KR20050067701A - Controlling system of single-phase active power filter(apf) using rotating reference frames and mehtod thereof - Google Patents
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Abstract
본 발명에서 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법을 개시한다. 본 발명에 따르면, 비선형 부하의 입력전원으로 장착되는 씨티(CT)를 통해 단상 전류를 검출하고, 상기 단상 전류로부터 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용한 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기; 상기 보상전류에 대응하는 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref )를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기; 및 상기 히스테리시스 전류제어기의 전류보정에 응답하여 상기 비선형 부하로 공급되는 전류량을 구동제어하기 위한 게이트 드라이버로 이루어지고,Disclosed is a control system and method for a single phase active power filter using a rotational coordinate system. According to the present invention, by detecting the single-phase current through the CT (CT) mounted as the input power of the nonlinear load, and induce a virtual phase current using the delay characteristics of the low pass filter from the single-phase current, A harmonic detector for detecting a distorted load current i L using a rotational coordinate system synchronized with two phase currents and a power supply frequency and for commanding a corresponding compensation current; A hysteresis current that receives a compensation current command value (i ref ) corresponding to the compensation current and compares the output current (i C ) and the compensation current command value (i ref ) of the inverter with each other to perform current correction within a reference value. Controller; And a gate driver for driving control of the amount of current supplied to the nonlinear load in response to the current correction of the hysteresis current controller.
이 때의 고조파 검출기는, 단상 전류의 실제전류()의 위상을 만큼 지연시키는 제 1 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류() 및 상기 실제전류()가 속도로 회전할 때의 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()을 산출하기 위한 정상성분 좌표변환부; 상기 정상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()의 직류성분만을 추출하기 위한 제 2 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류() 및 상기 실제전류()가 - 속도로 회전할 때의 d축 전류성분()및 q축의 전류 성분()을 산출하기 위한 역상성분 좌표변환부; 상기 역상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분()및 q축의 전류 성분()의 직류성분만을 추출하기 위한 제 3 저역통과필터(LPF); 및 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분()에서 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분()을 감산하여 d축 전류성분()을 산출하고, 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분()과 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분()을 합산하여 q축 전류성분()을 산출하여, 상기 d축 및 q축 전류성분(,)을 실제전류 축()에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 역변환부로 구성되어,The harmonic detector at this time is the actual current of the single phase current ( ) Phase A first low pass filter (LPF), delayed by a delay; The virtual current provided through the first low pass filter LPF ) And the actual current ( )end D-axis current component when rotating at speed ) And the q component current component ( A normal component coordinate transformation unit for calculating; D-axis current component calculated by the normal component coordinate conversion unit ( ) And the q component current component ( A second low pass filter (LPF) for extracting only the direct current component of the filter; The virtual current provided through the first low pass filter LPF ) And the actual current ( ) Is- D-axis current component when rotating at speed ) And the current component of the q-axis ( An inverse component coordinate transformation unit for calculating; D-axis current component calculated by the inverse component coordinate transformation unit ( ) And the current component of the q-axis ( A third low pass filter (LPF) for extracting only the direct current component of the filter; And a d-axis current component of a DC component extracted through the second low pass filter (LPF) D) current component of the direct current component extracted through the third low pass filter (LPF) ) By subtracting the d-axis current component ( ), And the q-axis current component of the direct current component extracted through the second low pass filter (LPF) ) And the q-axis current component of the direct current component extracted through the third low pass filter (LPF) ) And add the q-axis current component ( ) And the d- and q-axis current components ( , ) Is the actual current axis ( And an inverse transform unit for performing the inverse transform on the to generate the compensation current command value (i ref ),
단상 비선형 부하에 의해 발생하는 고조파 저감의 한 방법인 단상능동전력필터에 대한 제어 알고리즘을 제시함에 따라, 기존의 방법에서는 고조파를 검출하는데 최소 반주기의 시간이 소요되는데 가상의 상을 사용하여 3상에서 사용하는 것과 같이 좌표 시스템을 만들 수 있어 순시 계산이 가능하다는 효과를 제공한다.As the control algorithm for the single-phase active power filter, which is a method of harmonic reduction caused by single-phase nonlinear loads, is proposed, the conventional method requires at least half-cycle time to detect harmonics. You can create a coordinate system like this, which gives you the effect of instantaneous calculations.
