KR20060005946A - 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치 및 방법 - Google Patents

다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치 및 방법 Download PDF

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KR20060005946A
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    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
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Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 시변 시분할 시스템에서 전송 채널을 공간상의 부 채널들로 분리시키는 방법에 의해 다중 안테나를 통해 동시에 전송되는 신호들을 각각의 부 채널에 의한 신호로 분리하기 위한 신호 전송 장치 및 방법에 관한 것으로, 이전의 타임 슬롯에서 계산된 인자들 중의 하나를 입력받아 현재 타임 슬롯에서의 채널 분리를 위한 인자들을 계산함으로써 채널 분리를 위한 인자들의 계산을 위한 연산량을 감소시킨다.
다중 안테나, MIMO(Multiple Input Multiple Output), SVD(Singular Value Decomposition), QR Decomposition

Description

다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD OF SIGNAL TRANSMISSION IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}
도 1은 N개의 안테나 및 송신 필터를 포함하는 송신단을 구비하는 다중 안테나 시스템과 N개의 안테나 및 수신 필터를 포함하는 수신단을 구비하는 다중 안테나 시스템을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 도면으로, N개의 안테나 및 송신 필터를 포함하는 송신단 및 N개의 안테나 및 수신 필터를 포함하는 수신단을 구비하는 다중 안테나 시스템에서의 신호전송을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 도면으로, 다중 안테나를 구비하는 2개의 TDD 시스템간의 시간에 따른 신호전송을 도시하는 도면.
도 4는 도 3에 도시된 신호의 전송 시에 두 시스템 간에서 교환되는 정보들을 상세히 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 도면으로, 두 다중 안테나 시스템에서 이루어지는 채널 분리를 위한 인자 추정 과정의 순서흐름도.
도 6 내지 도 8은 본 발명의 효과를 보이기 위한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면.
본 발명은 이동통신시스템의 송수신단에서 사용되는 다중 안테나를 통한 신호 전송 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 통해 수신되는 다중 신호를 각각의 신호로 분리하기 위한 전송 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동통신 시스템이 발전하고 사용자가 증가함에 따라서 전송되어야 할 데이터 역시 증가하고 있다. 그 결과 이동통신 시스템에서는 많은 데이터를 효율적으로 전송하기 위한 방법들이 요구되는데, 효율적인 데이터 전송 방법의 하나로 MIMO(Multiple Input Multiple Output)가 제안되고 있다. MIMO는 차세대 무선 접속 기술의 하나로, 무선링크 향상기술의 핵심 요소이다. MIMO는 이동통신 시스템의 송수신단에서 다중 안테나를 통해 서로 다른 데이터를 동시에 전송하는 형태로 사용될 수 있다. 그런데, 이와 같이 다중 안테나를 사용하는 경우에는 송신 안테나들 각각에서 송신한 신호가 서로 뒤섞여서 수신 안테나들에 수신되게 되므로, 이들 신호들을 서로 분리할 수 있는 수단이 요구된다.
다중 안테나를 사용하는 시스템에서 각각의 채널을 분리하기 위한 방법의 하나로 SVD(Singular Value Decomposition) 알고리즘이 사용된다. SVD 알고리즘은 MIMO 채널로부터 공간상의 부 채널(spatial sub-channel)별 신호를 분리할 수 있도록 하는 인자(factor)인 Singular Value 및 Right & Left Singular Vector 값들을 추정하기 위한 알고리즘이다. SVD 알고리즘을 사용하여 추정한 인자들을 사용하여 MIMO 채널을 공간상의 부 채널들로 분리하는 과정은 다음과 같다.
송신단 및 수신단에 각각 N개의 안테나를 가지는 MIMO 시스템은 송신단과 수신단 사이에 (
Figure 112004031213198-PAT00001
)크기의 무선 채널 Matrix
Figure 112004031213198-PAT00002
를 형성한다. 이 무선 채널
Figure 112004031213198-PAT00003
의 SVD 결과를
Figure 112004031213198-PAT00004
라고 하면 송신단에서는 Right Singular Vector인
Figure 112004031213198-PAT00005
를 사용하여 송신 신호를 필터링한 후 전송하고, 수신단에서 Left Singular Vector인
Figure 112004031213198-PAT00006
를 사용하여 필터링하면 아래와 같이 MIMO 채널을 복수 개의 공간상의 부 채널들로 분리할 수 있다.
