KR20060071074A

KR20060071074A - Ｈｐｉ 시스템에서의 ｉｃｉ 신호 제거 방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR20060071074A
Application number: KR1020050025962A
Authority: KR
Inventors: 마장용; 김영일
Original assignee: 한국전자통신연구원; 주식회사 케이티; 에스케이 텔레콤주식회사; 하나로텔레콤 주식회사; 주식회사 케이티프리텔; 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-12-21
Filing date: 2005-03-29
Publication date: 2006-06-26
Also published as: KR100705444B1

Abstract

본 발명은 HPI 시스템에서의 ICI 신호 제거 방법 및 그 장치에 관한 것이다. 이 방법은 a) 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼과 파일롯 부반송파를 사용하여 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하는 단계; b) 상기 a) 단계에서 추정된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 사용하여 기준 데이터를 추정하는 단계; c) 특정 웨이트(weight)를 사용하여 상기 b) 단계에서 추정된 기준 데이터를 다중화하는 단계; d) 상기 다중화된 데이터와 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 비교하여 추정 오류 신호를 산출하는 단계; 및 e) 상기 산출된 추정 오류 신호로 상기 c) 단계에서 사용되는 특정 웨이트를 변경하고, 상기 추정 오류 신호가 제거될 때가지 상기 c) 단계 및 d) 단계를 반복하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따르면, 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 제거하여 HPI 시스템의 성능이 개선된다.

ICI, 부반송파간 간섭, OFDM, HPI, WiBro, LMS

Description

ＨＰＩ 시스템에서의 ＩＣＩ 신호 제거 방법 및 그 장치 {THE METHOD AND APPARATUS OF ICI SIGNALS CANCELLATION OF HPI SYSTEMS}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 HPI 시스템에서 사용되는 파일롯 심볼을 갖는 OFDM 프레임의 예를 도시한 도면이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 HPI 시스템에서의 OFDM 송신기의 개략적인 기능 블록도이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 채널 등화기의 상세 블록도이다.

도 5는 일반적인 HPI 시스템에서 위상 잡음 대역폭과 부반송파 간격(sub-spacing)(16QAM) 사이의 비율과 BER 사이의 관계를 나타낸 그래프이다.

도 6은 일반적인 HPI 시스템에서 위상 잡음 대역폭과 부반송파 간격(64QAM) 사이의 비율과 BER 사이의 관계를 나타낸 그래프이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 성능을 나타낸 그래프이다.

본 발명은 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexed Access) 무선 통신 시스템에 기초한 휴대 인터넷(High speed Portable Internet, 이하 "HPI"라고 함) 시스템용 부반송파간 간섭(Inter-Carrier-Interference, 이하 "ICI"라고 함) 신호 제거 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 HPI 시스템의 수신기에서 푸리에(Fourier) 변환 기법을 사용하는 채널 추정 및 등화를 이용하여 ICI 신호를 제거하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

HPI 시스템은 차세대 무선 이동통신 시스템에서 속도, 이미지 및 비트 가변 전송과 같은 다양한 멀티미디어 서비스의 요구로 인해 관심이 집중되고 있다. 새로운 서비스들은 장소에 상관없이 환경이 다른 여러 곳에서 사용될 수 있어야 한다. 이러한 요구로 인해 새로운 무선 접속 시스템의 개발이 요구되어 왔고, 특히 셀 반경이 W-LAN 시스템의 셀 반경(예를 들어 최대 1km)보다 더 크고, 2.3GHz 주파수로 중저속의 이동성을 제공할 수 있는 그러한 시스템의 개발이 요구되고 있다.

HPI 시스템은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술을 사용하고 있다. OFDM이 구현이 간단하고 채널을 flat fading 부채널로 변환하여 주파수 선택적 페이딩에 대해 강점을 가지는 것이 그 이유이다. OFDM은 이미 표준IEEE 802.11a LAN과 IEEE 802.16a LAN/MAN 표준의 주요 구성이 되었고, 또한 B3G/4G의 표준으로도 고려되고 있다.

