KR20060063014A - 디지털 통신 시스템에서 신호결합을 위한 매핑 방법 - Google Patents

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KR20060063014A
KR20060063014A KR1020040102045A KR20040102045A KR20060063014A KR 20060063014 A KR20060063014 A KR 20060063014A KR 1020040102045 A KR1020040102045 A KR 1020040102045A KR 20040102045 A KR20040102045 A KR 20040102045A KR 20060063014 A KR20060063014 A KR 20060063014A
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구진규
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Abstract

본 발명은 다수의 신호결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서 검색 메트릭을 이용한 최적의 매핑 방법에 관한 것으로서, 이러한 본 발명은 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서, 임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대해 완전 검색(full search) 가능 여부를 확인하는 과정과, 상기 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 모든 성상도 조합에 대하여 상기 검색 메트릭 값을 산출하고, 상기 산출된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정과, 상기 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도 내의 검색 메트릭 값을 지속적으로 감소시켜 최소값을 가지는 검색 메트릭 값을 획득하고, 상기 획득된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
HARQ 시스템, 릴레이 시스템, 성상도, 검색 메트릭, 완전 검색, 매핑 테이블

Description

디지털 통신 시스템에서 신호결합을 위한 매핑 방법{MAPPING METHOD FOR SIGNAL COMBINING IN DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 형태의 부호화 방식을 설명하기 위한 송/수신단의 구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2는 일반적인 변조 방식을 통한 성상도 설계 방법을 설명하기 위해 도시한 도면,
도 3은 일반적인 HARQ 방식을 설명하기 위한 개략적인 블록 구성을 도시한 도면,
도 4는 본 발명에 따른 신호 결합이 필요한 디지털 통신 시스템의 실시예를 개략적으로 도시한 도면,
도 5는 본 발명에 따른 검색 메트릭을 이용한 검색 과정의 실시예를 도시한 도면.
본 발명은 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서 관한 것으로서, 특히, 다수의 디지털 통신 시스템에서 신호 결합을 위한 검색 메트릭 및 상기 검색 메트릭을 이용한 매핑 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 'QoS'라 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하여 표준화되고 있다.
따라서, 무선 통신 네트워크에서 유선 통신 네트워크의 용량(capacity)에 근접하는 대용량 데이터를 전송할 수 있는 기술 개발이 요구되고 있다.
이렇게, 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 대용량 통신 시스템이 요구됨에 따라, 시스템 전송 효율을 높임으로써, 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 적정한 채널 부호화(channel coding) 방식이 필수적인 요소로 작용하게 된다. 그런데, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다. 상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다.
일반적으로, 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 오류 정정 부호(error correction code)를 사용하는 것이다.
한편, 상기 이동 통신 시스템 예컨대, 코드 분할 다중 접속(CDMA, Code Division Multiple Access) 통신 시스템은 상기 살펴본 바와 같이, 전송 채널에서 발생하는 잡음으로 인한 오류를 정정하기 위해 오류 정정(error correction)을 수행한다. 일반적으로 상기 오류 정정을 위한 오류 정정 방식은 송신측에서 정보 비트(information bits)를 오류 정정 기법, 즉 부호화 방식(encoding scheme)을 사용하여 부호화한 부호어(codeword)를 수신측으로 송신하고, 상기 수신측이 상기 송신측에서 송신한 부호어를 수신한 후, 상기 송신측에서 적용한 부호화 방식에 상응하는 복호화 방식(decoding scheme)을 사용하여 상기 수신된 부호어를 복호화하여 원래의 정보 비트로 복원하는 방식을 나타낸다.
한편, 상기 이동 통신 시스템에서 성상도(constellation)의 매핑(mapping) 방법 설계에 관한 연구는, 재귀적인 복호가 가능한 부호화 방식 중 BICM(Bit Interleaved and Coded Modulation)에 대한 매핑 방법의 최적화 연구에서 개발되었다. 상기 성상도의 매핑 방법은 비록 상기 BICM 형태에 적합하도록 설계되었지만, 다른 재귀적인 복호가 가능한 부호화 방식에 공통적으로 적용가능하고 또한 상기 재귀적인 복호가 가능한 부호화 방식 이외의 경우에도 응용 및 그 적용이 가능하다. 이하, 상기 BICM 형태를 포함하는 일반적인 형태의 부호화 방식을 하기 도 1을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 1은 일반적인 형태의 부호화 방식을 설명하기 위한 송/수신단의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
여기서, 상기 도 1은 실제 구현된 시스템에서는 반송파와 부가적인 제어장치들이 존재하는 개념적인 블록도만을 나타내고 있다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 도 1에 따른 송신측은 부호기(encoder)(101)와, 인터리버(interleaver)(103)와, 매핑기(mapping unit)(105)를 포함하여 구성되며, 수신측은 매핑 복조기(mapping demodulator)(107)와, 디인터리버(deinterleaver)(109)와, 복호기(decoder)(111)로 이루어진다.
먼저, 상기 송신측에서의 동작을 살펴보기로 한다.
입력 정보비트들은 상기 부호기(101)에서 블록 단위로 처리되어 부호화된다. 상기 부호기(101)에서 부호화된 비트들은 상기 인터리버(103)에서 인터리빙되어 상기 매핑기(105)로 출력된다. 상기 매핑기(105)는 상기 인터리빙된 신호를 기저대역신호로 변환하여 출력한다. 상기 매핑기(105)로부터의 출력신호는 무선 주파수(Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(미도시)에서 RF 처리되어 채널을 통해 송신된다. 이때, 상기 채널을 통한 송신 신호는 상술한 바와 같이 이동 환경에 의해 페이딩현상이나 열잡음 등에 의한 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭하기로 한다)에 의한 영향을 받게 된다.
다음으로, 상기 수신측에서의 동작을 살펴보기로 한다. 상기 채널을 통해 수 신단에 전달된 기저대역 신호는 상기 매핑 복조기(107)에 의해 상기 송신측에서 적용한 신호 매핑 방식에 상응하는 방식으로 역사상되어 상기 디인터리버(109)로 출력된다. 상기 디인터리버(109)는 상기 역사상된 신호를 입력하여 디인터리빙을 수행한 후, 상기 복호기(111)로 출력한다. 상기 복호기(111)는 상기 디인터리버(109)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신측에서 적용한 부호화 방식에 상응하는 방식으로 복호화하여 출력한다. 이때 상기 복호기(111)에서 출력된 신호는 비트단위의 연판정 과정을 거치게 된다. 여기서, 상기 연판정에 의해 출력되는 결과, 즉 연판정 값을 추출하여 최종적으로 복호화된 값을 생성하게 된다.
한편, 상기와 같은 통신 시스템에서 성상도의 매핑은 상기 BICM 방식의 성능에 큰 영향을 미치게 된다. 최근에 Frank Schreckenbach에 의해 개발된 매핑 설계 방법은 임의의 매핑 테이블(mapping table)을 발생하여 일정한 성능평가의 기준을 통해 비교하고, 이 기준에 해당하는 최적의 테이블을 검색하여 선택하는 방식이다. 이러한 검색은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK(8 Phase Shift Keying)와 같이 상대적으로 신호 점의 개수가 작은 변조 방식에서는 완전 검색(full search)이 가능하지만, 신호 점의 개수가 많은 변조 방식 예컨대, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 이상의 변조 방식에서는 너무 넓은 검색 범위로 인하여 그 검색이 거의 불가능하게 된다. 예를 들면, 상기 16QAM의 경우는 16!의 검색 범위를 가지게 되므로 실질적으로 그 검색이 불가능하게 된다.
따라서, 상기한 경우에는 랜덤(random)하게 발생시킨 초기 매핑 테이블에서 이진 교환(binary switch)에 의해 매핑 테이블의 검색 메트릭(search metric) 값을 최소로 감소시키는 교환 방식을 선택하게 된다. 이때, 상기와 같은 동작을 여러 번 반복하여 최소 값을 찾아내는 방식을 사용한다. 이러한 방식은 완전 검색을 통해 전체 범위의 최소 값(minimum value)을 찾아내지는 않았지만, 효율적으로 최적화된(locally optimal) 매핑 테이블을 구성한다는 점에서 장점을 가진다.