Figure 112004031213198-PAT00007
(1)
Figure 112004031213198-PAT00008
(2)
Figure 112004031213198-PAT00009
(3)
여기서
Figure 112004031213198-PAT00010
는 필터링된 송신 신호 벡터,
Figure 112004031213198-PAT00011
는 송신 심볼 벡터,
Figure 112004031213198-PAT00012
은 채널
Figure 112004031213198-PAT00013
를 통과한 후의 수신 신호 벡터,
Figure 112004031213198-PAT00014
은 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 벡터,
Figure 112004031213198-PAT00015
은 수신 신호를 필터링한, 추정된 송신 심볼 벡터를 나타낸다. (3)번 수학식은, 엘레먼트 단위로 표현하면, 다음의 (4)번 수학식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112004031213198-PAT00016
Figure 112004031213198-PAT00017
(4)
(4)번 수학식으로부터 각각의 송신 심볼(
Figure 112004031213198-PAT00018
)이 이득
Figure 112004031213198-PAT00019
을 가지는 특정한 공간상의 부 채널만을 통과하게 됨이 확인된다.
한편, 이와 같은 SVD 알고리즘을 사용하여 MIMO 채널을 공간상의 부 채널들 로 분리하는 종래 기술은 크게 두 가지로 설명될 수 있다.
그 첫 번째 방법은 채널 추정 알고리즘과 SVD 알고리즘을 사용하는 방법이다. 수신단에서는 먼저 채널 추정 알고리즘을 통해 MIMO 채널 정보를 습득하고, 습득한 정보를 입력 신호로 하여 SVD 알고리즘을 수행함으로써 MIMO 채널을 복수의 공간상의 부 채널들로 분리하는데 필요한 각 공간상의 부 채널의 Singular Value, Right & Left Singular Vector를 계산한다. 그러나 기존의 SVD 알고리즘은 채널 정보가 습득이 된 후에 비로소 적용할 수 있을 뿐만 아니라, 채널이 시간에 따라 변하는 시변 채널에 적용하기에는 그 복잡도가 높다는 문제점을 가진다. R-SVD 알고리즘의 경우 그 연산량이 대략적으로
Figure 112004031213198-PAT00020
에 달한다. 여기서 N은 수신안테나의 개수이다.
두 번째 방법은 TDD 시스템의 특성을 사용하여 채널 추정 과정을 생략하고 singular value 및 singular vector를 추정하는 방법이다. TDD 시스템은 순방향(Forward) 채널과 역방향(Reverse) 채널이 대등한(Reciprocal) 관계에 있다는 특성을 가진다. 두 번째 방법은 이와 같은 TDD 시스템의 특성을 사용하는 것으로, 수신단은 수신 신호의 Correlation Matrix로부터 채널의 Correlation Matrix를 찾아내고 이로부터 Singular Value 및 Singular Vector를 찾아내는 SVD 알고리즘을 수행한다. 이 방법은 트레이닝 시퀀스(training sequence)를 사용하지 않는 Blind 알고리즘의 형태로써, 채널 추정의 과정을 생략할 수 있는 방법이다. 따라서 두 번째 방법은 첫 번째 방법에 비해 연산량이 감소된다는 장점을 가진다. 그러나 이 방법은 모든 송신 심볼의 송신 전력이 동일하다는 가정 하에서 수행되기 때문에 각 각의 송신 심볼에 서로 다른 전력(Power)을 할당하여 신호를 송신할 경우에는 사용될 수 없다. SVD를 수행하여 Singular Value나 Singular Vector를 추정하는 주된 이유 중 하나가 전력 제어를 위한 것이라는 점을 고려할 때, 전력제어를 수행할 수 없는 두 번째 방법은 심각한 문제점을 가지게 된다.
따라서, 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템의 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 인자 추정 시에 그 연산량을 감소시킬 수 있는 다중 안테나 시스템의 전송 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 연산량의 감소 및 송신 심볼 별 전력 제어를 가능하게 하는, 다중 안테나를 통한 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 인자 추정을 수행하는 다중 안테나 시스템의 전송 장치 및 방법을 제공함에 있다.
이와 같은 목적을 달성하기 위해 본 발명은; 각각 둘 이상의 안테나로 구성되는 다중 수신 안테나 및 다중 송신 안테나를 사용하여 상대 시스템과의 신호 전송을 수행하는 시변 시분할 다중 안테나 시스템에 있어서, 상기 수신 안테나를 통해 수신되는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 채널 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 제 1 인자를 추정하고, 상기 연산된 인자를 사용하여 상기 수신된 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하여 출력하는 수 신 연산부와, 상기 수신 연산부로부터 상기 제 1 인자에 포함되는 값인 제 2 인자를 입력받고, 상기 상대 시스템으로 송신할 송신 신호를 상기 제 2 인자를 사용하여 변환한 후 상기 송신 안테나를 통해 송신하는 송신 연산부를 포함함을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치를 제안한다.
또, 본 발명은; 각각 둘 이상의 수신 안테나 및 송신 안테나를 사용하여 상대 시스템과의 신호 전송을 수행하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법에 있어서, 수신 안테나를 통해 상기 상대 시스템으로부터 신호를 수신하는 제 1 과정과, 상기 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 인자를 연산하는 제 2과정을 포함함을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법을 제안한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시예들을 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 기술하는 본 발명은 시변 시분할(Time Division Duplex, TDD) 다중 안테나(MIMO) 시스템에서 다중 안테나를 사용함으로써 형성되는MIMO(Multiple Input Multiple Output) 채널을 복수 개의 독립적인 공간상의 부 채널(Spatial Sub-Channel)들로 변환하는 과정을 TDD 시스템의 채널 특성을 이용하여 간단히 수행하 기 위한 것이다.
