KR20060017536A - 간섭 상태에 있는 수신기의 성능 개선 - Google Patents

Abstract

본 발명은 제1 주파수 밴드에서 신호들을 교환하기 위한 통신 시스템 트랜시버(40) 및 제2 주파수 밴드에서 신호들을 수신하기 위한 수신기(30)를 포함하는 장치(22)에 관한 것이다. 수신기의 성능을 개선하기 위해서는, 상기 장치는 제2 주파수 밴드에서의 신호들과 간섭 신호들의 존재를 검출하는 프로세싱부(34)를 포함할 것이 제안된다. 상기 프로세싱부는 트랜시버(40)에 의해 사용되는 전송을 위한 타이밍을 나타내는 타이밍 정보에 기초하여 신호들을 간섭하기 위한 타이밍 패턴을 또한 결정한다. 다음에, 트랜시버(40)와 같은 전송을 위한 타이밍을 사용하는 송신기(21)로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 상기 프로세싱부는 결정된 타이밍 패턴에 의해 정의된 인터벌들(intervals) 동안 수신기(30)에 도달하는 신호들의 조작을 초래한다. 본 발명은 동등하게 대응하는 방법에 관한 것이다.

Description

간섭 상태에 있는 수신기의 성능 개선{Improving the performance of a receiver in interfering conditions}

본 발명은 통신 시스템에서 제1 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 교환하기 위한 통신 시스템 트랜시버 및 제2 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 수신하기 위한 수신기를 포함하는 장치에 관한 것이다. 본 발명은 그러한 수신기의 성능을 개선하기 위한 방법에 관한 것이다.

통신 시스템 트랜시버를 구성하는 장치들은 최신 기술 예를 들면, 일부의 통신 네트워크를 통해 장치의 GSM(Global System for Mobile communication), US-TDMA(US Time Division Multiple Access or IS-136), CDMA(Code Division Multiple Access), 또는 WCDMA(Wideband CDMA) 통신을 가능하게 하는 최신기술로부터 알 수 있다. 더욱이, 그러한 통신 시스템 외의 다른 주파수 밴드에서 동작하는 수신기는 예를 들면, GPS 시스템의 GPS(Global Positioning System) 수신기 또는 DVB-T 시스템의 DVB-T(Digital Video Broadcast-Terrestrial) 수신기와 같은 위성 포지셔닝 시스템 수신기일 수 있다. 제1 주파수 밴드에서 동작하는 통신 시스템 트랜시버 및 제2 주파수 밴드에서 동작하는 수신기는 또한 단일 장치 예를 들면, 이동 전화, 퍼스널 컴퓨터, 또는 랩톱내에 함께 구현될 수 있다.

그러나, 제2 주파수 밴드에서 광대역 잡음이 수신기에 도달하는 시간 인터벌 동안에, 수신기의 성능은 저하될 수 있는데, 그 이유는 이러한 광대역 잡음은 수신된 신호들의 신호-대-잡음비(Signal-to-Noise Ratio, SNR)를 상당히 감소시킬 수 있기 때문이다.

광대역 잡음은 특히 수신기와 같은 동일한 장치에 통합되는 통신 시스템 트랜시버, 또는 이러한 장치의 외부에 있는 통신 시스템 트랜시버에 의해 생성될 수 있다.

예를 들면 GPS 시스템에서, 지구를 돌고 있는 다수의 GPS 위성들은 GPS 수신기들에 의해 수신 및 평가되는 신호들을 전송한다. 모든 GPS 위성들은 1575.42 MHz 및 1227.60 MHz의 동일한 2개의 캐리어 주파수들 L1 및 L2를 사용한다. 이러한 캐리어 주파수들 L1 및 L2의 변조가 도 1에 기술되어 있다. 90도의 위상 시프트 이후에, 사인곡선의 L1 캐리어 신호는 수신기들에서 알려진 다른 C/A(Coarse Acquisition) 코드를 가지고 각 위성에 의해 BPSK(Bi-Phase Shift Key) 변조된다. 따라서, 다른 위성들에 의한 전송을 위해 다른 채널들이 얻어진다. 1.023 MHz 대역폭을 통해 스펙트럼을 확산하는 C/A 코드는 매 1023 칩들(chips)마다 반복되는 의사 무작위 추출의(pseudorandom) 잡음 시퀀스로, 코드의 에폭(epoch)은 1ms이다. 용어 칩(chips)은 변조 코드의 비트들과 데이터 비트들을 구별하는데 사용된다. 병행하여, L1 캐리어 신호는 P-코드(Precision Code)를 가지고 3dB 만큼 감쇠된 이후에 BPSK 변조되며, L2 케리어 신호는 6dB만큼 감쇠되기 전에 동일한 P-코드를 가지고 BPSK 변조된다. 전송 전에, L1 캐리어 신호의 2개의 다르게 변조된 부분들은 다 시 가산된다. L2 캐리어 신호는 현재 단지 P-코드만을 운반한다. P-코드는 C/A 코드보다 휠씬 길다. 그것의 칩 레이트(chip rate)는 10.23 MHz이며, 그것은 7일마다 반복된다. 부가하여, P-코드는 현재 부호화되며, 그러한 이유로 P(Y)-코드로 간혹 지칭된다. P(Y)-코드를 사용하기 위한 복호화 키들(Decyption Keys)이 분류되어 있으며, 민간 사용자들(civil users)은 그것들을 액세스할 수 없다. 따라서, 단지 L1 캐리어 C/A 코드가 민간 GPS 수신기들에서 사용 가능하다.

C/A-코드 및 P(Y)-코드가 L1 신호 및 L2 신호위로 변조되기 전에, 50 비트들/초의 비트 레이트로 모듈로-2 첨가(modulo-2 addition)를 사용해서, 네비게이션 데이터 비트들이 C/A-코드 및 P(Y)-코드들에 가산된다. 데이터 시퀀스를 구성하는 네비게이션 정보는 예를 들면 각각의 수신기의 위치를 결정하기 위해 평가될 수 있다. 수신기에서 수신되는 L1 신호는 도풀러 효과 및 가능하게는 높은 차수의 다이나믹 스트레스들(dynamic stresses) 때문에 더 변조된다.

변조된 위성 신호들을 수신하는 GPS 수신기의 수신 대역폭은 수신 코드에 관련되어 있다. 예를 들면, 만약 GPS가 L1 캐리어 C/A 코드에 기초한다면, 상기 신호는 1575.42 MHz +/- 5MHz의 주파수 밴드를 필요로 한다. 만약 P-코드 가능 수신기가 사용된다면, GPS 수신기의 수신 밴드는 더 넓어져서, 1575.42 MHz +/- 24MHz가 될 것이다. 실제로 사용된 GPS 수신 대역폭은 실제적인 구현과 또한 관련되며, 따라서 이전에 언급된 대역폭들은 시연(demonstration)의 목적으로 제공된다. 언급된 GPS 대역폭은 따라서 다음에서는 예시의 방법으로만 사용될 것이다.

GPS 표준이 현재 현대화(modernization)중이다. 현대화의 주된 구성요소들 중 하나는 1575.42 MHz에서 L1-C/A 코드의 기존의 민간 서비스 방송 외에 민간 사용을 위해 이용 가능하게 될 2개의 새로운 네비게이션 신호들에 존재한다.

이러한 새로운 신호들 중 제1 신호는 1227.60MHz에 위치한, 즉 L2 캐리어 주파수위로 변조된 C/A 코드일 것이며, 넌-새이프티 크리티칼 어플리케이션(non-safety critical application)에서 범용으로 이용 가능할 것이다. "L2CS"로 지칭되는, L2에서의 새로운 민간 신호는 2개의 1/2 레이트 코드들의 시분할 멀티플렉스를 가지는 1.023 Mcps(Mega chips per second)의 유효한 레인징 코드(ranging code)에 의해 일반적으로 특징지어질 것이다. P(Y)-코드와 함께, L2CS 신호는 L2 캐리어위로 BPSK 변조될 것이다. 2003년에 개시 예정인 초기 GPS 블록 IIF 위성을 시작으로, 이러한 C/A 코드는 이용 가능할 것이다.