한편, 상기 검색 메트릭 값은 연결된 부호의 오류 이벤트 확률(error event probability) 즉, 비트 단위의 오류 확률을 최소로 하는 형태를 가진다. 여기서, 상기 오류이벤트 확률이라 함은 부호의 부호어(codeword)가 채널의 잡음과 왜곡에 의한 영향으로 다른 부호어로 잘못 복호될 확률을 의미한다. 따라서, 비트단위의 오류확률은 이러한 오류 이벤트 확률과 비례관계를 가진다. 이하, 각 채널 환경에 따른 검색 메트릭을 살펴보기로 한다.
먼저, 채널 환경이 페이딩 채널인 경우를 가정하면, 상기 검색 메트릭은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00001
상기 <수학식 1>에서 상기 Dr은 채널 환경이 페이딩 채널인 경우의 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미한다. 예컨대 QPSK의 경우 상기 q는 2(q=2), 8PSK의 경우 상기 q는 3(q=3)으로 나타낼 수 있다. 상기 b는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00002
는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00003
는 상기 변수 b의 보수를 의미한다. 즉, 상기 b가 0이면 상기
Figure 112004057433381-PAT00004
는 1이고, 상기 b가 1이면 상기
Figure 112004057433381-PAT00005
는 0이 된다. 또한, 상기Sk 는 집합
Figure 112004057433381-PAT00006
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하고, 상기
Figure 112004057433381-PAT00007
는 집합
Figure 112004057433381-PAT00008
에 속하는 신호점 중 하나를 의미한다. 즉, 각각의 집합에 속하는 모든 가능한 신호점에 대한 합에 의해 값이 구해짐을 의미한다.
또한, 채널환경이 AWGN(Additive White Gaussian Noise)인 경우를 가정하면, 상기 검색 메트릭은 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00009
상기 <수학식 2>에서 상기 Da는 채널 환경이 AWGN 채널인 경우의 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미한다. 예컨대 QPSK의 경우 상기 q는 2(q=2), 8PSK의 경우 상기 q는 3(q=3)으로 나타낼 수 있다. 상기 b는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00010
는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00011
는 상기 변수 b의 보수를 의미한다. 즉, 상기 b가 0이면 상기
Figure 112004057433381-PAT00012
는 1이고, 상기 b가 1이면 상기
Figure 112004057433381-PAT00013
는 0이 된다. 또한, 상기 Sk는 집합
Figure 112004057433381-PAT00014
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하고, 상기
Figure 112004057433381-PAT00015
는 집합
Figure 112004057433381-PAT00016
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하고, 상기 Es는 신호의 심볼 당 에너지를 의미하고, 상기 No는 AWGN의 잡음밀도를 의미한다.
한편, 상기 채널환경이 AWGN인 경우에는, 상기 <수학식 2>에 나타낸 바와 같이 검색 메트릭 값에서 에너지대 잡음비(
Figure 112004057433381-PAT00017
) 값을 요구하게 되는데, 이에 대해서는 구현하고자하는 시스템이 목표로 하는 시스템의 동작 에너지대 잡음비를 고려하여 지정하면 된다. 상기의 검색 메트릭 값을 고려해보면 평균적인 개념에서 비트 단위의 오류 확률을 의미한다는 것을 알 수 있다.
한편, 상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>는 선정보(prior information)의 전달여부를 고려할 때, 하기와 같이 두 가지 경우로 고려할 수 있다. 여기서, 상기 선정보는 재귀적인 복호 과정에서 내부적으로 재귀횟수에 따라 전달되어 복호 성능을 향상시키는 계수를 의미한다.
첫 번째, 선정보가 완전하게 전달되는 경우이다. 즉, 재귀적 복호에 의해서 신호점을 복호할 때 비트 메트릭을 구하는 비트 위치를 제외한 나머지 비트들에 대한 정보를 완벽하게 아는 경우이다. 이 경우는 재귀적 복호가 큰 재귀횟수(iteration number)를 가지고 진행된 경우를 의미하고, 동시에 상기 신호 집합
Figure 112004057433381-PAT00018
에 해당하는 신호점이 한 개인 경우가 된다. 이는 상기 재귀적인 복호 과정에서 상기 재귀횟수가 커지면 복호 과정에서 전달되는 선정보가 상기 변수 b 이외의 성상도 점을 지정하는 나머지 비트 값들을 완전하게 전달한다는 가정에서 설정된 경우이다.
두 번째, 선정보가 전혀 없는 경우이다. 즉, 재귀적 복호를 전혀 고려하지 않고 상기 선정보 없이 복호가 진행되는 경우이다. 이는 상기 재귀적 복호에서 제일 먼저 수행되는 재귀과정에 해당한다. 즉, 상기 신호 집합
Figure 112004057433381-PAT00019
에 해당하는 신호점이 2m-1 개인 경우에 해당한다.
이를 정리하면, 상기와 같이 선정보가 있는 경우는 현재 메트릭이 계산되는 비트위치 이외의 비트들에 대한 정보가 존재하고, 계산되어지는 신호집합의 신호점 개수가 2개로 고정된다. 이에 반하여, 상기와 같이 선정보가 없는 경우는 계산되어지는 비트 이외의 비트들에 대한 정보가 없기 때문에 가능한 존재할 수 있는 모든 비트 값의 수가 고려되고, 상기 2m-1의 개수의 신호점에 대해서 메트릭값 계산에 고려되어진다.
한편, 상기 BICM 방식인 경우, 재귀적인 복호 방식 및 재귀적인 복호 없이 복호화하는 방식이 모두 가능하다. 이때, 상기 재귀적인 복호가 없는 방식의 경우는 재귀적인 복호의 첫 번째 복호와 동일한 의미를 갖는다. 또한, 재귀적인 복호를 위해 성상도를 설계하는 것과 재귀적인 복호 없이 성상도를 설계하는 것은 성상도 매핑 이외의 부분이 같은 경우에도, 상기와 같은 이유에서 그 성상도 설계가 달라지는 것이다.
그러면 이하에서는 상기의 사항을 도 2를 통해 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 2는 일반적인 8PSK 변조 방식을 설명하기 위해 개략적으로 도시한 도면이다.
먼저, 상기 도 2를 통한 이하의 설명에서는 8PSK 변조방식이 상기 BICM의 방식으로 채택된 경우, 즉 상기 <수학식 1>에 나타낸 Dr을 계산하는 경우를 설명한다. 이때, 하기의 설명에서 선정보가 없는 경우는 첫 번째 비트 b=1인 경우를 의미하며, 선정보가 있는 경우는 첫 번째 비트 b=0인 경우를 의미한다.
먼저, 상기 선정보가 없는 경우에는, 즉 첫 번째 비트 b=1인 경우에 대하여 고려하면, 상기 b=1인 신호점 4개, 예컨대 도 2에 나타낸 바와 같은 100, 110, 101, 111의 경우에 대하여 유클리드 거리 제곱의 역수를 모두 구하고, 상기 구해진 값들을 합하여 상기 Dr를 구한다.
다음으로, 상기 선정보가 있는 경우에는, 즉 첫 번째 비트 b=0인 경우에 대하여 고려하면, 선정보가 예를 들어 00이라면 100에 대한 유클리드 거리 제곱의 역 수를 구하여 상기 Dr를 구한다. 즉, 상기 선정보는 재귀적인 복호과정이 이루어지면서 반복적으로 계산되어진다. 따라서, 실질적으로 경판정된 00의 값이 전달되지는 않고 복호에서는 연판정된 값이 전달된다. 현재 다루고 있는 바와 같이 신호점만을 고려해서 검색 메트릭을 구하는 경우, 현재 관심이 있는 비트 이외의 비트들에 대해서는 같은 값을 가지고, 현재 관심이 있는 비트에 대해서만 반전 또는 보완(complement)된 신호점에 대한 메트릭 값을 구해주게 된다.
한편, 상기에서 살펴본 검색 메트릭은 신호대 잡음비(Signal to Noise, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)가 큰 경우를 가정하고 유도된 결과이다.