다중 안테나 시스템은 둘 이상의 송신 안테나 및 둘 이상의 수신 안테나를 구비하고 상기 안테나들을 통해 상대 시스템과 신호 전송을 수행하는 시스템이다. 먼저 도면을 참조하여 다중 안테나 시스템간의 신호 전송에 대해 기술하도록 하자.
도 1은 N개의 안테나 및 송신 필터를 포함하는 송신단을 구비하는 다중 안테나 시스템과 N개의 안테나 및 수신 필터를 포함하는 수신단을 구비하는 다중 안테나 시스템을 도시하는 도면이다.
도 1에 도시된 것은, 다중 안테나 시스템 A의 트랜시버 A(100)의 송신단과 다중 안테나 시스템 B의 트랜시버 B(120)의 수신단을 도시하고 있다. 트랜시버 A(100)는 송신할 신호(
Figure 112004031213198-PAT00021
내지
Figure 112004031213198-PAT00022
)(121-1 내지 121-N)를 송신필터(130)를 사용하여 송신 신호(
Figure 112004031213198-PAT00023
내지
Figure 112004031213198-PAT00024
)(131-1 내지 131-N)로 변환한 후 송신 안테나를 통해 송신한다. 트랜시버 A(100)가 송신한 신호는
Figure 112004031213198-PAT00025
의 전달함수를 가지는 전송공간(110)을 통해 트랜시버 B(120)의 수신 안테나에 수신된다. 트랜시버 B(120)는 수신 신호(
Figure 112004031213198-PAT00026
내지
Figure 112004031213198-PAT00027
)(135-1 내지 135-N)를 수신 필터(140)를 사용하여 공간상의 부 채널별로 분리된 신호(
Figure 112004031213198-PAT00028
내지
Figure 112004031213198-PAT00029
)(141-1 내지 141-N)로 변환한다.
하기에서는 트랜시버 B(120)의 수신 필터(140)가 수신 신호(
Figure 112004031213198-PAT00030
내지
Figure 112004031213198-PAT00031
)(135-1 내지 135-N)를 공간상의 부 채널별로 분리된 신호(
Figure 112004031213198-PAT00032
내지
Figure 112004031213198-PAT00033
)(141-1 내지 141-N)로 변환하기 위해 사용하는 인자를 추정하기 위한 장치 및 방법에 대해 기술하도록 한다. 한편, 본 발명에서는 수신 필터(140)의 인자 값 추정 시에 트랜시버 A(100)로부터 수신된 인자를 사용하게 된다. 그러므로 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치는 하기의 도 2와 같이 도시될 수 있을 것이다.
도 2는 본 발명에 따른 도면으로, N개의 안테나 및 송신 필터를 포함하는 송신단 및 N개의 안테나 및 수신 필터를 포함하는 수신단을 구비하는 다중 안테나 시스템에서의 신호전송을 도시하는 도면이다.
도 1에는 트랜시버 A(100)의 송신단과 트랜시버 B(120)의 수신단만이 도시되어 있지만, 트랜시버 A(100) 및 트랜시버 B(120) 각각은 도 2에 도시된 바와 같이 송신단과 수신단을 모두 구비한다. 각각의 트랜시버(트랜시버 A 또는 트랜시버 B)(100 또는 120)의 송신단 및 수신단은 각각 수신 필터(200) 및 송신 필터(210)를 포함한다.
수신단의 수신 필터(200)는 수신 안테나로부터 수신된 신호(
Figure 112004031213198-PAT00034
내지
Figure 112004031213198-PAT00035
)(201-1 내지 201-N)를 공간상의 부 채널별로 분리된 신호(
Figure 112004031213198-PAT00036
내지
Figure 112004031213198-PAT00037
)(203-1 내지 203-N)로 변환하기 위한 인자를 추정하고, 추정된 인자들을 사용하여 신호 변환을 수행한다. 도 2에 도시되어 있는
Figure 112004031213198-PAT00038
,
Figure 112004031213198-PAT00039
및
Figure 112004031213198-PAT00040
은 본 발명에서 사용되는 인자들을 나타낸다. 한편, 도 2에는 하나의 수신 필터(200)만이 도시되어 있으나, 이 수신 필터(200)는 채널 분리 인자를 추정하는 연산부와, 추정된 인자를 사용하여 채널 분리를 수행하는 연산부로 분리될 수도 있을 것이다.
한편, 본 발명에서는 수신신호의 변환에 사용된 인자들 중 하나인
Figure 112004031213198-PAT00041
을 송신 필터(210)에서의 송신 신호의 변환에 사용한다. 이러한 송신 신호의 변환은, 해당 신호를 수신한 상대 시스템에서의 채널 분리가 가능해지도록 하기 위해서이다.