새로운 신호들 중 제2 신호는 1176.45MHz에 위치한 제3 캐리어 주파수 L5를 사용할 것이다. L5 캐리어 주파수는 C/A 코드들을 가지고 변조될 것이며, 더욱 상세하게는 767,250 칩들의 CL 코드 및 10,230 칩들의 CM 코드를 가지고 변조될 것이다. L5 신호는 10.23 Mcps 레인징 코드를 제공할 것이며, 개선된 크로스 상관 속성들(cross correlation properties)이 실현될 것으로 기대된다. L5 신호는 메시지 기반일 것이다. L5 신호는 10-심볼 뉴먼/호프만 인코딩을 운반하는 I(동상) 채널 및 20-심볼 뉴먼/호프만 인코딩을 운반하는 Q(직교 위상) 채널을 포함할 것이다. I 및 Q 채널들은 직교 위상으로(orthogonally) L5 캐리어위로 변조될 것이다. L5 신호는 항공 무선항법을 위해 전 세계적으로 보호되는 주파수 밴드에 해당하며, 따라서 생명의 안전을 위한 어플리케이션들을 위해 보호될 것이다. 추가적으로, 기존 시스템들에 대한 어떠한 간섭도 초래하지 않을 것이다. 따라서, 기존 시스템들을 변형시키지 않고도, 추가적인 L5 신호의 부가는 해상, 철도, 표면, 선적 등과 같은, 모든 지상-기반의 사용자들뿐만 아니라 많은 항공 어플리케이션들을 위해 GPS를 보다 강인한 무선 항법 서비스로 만들 것이다. 새로운 L5 신호는 2005년에 개시 예정된 GPS 블록 IIF 위성들에 이용 가능할 것이다.

현재의 GPS 위성 공급율에서, 모든 3개의 민간 신호들, 즉 L1-C/A, L2-C/A 및 L5는 2010년경에는 최초의 작동 능력을 위해 이용 가능할 것이며, 대략 2013년경에는 완전한 작동 능력을 위해 이용 가능할 것이다.

만약 아무런 조치가 없다면, 측정치들은 GPS 수신기에 의해 수신된 GPS 신호의 SNR은 같은 장치내에 구현된 GSM 트랜시버가 전송을 위해 단일 슬롯 TX(전송) 모드를 사용하는 경우에는 대략 2dB만큼 저하되며, 같은 장치내에 구현된 GSM 트랜시버가 전송을 위해 듀얼 슬롯 TX 모드를 사용하는 경우에는 대략 3dB 정도 저하된다는 것을 보여준다.

특히, PCS(Personal Communication System)으로 널리 지칭되는 GSM1900과 같은 1900 밴드에서 동작하는 통신 시스템들, 및 DCS(Digital Communication System)으로 널리 지칭되는 GSM1800과 같은 1800 밴드에서 동작하는 통신 시스템들은, GPS를 지원되는 C/A 코드가 사용될 때, 1575.42 MHz +/- 5MHz의 이러한 GPS L1 밴드에서 광대역 잡음을 발생할 것이다. 새로운 L2 및 L5 주파수 GPS 신호들이 사용될 때, 더 낮은 주파수 GSM 신호들, 즉 GSM900 및 GSM800은 L1 GPS 신호에 GSM1800과 같은 광대역 잡음 문제점을 발생시킬 것이다.

그러나, 그의 C/A 코드에 기초하여 올바르게 신호들을 획득하고 추적하고, 따라서 그의 콘텐트를 이용할 수 있기 위해서, GPS 수신기는 수신된 위성 신호들의 충분한 SNR을 필요로 한다. GPS 수신기의 성능을 위해서는 짧은 시간 인터벌들 동안에 신호를 전혀 수신하지 않는 것보다는, 특히 낮은 SNR을 가진 신호들을 수신하는 것이 낫다.

전형적으로 확산 스펙트럼 시스템들에서, AGC(Automatic Gain Control)는 잡음 레벨에 기초하여 A/D(Analog/Digital) 변환을 위해 수신된 정보 신호 레벨을 튜닝한다. 통상적인 동작 상황에서, 잡음은 일정한 전력 레벨을 가지는 배경 잡음으로부터 나온다. 문제는 잡음 레벨이 급격하게 증가하고, A/D 변환을 위해 AGC가 입력 신호를 어떠한 적절한 레벨로 조절할 때 발생한다. 빠르게 변하는 높은 잡음 레벨은 A/D 변환기에서 포화를 초래할 수 있으며, 신호의 증폭은 클리핑된다. 만약 신호가 변환시에 클리핑된다면, 일부 정보 신호는 손실되며 따라서 수신기 성능은 저하된다.

또한, 다수의 통신 시스템 트랜시버들이 동시에 같은 지역에서 전송하고 있는 경우에, 외부 간섭들은 GPS 수신기 동작을 완전하게 블록킹(block)할 수 있다.

설명을 위해, 도 2는 통신 네트워크의 기지국(10), GSM 트랜시버를 포함하는 이동국 MS1(11), 및 GPS 수신기 외에 GSM 트랜시버를 포함하는 제2 기지국 MS2(12)를 가지는 통신 시스템을 도시하고 있다. 제1 및 제2 이동국(11, 12)은 업링크 및 다운링크 전송에서 기지국과 신호들을 교환할 수 있다. 2개의 이동국들(11, 12) 중 어느 하나의 업링크 전송 동안, 광대역 잡음이 GPS 주파수 밴드에서 발생되며, 이 러한 광대역 잡음은 제2 이동국(12)의 GPS 수신기의 성능을 방해할 수 있다. 제1 이동국(11)에 의한 GSM 전송 동안에 제2 이동국(12)의 GPS 수신기에서 잡음 증가를 알리기 위해, 제1 이동국(11)은 제2 이동국(12)에 인접해야 한다. 이것은 송신기 및 수신기간의 거리가 증가할 때, 전파 손실(propagation loss), 즉 무선 인터페이스상의 감쇠는 증가된다는 사실 때문이다.

GPS 경우에서와 같은 문제는 예를 들면, GPS 수신기 대신에 갈릴레오(Galileo) 수신기가 사용될 때 발생할 수 있다. 갈릴레오는 유럽 위성 포지셔닝 시스템으로, 상업적 시행 개시는 2008년으로 예정되어 있다. 갈릴레오는 30개의 위성들을 포함하며, 이러한 위성들은 지구 전체 표면을 커버하기 위해 3개의 순환 궤도들에 분포되어 있다. 위성들은 지상국들(ground stations)의 광대역 네트워크에 의해 더 지원된다. 갈릴레오는 E5a 및 E5b를 사용하는 1164-1215 MHz, 캐리어 신호 E6를 사용하는 1215-1300MHz, 캐리어 신호 E2-L1-E1을 사용하는 1559-1592 MHz의 주파수 범위들에서 RHCP(Right Hand Circular Polarization)의 10개의 네비게이션 신호들을 제공하는 것으로 계획되어 있다. GPS와 유사하게, 캐리어 주파수들 E5a, E5b, E6 및 E2-L1-E1은 스펙트럼을 확산하는 다수의 PRN 코드들 및 데이터를 가지고 각 위성에 의해 변조될 것이다. 따라서, GSM 송신기들은 갈릴레오에 의해 사용된 주파수 밴드에서 광대역 간섭들을 동등하게 발생할 것이다.

명백하게, 다른 타입의 통신 시스템 트랜시버 및/또는 다른 타입의 수신기의 경우에, 통신 시스템 트랜시버에 의한 전송에 기인한 수신기의 성능은 유사한 상황에서 동등하게 저하될 수 있다.

미국 특허번호 6,107,960에는, 조합된 위성 포지셔닝 시스템 수신기 및 통신 시스템 트랜시버 장치에서 크로스-간섭을 감소시키기 위한 방법이 제안되어 있다. 통신 트랜시버가 통신 링크를 통해 데이터를 전송할 때, 제어 신호가 통신 시스템 트랜시버로부터 위성 포지셔닝 시스템 수신기로 전송된다. 제어 신호는 위성들로부터의 위성 포지셔닝 시스템 신호들이 위성 포지셔닝 시스템 수신기의 수신 회로들로부터 블록킹되도록 하거나, 또는 위성 포지셔닝 시스템 수신기의 처리 회로들에 의해 무시되도록 한다. 단일 슬롯 TX 모드를 사용하는 GSM 트랜시버의 경우에, 결과적인 성능 저하는 항상 0.6dB = (10*log10(1/8))이다.