이러한 OFDM 시스템은 발진기 위상 잡음, 반송파 및 샘플링 주파수 옵셋과 도플러 확산과 같은 OFDM에서의 시간 변형 왜곡에 민감하다. 반송파 주파수 옵셋에 의해 발생되는 ICI와 비교하면, 도플러에 의해 발생되는 ICI가 더 쉽다고 볼 수 있다. 또한, 발진기의 신호에 기생하는 위상 변조로써 알려진 위상 잡음은 반송파 의 위상과 국부 발진기의 위상 사이의 차이다. 이러한 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI로 인해 BER 성능이 떨어진다. OFDM 통신 시스템에서의 위상 잡음에 대한 많은 연구가 있었으며, 2001년도에 A.G. Armada에 의해 제출된 위상 분석도 그 중에 하나이다. 여기에서는 스펙트럼 분석기에 의해 특수 위상 잡음 모델이 분석되었다. 1995년에 C. Muschallik는 PLL의 위상 잡음 분석의 효과에 대해 연구하였다. T. Pollet은 주파수 옵셋과 위상 잡음이 발생되었을 때의 BER 성능에 대해 연구하였다.

본 발명의 목적은 HPI 시스템에서 성능을 떨어뜨리는 ICI를 제거하기 위한 HPI 시스템에서의 ICI 신호 제거 방법 및 그 장치를 제공하는 데 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 특징에 따른 무선통신 시스템 수신기에서의 ICI 신호 제거 방법은,

a) 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼과 파일롯 부반송파를 사용하여 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하는 단계; b) 상기 a) 단계에서 추정된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 사용하여 기준 데이터를 추정하는 단계; c) 특정 웨이트(weight)를 사용하여 상기 b) 단계에서 추정된 기준 데이터를 다중화하는 단계; d) 상기 다중화된 데이터와 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 비교하여 추정 오류 신호를 산출하는 단계; 및 e) 상기 산출된 추정 오류 신호로 상기 c) 단계에서 사용되는 특정 웨이트를 변경하고, 상기 추정 오 류 신호가 제거될 때가지 상기 c) 단계 및 d) 단계를 반복하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 특징에 따른 무선통신 시스템 수신기에서의 ICI 신호 제거 장치는,

상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼과 파일롯 부반송파를 사용하여 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하고, 상기 추정된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 사용하여 기준 데이터를 추정하는 채널 추정기; 및 특정 웨이트(weight)를 사용하여 상기 채널 추정기에서 추정된 기준 데이터를 다중화하여 출력하되, 상기 다중화된 데이터와 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 비교하여 생성되는 추정 오류 신호가 제거될 때까지 상기 생성된 추정 오류 신호를 상기 특정 웨이트에 적용하는 채널 등화기를 포함한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.

먼저, 본 발명의 실시예에 따른 HPI 시스템에서의 ICI 제거 방법에 대해 상세하게 설명한다.

전송 신호

는 N개의 부반송파를 사용하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 취함으로써 기저대역에서 생성된다. 시스템에서 직교성을 유지하고 채널 등화를 단순하게 하기 위해 OFDM 심볼을 전송하기 전에 주기적 전치부호(Cyclic Prefix, 이하 "CP"라고 함)가 삽입된다. IFFT의 출력은 다음의 [수학식 1]과 같다.

여기서,

이고, N은 부반송파의 전체 개수이다. CP는 수신기에서 제거되기 때문에 설명의 편의를 위해서, 여기에서는 고려하지 않기로 한다. 그러나, 상이한 OFDM 심볼들이 서로 중첩되지 않는다는 것을 가정한다.

HPI 시스템에서 CP의 길이는 다중경로 채널의 최대 지연보다 더 길기 때문에 도플러 천이에 의한 ICI는 생략된다. 본 실시예에서 대상이 되는 ICI는 위상 잡음에 의한 것이다.