수신 필터(200)로부터
Figure 112004031213198-PAT00042
인자를 입력받은 송신 필터(210)는
Figure 112004031213198-PAT00043
인자를 사용하여 송신할 신호(
Figure 112004031213198-PAT00044
내지
Figure 112004031213198-PAT00045
)(205-1 내지 205-N)를 송신 신호(
Figure 112004031213198-PAT00046
내지
Figure 112004031213198-PAT00047
)(211-1 내지 211-N)로 변환하여 H의 전달 함수로 표현되는 전송공간(110)을 통해 송신한다.
도 3은 본 발명에 따른 도면으로, 다중 안테나를 구비하는 2개의 TDD 시스템간의 시간에 따른 신호전송을 도시하는 도면이다.
도 3은 특히 TDD Point-to-Point 통신 환경에서의 타임 슬롯(Time Slot) 구조 및 시변 채널의 Singular Value, Singular Vector 추정을 위한 신호의 전송을 도시하고 있다. TDD 시스템에서 Point-to-Point의 통신 환경을 고려할 경우, 서로 통신하는 두 개의 트랜시버들은 타임 슬롯을 번갈아 가며 점유하고, 자신이 점유한 타임 슬롯에서만 데이터를 송신한다. 본 발명은 이와 같은 TDD 시스템의 각 타임 슬롯을 훈련 심볼 구간과 데이터 구간으로 구분하고, 훈련 심볼 구간동안 송신단으로부터 수신단에 필터링된 훈련 심볼을 전송하고, 이 훈련 심볼을 사용하여 채널 분리를 위한 인자를 추정한다.
①에서 트랜시버 A(100)는 훈련 심볼을 트랜시버 B(120)에 송신한다. (n-1) 번 째 타임 슬롯의 훈련 구간에 트랜시버 A(100)로부터 훈련 심볼을 수신한 트랜시버 B(120)의 수신 필터(200)는, 해당 타임 슬롯의 데이터 구간에 수신한 신호에 MMSE(Minimum Mean Square Error) 알고리즘 및 QR Decomposition 알고리즘을 사용하여 Singular Value 및 Left Singular Vector의 인자들을 추정하고, 추정된 인자들을 사용하여 채널 분리를 수행한다. 또, 수신 필터(200)는 추정된 인자들 중 Left Singular Vector 인자인
Figure 112004031213198-PAT00048
값의 Complex Conjugate인
Figure 112004031213198-PAT00049
값을 다음 타임 슬롯의 Right Singular Vector 인자, 즉
Figure 112004031213198-PAT00050
값으로 사용한다. 이는 TDD 시스템에서는 송신 채널과 수신 채널 사이에 대등(Reciprocal)한 관계가 성립하기 때문에 가능한 것이다. ②에서 트랜시버 B(120)의 송신필터(210)는 (n)번째 타임 슬롯의 훈련 구간 동안
Figure 112004031213198-PAT00051
값으로 필터링된 훈련 심볼을 트랜시버 A(100)에 송신한다. 이들 MMSE 알고리즘 및 QR Decomposition 알고리즘에 대해서는 이후에 수학식을 참조하여 다시 설명하도록 한다.
도 3의 ③, ④에서는 앞서 설명한 ①, ②와 동일한 과정이 반복되며, 이 과정을 모든 타임 슬롯 동안 수행함으로써 시변 채널 환경에서 시간에 따라 변화하는 채널의 Singular Value 및 Singular Vector의 인자들을 추정할 수 있게 된다.
도 3의 ①, ② 과정을 하기의 도 4를 참조하여 다시 한번 설명하도록 한다.
도 4는 도 3의 (n-1)번째 타임 슬롯과 (n)번째 타임 슬롯에서의 신호 전송, 즉 ①, ②에 대해 도시하고 있다.
도 4에 도시된 n-1 번째 타임 슬롯의 훈련 심볼 구간 동안 송신단은 약속된 일련의 훈련 심볼인
Figure 112004031213198-PAT00052
를 바로 전의 타임 슬롯에서 구해진
Figure 112004031213198-PAT00053
행렬의 공액 행렬을 사용하여 송신 필터링하여 수신단으로 전송한다. 즉,
Figure 112004031213198-PAT00054
이 된다. 이는 채널을 통과하여 수신단에서
Figure 112004031213198-PAT00055
의 형태로 수신되며, 수신단에서는 이 수신 Signal Vector와
Figure 112004031213198-PAT00056
를 이용, MMSE(Minimum Mean Square Error) 기준에 의하여 훈련 심볼 구간의 최적 수신 필터
Figure 112004031213198-PAT00057
을 구한다.