그러나, 만약 간섭 신호들이 위성 포지셔닝 시스템 수신기와 같은 장치에 통합된 통신 시스템 송신기에 의해 발생된다면, 이러한 방법은 단지 위성 포지셔닝 시스템 수신기의 성능을 개선할 수 있다.

위성 포지셔닝 수신기 시스템에서와 같은 유사한 성능 저하는 DVB-T 수신기 시스템에서도 일어날 수 있다.

DVB-T는 최초 1997년에 표준으로 채택되었으며, 현재는 유럽, 호주, 및 아시아에서 급격하게 확장하고 있다. DVB-T는 고정된 수신기로 24Mbit/s의 데이터 전달 능력을 제공하며, 전방향 안테나(omnidirectional antenna)를 사용하는 이동 수신기에는 대략 12Mbit/s의 데이터 전달 능력을 제공한다. DVB-T의 일부 구별되는 기술적 특징들은 다음과 같은 점을 포함하는데, DVB-T는 주파수 채널당 대략 4.98에서 31.67 Mbit/s 범위의 순(net) 비트 레이트를 제공하며, 470 - 862 MHz의 UHF 범위에서는 8MHz의 채널 분리(channel seperation)를 가지고 동작한다. 174 - 216 MHz의 VHF 범위에서는, 채널 분리는 7MHz이다. 단일 주파수 네트워크들이 사용될 수 있다. DBV-T는 16QAM 또는 64QAM 캐리어 변조, QAM(Quadrature Amplitude Modulation)을 가진 COFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex) 멀티-캐리어 기술을 사용한다. 서브-캐리어들의 수는 1705(2k)에서 6817(8k) 사이일 수 있다. 안쪽의 전방향 오류 정정 코딩(Forward Error Correction coding, FEC)은1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 또는 7/8의 레이트를 가진 종래의 코딩을 사용하며, 반면에 외부 코딩 스킴은 리드-솔로몬(Reed-Solomon)(204, 188, t-8) 코딩을 사용한다. 외부 비트-인터리빙(bit-interleaving)은 깊이 0.6-3.5ms의 종래의 인터리빙을 사용한다. 8k 모드를 위해, 심볼 부분의 주기는 896㎲이며, 2k 모드를 위해서는, 224㎲이다. 실제로 보이는 DVB-T 심볼 길이가 1/4, 1/8, 1/16, 및 1/32일 수 있는 보호 시간(guard time) 및 심볼 주기이다.

DBV-T는 MPEG-2 전송 스트림 전달을 위해 개발되었지만, 다른 타입들의 데이터를 또한 전달할 수 있다. 예를 들면, DVB-T는 비디오, 오디어, 데이터 및 인터넷 프로토콜(Internet Protocol, IP) 데이터를 위한 광대역의 이동 무선 데이터 전송을 제공할 수 있다.

DVB-T는 예를 들면, 100km에서 수십, 수백미터의 피코셀들에 이르는 셀 크기들을 가지기 때문에, 스케일러블(scalable)하다. 상기 용량(capability)은 매우 크다. 예를 들면, 54 채널들이 지원될 수 있으며, 각각은 5-32 Mit/s로 동작한다. 하나의 타임 슬롯 패킷은 188(204) 바이트 롱이다. 서브-캐리어들의 많은 수 때문에, 심볼 시간(Symbol time)은 매우 길게 만들어질 수 있다. 예를 들면, 8k 서브-캐리 어 경우에 대해, 심볼 시간은 1㎳과 비슷하다. 가드 인터벌(guard interval)은 각 심볼 전에 삽입된다.

따라서, DVB-T가 디지털 비디오 스트림들을 제공하는데 적합한 한, DVB-T는 대화형 서비스들, 인터넷 액세스, 게임 및 전자 상거래 서비스들과 같은 다른 타입의 어플리케이션들을 위한 고속 데이터 스트림들을 또한 제공하는데 사용될 수 있다. 예측되는 바와 같이, 제공될 대화형 및 다른 서비스들을 위해서는, 사용자로부터 어떠한 서버 또는 다른 제어기로 반환 링크 또는 채널이 다시 요구된다. 그러한 시스템의 일 예시는 노키아에 의한 MediaScreenJ이다. 이러한 장치는 DVB-T 다운링크로부터 수신된 정보를 디스플레이하기 위해 LCD 디스플레이 스크린을 제공하며, 반환 링크 또는 채널을 제공하기 위한 송신기를 가지는 GSM 기능을 포함한다.

그러한 컨스텔레이션(constellation)을 사용할 때, 유럽의 채널 할당에서는 GSM 송신 밴드의 하단(lower end)은 880 MHz에서 시작하는 반면, 수신된 DVB-T 주파수 밴드의 상단(upper end)은 862MHz에서 시작되기 때문에 문제가 발생한다. 따라서, GSM 밴드로부터 전송된 에너지는 광대역 간섭으로서 DVB-T 수신기로 누설될 수 있으며, 수신된 데이터의 처리 과정에서 오류들을 발생시킨다.

이전의 표현이 특정 DVB-T 주파수들 및 유럽의 GSM 시스템에 집중되어 있는 반면, DVB-T가 사용을 위해 특정되어 있는 다른 지점들에서도 같은 문제가 발생할 수 있다는 점에 주목해야 한다. 예를 들면, 미국에서는, 디지털 텔레비젼은 ATSC(Advanced Television Systems Committee)로 지칭되며, 현재 FCC는 디지털 텔레비젼(Digital Television) 방송을 위해 764 - 776 MHz 및 794 - 806MHz의 주파수 밴드들을 할당하였다. 이미 점유된 하나의 US 셀룰러 전송 밴드가 824 - 849MHz로부터 설정되었다. 주목될 수 있는 바와 같이, 806MHz의 DTV 밴드의 상부 경계(upper boundary)는 824MHz의 셀룰러 전송 밴드의 하부 종단(lower band)으로부터 단지 18MHz만큼 분리되며, 위에서 언급된 DVB-T/GSM 실시예에서 도시된 것과 같은 분리(separation)이다.

DVB-T 수신기 및 GSM 송신기가 단일 장치에 결합되어 있을 때, GSM 송신기는 그 전송에 대해 DVB-T 수신기에 알릴 수 있으며, DVB-T 수신기는 GSM 전송이 활성화되지 않을 때에만 입력 신호를 통합하도록 제안되었다. DVB-T 시스템에서, GSM 버스트(burst)의 길이와 비교하면 심볼 길이는 길며, 따라서 다수의 GSM 버스트들이 하나의 DVB-T 심볼 시간 동안 발생할 수 있다.

그러나, 간섭 신호들이 DVB-T 수신기와 동일한 장치에 통합된 GSM 수신기에 의해 발생한다면, 이러한 접근 방식은 단지 DVB-T 수신기의 성능을 개선하는데 적합하다.

본 발명의 목적은 수신기의 성능을 개선하는 것이다.

특히 본 발명의 목적은 같은 통신 시스템의 다른 트랜시버스들에 의해 생성된 간섭 신호들에 기인한, 통신 시스템 트랜시버와 함께 단일 장치내에 통합된 수신기의 성능 저하를 감소시키는 것이다.

