식과 유사하다.

따라서 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생하지 않기 때문에 전송 데이터 심볼의 천공도 발생하지 않는다. 직교 무선 자원 단위의 수가 N_OR이고 채널의 평균 채널 활성도가

일 때, 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c), 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p) 및 할당 가능한 채널의 수 M의 관계는 다음과 같이 채널의 평균 채널 활성도가

에 무관함을 알 수 있다.

[수학식 13]

상기 분할 모드는 전력 효율이 좋은 BPSK, QPSK(I 채널과 Q 채널 각각에 대하여) 변조와 같이 전송 데이터 심볼이 "+1", "-1"인 경우와 같이 1비트 정보(두 가지 값)만을 가지는 경우뿐만 아니라 전력효율은 BPSK, QPSK보다 떨어지지만 대역 효율이 좋은 MPSK(M＞4), MQAM(M＞4) 등과 같이 1개보다 많은 비트 정보를 가지는 시스템에도 쉽게 적용할 수 있다.

따라서 제한된 주파수 대역을 가진 시스템에서 직교 무선 자원 단위의 수 N_OR보다 적은 채널이 할당되고 각 채널의 요구 전송 데이터율이 높을 경우, 비록 전력 효율은 떨어지지만 대역 효율이 좋은 변조 방식을 선택함으로써 짧은 시간에 보다 많은 데이터를 전송할 수 있다.

또한, 제한된 주파수 대역이 수용할 수 있는 데이터율은 제한되어 있기 때문에 할당되는 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 많아지는 순간부터 대역 효율이 높은 변조 방식에서 전력 효율이 높은 변조 방식으로 전환함으로써 시스템의 처리용량을 증대할 수 있다.

도 30b는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 도약 모드(Hopping Mode)를 도시한 개념도이다. 상기 도약 모드는 할당하는 채널의 수가 직교 무선 자원 단위의 수보다 많고 적음에 관계없이 채널간에 독립적인 직교 자원 도약 패턴을 사용하여 채널을 구분하기 때문에 채널의 수가 직교 무선 자원 단위의 수보다 적은 경우에도 충돌이 발생할 수 있다.

그러나 채널의 평균 활성도가 낮은 경우, 채널 부호화로 인하여 무선 자원 단위의 수 N_OR보다 큰 수의 채널을 수용함에도 불구하고 원하는 비트 오류율(BER: Bit Error Rate) 또는 프레임 오류율(FER: Frame Error Rate)과 같은 원하는 품질을 만족하기 위하여 요구되는 신호대 간섭비에서의 손실은 크지 않다.

또한, 직교 무선 자원 단위의 수가 N_OR이고 채널의 평균 채널 활성도가

일 때, 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c), 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p) 및 할당 가능한 채널의 수(M) 사이의 관계는 다음과 같다(단, s는 I 채널 또는 Q 채널에서의 변조심볼의 수).

[수학식 14]

[수학식 15]

또한, BPSK 또는 QPSK(I 채널 또는 Q 채널 각각에 대하여) 변조일 경우, 상기 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p)은 s = 2이기 때문에 다음과 같다.

[수학식 16]

또한, 통계적 다중화를 위한 도약 모드에 의하여 수용 가능한 채널의 수(M)은 최대 허용 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(P_c ^max), 최대 허용 전송 데이터 심볼의 천공 확률(P_p ^max)이 주어짐에 따라 다음과 같이 구할 수 있다.

[수학식 17]

[수학식 18]

또한, BPSK 또는 QPSK(I 채널 또는 Q 채널 각각에 대하여) 변조일 경우, 수용 가능한 채널의 수(M)은 s = 2이기 때문에 다음과 같다.

[수학식 19]

상기 도약 모드는 대역 효율이 좋은 MPSK(M＞4), MQAM(M＞4)등과 같이 1개보다 많은 비트 정보를 가지는 시스템(s ＞ 2)에도 적용할 수 있지만 전력 효율이 좋은 BPSK, QPSK(I 채널과 Q 채널 각각에 대하여) 변조일 경우, 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p)을 최소화할 수 있음을 상기 수학식 19로부터 알 수 있다.

도 30c는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 혼합 모드(Hybrid Mode)를 도시한 개념도이다. 상기 혼합 모드는 도 30a의 분할 모드와 도 30b의 도약 모드의 혼합형이라고 할 수 있다.