또한, 실제의 부하전류를 시간지연을 주어 가상의 상을 만드는 기존의 방법과 달리 저역통과필터의 지연특성을 이용하여 위상과 크기가 다른 전류를 생성하고, 위상이 다른 두 전류를 회전좌표계를 이용하여 기본파 전류를 검출한 후, 부하전류에서 기본파 성분을 제거함으로써 고조파 성분만을 포함하는 보상전류 지령치를 구할 수 있어 실시간 제어가 가능한 효과를 제공한다.In addition, unlike the conventional method of creating a virtual phase by delaying the actual load current, a current having a different phase and magnitude is generated by using a delay characteristic of a low pass filter, and two currents having a different phase are used by a rotational coordinate system. After detecting the fundamental wave current, the compensation current command value including only the harmonic component can be obtained by removing the fundamental wave component from the load current, thereby providing the effect of real-time control.
Description
본 발명은 단상능동 전력필터(Single-Phase Active Power Filter)의 제어방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다이오드 정류기를 사용하는 비선형 부하에 의해 생성되는 왜곡된 부하전류 즉, 전류의 고조파 성분을 추출하고 이를 실시간으로 보상할 수 있는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a control method of a single-phase active power filter, and more particularly, to extract a harmonic component of a distorted load current, that is, a current generated by a nonlinear load using a diode rectifier. The present invention relates to a control system and method for a single-phase active power filter using a rotational coordinate system that can compensate for this in real time.
일반적으로, SMPS, UPS, 컴퓨터 시스템 등과 같이 사이리스터 컨버터나 다이오드 정류기와 같은반도체 전력변환장치를 사용하는 부하는 비 선형 부하로 동작하여 전원측에 심각한 고조파를 발생시키는 주요 원인이 되고 있다. 이러한 고조파 전류는 전원전압의 왜곡 및 발전기, 송전선, 변압기 등과 같은 전력계통 장치들의 용량증대를 가져오며, 각종 전력장치들에 열 및 진동을 발생시켜서 절연파괴나 수명 단축을 야기할 수 있다. 또한, 계측장비와 같은 각종 전자장비의 오 동작이나 통신 시스템에 EMI 현상을 야기하기도 한다.In general, loads using semiconductor power converters such as thyristor converters and diode rectifiers, such as SMPS, UPS, computer systems, etc., operate as non-linear loads and are a major cause of serious harmonics on the power supply side. Such harmonic currents cause distortion of the power supply voltage and increase capacity of power system devices such as generators, transmission lines, transformers, and the like, and may cause heat and vibration to various power devices, causing insulation breakdown or shortening of lifespan. In addition, malfunctions of various electronic devices such as measurement equipment or EMI may occur in communication systems.
상기의 고조파 제거를 위해 사용되는 수동필터는 저가이지만, 특정차수의 고조파만을 선택적으로 보상할 수 있기 때문에 전원단에 광범위한 차수의 고조파가 발생할 경우에는 그다지 만족할만한 성능을 얻기 힘들고, 전원측 임피던스와 직렬공진을 일으킬 가능성을 항상 내재하고 있다. 이러한 수동필터의 해결책으로 3상 능동전력필터가 개발되어 있다.The passive filter used to remove the harmonics is inexpensive, but only the harmonics of a certain order can be compensated for selectively, so it is difficult to obtain satisfactory performance when a wide range of harmonics occur in the power supply stage. There is always a possibility of causing this. As a solution of the passive filter, a three-phase active power filter has been developed.