그러나, 상기 SNR이 상대적으로 작은 경우에는 상기 검색 메트릭 값의 순서대로 성능이 배열되지 않는 경우가 발생한다. 예컨대, 상기 검색 메트릭의 성능이 역전되어 나타나는 경우가 발생할 수 있다. 따라서, 상대적으로 낮은 SNR인 경우에 대하여 보다 나은 성능을 가지는 매핑법을 구성하기 위한 방법이 요구되고 있다. 상기 낮은 SNR인 경우에 따른 매핑 방법을 구성하기 위해서는 이차적으로 상기 수학식들에서 나타나는 성능 메트릭뿐만 아니라, 오류 이벤트의 발생횟수를 최적화하는 것이 필요하다. 즉, 일차적인 검색기준으로 상기 검색 메트릭을 도입하고 같은 값의 메트릭을 가지는 경우, 비트단위 혹은 심볼단위의 평균오류개수를 최소로 하는 매핑법을 선택함으로써, 상대적으로 낮은 SNR에서의 성능을 최적화할 수 있다. 이러한 오류개수 관점에서의 이차적인 검색 메트릭은 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00020
심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 개수를 의미한다.
상기 <수학식 2>에서 상기 Nmin는 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 최소 개수를 의미하며, 상기 q는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미한다. 예컨대 QPSK의 경우 상기 q는 2(q=2), 8PSK의 경우 상기 q는 3(q=3)으로 나타낼 수 있다. 상기 b는 이진 비트의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00021
는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00022
는 집합
Figure 112004057433381-PAT00023
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기 Nmin (1, Sk ) 은 상기 Sk와 최소 유클리드 거리 dmin의 거리를 가지는
Figure 112004057433381-PAT00024
내의 신호점의 개수를 의미한다. 즉, 상기 Nmin (1, Sk )은 비트단위의 관점에서 오류가 발생하는 평균적인 주변 신호점의 개수를 의미한다. 예컨대, 8PSK의 경우 세 비트로 표현되고, 예를 들어 첫 번째 비트가 0인 경우를 고려하면 4개의 신호점(000, 010, 100, 110)이 이 범위에서 고려되고, 그레이(Gray) 사상방법의 경우, 상기 Nmin (1, Sk )은 2가 된다.
또한, 상기 또 다른 오류 개수의 검색 메트릭은 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00025
상기 <수학식 4>에서, 상기 p(i) 는 임의의 i 신호점이 선택될 확률을 의미하고, 상기 q는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미하며, 상기 Ni는 상기 i 신호점이 오류를 발생시킬 수 있는 최소 유클리드 거리를 가지는 주변의 신호점의 수를 의미하며, 상기 nb (i,j)는 상기 i 신호점이 j 신호점으로 잘 못 판정될 때 발생하는 오류비트의 수를 의미하며, 상기 Nb는 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 개수를 의미한다.
이상에서는 일반적인 채널부호와 변조방식에 대하여 살펴보았으며, 또한 검색 메트릭에 대한 일반적인 구조를 살펴보았다.
한편, 근래에 들어 통신 시스템은, 여러 형태의 신호를 결합한 디지털 통신 시스템들이 개발되고 있다. 예컨대, 신호의 결합이 필요한 디지털 통신 시스템은 복합 자동 재전송 요구(HARQ, Hybrid Automatic Retransmission reQuest) 통신 시스템, 릴레이(relay)가 사용되는 통신 시스템, 매크로 다이버시티 시스템 등이 있다. 따라서, 상기와 같이 신호의 결합을 통한 복호가 요구되는 통신 시스템에서 최적의 매핑 방법을 구하기 위한 방안들이 요구된다. 즉, 상기에서 살펴본 바와 같은 일반적인 검색 메트릭을 확장하여 상기 신호결합을 위한 최적의 매핑 방법 및 상기 최적의 매핑 방법을 통해 상기한 디지털 시스템의 성능 및 전송효율을 높일 수 있 는 방안들이 요구된다.
따라서 본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로서, 본 발명의 목적은, 기존의 검색 메트릭을 일반적으로 확장시켜, 신호 결합이 요구되는 시스템에 적용할 수 있는 매핑 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 다수의 통신 시스템에서 서로 다른 변조방식이 상호 결합된 채널부호 방식이 고려되는 경우에 있어서, 신호결합을 통해 성능을 향상시킬 수 있는 최적 매핑 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 다수의 통신 시스템에서 최적의 매핑 방법을 구하기 위한 검색 메트릭을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 여러 통신 시스템에서 큰 링크 레벨 성능 및 시스템 전송효율(throughput)을 높일 수 있는 검색 방법을 이용한 최적의 매핑 방법을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 매핑 방법은; 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서, 임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대해 완전 검색(full search) 가능 여부를 확인하는 과정과, 상기 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대하여 검색 메트릭 값을 산출하고, 상기 산출된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정과, 상기 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도 내의 검색 메트릭 값을 지속적으로 감소시켜 최소값을 가지는 검색 메트릭 값을 획득하고, 상기 획득된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 매핑 방법은; 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서, 임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search)이 가능한 경우, 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 제1 검색 메트릭 값 산출 후, 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 산출된 제1 및 제2 검색 메트릭 값들을 이용하여 임의의 임계치와 비교하는 과정과, 상기 임계치와의 비교에 따라 상기 제1 및 제2 검색 메트릭들이 가지는 최소값을 선택하고, 상기 선택된 최소값으로 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 매핑 방법은; 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서, 임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search) 불가능한 경우, 랜덤(random) 성상도를 발생하는 과정과, 상기 발생된 랜덤 성상도 내에서 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 제1 검색 메트릭 값 산출 후, 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 산 출된 제1 및 제2 검색 메트릭 값들을 이용하여 임의의 임계치와 비교하는 과정과, 상기 임의의 임계치와의 비교에 따라 상기 제1 및 제2 검색 메트릭들이 가지는 최소값을 선택하고, 상기 선택된 최소값으로 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 매핑 방법은; 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서, 임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search) 가능 여부를 확인 하는 과정과, 상기 확인결과 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대한 검색 완료 여부를 체크하여 검색이 완료되지 않은 경우, 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출 및 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 판단결과 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도에 대한 검색이 최대 제한 수만큼 수행되었는지 체크하여 최대 제한 수를 초과하지 않은 경우 랜덤(random) 성상도를 발생하는 과정과, 상기 발생된 랜덤 성상도에 대해 이진 교환 알고리즘을 통해 상기 제1 검색 메트릭 및 상기 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과, 상기 완전 검색 가능 여부에 상응하여 각각 산출된 상기 제1 및 제2 검색 메트릭 값들이 가지는 최소값을 임의의 임계치와 비교하여, 최소값을 가지는 검색 메트릭을 선택하는 과정과, 상기 선택된 검색 메트릭 값을 이용하여 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다. 그리고 하기에서 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
본 발명은 복합 자동 재전송 방식(Hybrid ARQ(Automatic Retransmission reQuest, 이하 'HARQ'라 칭하기로 한다) 통신 시스템, 릴레이(relay)가 사용되는 통신 시스템, 매크로 다이버시티(Macro Diversity) 통신 시스템에서 비트단위로 처리되는 채널부호화와 인터리빙과 대역효율적인 변조방식이 결합된 채널부호화 방식이 고려되는 경우에 있어서, 신호결합을 통해 링크 레벨 성능 및 시스템 전송효율을 향상시킬 수 있는 매핑 방법을 제안한다.
본 발명을 설명하기에 앞서, 본 발명에 따른 실시예는, 신호의 결합이 필요한 디지털 통신 시스템에서 신호의 결합을 위한 성상도의 매핑 방법에 관한 것이다. 상기와 같이 신호의 결합이 필요한 통신 시스템의 채널부호화와 변조 방식은, 여러 가지 형태를 고려할 수 있지만 제안하는 본 발명에서는 가장 일반적인 형태인 비트단위로 처리하는 채널부호화와, 인터리빙 및 대역효율적인 변조 방식이 결합된 형태를 제안한다.
여기서, 상기 비트단위로 처리되는 채널부호화라 함은, 채널부호기의 입력과 내부적인 처리단위 및 그 출력이 비트단위로 이루어짐을 의미한다. 이는 컨벌루셔널 부호(convolutional code), 터보부호(turbo code), 저밀도 패리티 검사(Low Density Parity Check, 이하 'LDPC'라 칭하기로 한다) 부호 등을 의미한다. 여기서, 심볼처리를 기본으로 하는 트렐리스 부호 변조(TCM, Trellis Coded Modulation) 방식은 상기한 범주에 속하지 않는다고 할 수 있다.