즉, 할당된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수 N_OR보다 적을 때까지는 직교 자원 도약 패턴 사이에 충돌이 생기지 않도록(충돌이 없기 때문에 전송 데이터 심볼의 천공 역시 없음) 도 30a의 분할 모드로 동작시키다가 할당된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 많아지는 순간부터 채널간에 독립적인 직교 자원 도약 패턴을 사용하여 채널을 구분하는 도 30b의 도약 모드를 사용하는 방법이다.

여기서, 직교 무선 자원 단위의 수가 N_OR이고 채널의 평균 채널 활성도가

일 때, 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c), 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p) 및 할당 가능한 채널의 수(M) 사이의 관계는 다음과 같다(단, s는 I 채널 또는 Q 채널에서의 변조심볼의 수).

A. 수용된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 적을 때(M ≤ N_OR),

p_c = 0

p_p = 0

B. 수용된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 많을 때(M ＞ N_OR),

[수학식 20]

[수학식 21]

또한, BPSK 또는 QPSK(I 채널 또는 Q 채널 각각에 대하여) 변조일 경우, 상기 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p)은 s = 2이기 때문에 다음과 같다.

[수학식 22]

통계적 다중화를 위한 도약 모드에 의하여 수용 가능한 채널의 수 M은 최대 허용 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c ^max), 최대 허용 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p ^max)을 상기 식에 각각 대입하고 수치해석적인 방법으로 구하면 알 수 있다.

상기 혼합 모드가 상기 분할 모드와 도약 모드의 장점만을 취사선택했음을 알 수 있다. 전력 효율이 나쁘지만 대역 효율이 좋은 변조 방식은 분할 모드만 사용되는 시점까지만 사용하고, 채널의 수가 점점 늘어나서 도약 모드까지 사용되는 경우, 전력 효율이 좋은 변조 방식을 선택하게 한다. 상기 혼합 모드는 도 29a에서 도 29d까지 주어진 무선 직교 자원 운용 방법에 의하여 운용함으로써 보다 나은 성능을 획득할 수 있다.

도 30d는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 단일채널에 대한 그룹 모드(Group Mode)를 도시한 개념도이다. 상기 그룹 모드는 도 30c의 혼합 모드를 개선한 것이다. 즉, 할당된 채널의 수(M)가 직교 무 선 자원 단위의 수(N_OR)보다 적을 때까지는 도 30a의 분할 모드와 도 30c의 혼합 모도와 동일하다.

그러나 할당된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 많아지는 순간부터 채널간에 독립적인 직교 자원 도약 패턴을 사용하여 채널을 구분하는 도 30b의 도약 모드를 사용하는 도 30c의 혼합 모드와 달리 직교 무선 자원 단위의 수 N_OR씩 채널을 모아서 그룹화함으로써, 각 그룹 내에서는 채널들 간에 직교 자원 도약 패턴의 충돌이 발생하지 않도록 하고, 충돌은 서로 다른 그룹에 속한 채널들 사이에서만 발생하도록 하는 방법이다.

따라서 각 그룹 내의 채널의 직교 자원 도약 패턴은 서로 독립적이지 않고, 그룹간의 도약 패턴만 서로 독립적이다. 즉, 채널번호가 0부터 N_OR-1까지가 첫 번째 그룹(OG#0)이고, 채널번호가 N_OR부터 2N_OR-1까지가 두 번째 그룹(OG#1)이 된다. 직교 무선 자원 단위의 수가 N_OR이고 채널의 평균 채널 활성도가

일 때, 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c), 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p) 및 할당 가능한 채널의 수(M) 사이의 관계는 다음과 같다(단, s는 I 채널 또는 Q 채널에서의 변조심볼의 수).

A. 수용된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 적을 때(M ≤ N_OR),

p_c = 0

p_p = 0

B. 수용된 채널의 수(M)가 직교 무선 자원 단위의 수(N_OR)보다 많을 때(M ＞ N_OR).

[수학식 23]

[수학식 24]

BPSK 또는 QPSK(I 채널 또는 Q 채널 각각에 대하여) 변조일 경우, 상기 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p)은 s=2이기 때문에 다음과 같다.

[수학식 25]

통계적 다중화를 위한 도약 모드에 의하여 수용 가능한 채널의 수 M은 최대 허용 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 확률(p_c ^max), 최대 허용 전송 데이터 심볼의 천공 확률(p_p ^max)을 상기 식에 각각 대입하고 수치해석적인 방법으로 구하면 알 수 있다.