3상 능동전력필터는 고조파 성분에 대한 보상을 위해, 부하의 무효전력을 계산하여 보상전류의 지령치를 결정하거나, DC 캐패시터 전압의 기준치와 검출치와의 오차를 이용하여 입력전류의 지령치를 결정하고 있으나, IEEE-519 고조파 기준에 부합되는 능동전력필터의 설치지점인 PCC(Point of Common Coupling)에 3상 능동전력필터를 설치할 때는 컨버터의 스위칭에 의해서 전압왜곡이 발생하는 문제점을 갖고 있다.To compensate for harmonics, the 3-phase active power filter calculates the reactive power of the load to determine the command value of the compensation current, or determines the command value of the input current using the error between the reference value and the detection value of the DC capacitor voltage. However, when a three-phase active power filter is installed at a point of common coupling (PCC), which is an installation point of an active power filter that meets the IEEE-519 harmonic standard, voltage distortion occurs due to switching of a converter.
이를 방지하기 위해서, 전류 고조파에 대한 상관성이 높은 단상능동 전력필터를 사용할 수 있으나, 실질적으로 3상 능동전력필터에 비해 단상능동 전력필터에 대한 연구가 극히 미비하여 현실화되지 못하고 있다.In order to prevent this, a single phase active power filter having a high correlation with current harmonics may be used, but research on single phase active power filters is substantially insufficient compared to three phase active power filters.
본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위해 창출된 것으로, 본 발명의 목적은 비선형 부하로 동작하는 전원측의 고조파 성분을 제거하고 무효전력을 보상함으로써 PF를 개선하고, 부하 사이의 간섭의 가능성을 감소시킬 수 있는 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법을 제공함에 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention was created to solve this problem, and an object of the present invention is to improve the PF by eliminating harmonic components on the power supply side operating as a nonlinear load and compensating reactive power, and to reduce the possibility of interference between the loads. The present invention provides a control system and method for a single phase active power filter using a rotating coordinate system.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 관점에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템은, 비선형 부하의 입력전원으로 장착되는 씨티(CT)를 통해 단상 전류를 검출하고, 상기 단상 전류로부터 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용한 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기; 상기 보상전류에 대응하는 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기; 및 상기 히스테리시스 전류제어기의 전류보정에 응답하여 상기 비선형 부하로 공급되는 전류량을 구동제어하기 위한 게이트 드라이버로 이루어진 것을 특징으로 한다.A control system of a single-phase active power filter using a rotational coordinate system according to an aspect of the present invention for achieving the above object, detects a single-phase current through the (CT) mounted as an input power source of the non-linear load, and from the single-phase current Deriving a virtual phase current using the delay characteristics of a low pass filter, detecting a distorted load current i L using a rotational coordinate system synchronized with two phase currents and a power supply frequency, and corresponding compensation A harmonic detector for commanding a current; A hysteresis current that receives a compensation current command value (i ref ) corresponding to the compensation current and compares the output current (i C ) and the compensation current command value (i ref ) of the inverter with each other to perform current correction within a reference value. Controller; And a gate driver for driving control of the amount of current supplied to the nonlinear load in response to the current correction of the hysteresis current controller.
바람직하게는, 상기 고조파 검출기는, 상기 단상 전류의 실제전류()의 위상을 만큼 지연시키는 제 1 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류() 및 상기 실제전류()가 속도로 회전할 때의 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()을 산출하기 위한 정상성분 좌표변환부; 상기 정상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()의 직류성분만을 추출하기 위한 제 2 저역통과필터(LPF); 상기 제 1 저역통과필터(LPF)를 거쳐 제공되는 가상전류() 및 상기 실제전류()가 - 속도로 회전할 때의 d축 전류성분()및 q축의 전류 성분()을 산출하기 위한 역상성분 좌표변환부; 상기 역상성분 좌표변환부에서 산출된 d축 전류성분()및 q축의 전류 성분()의 직류성분만을 추출하기 위한 제 3 저역통과필터(LPF); 및 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분()에서 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 d축 전류성분()을 감산하여 d축 전류성분()을 산출하고, 상기 제 2 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분()과 상기 제 3 저역통과필터(LPF)를 통해 추출되는 직류성분의 q축 전류성분()을 합산하여 q축 전류성분()을 산출하여, 상기 d축 및 q축 전류성분(,)을 실제전류 축()에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 역변환부로 이루어진 것을 특징으로 한다.Preferably, the harmonic detector, the actual current of the single-phase current ( ) Phase A first low pass filter (LPF), delayed by a delay; The virtual current provided through the first low pass filter LPF ) And