한편, 상기 대역효율적인 변조 방식은 그 변조방식의 대역폭 효율이 1보다 큼을 말한다. 이러한 변조방식으로 QPSK, 8PSK, QAM 등을 들 수 있다. 이러한 형태의 통신 시스템은 채널부호화와 결합할 때 넓은 범위로 확대 해석하면, 상기에서 살펴본 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 방식을 사용하는 통신 시스템이라고 할 수 있다.
또한, 상기 인터리빙은 재귀적인 복호방식이 가능한 경우, 그 성능 향상을 위해서 일반적으로 채널복호와 변조 사이에서 동작하게 된다.
상술한 바와 같이, 상기 신호의 결합이 필요한 디지털 통신 시스템은 여러 가지 경우가 있다. 이하에서는, 신호의 결합이 필요한 여러 가지 경우의 디지털 통신 시스템 중에서 HARQ 통신 시스템, 릴레이(relay)를 사용하는 통신 시스템, 매크로 다이버시티(Macro Diversity) 통신 시스템에 대하여 구체적으로 살펴보기로 한다.
<HARQ 통신 시스템>
먼저, 상기 HARQ 방식은 자동 재전송 요구 방식(Automatic Retransmission reQuest, 이하 'ARQ'라 칭하기로 한다) 방식과 에러정정부호(error correcting code) 방식을 결합한 방식이다. 이하, 도 3을 참조하여 상기 HARQ 방식에 대하여 살펴보기로 한다.
도 3은 일반적인 HARQ 방식을 설명하기 위한 블록 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 송신측은 에러검출부호 삽입기(301)와, 채널부호기(303)와, 선택기(305)와, 송신 제어기(313)를 포함하며, 수신측은 채널복호기(307)와, 오류 검출기(309)와, 수신 ARQ 제어기(311)를 포함하여 이루어진다.
상기 도 3에 도시한 바와 같이, 상기 HARQ 방식은 수신측에서 통신채널을 통해 수신되는 프레임의 오류를 검사하여 오류가 발생한 경우 궤환채널(feedback channel)을 통해 송신측에 알리고, 송신측에서 오류가 발생한 프레임을 재전송함으로써, 통신채널의 오류에 대한 내성을 높이는 방식이다. 여기서, 상기 오류검사는 송신측에서 정보비트열과 결합되어 전송되는 에러검출부호(error detection code)에 의해서 이루어진다.
여기서, 상기 에러정정부호는 원래의 정보프레임에 부가적인 정보를 추가하여 전송하고, 수신측에서 수신된 프레임만을 가지고 채널에 의해 발생한 오류를 정정하는 방식이다.
한편, 상기 ARQ방식과 에러정정부호를 결합하는 경우, 여러 가지 형태의 결합방식들이 존재할 수 있는데, 이를 보다 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫 번째, 에러정정부호로 부호화된 프레임이 수신측에서 판단하기에 오류가 발생한 경우, 송신측에서 원래의 프레임과 동일한 프레임을 재전송하고, 수신측에서 상기 재전송되는 프레임을 독립적으로 복호하는 방식이다.
두 번째, 에러정정부호로 부호화된 프레임이 수신측에서 판단하기에 오류가 발생한 경우, 송신측에서 원래의 프레임과 동일한 프레임을 재전송하고, 수신측에서 이전 수신된 프레임과 상기 재전송되는 프레임을 이용해서 복호를 수행하는 방식이다. 이때, 이전 수신된 프레임과 현재 수신된 프레임, 즉 재전송 프레임은 "체이스 컴바이닝(Chase combining)"에 의해 연성 결합(soft combining)된다. 여기서, 상기 이전 송신된 프레임과 현재 수신된 프레임은 송신측에서 송신하는 시점에서 본다면 완전히 동일한 프레임이지만, 채널을 통과하면 채널에서 발생하는 왜곡과 잡음에 의해 서로 다른 값으로 수신측에 수신된다. 따라서, 수신측에서는 이전 프레임들과 현재 프레임의 산술적인 평균을 구해서 복호를 수행하는데, 이러한 형태의 복호를 상기 체이스 컴바이닝이라고 한다.
세 번째, 수신측에서 판단하기에 오류가 발생한 경우, 송신측에서 이전에 전송된 프레임과는 다른 프레임을 재전송한다. 여기서, 다른 프레임은 부호화 방식이 다른 것을 의미한다. 즉, 동일한 정보비트들에 대하여 다른 부호방식으로 부호화된 프레임이 재전송된다. 이때 재전송되는 프레임은, 이전에 수신된 프레임과 부호결합(code combining)을 하는 경우, 상기 체이스 컴바이닝을 하는 경우 보다 우수한 성능을 나타내도록 설계된다.
여기서, 상기 세 번째 방식은 다시 두 가지 방식으로 구분할 수 있으며, 이를 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 상기 재전송되는 프레임만을 가지고 수신측에서 독립적으로 복호화할 수 있는 방식이다. 이러한 방식은 부호결합을 통한 이득도 발생하지만, 상기 재전 송되는 프레임만을 가지고 복호화가 가능하므로 통신채널 상황에 따라 발생할 수 있는 다양한 상황에 대처할 수 있다.
다음으로, 상기 재전송되는 프레임만을 가지고 수신측에서 독립적으로 복호가 불가능한 방식이다. 이러한 방식은, 일반적으로 전체 정보 프레임을 복호화하지 못할 만큼의 작은 부가정보(side information)만을 포함하여 재전송하기 때문에, 재전송 프레임을 다른 방식과는 다르게 작은 단위로 전송할 수 있지만, 수신측에서 독립적인 복호가 불가능하다. 이러한 방식을 IR(Incremental Redundancy)방식이라고 한다. 일반적으로, 상기 IR 방식이 전송효율(throughput) 측면에서 우수한 성능을 나타낸다.
한편, 상기한 바와 같은 세 가지의 방식에서 두 번째, 세 번째 경우의 HARQ 방식에 있어서 신호의 결합이 이루어진다. 이때, 두 번째 방식의 경우는 상기 체이스 컴바이닝 방식을 통해 같은 신호의 산술적인 덧셈으로 이루어지기 때문에 최적화 설계가 필요 없지만, 상기 세 번째 방식의 경우 신호의 결합에 있어서 최적화 설계가 필요하다.
<릴레이(relay)에 의한 통신 시스템>
릴레이는 이동국(MS, Mobile Station)과 기지국(BS, Base Station)의 중간에서, 상기 이동국과 기지국 사이의 채널상황이 열악해서 정상적인 통신이 불가능한 경우 또는 통신품질의 향상을 꾀하기 위해 이동국에서 전달된 신호를 기지국로 중계하는 역할을 한다.
또한, 상기 릴레이는 이동국에서 보낸 신호를 그대로 증폭시켜 목표 기지국으로 보내거나, 상기 이동국에서 보낸 신호를 복호 과정까지 수행하여 복호된 신호를 재 부호 후에 기지국에 보내줄 수 있다. 또한, 상기 릴레이는 그 이동성(mobility)에 따라 고정 릴레이와 이동 릴레이로 구분할 수 있다.
상기 고정 릴레이는 기지국과 같이 일정한 위치를 가지고 주변의 이동국과 기지국을 연계해준다. 또한 상기 고정 릴레이는 안정적인 위치를 가지고 계획에 따라 설치될 수 있기 때문에 상기 이동 릴레이에 대하여 상대적으로 큰 물리적 크기를 가질 수 있으며, 이동국과 채널상태가 양호하기 위한 조건을 구비할 수 있다. 예를 들면 큰 길이의 다수의 안테나와 상대적으로 높은 위치에 안테나를 설치할 수 있는 장점과 전력사용을 크게 할 수 있는 장점을 가진다. 또한, 상기 고정 릴레이는 고정 릴레이에서 기지국사이의 통신이 유선으로도 설치가능하다는 장점을 가진다.