상기 그룹 모드는 도 30c의 혼합 모드에서 채널의 수가 무선 직교 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터 도약 모드로 인하여 발생되는 직교 자원 도약 패턴의 충돌과 이로 인한 전송 데이터 심볼의 천공 확률을 감소시킴에 목적이 있다.

도 30e는 본 발명의 실시예에 의한 협의의 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에서 다중채널에 대한 그룹 모드(Group Mode)를 도시한 개념도이다. 제2 통신국이 제1 통신국으로부터 하나의 직교 채널을 할당받는 경우, 도 30d와 등가의 성능을 가진다.

그러나, 제2 통신국이 제1 통신국으로부터 복수의 직교 채널을 할당받는 경우, 상기 복수의 채널의 활성도가 서로 독립이 아니기 때문에 도 30d와 같이 채널번호 0부터 N_OR-1까지의 첫번째 그룹(OG#0)에 대해서도 그룹 내에서 충돌이 발생하지 않지만 도약을 하게 함으로써, 서로 다른 그룹 내의 다중 채널 제2 통신국이 연속적인 충돌이 발생할 확률을 분산하고, 직교 자원 도약 패턴의 충돌이 모든 채널들에 균일하게 분포하도록 한다.

전술한 바와 같이 본 발명은 단일 매체일 통하여 동기되어 있는 복수의 통신 채널이 채널간의 직교성을 유지하는 다차원 직교 자원 도약 방식에 의한 통계적 직교 다중화 방식에서 발생될 수 있는 서로 독립적인 채널간의 다차원 직교 자원 도약 패턴이 충돌하고 상기 충돌 시점에서 송신하고자하는 데이터 심볼이 다를 경우, 본 발명자의 이전 방법에서 제안하였던 단순 천공 방법의 단점을 개선할 수 있다.

또한, 본 발명은 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식을 채택한 시스템의 성능을 향상시키기 위하여 전송과 천공의 2분법적으로 이루어지는 다차원 직교 자원 도약 패턴 충돌시 처리방법을 세분화함으로써 천공의 경우를 줄일 수 있다.

또한, 본 발명은 소프트 핸드오프를 통하여 상대적으로 불리한 셀 경계에 위치한 제2 통신국의 천공 확률을 낮출 수 있다.

또한, 본 발명은 분류 채널 부호기(Systematic channel encoder)의 출력 비트 중에서 정보 비트(Systematic bit)와 부가 비트(Parity bit)를 구분하여 정보 비트는 충돌로 인한 손실의 위험이 없는 직교 자원 분할 다중화 방식으로 전송하고 부가 비트의 경우, 충돌로 인한 손실의 위험이 있는 직교 자원 도약 다중화 방식으로 전송함으로써 요구 비트 오류율(BER: Bit Error Rate) 등과 같은 품질 요건을 만족하기 위하여 필요한 비트 에너지를 낮출 수 있다.

또한, 본 발명은 다차원 도약 패턴의 특정 프레임에서의 순간 충돌 비율이 기준 충돌 비율보다 높아졌을 경우, 영향이 적은 채널 순으로 프레임 전송을 중단함으로써 전체 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

또한, 본 발명은 다차원 도약 패턴의 순간 충돌 비율이 연속적으로 기준 충돌 비율보다 높아졌을 경우, 영향이 적은 채널 순으로 채널 할당을 취소함으로써 전체 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims (25)

1. 동기화되어 있는 복수의 제2 통신국으로의 통신 채널을 제1 통신국이 다차원 직교 자원 도약 방법에 따라 할당하여 통계적으로 다중화하는 디지털 통신 방법에 있어서,

   a) 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널수를 가용한 직교 무선 자원 단위의 수와 비교하는 단계;

   b) 상기 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원의 단위 수 이하이면, 상기 도약 패턴의 충돌이 발생하지 않도록 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하는 단계; 및

   c) 상기 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원의 단위 수보다 많아지는 경우, 할당되는 채널을 상기 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송하는 단계