the actual current ( )end D-axis current component when rotating at speed ) And the q component current component ( A normal component coordinate transformation unit for calculating; D-axis current component calculated by the normal component coordinate conversion unit ( ) And the q component current component ( A second low pass filter (LPF) for extracting only the direct current component of the filter; The virtual current provided through the first low pass filter LPF ) And the actual current ( ) Is- D-axis current component when rotating at speed ) And the current component of the q-axis ( An inverse component coordinate transformation unit for calculating; D-axis current component calculated by the inverse component coordinate transformation unit ( ) And the current component of the q-axis ( A third low pass filter (LPF) for extracting only the direct current component of the filter; And a d-axis current component of a DC component extracted through the second low pass filter (LPF) D) current component of the direct current component extracted through the third low pass filter (LPF) ) By subtracting the d-axis current component ( ), And the q-axis current component of the direct current component extracted through the second low pass filter (LPF) ) And the q-axis current component of the direct current component extracted through the third low pass filter (LPF) ) And add the q-axis current component ( ) And the d- and q-axis current components ( , ) Is the actual current axis ( It is characterized in that the inverse conversion unit for generating the compensation current command value (i ref ) by performing an inverse transformation for the).
한편, 상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 관점에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어방법은, a) 제 1 저역통과필터를 통해 단상 전류의 실제전류() 위상을 만큼 지연시켜 가상전류()를 생성하는 단계; b) 상기 가상전류() 및 상기 실제전류()를 좌표변환하여 속도로 회전할 때의 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()을 산출하는 단계; c) 제 2 저역통과필터를 통해 상기 d축 전류성분() 및 q축의 전류 성분()의 직류성분만을 추출하는 단계; d) 상기 가상전류() 및 상기 실제전류()를 좌표변환하여 - 속도로 회전할 때의 d축 역상전류성분()및 q축 역상전류성분()을 산출하는 단계; e) 제 3 저역통과필터를 통해 상기 d축 역상전류성분()및 q축 역상전류분성분()의 직류성분만을 추출하는 단계; f) 상기 직류성분의 d축 전류성분()에서 상기 직류성분의 d축 역상전류성분()을 감산하여 d축 전류치()를 산출하는 단계; g) 상기 직류성분의 q축 전류성분()과 상기 직류성분의 q축 역상전류성분()을 합산하여 q축 전류치()를 산출하는 단계; h) 상기 d축 및 q축 전류치(,)를 실제전류 축()에 대하여 역변환을 수행하여 상기 보상전류 지령치(iref)를 생성하는 단계; 및 i) 상기 보상전류 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터의 출력전류(iC)와 상기 보상전류 지령치(iref )를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 비선형 부하의 공급 전류량을 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.On the other hand, the control method of a single-phase active power filter using a rotary coordinate system according to an aspect of the present invention for achieving the above object, a) the actual current of the single-phase current through the first low pass filter ( Phases Delay by Generating c); b) the virtual current ( ) And the actual current ( ) To coordinate D-axis current component when rotating at speed ) And the q component current component ( Calculating c); c) through the second low pass filter the d-axis current component ( ) And the q component current component ( Extracting only a direct current component of a); d) the virtual current ( ) And the actual current ( ) To- D-axis reverse phase current component when rotating at speed ) And q-axis reverse phase current component Calculating c); e) through the third low pass filter the d-axis reverse phase current component ( ) And q-axis reverse phase current component Extracting only a direct current component of a); f) d-axis current component of the direct current component ( D) reverse phase current component of the direct current component ) By subtracting d-axis current value ( Calculating c); g) q-axis current component of the direct current component ( ) And the q-axis reverse phase current component of the direct current component ( ) And the q-axis current value ( Calculating c); h) the d- and q-axis current values ( , ) Is the actual current axis ( Generating the compensation current command value (i ref ) by performing an inverse transform on the? And i) the compensation current command value (i ref) input receives supply of the output current (i C) and the compensation current command value (i ref) of the drive are compared with the reference value, the current correction in the to occur non-linear load current Characterized in that the step consisting of controlling.