상기 이동 릴레이는 이동국과 같이 이동 가능한 상태에서 중계하는 역할을 한다. 실질적으로 셀룰러 시스템에서는 셀 내에 존재하는 다른 이동국이 릴레이로서의 역할을 해줄 수 있다. 상기 이동국이 이동 릴레이로 사용되는 경우, 상기 고정 릴레이와는 다르게 가시선이 존재하지 않을 확률이 높고, 서로 이동 중에 있으므로 인해 보다 열악한 채널환경에 속하게 된다. 즉, 상기 이동국에는 다수의 안테나 설치를 통한 성능향상을 구현하기 어려운 단점도 존재하게 된다.
한편, 상기와 같은 릴레이에 의한 이동국에서 기지국 사이의 전달은 다음과 같은 시나리오를 고려할 수 있다.
첫 번째, 이동국이 릴레이에 전달하고 릴레이가 기지국에 전달하는 경우로서, 이 때 다수의 릴레이가 존재한다면 릴레이 각각이 하나 이상의 안테나를 가진 송신기로서의 역할을 수행할 수 있다. 이를 통해 다중 입력 다중 출력(Multi Input Multi Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 시스템에서 고려하는 여러 가지 성능향상 기법을 도입할 수 있다. 또한, 시간 차이를 두고 이동국의 전송을 통해 릴레이가 한 개인 경우에도 상기 MIMO 개념의 통신방법을 적용할 수 있다. 이 때 릴레이를 중간에 두고 이동국과 기지국 사이에는 여러 가지 조합의 링크를 가정할 수 있다.
두 번째, 릴레이가 이동국과 동일한 조건을 가진 기지국과 통신을 목적으로 하는 상황이라면, 예컨대 다른 이동국이 이동 릴레이로서 작동하는 경우, 상기 이동국과 릴레이가 서로 협력(cooperation)을 통해서 서로 전송해야 할 데이터를 교환하고, 동일한 다수의 이동국들이 공동으로 데이터를 전송하는 방식이다. 이때 부호결합과 같은 기술들이 이용될 수 있으며, 기지국으로의 전송에 있어서도 상기에서와 같이 MIMO 개념의 기술들이 적용될 수 있다. 이 경우에도 각각의 이동국과 릴레이에서 고려되는 링크와는 다른 여러 가지 조합의 링크를 가정할 수 있다. 또한, 상기와 같은 경우에서는, 상기 릴레이와 이동국의 구별이 없어지고 서로 동등한 입장에서 기지국과 통신한다고 할 수 있다.
이상에서 살펴본 첫 번째와 두 번째 모두의 경우, 기지국 입장에서는 여러 주체로부터 신호를 수신하게 되므로, 신호결합을 이용하여 성능의 향상을 위해 구현되는 시스템으로 설계된 경우, 상기 신호결합에 대한 최적화 설계가 필요하다.
<매크로 다이버시티 통신 시스템>
매크로 다이버시티(macro diversity) 통신 시스템은, 이동국이 하나의 기지국과 통신하지 않고 다수의 기지국과 통신을 하는 경우로서, 이때, 상기 기지국들이 같은 신호를 전송하기 보다는 최적화된 다른 신호를 전송함으로써 이동국 입장에서의 링크 성능을 향상시킬 수 있는 시스템이다.
한편, 상기에서와 같이 신호의 결합이 요구되는 시스템에서 상기 신호결합은, 통신성능을 채널의 왜곡과 잡음에 대처하기 위한 해결방법으로써 고려되어지고 있다. 또한, 이러한 신호결합을 응용한 시스템에서 함께 중요하게 고려되어지는 것이 채널부호방식이다. 상기 채널부호방식은 여러 가지 형태가 존재하지만 최근에는 처리되는 블록의 크기가 커질수록 우수한 성능을 보이는 재귀적인 복호가 가능한 부호들이 관심을 끌고 있다. 이하, 상기 재귀적인 복호에 관하여 설명하기로 한다.
상기 재귀적 복호(iterative decoding)가 가능한 부호들은 터보부호(turbo code), 직렬연결부호(Serially Concatenated Code), LDPC 부호(Low Density Parity Check Code) 등이 있다.
상기 터보부호는 병렬연결부호(Parallel Concatenated Code)라고도 하며, Berrou에 의해 최초로 발표된 이후로 프레임 크기가 커지면 커질수록 기존의 부호화 변조 방식보다 매우 우수한 성능을 나타낸다. 따라서, 상기 터보부호의 우수한 성능이 재귀적 복호에 있다는 것에 착안하여 재귀적 복호가 가능한 여러 가지 형태의 부호가 연구 및 개발되고 있다.
상기 직렬연결부호는, 상기 터보부호가 인터리버를 두고 병렬적으로 결합하는데 반해, 인터리버를 기준으로 직렬적으로 결합하는 형태의 부호이다. 상기 직렬연결부호는 상기 터보부호가 높은 SNR에서 오류 플로어(error floor) 현상이 발생하는 단점을 극복할 수 있는 장점을 가지고 있다.
상기 LDPC 부호는 블록부호 형태로서 개발되어 행렬식으로 표현되며, 발생 행렬의 패리티 비트 '1'의 개수가 적은(low density) 형태를 가지고 있다. 상기 LDPC 부호 또한 재귀적 복호가 가능하고 상기 터보부호에 대하여 역시 우수한 성능을 나타낸다.
한편, 상기에서 살펴본 바와 같은 재귀적 복호가 가능한 시스템의 하나로서, BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 방식을 사용하는 통신 시스템을 들 수 있다. 상기 BICM 방식은 컨벌루셔녈 형태의 부호가 인터리버를 두고 대역폭효율이 1보다 큰 변조방식, 예컨대 8PSK와 결합하는 형태를 가진다. 또한 상기 BICM 방식에 있어서 재귀적 복호의 형태는 수신된 프레임의 연판정 값(soft decision value)을 이용하여 변조 성상도의 복조시 선정보(priori information)로 이용하는 형태를 가진다.
또한, 상기 BICM 방식에 있어서 부호 부분의 컨벌루셔널 형태를 고려할 수 있지만, 상기에서 살펴본 터보부호, 직렬연결부호, LDPC 부호 등과 같은 부호들이 대역폭 효율이 좋은 변조방식과 결합되는 경우도 넓은 의미로 보아서 BICM 방식으로 고려될 수 있다.
한편, 상기에서 설명된 신호의 결합이 필요한 상황을 정리하면 하기 도 4와 같이 예시할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 신호 결합이 필요한 디지털 통신 시스템을 설명하기 위한 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 송신측은 다수의 부호기들(401, 403, 405)과, 다수의 인터리버들(411, 413, 415)과, 다수의 매핑기들(421, 423, 425) 및 매핑 제어기(430)를 포함하며, 수신측은 다수의 매핑 복조기들(441, 443, 445)과, 다수의 디인터리버들(451, 453, 455)과, 매핑복조 제어기(460)과, 부호 결합기(471) 및 복호기(481)를 포함하여 이루어진다.
먼저, 상기 송신측에서의 동작을 살펴보기로 한다.
입력 정보비트들은 상기 각각의 부호기들(401, 403, 405)로 블록 단위로 입력된다. 상기 각각의 부호기들(401, 403, 405)은 상기 입력되는 정보비트들을 부호화 처리하여 상기 다수의 인터리버들(411, 413, 415)로 각각 출력한다. 상기 다수의 인터리버들(411, 413, 415)은 상기 부호화되어 입력되는 각 비트에 대하여 인터리빙을 수행한 후 상기 다수의 매핑기들(421, 423, 425)로 각각 출력한다. 상기 다수의 매핑기들(421, 423, 425)은 상기 인터리빙되어 입력되는 각 신호에 대하여 기저대역신호로 변환하여 출력한다. 이때, 상기 매핑 제어기(430)는 상기 각각의 매핑기들(421, 423, 425)에 대하여 기 지정된 사상법에 의한 신호지정 테이블을 할당한다.
한편, 상기 매핑기들(421, 423, 425)로부터의 출력신호는 RF 처리기(미도시)에서 RF 처리되어 각각의 채널들을 통해 송신된다. 이때, 상기 채널들을 통한 각 송신 신호는 이동 환경에 의해 페이딩 현상이나 열잡음 등에 의한 AWGN의 영향을 받게 된다.