수신기에서 수신된 신호는 위상 잡음

에 의해서만 영향을 받으며, 다음의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

은 다중 경로의 채널 파라미터이고, L은 다중 경로 채널에 의해 지연된 샘플의 최대 개수이다. 주지하는 바와 같이, CP의 길이는 L보다 더 길고, 도플러 천이에 의한 ISI는 제거된 상태이다.

수신기에서 수신된 신호에 대해 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행한 후에는 다음의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 신호와 잡음 항목을 분리하기 위해서, (OFDM 심볼의 생성 초기와 비교하여)

이 작기 때문에

로 근사화될 수 있다.

이 경우 상기 [수학식 3]은 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 모든 반송파의 일부 조합에 기인하여 유용한 신호에 삽입되는 각 부반송파에 대한 오류 항목인

가 존재한다.

만약

이면 오류 항목

는 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.

이러한 결과는 각 부반송파의 유용한 신호에 삽입되면서 백색잡음(white noise)이 존재하는 복소수이다. 이것이 일반적으로 알려져 있는 ICI 또는 직교 손실(loss of orthogonality)이다.

HPI 시스템에서, 각 프레임은 BS(Base Station)에서 SS(Subscriber Station)로의 전송인 하향링크로 시작된다. 이러한 하향링크 전송은 2개의 프리앰블로 시작된다. 하향링크와 상향링크 둘 다에는 두 종류의 부채널, 다이버시티 채널 및 AMC 채널이 존재한다. 각 데이터 심볼에 대해 파일롯 부반송파는 위상을 추적하기 위해 삽입된다. 프리앰블 채널과 데이터 심볼에서의 파일롯 부반송파들은 초기 채널 파라미터들을 추정하는데 사용될 수 있다.

상기 [수학식 4]를 참조하면, 프리앰블 심볼은 1 또는 -1이기 때문에 LS(Least Square) 규칙에 기초하여 초기 채널 추정이 수행될 수 있다. 여기서 초기 채널 파라미터는 나눗셈 연산대신에 곱셈 연산에 의해 추정될 수 있으며, 즉 다음의 [수학식 6]과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 파일롯 패턴은 초기 채널 파라미터를 정확하게 추정하기 위해 데이터 심볼에 포함된다. 데이터 심볼에서, 파일롯 부반송파에 기초한 초기 채널 파라미터들은 다음의 [수학식 7]에 의해 얻어질 수 있다.

상기 [수학식 6]에 대해 동일한 처리가 수행되고, 파일롯 부반송파의 위치에 채널 파라미터들이

로써 추정될 수 있다. 여기서 L은 파일롯 부반송파들 사이의 간격이고, M은 하나의 데이터 심볼에 있는 파일롯 부반송파의 개수이다. 데이터 부반송파의 채널 파라미터들은 다음의 [수학식 7]과 같이 표현된 Lagrange 보간법에 따른 다항식을 품으로써 다항식 보간으로부터 추정될 수 있다.

따라서, 데이터 위치에 있는 채널 파라미터들은 웨이트 방식(Weight Method)을 적용하여 대응되는 프리앰블 데이터와 파일롯 부반송파들로부터 추정될 수 있다. n번째 데이터 심볼에 대한 k번째 데이터 부반송파 채널 파라미터는 다음의 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

은 데이터 심볼과 프리앰블 심볼 사이의 거리이고,

는 프레임 내에 있는 데이터 심볼의 개수이다. 따라서, SNR이 높을 때 초기 데이터는 다음의 [수학식 9]와 같이 추정될 수 있다.

한편, 변조 모드(QPSK, 16QAM, 64QAM)에 기초하여 데이터 심볼

은 하드 판정(Hard Decision)을 적용함으로써 추정될 수 있다. 데이터 부반송파는 OFDM 심볼에서 위상 잡음에 의해 다른 데이터 부반송파로부터 간섭을 받기 때문에 이러한 ICI를 해결하기 위해 등화기가 사용되어야 한다. 실제 구현에 있어서 등화기의 탭(tap) 수는 충분히 작아야 그 알고리즘이 구현될 수 있다. 여기에서는 구현을 위해 LMS(Least-Mean-Square) 알고리즘이 선택된 것으로 한다.