바람직하게는, 상기 h)단계는 h-1)상기 d축 및 q축 전류성분(,)을 실제전류 축()에 대하여 역변환을 수행하여 전류 지령치()를 산출하는 단계; h-2) 상기 실제전류()에서 상기 전류 지령치()를 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.Preferably, the step h) is h-1) the d-axis and q-axis current components ( , ) Is the actual current axis ( Inversely perform the current setpoint ( Calculating c); h-2) the actual current ( At the current setpoint ( Subtracting) and assuming the result as the compensation current command value (i ref ).
또는, 상기 h)단계는 h-1) 상기 d축 및 q축 전류치(,)를 실제전류 축()에 대한 역변환을 수행하여 전류 지령치()를 산출하는 단계; h-2) 상기 전류 지령치()의 유효성분()을 추출하는 단계; h-3) 상기 실제전류()에서 상기 전류 지령치()의 유효성분()을 감산하여 그 결과를 상기 보상전류 지령치(iref)로 상정하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.Alternatively, the step h) is h-1) the d-axis and q-axis current values ( , ) Is the actual current axis ( ) By performing inverse conversion on the current setpoint ( Calculating c); h-2) the current setpoint ( ) Active ingredient ( Extracting; h-3) the actual current ( At the current setpoint ( ) Active ingredient ( Subtracting) and assuming the result as the compensation current command value (i ref ).
또한, 상기 i)단계는 i-1) 상기 비선형 부하고 공급되는 실제 보상전류()를 산출하는 단계; i-2) 상기 보상전류 지령치(iref(t))와 상기 실제 보상전류()사이의 오차(e(t))를 산출하는 단계; i-3) 지령전류에 대한 상기 오차(e(t))에 응답하여 상기 인버터를 스위칭 제어하는 단계로 이루어진 것을 특징으로 한다.In addition, step i) is i-1) the actual compensation current supplied to the non-linear load ( Calculating c); i-2) The compensation current command value i ref (t) and the actual compensation current ( Calculating an error e (t) between i-3) switching the inverter in response to the error e (t) of the command current.
이와 같은 특징을 갖는 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어방법을 첨부된 예시도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다. 도 1은 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어장치를 설명하기 위한 시스템 구성도이다. 도시된 바와 같이, 비선형 부하(101)로 입력전원(Vs)가 공급되고, 상기 비선형 부하(101)의 전원입력단과 병렬접속되어 전류의 고조파 성분을 보상하기 위한 인버터(109)가 접속된다. 상기 비선형 부하(101)의 입력전원으로 씨티(CT)를 장착하여 왜곡된 부하전류(iL)를 검출하고 이에 대응하는 보상전류를 지령하기 위한 고조파 검출기(103)가 접속되며, 상기 보상전류의 지령치(iref)를 입력받아 상기 인버터(109)의 출력전류(iC)와 보상지령전류(iref)를 상호 비교하여 기준치내에서의 전류보정이 이루어지도록 하는 히스테리시스 전류제어기(105) 및 상기 히스테리시스 전류제어기(105)의 출력신호에 응답하여 상기 인버터(109)를 구동제어하기 위한 게이트 드라이버(107)로 구성된다.The control method of the single-phase active power filter using the rotary coordinate system according to the present invention having such a feature will be described in detail with reference to the accompanying drawings. 1 is a system configuration for explaining a control device of a single-phase active power filter using a rotary coordinate system according to the present invention. As shown, an input power supply Vs is supplied to the nonlinear load 101, and an inverter 109 is connected in parallel with the power input terminal of the nonlinear load 101 to compensate for a harmonic component of current. A harmonic detector 103 is mounted to detect the distorted load current i L by mounting the CT as an input power source of the nonlinear load 101 and to command a corresponding compensation current. command value (i ref), an input receiving the output current (i C) and compensate the command current (i ref), the cross-comparison reference value hysteresis current controller 105, so that the current correction in the place, and the of the inverter 109, And a gate driver 107 for driving control of the inverter 109 in response to an output signal of the hysteresis current controller 105.