   를 포함하는 디지털 통신 방법.
2. 제1항에 있어서,

   d) 상기 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당받은 채널이 종료되면, 반납된 상기 직교 무선 자원 단위를 새로이 요구하는 채널에 다시 고정적으로 할당하는 단계를 추가로 포함하는 디지털 통신 방법.
3. 제1항에 있어서,

   d) 상기 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당받은 채널이 종료되면, 반납된 상기 직교 무선 자원 단위를 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 하나를 선택하여 다시 고정적으로 할당하는 단계를 추가로 포함하는 디지털 통신 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 먼저 서비스가 시작된 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
5. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 나중에 서비스가 시작된 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
6. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 잔류서비스시간이 가장 긴 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
7. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 잔류 전송데이터가 가장 많은 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
8. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 높은 품질을 요구하는 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
9. 제3항에 있어서,

   상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 높은 송신전력으로 송신되는 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 방법.
10. 동기화되어 있는 복수의 제2 통신국으로의 통신 채널을 제1 통신국이 다차원 직교 자원 도약 방법에 따라 할당하여 통계적으로 다중화하는 디지털 통신 시스템에 있어서,

    요구된 직교 자원 도약 다중화 채널 수를 가용한 직교 무선 자원 단위의 수 와 비교하는 비교부; 및

    상기 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수 이하이면, 도약 패턴의 충돌이 원천적으로 발생하지 않도록 상기 직교 자원 분할 다중화 채널처럼 고정적으로 직교 무선 자원 단위를 할당하고, 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 경우, 할당되는 채널을 도약 패턴에 따라 직교 무선 자원 단위를 선택하여 데이터를 전송하는 제어부

    를 포함하는 디지털 통신 시스템.
11. 제10항에 있어서,

    상기 제어부는 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당받은 채널이 종료되면, 반납된 상기 직교 무선 자원 단위를 새로이 요구하는 채널에 다시 고정적으로 할당하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
12. 제10항에 있어서,

    상기 제어부는 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당받은 채널이 종료되면, 반납된 상기 직교 무선 자원 단위를 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 하나를 선택하여 다시 고정적으로 할당하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
13. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 먼저 서비스가 시작된 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
14. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 나중에 서비스가 시작된 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
15. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 잔류서비스 시간이 가장 긴 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
16. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 잔류 전송데이터가 가장 많은 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
17. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 높은 품질을 요구하는 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
18. 제12항에 있어서,

    상기 선택된 직교 자원 도약 다중화 채널은 상기 반납 순간까지 종료되지 않은 도약 모드로 동작하는 직교 자원 도약 다중화 채널 중에서 가장 높은 송신전력으로 송신되는 채널인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
19. 제11항에 있어서,

    상기 요구된 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 적거나 같을 때까지는 상대적으로 대역 효율이 좋은 변조 방식을 사용하고, 요구된 협의의 직교 자원 도약 다중화 채널이 가용한 직교 무선 자원 단위의 수보다 많아지는 순간부터는 모든 채널의 변조 방식을 상대적으로 높은 전력 효율을 갖는 변조 방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
20. 제19항에 있어서,

    상기 상대적으로 높은 전력 효율을 갖는 변조 방식은 MQAM(M-ary Quadrature Amplitude Modulation), MPSK(M-ary Quadrature Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 및 BPSK(Binary Phase Shift Keying)로 이루어지는 일군으로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
21. 동기화되어 있는 복수의 제2 통신국으로의 통신 채널을 제1 통신국이 다차원 직교 자원 도약 방법에 따라 할당하여 통계적으로 다중화하는 디지털 통신 시스템에 있어서,

    상기 통신 채널을 그룹화하는 수단; 및

    상기 그룹화 수단에 의해 그룹화된 각 그룹 내의 채널들 간에 다차원 직교 자원 도약 패턴의 충돌 및 전송 데이터 심볼의 천공이 일어나지 않도록 제어하는 수단

    을 포함하는 디지털 통신 시스템.
22. 제21항에 있어서,

    상기 그룹의 크기는 직교 무선 자원 단위의 수인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
23. 제21항에 있어서,

    상기 그룹 내의 첫 번째 그룹은 직교 무선 자원 단위를 고정적으로 할당하는 분할 모드로 동작시키거나, 또는 상기 직교 무선 자원 단위를 도약하며 할당하되 채널들 간에 충돌은 없게 하는 도약 모드로 동작시키는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
24. 제21항에 있어서,

    상기 그룹별 직교 자원 도약 패턴은 서로 독립적으로 발생시키거나, 상기 그룹 내에서 충돌이 없도록 서로 종속적으로 발생시키는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
25. 제21항에 있어서,

    상기 그룹 내의 직교 자원 도약 패턴은 상기 그룹 내의 첫 번째 채널에 대한 오프셋으로 식별하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.

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