Figure 112004031213198-PAT00058
이 구해지면 수신단에서는 Modified Gram-Schmidt 알고리즘 등의 QR Decomposition 알고리즘을 통해
Figure 112004031213198-PAT00059
의
Figure 112004031213198-PAT00060
행렬을 구한다. n-1 번째 Time Slot의 데이터 구간 동안 송신단에서는 훈련심볼 구간 동안 사용한 동일한
Figure 112004031213198-PAT00061
를 사용하여 송신 데이터 벡터를 필터링하여 수신단으로 송신한다. 수신단에서는 훈련심볼 구간동안 구해진
Figure 112004031213198-PAT00062
행렬의 공액 전치 행렬로 수신신호를 필터링하여 어떠한 데이터 벡터가 보내졌는지를 추정한다. 또한
Figure 112004031213198-PAT00063
행렬의 공액 행렬은 다음의 n 번째 타임 슬롯에서 송신 필터 값으로 사용된다. 즉,
Figure 112004031213198-PAT00064
이 된다.
이와 같은 본 발명을 수학식을 사용하여 설명하면 다음과 같다.
시분할 통신 방식에서 채널이 송신 및 수신 방향에서 모두 동일하다고 본다면, 즉 Reciprocal 채널이라고 가정한다면, 시분할 다중 안테나 시스템에서는 순방향 채널 행렬
Figure 112004031213198-PAT00065
와 역방향 채널 행렬
Figure 112004031213198-PAT00066
간에는
Figure 112004031213198-PAT00067
의 관계가 성립한다. 즉, 역방향 채널 행렬은 순방향 채널 행렬의 전치 행렬이 된다. 만약
Figure 112004031213198-PAT00068
의 SVD 결과 가
Figure 112004031213198-PAT00069
이고,
Figure 112004031213198-PAT00070
의 SVD 결과가
Figure 112004031213198-PAT00071
이면, 시분할 다중 안테나 채널에서는 하기의 수학식 (5)와 같은 관계가 성립한다. 여기서
Figure 112004031213198-PAT00072
는
Figure 112004031213198-PAT00073
의 공액 전치행렬을 나타낸다.
Figure 112004031213198-PAT00074
(5)
여기서
Figure 112004031213198-PAT00075
이므로 양방향 채널의 Singular Vector 행렬, 즉, 단위 직교 행렬간에는 다음의 수학식 (6)과 같은 관계가 성립한다.
Figure 112004031213198-PAT00076
(6)
여기서
Figure 112004031213198-PAT00077
는
Figure 112004031213198-PAT00078
의 공액 행렬을 나타낸다.
수학식 (5)는 앞서 기술한, Left Singular Vector 값의 Complex Conjugate 값이 다음 타임 슬롯의 Right Singular Vector가 된다는 것을 보여 준다.
위의 수학식 (6)에 나타난 채널상의 상관성을 이용하면 아래와 같은 절차에 의해서 해당 채널의 분리를 위한 인자인 Singular Value 및 Singular Vector 값들을 추정할 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 도면으로, 두 다중 안테나 시스템에서 이루어지는 채널 분리를 위한 인자 추정 과정의 순서흐름도로서, 채널 분리를 위한 인자의 추정을 위한 반복 절차를 도시하는 도면이다.
도 1에 도시된 과정을 순서대로 설명하면 다음과 같다.
1. 트랜시버 A(100)는 임의의 오른쪽 단위 직교 행렬
Figure 112004031213198-PAT00079
을 사용하여 훈련 심볼
Figure 112004031213198-PAT00080
를 필터링한다. (1)에서 트랜시버 A(100)는 필터링한 훈련 심볼(
Figure 112004031213198-PAT00081
Figure 112004031213198-PAT00082
)을 트랜시버 B(120)에 전송한다.
2. 트랜시버 B(120)는 트랜시버 A(100)로부터 수신한 필터링된 훈련 심볼을 사용하여 왼쪽 단위 직교 행렬
Figure 112004031213198-PAT00083
및 Singular Value 행렬
Figure 112004031213198-PAT00084
을 추정하고,
Figure 112004031213198-PAT00085
, 즉 V(1)을 사용하여 훈련 심볼
Figure 112004031213198-PAT00086
를 필터링한다. (2)에서 트랜시버 B(120)는 필터링한 훈련 심볼을 트랜시버 A(100)에 전송한다.
3. 트랜시버 A(100)는 수신한 필터링된 훈련 심볼을 사용하여 왼쪽 단위 직교 행렬
Figure 112004031213198-PAT00087
및 Singular Value 행렬
Figure 112004031213198-PAT00088
을 추정하고,
Figure 112004031213198-PAT00089
, 즉
Figure 112004031213198-PAT00090
을 사용하여 훈련 심볼
Figure 112004031213198-PAT00091
를 필터링한다. (3)에서 트랜시버 A(100)는 필터링한 훈련 심볼을 트랜시버 B(120)에 전송한다.