등화기에서의 필터링 과정에서, 탭 입력 벡터

를 처리하기 위해 요구 응답

이 제공된다. 입력이 발생되면 필터는 요구 응답

을 추정하기 위해 사용되는 출력

를 생성한다. 한편,

는 요구 응답과 실제 필터 출력 사이의 차이이다.

와

에 대해 제어 메커니즘이 적용된 후, 피드백 루프가 사용된다.

필터 출력은 다음의 [수학식 10]과 같다.

여기서,

이고,

이다.

또한, 추정 오류 신호는 다음의 [수학식 11]과 같다.

또한, 탭-웨이트(tap-weight)은 다음의 [수학식 12]와 같이 채택되어야 한다.

여기서,

는 스텝-사이즈(step-size) 파라미터이고, 웨이트

의 초기값은 프리앰블 심볼로부터 얻어진다.

이하, 본 발명의 실시예에 따른 HPI 시스템에서의 ICI 제거 장치에 대해 상세하게 설명한다.

도 1을 참조하면, HPI 시스템에서 사용되는 OFDM 프레임에서 첫 번째에 있는 두 개의 심볼이 프리앰블 심볼이다. 그 다음에 있는 심볼들은 사용자 정보를 전송하는 데이터 심볼들이다. 한편, 위상 변화를 추적하기 위해 파일롯 부반송파들이 데이터 심볼 내에 삽입된다. 샘플링 원리에 따라, 시간 도메인 상에서 파일롯간의 간 격을 주기 위한 파일롯의 개수

은 다음의 [수학식 1]에 의해 구할 수 있다.

[수학식 1]

여기서,

는 최대 도플러 주파수이고,

는 CP를 포함하는 전송된 심볼의 지속시간이다.

도 2를 참조하면, OFDM 송신기(200)는 부호화기(encoder, 201), 프리앰블 및 파일롯 삽입기(preamble and pilot insertion, 202), 변조기(modulation, 203), 직렬/병렬 변환기(S/P, 204), IFFT기(205), CP 삽입기(CP add, 206), 병렬/직렬 변환기(P/S, 207) 및 D/A 변환기(208)를 포함한다.

전송 비트는 컨볼루션 부호화기(convolution coder), 터보 부호화기(Turbo coder) 및 LDPC(Low Density Parity Coder) 등을 포함하는 부호화기(201)에 의해 부호화된다. 각 프레임에 대해, 제1 심볼은 수신기가 알고 있는 프리앰블이다.

다음의 심볼들에 대해 프리앰블 및 파일롯 삽입기(202)에 의해 수신기(300)가 알고 있는 파일롯 비트가 소정의 원칙에 따라 삽입된다.

그 후, 전송 비트는 64QAM, 16QAM 및 QPSK를 포함하는 변조기(203)에 의해 심볼로 변조된다.

변조된 데이터는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 위해 직렬/ 병렬 변환기(204)에 의해 병렬 데이터로 변환된다.

IFFT기(205)의한 IFFT 후에, ISI를 제거하기 위하여 CP 삽입기(206)에 의해 OFDM 심볼 내에 CP가 삽입된다.

그 후, 병렬/직렬 변환기(207)가 병렬 심볼을 직렬 심볼로 변환한다.

전송 신호가 송신용 안테나를 통해 무선 채널로 전송되기 전에 D/A 변환기(208)에 의해 아날로그 신호로 변환된다.

도 3을 참조하면, OFDM 수신기(300)는 A/D 변환기(301), CP 제거기(Delete CP, 302), FFT기(303), 채널 추정기(Channel estimator, 304), 채널 등화기(Channel equalizer, 305), 복조기(demod, 306) 및 복호기(Decoder, 307)를 포함한다.