다음으로, 상기 수신측에서의 동작을 살펴보기로 한다.
상기 각 채널들을 통해 수신측으로 전달된 기적대역 신호들은 각각 해당 채널에 대응하는 매핑 복조기들(441, 443, 445)로 각기 입력된다. 상기 각 매핑 복조기들(441, 443, 445)은 상기 해당 채널을 통해 입력되는 기저대역 신호들을 상기 송신측에서 적용한 신호 매핑 방식에 상응하는 방식으로 역사상을 수행한 후 디인터리버들(451, 453, 455)로 각각 출력한다. 이때, 상기 매핑복조 제어기(460)는 상기 각각의 매핑 복조기들(441, 443, 445)에 대하여 기 지정된 사상법에 의한 신호지정 테이블을 할당하여 복조과정을 거치도록 제어한다. 한편, 상기 다수의 디인터리버들(451, 453, 455)은 상기 역사상되어 입력되는 각 신호들에 대하여 디인터리빙을 수행한 후 상기 부호 결합기(471)로 출력한다. 상기 부호 결합기(471)는 상기 다수의 디인터리버들(451, 453, 455)에서 디인터리빙된 각각의 신호들을 입력하고, 상기 입력된 신호들의 부호 결합을 수행한 후 상기 복호기(481)로 출력한다. 상기 복호기(481)는 상기 부호결합된 신호를 입력하여 상기 송신측에서 적용한 부호화 방식에 상응하는 방식으로 복호화하여 출력한다. 이때 상기 복호기(481)에서 출력된 신호를 비트단위의 연판정 과정을 거치게 된다. 여기서, 상기 연판정에 의해 출력되는 결과, 즉 연판정 값을 추출하여 최종적으로 복호화된 값을 생성하게 된다.
상기에서 살펴본 바와 같이, 입력 정보비트는 블록단위로 처리되어 부호화 및 인터리빙된 후, 매핑기에 의해 기저대역신호로 변환된다. 이때, 각각의 상황에 따라 예컨대, HARQ, 릴레이 결합상황 및 매크로 다이버시티 등의 상황에 따라 별개의 독립적으로 상기한 부호화 과정을 거치게 된다. 이하, 상기 각각의 상황에 따른 부호화 과정을 개략적으로 살펴보면 다음과 같다.
상기 HARQ 상황이라면, 상기한 독립적인 채널은 재전송을 의미한다. 즉, 상기 매핑 제어기(430)의 제어에 따른 재전송에 의해 매핑 방식이 달라짐을 의미한다.
상기 릴레이 결합상황이라면, 이때, 릴레이가 한 개 존재하고 상향링크 상황인 경우를 가정하면, 이동국에서 기지국으로 전송하는 신호와 상기 릴레이가 기지국으로 전송하는 신호 두 개의 신호 결합 상황이라고 볼 수 있다.
상기 매크로 다이버시티 상황에서 각각의 기지국으로부터 독립적으로 부호화된 과정들이 표현된다.
한편, 상기와 같은 각각의 상황에서 부호화기와, 인터리버는 개별적이고 독립적인 설계가 가능하고, 제안하는 본 발명에서는 매핑기의 제어에 주로 초점을 맞춘다.
이때, 수신단에서는 각각의 독립적인 채널에서 수신된 신호를 각각의 독립적인 디인터리빙과 매핑 복조에 의해 연판정 값을 추출하고 부호결합을 하게 된다. 상기 결합된 신호는 복호기를 거쳐 원래의 정보비트를 재생하게 된다.
한편, 상기에서 살펴본 바와 같이, 상기 신호결합 상황에서 결합되는 신호집합의 크기가 서로 같음을 가정하였는데, 이것은 응용에 의해 신호집합의 크기가 다른 상황도 가정될 수 있다. 즉, HARQ 상황에서 기존에 전송된 프레임에 대해서 재 전송될 때 현재의 채널상황이 이전의 채널상황보다 좋거나 나쁘면, 이에 따라 현재 전송되는 프레임의 신호차수를 크게 하거나 작게 하여 보다 신뢰성 있게 통신방식을 구성할 수 있다. 이러한 경우는 릴레이 응용에 대해서도 성립되고 매크로 다이버시티 상황에서는 기지국에서 이동국으로 전송되는 링크가 상기 기지국들과 이동국들의 상대적인 위치에 따라 채널상황이 다르기 때문에 각각의 링크상황에 맞춰 변조차수를 결정하는 경우가 된다. 이를 하기에서 예를 들어 살펴보기로 한다.
Figure 112004057433381-PAT00026
변조방식과
Figure 112004057433381-PAT00027
변조방식이 결합하는 경우, 검색 메트릭은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00028
상기 <수학식 5>에서, 상기 D는 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q1 및 상기 q2는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미하며, 상기 Sk는 집합
Figure 112004057433381-PAT00029
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00030
는 집합
Figure 112004057433381-PAT00031
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00032
는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기 i1 및 상기 i2 는 각 비트들의 위치를 나타내며, 상기 b 1 및 상기 b2는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00033
은 상기 집합
Figure 112004057433381-PAT00034
및 집합
Figure 112004057433381-PAT00035
에 속하는 각각의 신호점들에서의 성능을 나타내는 메트릭을 의미한다.
여기서, 상기
Figure 112004057433381-PAT00036
는 주어진 환경에 따라 달라지게 되는데, 즉, 페이딩채널에서는 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있으며, AWGN 채널에서는 하기 <수학식 7>과 같이 각각 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00037
Figure 112004057433381-PAT00038
상기 <수학식 6> 및 <수학식 7>에 나타낸 바와 같이, 검색 메트릭의 계산이 각각의 변조차수에 대한 검색 메트릭의 곱으로 주어짐을 알 수 있다.
한편, 상술한 검색 메트릭의 검색식은 상기와 같은 채널환경에서 뿐만이 아니라, 시스템 구성 조건에 따라 달라질 수 있다. 즉, 상기 검색 메트릭의 검색식은 두 개의 신호결합인 경우로 구성되어 있는데, 이것은 다수의 신호결합으로 확장될 수 있다. 즉, n개의 신호결합이 있는 경우 하기 <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004057433381-PAT00039
상기 <수학식 8>에서, 상기 D는 n개의 신호 결합이 있는 경우의 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q1은 및 상기 q2는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미하며, 상기 Sk는 집합
Figure 112004057433381-PAT00040
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00041
는 집합
Figure 112004057433381-PAT00042
에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00043
는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기 i1 및 상기 i2는 각 비트들의 위치를 나타내며, 상기 b1 및 상기 b2는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00044
은 상기 집합
Figure 112004057433381-PAT00045
및 집합
Figure 112004057433381-PAT00046
에 속하는 각각의 신호점들에서의 성능을 나타내는 메트릭을 의미한다.
여기서, 상기
Figure 112004057433381-PAT00047
도 상기에서와 같이, 주어진 환경에 따라 즉, 페이딩 채널에서는 하기 <수학식 9>와 같이 변경하여 나타낼 수 있으며, AWGN 채널에서는 하기 <수학식 10>과 같이 변경하여 나타낼 수 있 다.
Figure 112004057433381-PAT00048
Figure 112004057433381-PAT00049
상기와 같이 검색 메트릭이 확장된 경우에 대해서 선정보의 유무에 따라 그 합을 구하는 신호집합의 크기를 결정할 수 있다.
한편, 오류 이벤트 개수 개념의 검색 메트릭은 하기 <수학식 11> 및 <수학식 12>와 같이 일반적으로 확장된다.
Figure 112004057433381-PAT00050
상기 <수학식 11>에서 상기 Nmin은 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 최소 개수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00051
은 비트단위의관점에서 오류가 발생하는 평균적인 주변 신호점의 개수를 의미한다.
Figure 112004057433381-PAT00052
상기 <수학식 12>에서 상기 Nb는 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 개수를 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00053
는 임의의 i신호점들이 선택될 확률을 의미하며, 상기
Figure 112004057433381-PAT00054
는 상기 임의의 i신호점들이 j신호점들로 잘못 판정될 때 발생하는 오류 비트의 수를 의미한다.