4. 트랜시버 B(120)는 트랜시버 A(100)로부터 수신한 필터링된 훈련 심볼을 사용하여 왼쪽 단위 직교 행렬 U(2) 및 Singular Value 행렬 S(2)을 추정하고,
Figure 112004031213198-PAT00092
, 즉
Figure 112004031213198-PAT00093
을 사용하여 훈련 심볼
Figure 112004031213198-PAT00094
를 필터링한다. (4)에서 트랜시버 B(120)는 필터링한 훈련 심볼을 트랜시버 A(100)에 전송한다.
앞서 기술한 2 내지 4의 과정이 왼쪽 단위 직교 행렬 및 Singular Value 행렬이 수렴할 때까지 반복한다. 이때, 각 타임 슬롯 동안 채널이 일정하다고 가정하면, 완전한 Singular Value의 수렴을 위해서는 각각의 타임 슬롯에서 송신단과 수신단 사이에 다수의 훈련 심볼이 교환될 필요가 있다고 예상될 수 있다. 그러나 실제의 시변 채널에서는 연속된 타임 슬롯 간에 채널의 변화에 따라 어느 정도의 상관관계가 존재하므로 각 타임 슬롯 마다 한 번의 훈련 심볼만을 사용하더라도 Singular Value를 따라가는 특성을 보일 수 있다.
앞서 설명한 도 3을 참조하면 도 5에 도시된 과정에 대한 이해가 용이할 것이다.
이하 수학식들을 참조하여 MMSE 알고리즘 및 QR Decomposition을 사용하여 본 발명을 수행하는 과정에 대해서 설명하도록 한다.
모든 공간상 부 채널들의 일시적인 Singular Value 및 Singular Vector들은 먼저 MMSE 기준을 적용하여 훈련 심볼 구간의 최적 수신 필터 값을 구하고, 구해진 수신 필터 값에 Gram-Schmidt 절차를 적용하여 구해질 수 있다. 먼저, 최적 수신 필터 값
Figure 112004031213198-PAT00095
은 아래의 수학식 (7)과 같은 MMSE 기준을 사용하여 훈련 심볼
Figure 112004031213198-PAT00096
및 추정 송신 심볼
Figure 112004031213198-PAT00097
와의 차의 제곱을 최소화하는 방향으로 결정된다.
Figure 112004031213198-PAT00098
(7)
위 식에서
Figure 112004031213198-PAT00099
은 다음의 수학식 (8)과 같이 계산된다.
Figure 112004031213198-PAT00100
(8)
여기서
Figure 112004031213198-PAT00101
은
Figure 112004031213198-PAT00102
의 n 번째 행 벡터를 나타내고,
Figure 112004031213198-PAT00103
은 수신 신호 벡터
Figure 112004031213198-PAT00104
의 상관행렬을 나타내고,
Figure 112004031213198-PAT00105
은
Figure 112004031213198-PAT00106
및
Figure 112004031213198-PAT00107
사이의 상관벡터를 나타낸다. 수학식 (7)로부터 다음의 수학식 (9)와 같은 관계가 성립함을 알 수 있다.
Figure 112004031213198-PAT00108
(9)
그러므로,
Figure 112004031213198-PAT00109
은 다음의 수학식 (10)과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112004031213198-PAT00110
(10)
수학식 (10)에서
Figure 112004031213198-PAT00111
는 단위 직교 행렬이므로
Figure 112004031213198-PAT00112
는
Figure 112004031213198-PAT00113
로 쓰여질 수 있으며, 또한
Figure 112004031213198-PAT00114
역시 대각 행렬이므로 다음의 수학식 (11)과 같은 관계가 성립한다.
Figure 112004031213198-PAT00115
(11)
여기서
Figure 112004031213198-PAT00116
및
Figure 112004031213198-PAT00117
는 모두 QR Decomposition을 통해 구해질 수 있으며,
Figure 112004031213198-PAT00118
는 단위 직교 행렬,
Figure 112004031213198-PAT00119
는 상위 삼각 행렬이며,
Figure 112004031213198-PAT00120
은
Figure 112004031213198-PAT00121
의 n 번째 대각선상의 인자를 나타낸다. QR Decomposition은 Modified Gram-Schmidt 알고리즘, Householder Reflections, Given Rotations 등 많은 형태의 알고리즘에 의해 구현될 수 있다.
다음으로, 본 발명의 적용 결과에 대해 기술하도록 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 채널 정보가 전혀 없다는 가정에서 시작하므로, 수학식 (8)에 나타난 훈련 심볼 구간의 최적 수신 필터 값을 계산하는데 소요되는 연산량을 기존의 SVD 알고리즘에서 전송 구간의 전달 함수인
Figure 112004031213198-PAT00122
의 추정, 즉 채널 추정에 소요되는 연산량과 거의 동일하다고 본다면, 본 발명의 연산량의 거의 대부분은 Modified Gram-Schmidt 알고리즘에 기인하며, 이를 위해 약
Figure 112004031213198-PAT00123
의 연산량이 소요된다. 이로부터 본 발명의 연산량은
Figure 112004031213198-PAT00124
가 주어진 상황에서 약
Figure 112004031213198-PAT00125
의 연산량을 요구하는 종래 기술에 비해약 1/13로 감소됨을 확인할 수 있다.