수신된 신호는 A/D 변환기(301)에서 샘플링된 후 디지털 비트 스트림으로 변환된다.

FFT기(303)에 의한 FFT 전에, CP 제거기(302)에 의해 OFDM 심볼 내에 있는 CP가 제거된다. 수신 신호는 FFT(303)에 의해 주파수 도메인의 신호로 변환된다.

다중 경로 채널에 의해 채널 추정기(304)는 주파수 도메인 상에서 채널의 전달 함수로서 나타낼 수 있다. 채널 추정기(304)는 예를 들어 averaging/또는 smoothing 알고리즘, 주파수 도메인 상에서의 maximum likelihood 추정 등과 같은 방식을 포함하는 채널 추정용 알고리즘을 구현할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 알고리즘은 다음과 같다.

프리앰블 심볼은 [수학식 6]과 같이 초기 채널 파라미터를 추정하는데 사용될 수 있다. 상기 [수학식 6]에 대해 동일한 처리가 수행되고, 파일롯 부반송파의 위치에 채널 파라미터들이 추정될 수 있다.

데이터 부반송파의 채널 파라미터들은 다음의 [수학식 7]과 같이 표현된 Lagrange 보간법에 따른 다항식을 품으로써 다항식 보간으로부터 추정될 수 있다. 따라서, 데이터 위치에 있는 채널 파라미터들은 [수학식 8]과 같은 웨이트 방식(Weight Method)을 적용하여 대응되는 프리앰블 데이터와 파일롯 부반송파들로부터 추정될 수 있다. 따라서, 초기 데이터 판정은 [수학식 9]와 같이 수행된다.

채널 등화기(305)는 추후 상세하게 설명될 채널 추정기(305)에 의해 제공된 채널 파라미터들을 사용하여 채널 등화된 주파수 도메인 심볼들을 생성한다.

등화된 주파수 도메인 심볼은 복조기(306)에 의해 복조된다. 복조기(306)는 송신기(200)에 의해 부반송파가 변조된 방식, 예를 들어 64QAM, 16QAM 및 QPSK와 같은 방식에 따라 부반송파를 복조한다. 복조기(306)로부터 출력되는 병렬 심볼들은 직렬 스트림으로 변환된다.

복호기(308)는 직렬 스트림을 복호하여 복호된 직렬 스트림을 생성한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 채널 등화기(305)의 상세 블록도이다.

도 4를 참조하면, 채널 등화기(305)는 지연부(401, 402, 403), 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408) 및 덧셈부(409, 410, 411, 412)를 포함한다.

수신된 데이터 신호는 [수학식 10]에 나타낸 바와 같이, 지연부(401, 402, 403)로 순차적으로 입력되고, 지연된 데이터 신호는 대응되는 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408)에서 다중화되고, 덧셈부(409, 410, 411, 412)에서 더해진다.

[수학식 10]에서의 초기 판정 데이터 신호 및 출력에 의해 오류 신호는 [수학식 11]에 나타낸 바와 같이 덧셈부(413)에서 얻어진다. 초기 웨이트는 프리앰블 심볼에 따라 선택된다.

도 6은 일반적인 HPI 시스템에서 위상 잡음 대역폭과 부반송파 간격(sub-spacing)(64QAM) 사이의 비율과 BER 사이의 관계를 나타낸 그래프이다.

하향링크는 HPI 시스템의 물리계층에 따라 형성된다. 기본 파라미터들은 다음의 [표 1]에 도시된다. 시뮬레이션 채널은 AWGN, 세 종류의 무선 채널을 포함한다.

가 위상 잡음의 대역폭이고,

가 부반송파 간격이라고 가정한다.