그러면, 이하에서는 상기에서 살펴본 바와 같은 검색 메트릭을 이용한 실질적으로 검색이 이루어지는 과정을 도면을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 5는 본 발명에 따른 검색 메트릭을 이용한 검색 과정의 실시예를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 501 단계에서 완전 검색(full search)이 가능한지를 판단한다. 상기 판단결과 완전 검색이 가능한 경우에는 503 단계로 진행하고, 상기 판단결과 완전 검색이 불가능한 경우에는 513 단계로 진행한다.
상기 503 단계에서는 상기 판단결과 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대한 검색이 완료되었는지 확인한다. 상기 확인결과 모든 성상도 조합에 대한 검색이 완료된 경우에는 상기 처리 과정을 종료하고, 상기 확인결과 모든 성상도 조합에 대한 검색이 완료되지 않은 경우, 506 단계에서 SNR이 높 은 경우의 검색 메트릭 D를 계산하고, 507 단계로 진행한다. 상기 507 단계에서는 상대적으로 낮은 SNR에서의 검색 매트릭 Nb을 계산하고, 509 단계로 진행한다. 상기 509 단계에서는 상기 505 단계 및 507 단계에서 계산된 검색 메트릭 D 및 Nb을 확인하여 최소값을 가지는지 판단하게 된다. 상기 판단결과 상기 계산된 검색 메트릭들의 값이 최소값을 가지지 않는 경우 상기 503 단계로 진행하여 상기 처리 과정을 재수행하고, 상기 판단결과 상기 계산된 검색 메트릭들의 값이 최소값을 가지는 경우 511 단계로 진행한다. 상기 511 단계에서는 상기 결정된 최소값으로 성상도를 갱신하고, 이후 상기 503 단계로 진행하여 다음 성상도 조합에 따른 처리 과정을 진행한다.
한편, 상기 513 단계에서는 상기 501 단계의 판단결과 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도에 대한 검색이 최대 제한 수만큼 수행되었는지 체크한다. 상기 체크결과 최대 제한 수만큼 검색이 수행된 경우 상기 처리 과정을 종료하고, 상기 체크결과 최대 제한 수를 초과하지 않은 경우 515 단계로 진행한다. 상기 515 단계에서는 랜덤(random) 성상도를 발생하고 517 단계로 진행한다. 상기 517 단계에서는 상기 발생된 랜덤 성상도에 대해 이진 교환 알고리즘을 통해 SNR이 높은 경우의 검색 메트릭 D를 계산하고 519 단계로 진행한다. 이때, 상기 이진 교환 알고리즘은, 주어진 랜덤 성상도에서 상기 검색 메트릭 D 값이 최소가 될 때까지 계속해서 성상도 상의 두 점을 교환하고, 더 이상 변화가 없을 때에는 상기 이진 교환 알고리즘을 종료한다. 상기 519 단계에서는 상대적으로 낮은 SNR에서의 검색 매트 릭 Nb을 계산하고, 521 단계로 진행한다. 상기 521 단계에서는 상기 517 단계 및 519 단계에서 계산된 검색 메트릭 D 및 Nb을 확인하여 최소값을 가지는지 판단하게 된다. 상기 판단결과 상기 계산된 검색 메트릭들의 값이 최소값을 가지지 않는 경우 상기 513 단계로 진행하여 상기 처리 과정을 재수행하고, 상기 판단결과 상기 계산된 검색 메트릭들의 값이 최소값을 가지는 경우 523 단계로 진행한다. 상기 523 단계에서는 상기 결정된 최소값으로 성상도를 갱신하고, 이후 상기 513 단계로 진행하여 다음 성상도 조합에 따른 처리 과정을 진행한다.
상기 도 5에 도시한 바와 같이, 본 발명에서 제안하는 검색 메트릭을 이용한 검색 과정은, 크게 검색 방법에 있어서 완전 검색이 가능한 경우와 완전 검색이 불가능한 경우로 나누어진다. 이때, 도면에서 나타나는 D 값은 SNR이 높은 경우의 최종적인 성능을 나타내고, Nb는 상대적으로 낮은 SNR에서의 성능을 결정한다. 이때, 상기 D 값이 같은 값을 가지는 경우에도, 높은 SNR에서는 상기 Nb가 작은 값을 가지는 경우가 성능이 더 우수하다. 따라서, 최소의 D 값을 갖는 성상도를 검색하는 것이 일차적인 검색 기준이 되고, 이차적으로 같은 D값을 갖는 경우 Nb가 작은 성상도를 선택하게 된다.
한편, 상기 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대하여 검색 메트릭 D와 Nb를 산출하고, 최소값을 갖는 성상도를 구하는 과정이 이루어진다. 여기서, 상기 최소값을 구하는 과정은 상기 D의 값이 일차적인 선택기준이 되고, 상기 D의 값이 같은 경우에는 상기 Nb가 이차적인 선택기준이 된다.
또한, 상기 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도를 일정한 제한 수만큼 발생하여 검색한다. 이때, 각각의 발생된 불규칙한 성상도를 시작으로 해서 성상도내의 매핑된 값을 각각 교환하여 검색 메트릭 D값이 계속해서 감소하도록 이진 교환을 수행한다. 이어서, 상기 이진 교환을 통해 더 이상 상기 D 값이 감소되지 않으면, 상기 완전 검색이 가능한 경우와 같이 검색 메트릭 Nb를 계산한다. 이후, 상기 계산된 검색 메트릭들 값을 최소값과 비교한다. 여기서, 상기 비교하는 우선순위는 완전검색인 경우와 동일하다. 한편, 상기의 처리 과정은 일정한 반복 제한 수 동안까지 반복 수행한다.
한편, 이상에 살펴본 과정은 신호의 결합이 가정된 경우에 대하여 살펴보았다. 하지만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니므로, 상기의 처리 과정은 신호의 결합이 가정되지 않은 경우에도 공통적으로 적용할 수 있음은 물론이다. 다만, 상기와 같이 신호의 결합이 가정되는 경우에는, 다수의 성상도 조합에 대한 과정이 이루어진다는 점에서 차이점을 가진다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 신호결합을 통한 복호가 요구되는 HARQ 통신 시스템, 릴레이가 사용되는 통신 시스템, 매크로 다이버시티 통신 시스템 등과 같은 시스템에서 최적의 매핑 방법을 구하기 위한 검색 메트릭 및 이를 이용한 검색 방법을 제안한다. 또한 본 발명에서는 상기 검색 방법을 이용한 매핑 방법을 통해 상기 여러 시스템에서 큰 링크 레벨 성능을 제공할 수 있으며, 이에 따라 시스템 전송효율(throughput)을 증가시킬 수 있는 효과가 있다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
이상 상술한 바와 같이 본 발명의 디지털 통신 시스템에서 신호결합을 위한 매핑 방법에 따르면, 디지털 통신 시스템에서 다양하게 적용되고 있는 신호결합의 상황에서 최적의 매핑방법을 제안함으로써, 기존의 통신 시스템에서 신호결합을 통해 얻었던 성능보다 더 우수한 성능을 구현할 수 있는 이점을 가진다. 또한 본 발명은 기존의 일반적인 검색 메트릭을 확장시켜 신호 결합이 요구되는 시스템에 적용할 수 있으며, 다수의 통신 시스템에서 서로 다른 변조 방식이 상호 결합된 채널부호화 방식이 고려되는 경우, 상기 신호결합을 통해 시스템 성능을 향상시킬 수 있는 검색 메트릭을 이용한 최적 매핑 방법을 제공할 수 있다. 또한 신호결합이 요구되는 여러 디지털 통신 시스템에서 큰 링크 레벨 성능 및 시스템 전송효율(throughput)을 높일 수 있는 이점을 가진다.