상기 보상전류 지령치(iref)는 고조파 검출기(103)에 의해 생성되며, 상기 고조파 검출기(103)는 저역통과필터(Low Pass Filter)의 지연특성을 이용하여 가상의 상 전류를 유도하여, 두 개의 상전류와 전원주파수에 동기하는 회전 좌표계를 사용하여 순시계산을 수행함으로써, 보상전류 지령치(iref)를 산출한다. 도 2는 이와 같은 단상회로에서의 고조파 전류를 검출하여 보상전류 지령치(iref)를 산출하기 위한 기능별 모듈을 나타낸 구성도이다. 도 4는 보상전류 지령치(iref)를 산출하기 위한 방법을 설명하기 위한 플로우챠트이다.The compensation current command value i ref is generated by the harmonic detector 103, and the harmonic detector 103 induces a virtual phase current by using a delay characteristic of a low pass filter. Compensation current command value i ref is calculated by performing forward time calculation using a rotational coordinate system synchronized with the phase current and the power source frequency. FIG. 2 is a block diagram showing a functional module for detecting a harmonic current in such a single phase circuit and calculating a compensation current command value i ref . 4 is a flowchart for explaining a method for calculating the compensation current command value i ref .
먼저 S401 단계로 진입하여, 비선형 부하(101)로 인입되는 실제의 전류를 iL,Re()로 놓고, 저역통과필터(LPF)를 통과한 후의 만큼 지연되고 크기가 감소한 전류신호를 iL,LPF() 라고 가정하였을 때 iL,Re() 및 iL,LPF()는 수학식 1, 2으로 정의된다.First, enter the step S401, the actual current drawn into the non-linear load 101, i L, Re ( ) And after passing through the low pass filter (LPF) Delay and reduce the current signal i L, LPF ( ) I L, Re ( ) And i L, LPF ( ) Is defined by equations (1) and (2).
여기서, 상기 iL,Re는 축 전류로, iL,LPF는 축 전류로 각각 정의하며, 수학식 3와 같이;Here, i L, Re is With axial current, i L, LPF is Each defined by the axial current, as in Equation 3;
이다. 상기 비선형 부하(101)로 공급되는 실제의 축 전류와 저역통과필터(201)를 통해 제공되는 가상의 축 전류는 도 3에서와 같이 소정의 위상치를 갖는 파형을 형성한다. 이 때, 수학식 4의 두 성분을 이용하여 도 6(a)와 같이 축과 축을 갖는 좌표 시스템을 얻는다.to be. Actual supply to the non-linear load 101 Virtual current provided through the axial current and low pass filter 201 The axial current forms a waveform having a predetermined phase value as shown in FIG. At this time, using the two components of the equation (4) as shown in Figure 6 (a) Axis Get a coordinate system with axes.
도시된 는 의 속도로 회전하는 전류의 성분을 나타내고, 은 -의 속도로 회전하는 전류의 성분을 나타내며, 각각 전류를 정상 성분과 역상 성분으로 명명한다. 그리고 S403 단계에서, 상기 축 전류와 축 전류를 d축 전류 및 q축 전류로 변환할 수 있으며, 상기 정상성분 좌표변환부(203)는 수학식 4에 기초한 연산을 수행한다. 연산은 상기 수학식 1과 2의 기본파 성분(iα1 , iβ1)만 사용한다.Shown Is Represents a component of a current rotating at a speed of Is- It represents the component of the current rotating at the speed of, and names the current as the normal component and the reverse phase component, respectively. And in step S403, Axial current and The axial current may be converted into a d-axis current and a q-axis current, and the normal component coordinate conversion unit 203 performs calculation based on Equation 4. The calculation uses only the fundamental wave components i α1 and i β1 of Equations 1 and 2 above.
따라서, 정상성분 좌표변환부(203)를 통해 도 6b에서와 같이 정상회전에 대한 좌표변환을 수행한다. 이는;Therefore, through the normal component coordinate conversion unit 203 for the normal rotation as shown in Figure 6b Perform coordinate transformation. this is;
이며, 와 는 각각 idpos의 DC성분과 AC성분을 나타낸다.Is, Wow Denotes the DC and AC components of i dpos , respectively.