라고 정의한다. 위상 잡음(PN)의 대역폭과 부반송파의 간격 사이의 비율(

)대 BER 성능에 대해서는 AWGN과 다중 경로 채널에 대해 각각 알려져 있다. 두 경우를 참조하면,

일 때,

이고 OFDM 심볼의 지속시간이

이므로,

은 상수이거나 또는 OFDM 심볼 동안 매우 느리게 변한다. 이와 반대로,

이면,

은 OFDM 심볼동안에 매우 빠르게 변한다.

이러한 HPI 시스템의 경우, 도 5 및 도 6으로부터

일 때, BER 성능이 매우 심하게 영향을 받는 것을 알 수 있다. 따라서 수신기가 정상적으로 동작할 수가 없다. 두 가지 방식이 이러한 문제를 해결하는데 사용될 수 있다. 하나는 수신기에서 보다 정확한 발진기를 사용하는 것이다. 보다 나은 발진기가 기지국에서 사용되는 것이 바람직하다. 그러나, 보나 나은 발진기는 단말기에서 사용되면 대량 생산시에 비용이 상승한다. 나머지 한 가지 방식은 ICI를 완전하게 또는 부분적으로 제거하기 위해 등화기를 사용한 채널 추정을 적용하는 것이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(300)의 성능을 나타낸 그래프이다.

도 7에서는 HPI 시스템의 수신기(300)에 상기한 알고리즘이 사용되었다. 다중 경로 채널에서, 채널 파라미터를 추정하기 위해 채널 추정이 필요하다.

본 발명의 실시예에서는 채널 등화기(305)가 수신기(300)에서 사용된다. 실제 사용시의 복잡성을 고려하여, 채널 등화기의 탭 수는 4로 하고, 스텝 사이즈

의 초기값은 0.001로 한다. 도 7에 도시된 바와 같이, SNR이 26dB일 때, 채널 등화기(305)가 채널 추정기(304)와 함께 사용되는 경우 성능이 개선된다.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 그 외의 다양한 변경이나 변형이 가능하다.

본 발명에 따르면, 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 제거하여 HPI 시스템의 성능이 개선된다.

Claims

무선통신 시스템의 수신기에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 부반송파간 간섭(ICI:Inter Carrier Interference) 신호를 제거하는 방법에 있어서,

a) 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼과 파일롯 부반송파를 사용하여 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하는 단계;

b) 상기 a) 단계에서 추정된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 사용하여 기준 데이터를 추정하는 단계;

c) 특정 웨이트(weight)를 사용하여 상기 b) 단계에서 추정된 기준 데이터를 다중화하는 단계;

d) 상기 다중화된 데이터와 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 비교하여 추정 오류 신호를 산출하는 단계; 및

e) 상기 산출된 추정 오류 신호로 상기 c) 단계에서 사용되는 특정 웨이트를 변경하고, 상기 추정 오류 신호가 제거될 때가지 상기 c) 단계 및 d) 단계를 반복하는 단계

를 포함하는 무선퉁신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 a) 단계는,

i) 상기 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼을 사용하여 채널 파라미터를 추정하는 단계;

ii) 상기 OFDM 신호에 포함된 파일롯 부반송파를 사용하여 채널 파라미터를 추정하는 단계; 및

iii) 상기 i) 단계에서 추정된 채널 파라미터와 상기 ii) 단계에서 추정된 채널 파라미터를 사용하여 상기 OFDM 신호에 포함된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하는 단계

를 포함하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 c) 단계는,

i) 상기 수신되는 OFDM 신호를 특정 시간 지연시키는 단계;

ii) 상기 수신되는 OFDM 신호와 상기 지연된 신호별로 상기 특정 웨이트가 마련되어, 상기 수신되는 OFDM 신호와 상기 지연된 신호에 각각 적용되어 다중화하는 단계; 및

iii) 상기 다중된 각 신호를 더하는 단계;

를 포함하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제2항에 있어서,

상기 i) 단계에서 추정되는 채널 파라미터(
)는 다음의 관계식

여기서,
는 상기 수신되는 OFDM 신호이고,

는 무선통신 시스템의 송신기에서 송신된 신호로, 상기 프리앰블의 경우에는 1 또는 -1이며,

는 상기 부반송파간 간섭 신호임.