다른 한편으로, 장치가 제안되는데, 상기 장치는 제1 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 교환하기 위한 통신 시스템 트랜시버 및 제2 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 수신하기 위한 수신기를 포함하는 것을 특징으로 한다. 제안된 장치는 또한 상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 검출하는 프로세싱부를 포함한다. 제안된 장치는 상기 통신 시스템 트랜시버에 의해 제공된 타이밍 정보에 기초하여 검출된 간섭 신호들에 대한 타이밍 패턴을 결정하는 프로세싱부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다. 상기 타이밍 정보는 상기 통신 시스템 트랜시버에 의해 사용되는 전송을 위한 타이밍을 나타내는 것을 특징으로 한다. 마지막으로, 제안된 장치는 상기 장치의 상기 통신 시스템 트랜시버와 같은 전송을 위한 타이밍을 사용하는 송신기로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 결정된 타이밍 패턴에 의해 정의된 시간 인터벌들 동안 상기 수신기에 도달하는 신호들의 조작(manipulation)을 초래하는 프로세싱부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

다른 한편으로, 수신기의 성능을 개선하기 위한 방법이 제안된다. 수신기는 제1 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 교환하는 통신 시스템 트랜시버를 가진 단일 장치내에 결합되고, 반면에 수신기는 제2 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 수신한다. 제안된 방법은 상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 검출하는 단계를 포함한다. 제안된 방법은 상기 통신 시스템 트랜시버에 의해 사용되는 전송을 위한 타이밍을 나타내는 타이밍 정보에 기초하여 검출된 간섭 신호들을 위한 타이밍 패턴을 결정하는 단계를 포함한다. 마지막으로, 제안된 방법은 상기 장치의 상기 통신 시스템 트랜시버와 같은 전송을 위한 타이밍을 사용하는 송신기로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 상기 타이밍 패턴에 의해 정의된 시간 인터벌들 동안 상기 수신기에 도달하는 신호들의 조작하는 단계를 포함한다.

본 발명은 대부분 경우에 있어서, 외부 간섭은 장치 자체의 통신 시스템 트랜시버와 같은 기지국에 연결되며, 장치 자체의 통신 시스템 트랜시버에 다소 인접한 통신 시스템 트랜시버의 송신기에 의해 발생된다는 점으로부터 진행한다. 따라서, 간섭하는 송신기는 그 전송을 위해서 타이밍 어드밴스(timing advance)를 포함하여, 아마 장치의 통신 시스템 트랜시버들과 같은 타이밍을 사용한다. 예를 들면, 만약 통신 시스템에서 전송을 위해 타임 슬롯들이 사용된다면, 이러한 타임 슬롯들은 같은 기지국에 연결된 모든 통신 시스템 트랜시버들 가운데에서 동기화될 것이다. 따라서, 장치의 통신 시스템 트랜시버는 정확한 타이밍 정보를 제공할 수 있으며, 이러한 타이밍 정보에 기초하여 타이밍 패턴이 검출된 간섭에 대하여 결정될 수 있다. 그러면, 타이밍 패턴은 정확한 타이밍을 가지고 간섭 제거(interference cancellation)를 위해 사용될 수 있다. 간섭 제거는 수신기에 도달하는 신호들의 어떠한 적절한 조작(manipulation)에 의해 수행된다.

반대되는 표현이 없다면, 수신기에 대한 어떠한 레퍼런스는 통신 시스템 이외의 다른 주파수 밴드에서 동작하는 그러한 수신기에 관한 것이라는 점에 주목해야 한다.

통신 시스템 트랜시버를 가진 단일 장치에 결합된 수신기의 성능을 개선시키도록 허용하는 것이 본 발명의 장점이다.

본 발명은 심지어 장치 외부의 통신 시스템 트랜시버에 의해 간섭이 야기되는 경우에도, 수신기에 의해 처리되는 신호들에 의해 사용되는 주파수 밴드에서 크로스-간섭으로부터 초래되는 그러한 수신기의 성능 저하를 제거하거나 또는 적어도 감소시키도록 허용한다.

본 발명은 장치의 통신 시스템 트랜시버와 같은 통신을 위한 타이밍을 사용하는 어떠한 트랜시버에 의해 야기되는 간섭 신호들을 처리하는데 적합하다. 본 발명의 바람직한 실시예들은 종속항들로부터 명백해질 것이다.

제안된 발명은 장치 자체의 통신 시스템 트랜시버의 전송에 의해 야기된 간섭을 또한 고려한다. 그러나 유리하게는 장치의 통신 시스템 트랜시버의 전송에 의해 야기된 간섭은 개별적으로 고려된다. 장치는 통신 시스템 트랜시버가 전송중인 정확한 시간 인터벌들을 알기 때문에, 제1 타이밍 패턴을 결정할 필요없이 성능 저하를 감소시키기 위해, 수신기에 도달하는 신호들은 이러한 시간 인터벌내에서 조작될 수 있다. 또한, 어떠한 측정치 없이도 간섭의 세기(intensity)는 조작시에 고려되어야 하는데, 그 이유는 결과적인 간섭 세기에 직접 관련된 전송된 신호들의 전력 레벨이 상기 장치에 알려져 있기 때문이다.

수신기를 포함하는 장치 외부의 트랜시버들에 의해 발생된 외부 간섭에 대해서뿐만 아니라 상기 수신기를 포함하는 장치내에 있는 트랜시버에 의해 발생된 내부 간섭들에 대해서 수신기에 도달하는 신호들의 조작은 다양한 방식들로 실현될 수 있다.

제1의 가능한 접근 방식에서, 조작은 위에서 인용된 문서 US 6,107,960에서 제시된 바와 같이 수행된다. 다시 말하면, 신호들의 수신은 간섭하는 신호가 존재할 때, 즉 스위치에 의해 블록킹되거나, 수신된 신호들은 간섭 신호들이 존재할 때 평가에 있어 무시된다.

간섭 신호들이 GSM 트랜시버에 의해 야기되는 경우에, 이러한 제1의 접근 방식을 가지고 획득될 수 있는 성능 저하는 단일 슬롯 TX 모드의 경우 0.6dB이며, 2 슬롯 TX 모드에서는 1.2dB이다.

제2의 대안적인 접근 방식에서, 수신기가 신호들을 수신할 수 있는 주파수 범위는 간섭 신호들이 존재할 때 디튜닝(detune)되는데, 즉 수신기에 의해 처리되는 신호들을 수신하기 위해 사용된 안테나 시스템을 디튜닝함으로써 디튜닝된다.

간섭하는 신호가 GSM 트랜시버에 의해 야기될 때, 이러한 제2 접근 방식을 가지고 획득될 수 있는 성능 저하는 단일 슬롯 TX 모드의 경우 0.6dB보다 작으며, 2 슬롯 TX 모드에서는 1.2dB보다 작다.

그러나, 제3의 바람직한 접근 방식에서, 수신기에 의해 수신된 신호들은 감쇠되거나, 간섭하는 신호가 존재할 때 증가된 감쇠를 가지고 감쇠된다. 유리하게도, 상기 감쇠는 더욱이 가변적일 수 있다. 더욱 상세하게는, 적용된 감쇠는 유리하게도 높은 간섭 레벨들의 경우에는 높게 세팅되며, 낮은 간섭 레벨들의 경우에는 낮게 세팅된다. 이에 의해, 수신기는 각각의 간섭 레벨에 적응할 수 있다.

간섭하는 신호가 GSM 트랜시버에 의해 야기되는 경우에, 적응적 감쇠를 가지고 획득될 수 있는 성능 저하는 단일 슬롯 TX 모드의 경우 0dB에서 0.6dB이고, 2 슬롯 TX 모드에서는 0dB에서 1.2dB이다.

따라서, 제3의 제시된 접근 방식이 최적의 성능을 초래한다.

신호 감쇠에 의한 조작은 어떠한 적절한 감쇠 요소(attenuating component)을 가지고, 예를 들면 수신기의 수신기 체인(receiver chain)에 있는 외부 이득 감쇠기를 가지고, 또는 수신기에 있는 통합된 AGC(Automatic Gain Control) 기능에 의해 실현될 수 있다. 예를 들면, GPS 수신기에 있어서 그러한 AGC 기능은 이미 내장되어 있으며, 단지 확장될 필요만이 있다. 따라서, 가변적인 감쇠를 사용한 구현은 상당히 간단하며, GPS 수신기의 경우에 적어도 아무런 추가적인 성분들을 필요로 하지 않는다. 필요한 처리는 소프트웨어에 의해 구현될 수 있으며, 이러한 소프트웨어는 수신기의 기존 DSP(Digital Signal Processor)에 구현될 수 있다.