도 6 내지 도 8은 본 발명의 효과를 보이기 위한 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다.
도 6은 N=4인 TDD 다중 안테나 시스템을 가정한 본 발명의 실시 예에 따른 Singular Value 추정 결과를 도시한다.
여기서,
Figure 112004031213198-PAT00126
는 40Hz로 설정하였으며, 공간상의 부채널당 전송 속도는 200Ksymbols/s로 가정했다. 또한, 타임 슬롯의 길이 및 훈련 심볼의 길이는 각각 100 심볼과 20 심볼을 사용했다.
본 실시 예에서 개별 안테나에 대한 채널은 First-Order AR 모델을 사용하여 Rayleigh Fading 채널로 모델링되었는데, 그에 따른 채널 크기의 변화는 다음의 수학식 (12)와 같이 나타날 수 있다.
Figure 112004031213198-PAT00127
(12)
여기서,
Figure 112004031213198-PAT00128
,
Figure 112004031213198-PAT00129
는 분산이
Figure 112004031213198-PAT00130
이고 평균이 0인 Complex Gaussian 변수이며, 이것은
Figure 112004031213198-PAT00131
과 독립적이다. 또한
Figure 112004031213198-PAT00132
는 반송 주파수 옵셋을,
Figure 112004031213198-PAT00133
는 송신 심볼 주기를,
Figure 112004031213198-PAT00134
는 0th-order Bessel 함수를,
Figure 112004031213198-PAT00135
는 최대 도플러 천이를 나타낸다. 본 모의실험에서는
Figure 112004031213198-PAT00136
을 가정했다.
도 6에 도시된 결과에 따르면, SNR이 20 dB인 경우, 본 발명에 의해 추정된 4개의 Singular Value가 모두,
Figure 112004031213198-PAT00137
가 주어진 상태에서 SVD 알고리즘을 적용하는 종래기술을 사용하여 추정한 Singular Value와 유사한 값을 추정하고 있음을 알 수 있다.
도 7은 15dB, 20dB, 25dB의 SNR에서 도플러 주파수 천이가 증가함에 따라 제안된 기법에 의해 추적된 4개의 Singular Value와
Figure 112004031213198-PAT00138
가 주어진 상태에서 SVD 알고리즘을 통해 구해진 Singular Value간의 평균 차이를 보여준다. SNR이 충분히 크면 도플러 주파수의 증가에 따른 오류는 상대적으로 낮은 것으로 보인다. 여기서는 SNR이 20 dB 이상인 경우에 SNR이 충분히 크다고 가정한다.
다음으로 본 발명을 적용한 전력 제어에 대해 기술하도록 한다.
도 8은 QPSK 변조에 대해 본 발명과 종래 기술의 BER(Bit Error Rate) 성능을 나타낸 것이다. 여기서는 본 발명에 의해 추정된 Singular Value 및 종래 기술에 의해 추정된 Singular Value를 각각 사용하여 개별 송신 심볼에 할당되는 전력을 제어하였으며, 공간상의 부 채널 중 채널 이득이 가장 나쁜 부 채널은 신호 전송에 사용하지 않았다. 각 송신 심볼에 적용된 전력 값은 하기의 수학식 (13)과 같으며, 이는 수신단에서 볼 때, 사용되는 모든 부 채널의 SNR을 동일하게 함으로써 BER 성능을 향상시키는 방법으로 사용되는 전력 할당 방법이다.
Figure 112004031213198-PAT00139
(13)
즉, 본 발명을 적용하면, 적은 연산량으로 여러 채널이 섞여 있는 신호를 각각의 채널 별 신호로 분리하기 위한 인자를 추정함과 동시에 전송 전력 제어를 수행할 수 있게 된다.
이상과 같은 본 발명을 적용함으로써 적은 연산량을 사용하면서도 정확한 채널 분리 인자를 구할 수 있게 되며, 이를 통해 정확한 채널 분리가 가능해진다. 또한 송신 심볼별 전력을 자유롭게 조절할 수 있게 된다.