을 따르는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제4항에 있어서,

상기 ii) 단계에서 추정되는 채널 파라미터(
)는 다음의 관계식

여기서,
,
및
은 상기 파일롯 부반송파의 위치에 따른 채널 파라미터이며, L은 상기 파일롯 부반송파들 사이의 간격임.

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제5항에 있어서,

상기 iii) 단계에서 추정되는 n 번째 데이터 심볼에 대한 k 번째 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터(
)는 다음의 관계식

여기서,
은 상기 데이터 부반송파가 속한 심볼과 상기 프리앰블 심볼 사이의 거리이고,

는 상기 OFDM 프레임 내에 있는 데이터 심볼의 개수임.

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제6항에 있어서,

상기 b) 단계에서 추정되는 상기 기준 데이터(
)는 다음의 관계식

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제7항에 있어서,

상기 c) 단계에서 다중화되어 출력되는 신호(
)는

여기서, 상기 웨이트
이고,

상기 기준 데이터
임.

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제8항에 있어서,

상기 웨이트(
)는 다음의 관계식

여기서,
는 스텝-사이즈(step-size) 파라미터이고,

는 상기 추정 오류 신호이며,

상기 웨이트 (
)의 초기값은 상기 프리앰블 심볼로부터 얻어짐.

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
제9항에 있어서,

상기 추정 오류 신호(
)는 다음의 관계식

여기서,
는 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 하드 판정하여 추정된 데이터임.

을 따르는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 방법.
무선통신 시스템의 수신기에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 부반송파간 간섭(ICI:Inter Carrier Interference) 신호를 제거하는 장치에 있어서,

상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 프리앰블 심볼과 파일롯 부반송파를 사용하여 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 추정하고, 상기 추정된 데이터 부반송파에 대한 채널 파라미터를 사용하여 기준 데이터를 추정하는 채널 추정기; 및

특정 웨이트(weight)를 사용하여 상기 채널 추정기에서 추정된 기준 데이터를 다중화하여 출력하되, 상기 다중화된 데이터와 상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터를 비교하여 생성되는 추정 오류 신호가 제거될 때까지 상기 생성된 추정 오류 신호를 상기 특정 웨이트에 적용하는 채널 등화기

를 포함하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 장치.
제11항에 있어서,

상기 채널 등화기는,

상기 채널 추정기에서 출력되는 기준 데이터를 시간 지연시키는 다수의 지연부;

상기 기준 데이터 및 상기 다수의 지연부 각각에서 출력되는 데이터에 각각 특정된 웨이트를 적용하여 다중화하는 다수의 웨이트 변경부;

상기 다수의 웨이트 변경부에 의해 다중화된 데이터를 각각 더하여 상기 채널 등화기의 출력으로 생성하는 다수의 덧셈부; 및

상기 수신되는 OFDM 신호에 포함된 데이터에서 상기 다수의 덧셈부에 의해 최종 출력되는 데이터를 빼서 상기 추정 오류 신호를 산출하여 상기 각각의 특정된 웨이트가 변경되도록 하기 이해 상기 다수의 웨이트 변경부로 출력하는 제2 덧셈부

를 포함하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 장치.
제11항 또는 제12항에 있어서,

상기 수신되는 OFDM 신호에 대해 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하여 주파수 도메인의 신호로 변환하여 상기 채널 추정기 및 채널 등화기로 출력하는 FFT기;

상기 채널 등화기에서 출력되는 데이터를 복조하는 복조기; 및

상기 복조기에 의해 복조된 데이터를 복호하여 상기 무선통신 시스템의 송신기에서 송신한 원래의 신호를 생성하는 복호기를 더 포함하는 무선통신 시스템 수신기에서의 부반송파간 간섭 신호 제거 장치.