간섭 신호들의 존재는 특히 통신 시스템 트랜시버 또는 수신기에서 인식될 수 있다. 간섭 신호들의 존재를 인식하는 프로세싱부는 따라서 통신 시스템 트랜시버 또는 수신기의 일부를 형성한다.

본 발명은 통신 시스템 트랜시버 및 부가적 수신기를 포함하는 어떠한 장치, 즉 이동 전화, 랩톱 등에서도 사용될 수 있다.

통신 시스템 트랜시버는 예를 들면, 하지만 배타적이지는 않게 GSM 트랜시버, US-TDMA 트랜시버, WCDMA-GSM 트랜시버 또는 CDMA 트랜시버일 수 있다.

수신기는 통신 시스템의 간섭 신호들에 기인한 성능 저하로 고생할 수 있는 어떠한 타입의 수신기일 수 있다. 상기 수신기는 예를 들면 GPS 수신기 또는 갈릴레오 수신기와 같이 위성 신호들을 수신하기 위한 수신기일 수 있다. 수신기는 또한 예를 들면,DVB-T 수신기일 수 있다.

본 발명의 다른 목적들 및 특징들이 첨부된 도면들과 관련하여 고려된 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.

도 1은 GPS 캐리어 주파수들의 변조를 기술하고 있다.

도 2는 이동국의 GPS 수신기가 다른 이동국으로부터 간섭 신호들을 수신하는 통신 시스템을 도시하고 있다.

도 3은 본 발명에 따라 설계된 이동국의 블록도이다.

도 4는 통신 시스템에서의 멀티슬롯 동작 및 GPS 수신기에서의 결과적인 잡음 레벨을 기술하고 있다.

도 5는 도 3의 이동국에서 구현된 간섭 제거 부분을 기술하는 흐름도이다.

도 6은 도 3의 이동국에서 구현된 간섭 제거의 성능을 기술하고 있다.

도 7은 GSM 시스템에 의한 DVB-T 수신기에서의 간섭을 기술하고 있다.

도 1에서 제시된 통신 시스템은 이미 위에서 기술되었다.

도 3은 도 2의 통신 시스템의 제2 이동국(12)과 같이, GSM 네트워크를 통해 이동 통신 및 GPS 포지셔닝(positioning)을 지원하는 이동국 MS2(22)의 개략적인 블록도이다. 그러나, 도 3의 이동국(22)은 본 발명에 따라 설계되었으며, 이에 의해 개선된 간섭 제거를 제공한다.

이동국(22)의 단지 선택된 구성요소들만이 기술되어 있다.

GSP 포지셔닝을 지원하기 위해서, 이동국(22)은 GPS 수신기(30)를 포함하고 있다. GPS 수신기(30)는 직렬로 상호간에 연결된 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA)(31), 믹서(32), 가변 이득 감쇠기(33), 및 변환기들 및 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor, DSP) 프로세싱 블록(34)을 포함하고 있다. 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)은 부가적으로 가변 이득 감쇠기(33)를 제어 액세스할 수 있다. 로컬 오실레이터(35)가 추가적으로 믹서(32)에 연결된다. 이동국(22)은 GPS 수신기(30)의 저잡음 증폭기(LNA)(31)에 연결된 GPS 안테나(36)를 더 포함하고 있다. 이동 통신을 지원하기 위해서, 이동국(22)은 단지 GSM 송신기 체인만이 도시된 GSM1800 트랜시버(40)를 포함하고 있다. 송신기 체인은 상호간에 직렬로 연결된 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41), 제1 가변 전력 증폭기(42), 믹서(43), 및 제2 가변 전력 증폭기(44)를 포함하고 있다. 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)은 추가적으로 가변 전력 증폭기들(42 및 44)을 제어 액세스한다. 로컬 오실레이터(45)는 추가적으로 믹서(43)에 연결되어 있다. 이동국(22)은 제2 가변 증폭기(44)에 연결된 GSM 안테나(46)를 더 포함하고 있다.

GSM 트랜시버(40)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)은 GPS 수신기(30)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 연결되어 있다.

도 3은 도 2의 제1 이동국(11)에 대응하는 이동국 MS1(21)을 더 도시하고 있으며, 상기 이동국 MS1(21)은 전송시에 이동국(22)의 GPS 수신기(30)에 외부 간섭을 발생시킬 수 있다. 추가적인 이동국(21)은 이동국(22)과 같은 통신 네트워크의 기지국에 연결되며, 이동국(22)으로부터 10미터 이내의 거리에 위치한다고 가정한다.

GPS 안테나(36)를 통해 수신된 무선 주파수 신호는 GSP 수신기(30)에 의해 처리된다. 더욱 상세하게는, 상기 무선 주파수 신호는 LNA(31)에 의해 증폭되고, 베이스 밴드로의 다운-컨버전을 위해 로컬 오실레이터(35)에 의해 제공된 신호와 믹서(32)에 의해 혼합되고, 가변 이득 감쇠기(33)에 의해 현재 세팅된 이득을 가지고 감쇠되며, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에서 기존의 방식으로 처리된다. 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에서의 처리는 예를 들면, 신호에서 C/A 코드를 결정 및 추적하고, 추적된 신호에 포함된 네비게이션 정보를 디코딩하며, 이동국(22)의 현재 위치를 결정하기 위해 포지셔닝 계산들을 수행한다.

이동 통신의 범위에서 GSM 트랜시버(40)에 의해 기지국으로 전송될 신호는 GSM 송신기 체인에 의해 기존의 방식으로 전송되기 위해 처리된다. 상기 신호는 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)에 의해 제1 가변 전력 증폭기(42)에 제공되며, 증폭기(42)는 현재 세팅된 증폭 인자를 가지고 상기 신호를 증폭한다. 1710-1785 Mz 범위의 캐리어 주파수를 가지는 무선 주파수 신호로 업-컨버전(up-coversion)하기 위해, 증폭된 신호는 믹서(43)에 의해 로컬 오실레이터(45)에 의해 제공된 신호와 혼합된다. 무선 주파수 신호는 현재 세팅된 증폭 인자를 가지고 제2 가변 전력 증폭기(44)에 의해 더 증폭된다. 상기 증폭 인자들은 이동국(22)이 연결되는 통신 네트워크의 기지국에 의한 요청에 따라 AGC에 의해 세팅된다. 제2 가변 전력 증폭기(44)에 의해 출력된 신호는 GSM 안테나(46)를 통해 전송됨으로써, 1575.42 MHz +/-5 MHz의 GPS 밴드의 광대역 잡음을 야기한다. 이러한 광대역 잡음은 GPS 안테나(36)에 도달하는 어떠한 위성 신호에도 첨가된다.

유사한 방식으로, 다른 이동국(21)은 이동 통신을 위한 무선 주파수 신호들 을 생성 및 전송하며, 이에 의해 1575.42 MHz +/-5 MHz의 GPS 밴드에서 광대역 잡음을 야기하며, 이것은 이동국(22)의 GPS 안테나(36)에 도달하는 어떠한 위성 신호에도 동등하게 첨가된다.

이동국(22)의 GPS 수신기(30)의 성능은 다른 이동국(21) 또는 이동국(22)의 GSM 트랜시버(40)에 의해 생성된 광대역 잡음에 의해 저하될 수 있다.

GPS 수신기(30)에 시간이 경과되는 동안 도달하는 광대역 잡음의 가능한 전개가 도 4에 기술되어 있다.

도 4는 전송 및 수신을 위해 이동국들 MS1(21) 및 MS2(22)에 의한 타임 슬롯들의 예시적인 사용을 제시하고 있다. 모든 이동국들은 멀티슬롯 클래스 10를 사용하며, 즉 이동국들은 8개의 연속하는 타임슬롯들에서 3개의 수신 타임슬롯들 및 2개의 전송 타임슬롯들을 사용할 수 있다. 2개의 이동국들(21, 22)는 GSM 주파수 밴드에서 다른 무선 주파수 채널들을 사용한다.