Claims (11)

  1. 각각 둘 이상의 안테나로 구성되는 다중 수신 안테나 및 다중 송신 안테나를 사용하여 상대 시스템과의 신호 전송을 수행하는 시변 시분할 다중 안테나 시스템에 있어서,
    상기 수신 안테나를 통해 수신되는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 채널 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 제 1 인자를 추정하고, 상기 연산된 인자를 사용하여 상기 수신된 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하여 출력하는 수신 연산부와,
    상기 수신 연산부로부터 상기 제 1 인자에 포함되는 값인 제 2 인자를 입력받고, 상기 상대 시스템으로 송신할 송신 신호를 상기 제 2 인자를 사용하여 변환한 후 상기 송신 안테나를 통해 송신하는 송신 연산부를 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 1 인자는 전송 공간의 전달 함수인
    Figure 112004031213198-PAT00140
    를 하기의 수학식 1과 같이 표현할 수 있도록 하는 left singular Vector 값
    Figure 112004031213198-PAT00141
    , singular value 값
    Figure 112004031213198-PAT00142
    , right singular vector 값
    Figure 112004031213198-PAT00143
    들 중 적어도 하나를 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
    Figure 112004031213198-PAT00144
  3. 제 2항에 있어서, 상기 수신 연산부는 상기 상대 시스템으로부터 이전 타임 슬롯의 right singular vector 값을 수신하고, 상기 수신한 값을 사용하여 현재 타임 슬롯의 singular value 값 및 left singular vector 값을 계산하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 현재 타임 슬롯의 left singular vector 값은 상기 상대 시스템으로부터 수신한 이전 타임 슬롯의 right singular vector 값의 공액 전치 연산 값인 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
  5. 제 3항에 있어서, 상기 수신 연산부는 MMSE(Munimum Mean Square Error) 알고리즘 및 QR Decomposition 알고리즘을 사용하여 상기 singular value 값 및 singular vector 값을 연산하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 수신 연산부는,
    상기 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 제 1 인자를 연산하는 제 1 연산부와,
    상기 연산된 제 1 인자를 사용하여 상기 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하여 출력하는 제 2 연산부를 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 장치.
  7. 각각 둘 이상의 수신 안테나 및 송신 안테나를 사용하여 상대 시스템과의 신호 전송을 수행하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법에 있어서,
    수신 안테나를 통해 상기 상대 시스템으로부터 신호를 수신하는 제 1 과정과,
    상기 수신 신호를 각각의 공간상의 부 채널별 신호로 분리하기 위한 제 1 인자를 연산하는 제 2과정을 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 제 1 인자는 전송 공간의 전달 함수인
    Figure 112004031213198-PAT00145
    를 하기의 수학식 2와 같이 표현할 수 있도록 하는 left singular Vector 값
    Figure 112004031213198-PAT00146
    , singular value 값
    Figure 112004031213198-PAT00147
    , right singular vector 값
    Figure 112004031213198-PAT00148
    들 중 적어도 하나를 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법.
    Figure 112004031213198-PAT00149
  9. 제 7항에 있어서, 상기 제 2 과정은,
    상기 상대 시스템으로부터 이전 타임 슬롯의 right singular vector 값을 수신하는 과정과,
    상기 수신한 값을 사용하여 현재 타임 슬롯의 singular value 값 및 left singular vector 값을 계산하는 과정을 포함하는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 현재 타임 슬롯의 left singular vector 값은 상기 상대 시스템으로부터 수신한 이전 타임 슬롯의 right singular vector 값의 공액 전치 연산 값인 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 singular value 값 및 singular vector 값의 연산은 MMSE(Munimum Mean Square Error) 알고리즘 및 QR Decomposition 알고리즘을 사용 하여 이루어지는 다중 안테나 시스템의 신호 전송 방법.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100870234B1 (ko) * 2007-01-19 2008-11-24 연세대학교 산학협력단 다중 안테나를 이용한 양방향 통신 방법 및 장치
WO2013051867A3 (en) * 2011-10-04 2013-07-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel quality feedback with a k-best detector in a wireless network

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7697620B2 (en) * 2005-11-14 2010-04-13 Ibiquity Digital Corporation Equalizer for AM in-band on-channel radio receivers
JP4189410B2 (ja) * 2006-06-12 2008-12-03 株式会社東芝 無線通信装置及び送信制御方法
KR101369226B1 (ko) * 2007-05-25 2014-03-06 삼성전자주식회사 Ｓｔｂｃ 신호의 복호화 장치 및 그 제어방법

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU4238697A (en) * 1996-08-29 1998-03-19 Cisco Technology, Inc. Spatio-temporal processing for communication
US6131016A (en) * 1997-08-27 2000-10-10 At&T Corp Method and apparatus for enhancing communication reception at a wireless communication terminal
JP2000252858A (ja) 1999-02-25 2000-09-14 Anritsu Corp 多チャネル相関受信装置
US7613248B2 (en) 2002-06-24 2009-11-03 Qualcomm Incorporated Signal processing with channel eigenmode decomposition and channel inversion for MIMO systems

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100870234B1 (ko) * 2007-01-19 2008-11-24 연세대학교 산학협력단 다중 안테나를 이용한 양방향 통신 방법 및 장치
WO2013051867A3 (en) * 2011-10-04 2013-07-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel quality feedback with a k-best detector in a wireless network
US8831080B2 (en) 2011-10-04 2014-09-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel quality feedback with a K-best detector in a wireless network

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