Claims (21)

  1. 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서,
    임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대해 완전 검색(full search) 가능 여부를 확인하는 과정과,
    상기 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대하여 검색 메트릭 값을 산출하고, 상기 산출된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정과,
    상기 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도 내의 검색 메트릭 값을 지속적으로 감소시켜 최소값을 가지는 검색 메트릭 값을 획득하고, 상기 획득된 검색 메트릭 값을 이용하여 최소값을 가지는 성상도를 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 산출된 검색 메트릭 값을 임의의 최소 임계치와 비교하는 과정을 통해 최소값을 가지는 검색 메트릭을 산출하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도를 일정한 제한 수만큼 발생하는 과정과,
    상기 발생된 불규칙한 성상도 내의 매핑된 값을 각각 교환하여 상기 검색 메트릭 값을 계속하여 감소시키는 이진 교환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 검색 메트릭은 채널 환경에 대응하여 하기 <수학식 13>과 같이 나타냄을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112004057433381-PAT00055
    상기 D는 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q1 및 상기 q2는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미하며, 상기 Sk는 집합
    Figure 112004057433381-PAT00056
    에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00057
    는 집합
    Figure 112004057433381-PAT00058
    에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00059
    는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기 i1및 상기 i2는 각 비트들의 위치를 나타내며, 상기 b1 및 상기 b2는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00060
    은 상기 집합
    Figure 112004057433381-PAT00061
    및 집합
    Figure 112004057433381-PAT00062
    에 속하는 각각의 신호점들에서의 성능을 나타내는 메트릭을 의미함.
    여기서, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00063
    는, 페이딩 채널에서는 하기 <수학식 14>와 같이 정의되고, 부가적인 백색 가우시안 잡음 채널에서는 하기 <수학식 15>와 같이 정의됨을 특징으로 함.
    Figure 112004057433381-PAT00064
    Figure 112004057433381-PAT00065
  5. 제1항에 있어서, 상기 검색 메트릭은 시스템 구성에 대응하여 하기 <수학식 16>과 같이 나타냄을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112004057433381-PAT00066
    상기 D는 n개의 신호 결합이 있는 경우의 검색 메트릭을 의미하며, 상기 q1은 및 상기 q2는 변조 방식에 따른 표현 비트 수를 의미하며, 상기 Sk는 집합
    Figure 112004057433381-PAT00067
    에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00068
    는 집합
    Figure 112004057433381-PAT00069
    에 속하는 신호점 중 하나를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00070
    는 i 번째 비트 위치에서 상기 변수 b의 값을 가지는 신호 집합을 의미하며, 상기 i1 및 상기 i2 는 각 비트들의 위치를 나타내며, 상기 b1 및 상기 b2는 이진의 경우를 나타내는 변수를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00071
    은 상기 집합
    Figure 112004057433381-PAT00072
    및 집합
    Figure 112004057433381-PAT00073
    에 속하는 각각의 신호점들에서의 성능을 나타내는 메트릭을 의미함.
    여기서, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00074
    는 페이딩 채널에서는 하기 <수학식 17>과 같이 정의되며, 부가적인 백색 가우시안 잡음 채널에서는 하기 <수학식 18>과 같이 정의됨을 특징으로 함.
    Figure 112004057433381-PAT00075
    Figure 112004057433381-PAT00076
  6. 제1항에 있어서, 상기 검색 메트릭은 오류 이벤트 개수에 대응하여 하기 <수학식 19>와 같이 나타냄을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112004057433381-PAT00077
    상기 Nmin은 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 최소 개수를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00078
    은 비트단위의 관점에서 오류가 발생하는 평균적인 주변 신호점의 개수를 의미함.
  7. 제1항에 있어서, 상기 검색 메트릭은 오류 이벤트 개수에 대응하여 하기 <수 학식 20>과 같이 나타냄을 특징으로 하는 상기 방법.
    Figure 112004057433381-PAT00079
    상기 Nb는 심볼단위에서 오류가 발생할 수 있는 주변 신호점의 개수를 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00080
    는 임의의 i 신호점들이 선택될 확률을 의미하며, 상기
    Figure 112004057433381-PAT00081
    는 상기 임의의 i신호점들이 j신호점들로 잘못 판정될 때 발생하는 오류 비트의 수를 의미함.
  8. 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서,
    임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search)이 가능한 경우, 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 제1 검색 메트릭 값 산출 후, 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 산출된 제1 및 제2 검색 메트릭 값들을 이용하여 임의의 임계치와 비교하는 과정과,
    상기 임계치와의 비교에 따라 상기 제1 및 제2 검색 메트릭들이 가지는 최소값을 선택하고, 상기 선택된 최소값으로 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 완전 검색 가능 여부를 확인한 후, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대한 검색의 완료 여부를 체크하고, 모든 성상도 조합에 대한 검색이 완료되면 상기 처리 과정을 종료하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 모든 성상도 조합에 대하여 상기 제1 검색 메트릭 값이 동일한 경우, 상기 제2 검색 메트릭 값이 작은 성상도를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서,
    임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search) 불가능한 경우, 랜덤(random) 성상도를 발생하는 과정과,
    상기 발생된 랜덤 성상도 내에서 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 제1 검색 메트릭 값 산출 후, 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 산출된 제1 및 제2 검색 메트릭 값들을 이용하여 임의의 임계치와 비교하는 과정과,
    상기 임의의 임계치와의 비교에 따라 상기 제1 및 제2 검색 메트릭들이 가지는 최소값을 선택하고, 상기 선택된 최소값으로 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 완전 검색 불가능 여부를 확인한 후, 상기 불규칙한 성상도에 대한 검색이 최대 제한 수만큼 수행되었는지 체크하고, 최대 제한 수만큼 검색이 수행된 경우 상기 처리 과정을 종료하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 랜덤 성상도에 대해 이진 교환 알고리즘을 통해 상기 제1 검색 메트릭을 산출하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 이진 교환 알고리즘은, 주어진 랜덤 성상도에서 상기 제1 검색 메트릭 값이 최소가 될 때가지 계속하여 성상도 상의 두 점을 교환하여, 상기 제1 검색 메트릭의 최소값을 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 발생된 랜덤 성상도 내에서 상기 제1 검색 메트릭 값이 동일한 경우, 상기 제2 검색 메트릭 값이 작은 성상도를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 신호 결합이 요구되는 디지털 통신 시스템에서, 검색 메트릭(search metric)을 이용한 매핑 방법에 있어서,
    임의의 매핑 테이블(mapping table)에 대한 완전 검색(full search) 가능 여부를 확인 하는 과정과,
    상기 확인결과 완전 검색이 가능한 경우, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대한 검색 완료 여부를 체크하여 검색이 완료되지 않은 경우, 신호대 잡음비가 높은 경우의 제1 검색 메트릭 값을 산출 및 상기 신호대 잡음비에 비해 상대적으로 낮은 신호대 잡음비에 대한 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 판단결과 완전 검색이 불가능한 경우, 불규칙한 성상도에 대한 검색이 최대 제한 수만큼 수행되었는지 체크하여 최대 제한 수를 초과하지 않은 경우 랜덤(random) 성상도를 발생하는 과정과,
    상기 발생된 랜덤 성상도에 대해 이진 교환 알고리즘을 통해 상기 제1 검색 메트릭 및 상기 제2 검색 메트릭 값을 산출하는 과정과,
    상기 완전 검색 가능 여부에 상응하여 각각 산출된 상기 제1 및 제2 검색 메트릭 값들이 가지는 최소값을 임의의 임계치와 비교하여, 최소값을 가지는 검색 메트릭을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 검색 메트릭 값을 이용하여 상기 성상도를 갱신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 완전 검색 가능 여부를 확인한 후, 모든 가능한 경우의 성상도 조합에 대한 검색의 완료 여부를 체크하고, 모든 성상도 조합에 대한 검색이 완료되면 상기 처리 과정을 종료하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 모든 성상도 조합에 대하여 상기 제1 검색 메트릭 값이 동일한 경우, 상기 제2 검색 메트릭 값이 작은 성상도를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 완전 검색 불가능 여부를 확인한 후, 상기 불규칙한 성상도에 대한 검색이 최대 제한 수만큼 수행되었는지 체크하고, 최대 제한 수만큼 검색이 수행된 경우 상기 처리 과정을 종료하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 이진 교환 알고리즘은, 주어진 랜덤 성상도에서 상기 제1 검색 메트릭 값이 최소가 될 때가지 계속하여 성상도 상의 두 점을 교환하여, 상기 제1 검색 메트릭의 최소값을 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
  21. 제16항에 있어서,
    상기 발생된 랜덤 성상도 내에서 상기 제1 검색 메트릭 값이 동일한 경우, 상기 제2 검색 메트릭 값이 작은 성상도를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
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