제1행은 9개의 타임 슬롯들, 슬롯 1부터 슬롯 8 및 슬롯 9의 시퀀스로 타임 슬롯들의 번호매김을 제시한다. 제2행에서 도시된 바와 같이, 이동국(21)은 전송을 위해 타임슬롯들 2 및 3을 사용한다. 제3행에서 도시된 바와 같이, 이동국(21)은 수신을 위해 타임슬롯들 5, 6, 및 7을 사용한다. 제4행에서 도시된 바와 같이, 이동국(22)은 전송을 위해 타임슬롯들 4 및 5를 사용한다. 제5행에서 도시된 바와 같이, 이동국(22)은 수신을 위해 타임슬롯들 7, 8 및 1을 사용한다.

타임슬롯들의 시퀀스들 아래에서, 그림은 시간 경과에 따라 이동국(22)의 GPS 안테나(36)에 도달하는 GPS 주파수 밴드에서의 잡음 레벨을 설명하고 있다. 도 시된 바와 같이, 제1 타임슬롯 동안에는 단지 열 잡음 레벨만이 존재하는데, 그 이유는 이동국들(21, 22) 중 어느 것도 신호들을 전송하지 않고 있으며, 따라서 이동국들(21, 22) 중 어느 것도 GPS 주파수 밴드에서 광대역 잡음을 생성하지 않기 때문이다. 제2 및 제3 타임슬롯 동안, 이동국(21)에 의해 생성된 간섭 때문에 잡음 레벨이 증가한다. GPS 수신기(30)의 잡음 레벨은 기지국에 의해 요청된 이동국(21)으로부터의 GSM 송신 전력 및 GPS 수신기(30)로부터 이동국(21)으로의 안테나 격리(antenna isolation)에 의존한다. 제4 및 제5 타임슬롯 동안에는, 이동국(22)에 의해 생성된 간섭 때문에 잡음 레벨이 더 증가한다. GPS 수신기(30)에서의 잡음 레벨은 기지국에 의해 요청된 이동국(22)으로부터 GSM 송신기 전력에 이제 의존한다. 이동국(22) 자체에 의해 생성된 간섭은 외부 간섭들보다 더 높은 레벨로 보여질 수 있다. 제5 타임슬롯 이후에는, 잡음 레벨은 다시 열 잡음 레벨로 감소하는데, 그 이유는 이동국들(21, 22) 중 어느 것도 더 이상 전송하고 있지 않기 때문이다.

제2부터 제5 타임슬롯 동안에 잡음 레벨은 수신된 위성 신호들의 SNR을 감소시킨다. SNR이 검출 문턱값(detection threshold) 이하로 떨어지는 경우에, SNR의 감소는 GPS 수신기(30)의 성능을 저하시킬 수 있다.

그러한 성능 저하를 방지하기 위해서, 수신된 무선 주파수 신호들에 대한 GPS 수신기(30)의 가변 이득 감쇠기(33)에 의해 인가되는 각각의 감쇠 이득은 연속적으로 조절된다. 이러한 조절은 내부 및 외부 간섭들에 대해 별개로 수행된다.

이동국(22)의 GSM 트랜시버(40)가 신호들을 전송할 때마다, GSM 트랜시버(40)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)은 이동국(22)이 현재 연결된 기지국에 의해 요청된 전력 레벨에 따라 가변 전력 증폭기들(42, 44)에 의해 사용되는 증폭 인자들을 세팅한다. 더욱이, 변환기들 및 DSP 블록(41)은 GPS 수신기(30)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에게 각각 사용된 전력 레벨에 대한 정보를 제공한다. 만약 GPS 수신이 스위치-온 된다면, GPS 수신기(30)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)은 수신된 정보에 기초하여 가변 이득 감쇠기(33)의 이득을 조절한다. 이에 의해 dB들로 실제로 인가된 감쇠는, 이에 의해 입력되는 자신의 간섭 레벨 및 알려진 안테나 격리(isolation)에 관련될 수 있다.

더욱 상세하게는, 가변 이득 감쇠기(32)의 이득이 높게 세팅될수록, 신호들을 전송하는 GSM 트랜시버(40)에 의해 사용되는 전력 레벨은 높아진다. 이에 의해, 저 잡음 레벨의 경우에는, GPS 수신기(30)에 도달하는, 잡음에 불구하고 충분히 높은 SNR을 가지는 더욱 강한 위성 신호들은 여전히 평가될 수 있는데, 왜냐하면 GPS 수신기(30)의 포인트 A에서의 감쇠된 복합 신호(composite signal)의 전력 레벨은 평가를 하기에는 여전히 충분히 높기 때문이다. 동시에, 잡음 때문에 검출하기에는 너무 낮은 SNR을 가지고 GPS 수신기(30)에 도달하는 더 약한 위성 신호들은 평가되지 않을 것인데, 왜냐하면 GPS 수신기(30)의 포인트 A의 감쇠된 복합 신호는 평가(evaluation) 하기에 너무 낮은 전력 레벨을 가질 것이기 때문이다.

GPS 수신기(30)가 올바른 시간에 어느 경우에서든 수신된 신호들을 감쇠시킬 수 있도록 하기 위해, 사용된 전력 레벨에 대한 정보는 각각의 전송 시간에 정확히 또는 여분의 타이밍 정보를 가지고 GSM 트랜시버(40)에 의해 제공된다.

외부 간섭들에 기인한 GPS 수신기에 의해 수신된 신호 감쇠는 도 5의 흐름도 를 참조하여 이하에서 설명될 것이다.

GPS 수신이 스위치-온 될 때, GPS 수신기(30)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에서는 간섭 존재 분석이 수행된다.

간섭 존재 분석을 위해, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)은 우선 수신된 GPS 신호들에서 어느 타임슬롯이 최대 SNR을 가지는지를 결정하고, 레퍼런스 신호 레벨로서 대응하는 신호의 전력 레벨이 사용되는지를 결정한다. 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 도달하는 신호의 전력 레벨이 이러한 레퍼런스 신호 레벨을 초과할 때, 대응하는 타임슬롯들에는 외부 간섭이 존재하는 것으로 추정된다. 이동국(22)의 GSM 트랜시버(40)에 의한 전송에 기인한 상승된 잡음 레벨은 검출되지 않는데, 그 이유는 수신된 신호는 위에서 기술된 바와 같이 이러한 전송중에 가변 이득 감쇠기(33)에 의해 감쇠되기 때문이다.

간섭의 존재가 검출될 때, GSM 트랜시버(40)의 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)으로부터 수신된 정확한 타이밍 정보에 기초하여 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 의해, 다음의 타이밍 패턴이 선택된다. 간섭 제거에 있어 타이밍 어드밴스(timing advance)를 포함한 정확한 타이밍이 고려될 수 있는데, 왜냐하면 모든 간섭하는 이동국들(21)이 같은 기지국에 연결될 수 있기 때문이다. 또한, 타이밍 어드밴스는 동일한 것으로 추정될 수 있으며, 그 이유는 간섭하는 이동국(21)은 장치(22)에 인접해야 하기 때문이다.

예를 들면, GSM에서, 게다가 수신된 신호 및 전송된 신호 타이밍들은 상호간에 관련된다. TX 타이밍 장점(TX timing advantage) 없이도 RX 및 TX 슬롯들이 동 일한 개시 시간을 가지도록, 전송 및 수신 개시 타이밍이 연결된다. 만약 정확한 수신 슬롯 개시 타임이 알려진다면, 가능한 개시 시간의 알려진 쉬프트(shift) 때문에 가능한 전송 시간들이 또한 알려진다.

따라서, 도 5에서 나타난 바와 같이, 만약 GSM 트랜시버(40)가 활성화 상태라면, GSM 수신 또는 GSM 수신 및 전송 중 어느 하나도 활성화 상태이다. 만약 단지 GSM 수신만이 활성화 상태라면, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)은 수신된 슬롯들의 타이밍에 기초하여 전송 타이밍을 결정하고, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 결정된 전송 타이밍을 알린다. 추가적으로, 수신된 신호들의 레벨이 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 알려진다. 만약 GSM 수신 및 전송이 활성화 상태라면, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)은 수신된 슬롯들의 타이밍 또는 전송 슬롯 타이밍 중 어느 하나에 기초하여 전송 타이밍을 결정하고, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 결정된 전송 타이밍을 알린다. 추가적으로, 전송 전력 및 수신된 신호 레벨이 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 알려진다.

변환기들 및 DSP 프로세싱 블록들(34)에서, 검출된 간섭 시간들은 가능한 슬롯 할당들과 비교된다. 수신된 정확한 타이밍 정보 때문에, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)은 타임 슬롯들의 정확한 위치를 알며, 타임슬롯들 동안에 예측된 간섭이 일어날 수 있다. 따라서, 타이밍 패턴은 특정 타임슬롯들의 시퀀스에 대응하는데, 이러한 타임슬롯들 동안에 GSM 시스템에서 사용된 바와 같은 타임슬롯들의 올바른 시간을 가지고 간섭이 예측된다. 추가적으로, 간섭 레벨은 수신된 GPS 신호들, 수신된 GSM 신호들의 나타난 레벨, 및 GSM 트랜시버(40)의 전송 전력에 기초하 여 결정된다.

최적의 매칭 타이밍 패턴이 발견될 때, 대응하는 이득 값을 결정하기 위해 현재의 간섭 세기가 처리된다. 상기 이득은 수신된 GPS 신호의 SNR을 반복함으로써 더욱 구체적으로 결정되며, 이것은 증가하는 간섭 레벨과 함께 감소된다. 유사하게, 내부 간섭의 경우에서, 가변 이득 감쇠기(33)의 이득이 높게 선택될수록, 수신된 신호의 SNR은 더 낮아진다. 타이밍 패턴 및 결정된 이득에 기초하여, GPS 수신기(30)가 조작된다. 즉, 가변 이득 감쇠기(33)의 이득은 타이밍 패턴에 의해 식별된 타임슬롯들의 정확한 시간 동안 결정된 값으로 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 의해 정확하게 세팅된다. 중간에, 이득은 0으로 또는 내부 간섭을 소거하기 위해 선택된 값으로 세팅된다. GPS 수신이 다시 스위치 오프될 때까지, 항상 현재의 간섭 세기에 대응하기 위한 루프에서 이득은 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 의해 조절된다.

본 발명에 따른 처리는 예를 들면, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)의 기존 DSP에서 구현된 소프트웨어에 의해 수행될 수 있다. 상기 처리는 이러한 블록(34)내의 또는 이러한 블록(34) 외부의 기존 GPS AGC 기능(functionality)내로 통합될 수 있다. 위에서 기술된 바와 같은 본 발명에 따라 결정된 이득은 다른 기준에 기초하여 선택된 이득과 결합된다. 본 발명에 따른 처리는 또한 GPS 수신기 체인 외부의 전용 구성요소에 의해 수행될 수 있다. 더욱이, 처리 단계들 중 일부는 또한 GSM 트랜시버(40) 즉, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(41)에 의해 고려될 수 있다. 특히 현재의 간섭의 인식 및 타이밍 패턴의 결정은 GSM 트랜시버(40)에 의해 수행될 수 있다. 정확한 타이밍으로 각각의 간섭 세기에 따라 이득을 조절하기 위해 GPS 수신기에는 선택된 타이밍 패턴만이 제공될 수 있다.

요약하면, 잡음의 정확한 타이밍은 GSM 트랜시버(40)에 의해 제공될 수 있는데, 그 이유는 GSM 시스템에서는 단지 어떠한 전송 시간들만이 허용되기 때문이며, GSM 트랜시버(40)로부터 수신된 정확한 타이밍에 대한 정보를 고려하여 잡음의 개시 시간의 결정을 최적화하는데 GPS 수신기(30)의 DSP가 사용된다.

본 발명에 따른 감쇠 결과는 도 6a 및 도 6b에서 도시되어 있다.

양 도면들은 시간에 따른 GPS 수신기(30)에 의해 수신된 GPS 신호의 dBm 단위의 신호 레벨을 기술하고 있다. 신호 레벨에서의 변동은 도 4에서 도시된 간섭 세기에의 변동에 대응한다. 부가하여, dBm 단위의 GPS 신호에 대한 수신 문턱값(reception threshold)이 도시되어 있다. 수신된 GPS 신호의 신호 레벨이 이러한 문턱값 이상일 때에만, 상기 신호가 검출될 수 있다. 도 6a에서, 신호들은 항상 문턱값 위에 있으며, 따라서 GPS 정보는 간섭들과 관계없이 항상 검출될 수 있다. 도 6b에서, 신호 레벨은 더욱 상세하게는 타임슬롯들 4 및 5 동안 부분적으로 문턱값 밑에 놓이며, 이 동안 높은 내부 간섭이 존재한다. 이러한 타임슬롯들 동안, 신호는 검출될 수 없다.

더욱이, 두 개의 그림들 모두는 본 발명에 따른 감쇠가 가변 이득 감쇠기(33)에 의해 적용되었을 때, 시간에 따른 도 3의 GPS 수신기(30)의 포인트 A에서 수신된 GPS 신호에서 잡음의 전력 레벨을 설명하고 있다.

정확하게 타이밍된 감쇠는 열 잡음 레벨까지 잡음 레벨을 감소시킨다. 동시 에, 감쇠는 GPS 신호의 전력 레벨을 감소시킨다. 신호의 전력 레벨이 충분히 높은 경우에, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 도달하는 GSP 신호만이 평가될 수 있다. 조절 가능한 이득을 가진 감쇠 때문에, 상기 신호의 신호 레벨이 검출 문턱 값 이하에 놓일 때마다, 변환기들 및 DSP 프로세싱 블록(34)에 도달하는 신호의 전력 레벨은 평가를 하기에 충분히 높지 않을 것이다. 따라서, 도 6a의 경우에서, 어떠한 GPS 정보도 손실되지 않는다. 도 6b의 경우에, GPS 신호는 낮은 GPS 신호 레벨 때문에 신호가 검출될 수 없는 2개의 타임슬롯들 동안에는 평가될 수 없다. 따라서, GPS 신호는 가능한 한 적은 경우들에서 검출될 수 없다.

제시된 접근방법에 대한 대안에서, 측정 결과들로부터 소거를 위한 타이밍을 근사화하는 것이 가능하다. 잡음 레벨의 상승이 검출되는 시간의 정확도는 본 경우에서는 잡음 측정치들(noise measurements)의 비율과 관련된다. GSM 전송에서, 전송 타임슬롯은 0.577ms의 주기만을 가진다. 따라서, GSM 전송에 의해 생성된 잡음 레벨은 예를 들면 모든 1ms의 측정 레이트를 가지고 정확하게 검출될 수 없다. 그 결과, 간섭 제거는 적절하게 작용될 수 없는데, 다시 말하면 간섭 제거는 너무 늦게 시작되고, 너무 늦게 종료된다. 이것은 때때로 잡음이 계속적으로 GPS 수신기의 동작을 방해하고, 때로는 양질의 신호가 평가되지 못한다는 것을 의미한다. 따라서, GPS 성능 역시 불안정하다. 단일 슬롯 TX 모드를 사용하는 외부 GSM 트랜시버의 경우에, 결과적인 성능 저하는 부정확한 타이밍 때문에 0.6dB를 초과한다. 이러한 방법을 가지고 간섭 제거의 정확한 타이밍을 획득하기 위해서는, 잡음 측정치의 반복 레이트는 통신 시스템에서 전송 타임슬롯들의 레이트보다 10배가 더 높아야 한다. 상기 측정치들의 높은 반복 레이트는 현재의 소비를 상당히 증가시킬 것이다. 더욱이, 측정치들의 그렇게 높은 반복 레이트는 많은 처리 시간을 차지할 것이며, 따라서 위성 포지셔닝 시스템의 성능을 악화시킬 것이다.

제안된 이동국을 가지고, GSM 버스트들의 타이밍은 높은 레이트의 측정치들을 필요로 함이 없이, 대략 수 ㎲로 매우 정확하게 알 수 있다. GSM 잡음 감쇠가 이러한 정확한 타이밍을 가지고 수행될 때, 현재의 GPS AGC가 또한 유지될 수 있으며, GPS 성능 저하는 간섭들이 없는 상태와 비교하여 최소이다.

정확한 타이밍이 알려졌을 때, 최악의 경우 2개의 슬롯 GSM 전송과 함께 1.2dB의 이론적인 저하(degradation)가 일어날 수 있다. 이러한 최악의 경우는 외부 간섭이 각각의 2개의 타임슬롯들 동안에 항상 GPS 주파수 밴드에서 항상 너무 많은 잡음을 야기함으로써, 수신된 GPS 신호의 SNR이 이러한 타임슬롯들 동안에 항상 검출 문턱값 이하일 때, 주어진다. 만약 간섭 레벨이 충분히 낮다면, 대조적으로 성능 저하는 0dB에 접근한다.

GSM 트랜시버 및 GPS 수신기를 포함하는 장치에 대해 위에서 제시된 바와 같은 유사한 구현은 GPS 수신기 대신에 DVB-T 수신기를 포함하는 장치에 대해 사용될 수 있다.

도 7은 GSM 버스트들과 함께 DVB-T 수신기가 가진 문제점들의 타임 스케일 표현이다.

도 7의 위쪽 반에서, 2개의 GSM 전송 버스트들(71)의 발생이 시간 경과에 따라 나타나 있다. 각각의 버스트(71)는 577㎲의 주기를 가진다. 하나의 슬롯 TX 모 드를 가지고, 특정 GSM 트랜시버의 버스트들(71)은 GSM 프레임당 한번 발생한다. GSM 프레임은 8개의 타임슬롯들을 포함하며, 따라서 8*577㎲ = 4616㎲의 주기를 가진다.

도 7의 아래쪽 반에서, DVB-T 수신 심볼들(72)이 시간 경과에 따라 나타나 있다. 각각의 심볼(72)은 896㎲의 주기를 가진다.

GSM 버스트(71)에 의해 생성된 광대역 잡음은 DVB-T 수신 비트(72)와 중첩되며, 하나의 버스트(71)로부터 다음 버스트로 비트 스트림을 통해 미끄러진다. 빗금쳐진 박스(73)는 각각의 DVB-T 수신 비트(72)의 어느 부분이 GSM 전송에 의해 손상되었는지를 도시한다. 제2 버트스(71)에 대해, 76㎲의 중첩 시간(overlay time)이 표현되어 있다.

도 3의 이동국에서 GPS 수신기 대신에 DVB-T 수신기가 사용될 때, DVB-T 수신기는 주기적인 패턴을 가지는 간섭과 유사한 잡음을 검출한다. GSM 트랜시버는 가능한 전송 시간들을 DVB-T 수신기에 보고하며, 수신된 신호들은 외부 간섭이 존재하지 않는 동안에, DVB-T 수신기에 의해서만 검출된다. 수신된 신호들이 검출될 수 있는 시간들은 도 5를 참조하여 위에서 기술된 바와 같이 결정된 타이밍 패턴으로부터 알 수 있다.

만약 GSM 전송의 버스트들(71)이 그 수신을 손상시킬 정확한 시점을 DVB-T 수신기가 안다면, DVB-T 수신기는 각각 수신된 비트(72)의 그러한 부분을 무시할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 그것은 남은 손상되지 않은 비트(72)로부터 올바른 정보를 획득할 수 있는데, 그 이유는 비트 검출은 입력 신호 형태를 통합하고, 다 음에 통합 결과를 문턱값과 비교함으로써 수행되기 때문이다. 따라서, SNR 비율이 충분히 높은 한, 심지어 전체 비트가 통합될 수 없을 때라도 비트 검출은 작용할 것이다. 만약 저하된 비트들(72)이 완전히 무시된다면, 대조적으로 0 비트들을 올바르게 수신할 확률은 50.8%이며, 모든 제2 비트들을 올바르게 수신할 확률은 49.2%이다. 모든 비트들을 올바르게 수신하는 것은 가능하지 않다.

기술된 실시예는 본 발명의 다양한 가능한 실시예들 중 단지 하나만을 제공한다는 점에 유의해야 한다.

Claims (18)

1. 제1 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 교환하기 위한 통신 시스템 트랜시버(40);

   제2 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 수신하기 위한 수신기(30);

   상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 검출하는 프로세싱부(34);

   상기 통신 시스템 트랜시버(40)에 의해 제공된 타이밍 정보에 기초하여 검출된 간섭 신호들에 대한 타이밍 패턴을 결정하는 프로세싱부(34)로, 상기 타이밍 정보는 상기 통신 시스템 트랜시버(40)에 의해 사용되는 전송을 위한 타이밍을 나타내는 프로세싱부(34); 및

   장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)와 같은 전송을 위한 타이밍을 사용하는 송신기(21)로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 결정된 타이밍 패턴에 의해 정의된 시간 인터벌들 동안 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 프로세싱부(34);를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
2. 제1항에 있어서, 상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 인식하는 상기 프로세싱부(41)는

   상기 통신 시스템 트랜시버(40)의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 장치 (22).
3. 제1항에 있어서, 상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 인식하는 상기 프로세싱부(34)는

   상기 수신기(30)의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기(30)는

   감쇠 요소(33);를 포함하며, 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 상기 프로세싱부(34)는 상기 수신기(30)에 의해 수신된 신호들을 감쇠시키기 위해 상기 타이밍 패턴에 기초하여 상기 감쇠 요소(33)에 의해 적용되는, 감쇠를 변화시킴으로써 상기 조작을 초래하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
5. 제4항에 있어서, 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 상기 프로세싱부(34)는

   검출된 간섭 신호들의 세기가 셀수록, 상기 감쇠를 높게 설정하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 상기 프로세싱부는

   상기 타이밍 패턴에 기초하여 신호들의 수신 블록킹(blocking)을 초래함으로 써, 상기 조작을 초래하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
7. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 상기 프로세싱부는

   상기 타이밍 패턴에 기초하여 신호들을 평가함에 있어서 신호들의 무시(disregarding)을 초래함으로써, 상기 조작을 초래하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
8. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 상기 프로세싱부는

   제2 주파수 범위를 디튜닝(detuning)함으로써, 상기 조작을 초래하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 장치(22)는

   상기 장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 상기 장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)가 적어도 어떤 전력 레벨을 가지고 신호들을 전송하는 시간 인터벌들에서 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들의 조작을 초래하는 프로세싱부(34);를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치(22).
10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기(30)는

    위성 포지셔닝 시스템 수신기인 것을 특징으로 하는 장치(22).
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기는

    DVB-T(Digital Video Broadcast-Terrestrial) 수신기인 것을 특징으로 하는 장치(22).
12. 제1 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 교환하는 통신 시스템 트랜시버(40)와 함께 단일 장치(22)에 결합되고, 제2 주파수 밴드에서 무선 인터페이스를 통해 신호들을 수신하는 수신기(30)의 성능을 개선시키기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은

    상기 제2 주파수 밴드에서 간섭 신호들의 존재를 검출하는 단계;

    상기 통신 시스템 트랜시버(40)에 의해 사용되는 전송을 위한 타이밍을 나타내는 타이밍 정보에 기초하여 검출된 간섭 신호들을 위한 타이밍 패턴을 결정하는 단계; 및

    상기 장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)와 같은 전송을 위한 타이밍을 사용하는 송신기(21)로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 상기 타이밍 패턴에 의해 정의된 시간 인터벌들 동안 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들을 조작하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제10항에 있어서, 상기 방법은

    상기 장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)로부터 나오는 간섭 신호들에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 상기 장치(22)의 상기 통신 시스템 트랜시버(40)가 적어도 어떤 전력 레벨을 가지고 신호들을 전송하는 시간 인터벌들 동안 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들을 조작하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들은

    상기 수신기(30)에 의해 수신된 신호들에 감쇠를 적용함으로써 조작되는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제12항에 있어서,

    검출된 간섭 신호들의 세기가 셀수록, 상기 수신기(30)에 도달하는 신호들에 적용되는 감쇠가 큰 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제10항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들은

    상기 수신기에 의한 수신을 블록킹함으로써 조작되는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제10항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들은

    상기 수신기에서 신호들을 평가함에 있어 무시됨으로써 조작되는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제10항에 있어서, 상기 수신기에 도달하는 신호들은

    제2 주파수 범위를 디튜닝(detuning) 함으로써 조작되는 것을 특징으로 하는 방법.

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