따라서,therefore,
이며, S405 단계를 통해 idpos를 와 로 나눈 것 처럼 iqpos을 DC성분과 AC성분으로 분리시킬 수 있다. 즉,I dpos through step S405 Wow I qpos can be separated into DC component and AC component as divided by. In other words,
이며, 수학식 8에서 와는 다음의 수학식 8 및 9으로 나타낸다.In Equation 8 Wow Is represented by the following equations (8) and (9).
한편, S407 단계에서 역상성분의 좌표변환은 각속도를 반전시키는 반전부(213) 및 정상성분 좌표변환부(211)를 통해 이루어진다. 여기서, 역상회전에 대한 ->dq 좌표변환을 수식으로 나타내면,On the other hand, the coordinate transformation of the inverse phase component in step S407 is the angular velocity Through the inversion unit 213 and the normal component coordinate transformation unit 211 to invert the. Where, for reverse -> δq coordinate transformation as an equation,
이다. 또한, Negative sequence의 d 축 전류는 수학식 11;to be. In addition, the d- axis current of the negative sequence is represented by Equation 11;
여기서,here,
이다. 또한, q 축 전류는 수학식 12과 같이 나타낸다.to be. In addition, q- axis current is represented by (12).
여기서,here,
이다. S409 단계에서, 상기한 , 는 Negative sequence의 DC 성분을 나타내며, , 는 AC 성분을 각각 나타낸다.to be. In step S409, the above , Represents the DC component of the negative sequence, , Represents an AC component, respectively.
이와 같이, 전류 지령치(iref)를 구하기 위해 새로운 상을 이용하여 2상 시스템을 구축하였으나, 실제로는 부하전류(iL,Re)에 대한 보상만 이루어지므로 부하전류의 기본파 성분을 검출한 후, 전체 부하전류에서 기분파 성분을 빼줌으로서 고조파 성분만을 추출할 수 있다. 이 때, 저역통과필터(205,209)는 정상성분 좌표변환부(203,211)를 통해 제공되는 id,pos, iq,pos, id,neg, iq,neg 신호의 DC값만을 추출하고, S411 단계에서 수학식 6과 12을 이용하여 d축 전류의 DC 성분인 d축 전류치() 를 구한다. 즉,In this way, a two-phase system was constructed using the new phase to obtain the current command value (i ref ). However, since only compensation for the load current (i L, Re ) is made, after detecting the fundamental wave component of the load current, The harmonic component can be extracted by subtracting the mood wave component from the total load current. At this time, the low pass filters 205 and 209 extract only DC values of i d, pos , i q, pos , i d, neg , i q, neg signals provided through the normal component coordinate conversion units 203 and 211, and S411. In step d using the equations (6) and (12), the d- axis current value ) In other words,
이며, S413 단계에서는 q축 전류의 DC성분인 q축 전류치()를 수학식 8과 수학식 14의 합에 의해 구한다. 즉,In step S413, the q-axis current value (the DC component of the q-axis current) ) Is obtained by the sum of the equations (8) and (14). In other words,
이다. 그리고 S415 단계에서 역변환부(207)를 통해 dq -> 변환하면,to be. And dq by the inverse transformation unit 207 in step S415 -> If you convert,
이다. 또한, 전류 지령치를 구하는데는 실제 부하전류인 축 성분만 쓰이고, 축 성분은 사용하지 않으며, 는 S417 단계를 통해 수학식 18과 같이 표현된다.to be. In addition, to calculate the current command value, Only axial components are used, No axial component is used, Is expressed by Equation 18 through step S417.
한편, S419 단계를 통해 전류 지령치에 따라 고조파만을 필터링하는 것과 고조파를 필터링하고 무효성분까지 보상하는 경우, 본 발명의 제 1 실시예에서 1) 무효전류성분과 왜곡된 전류성분 모두를 보상하는 경우에는 다음과 같이 전체 부하전류에서 기본파 전류의 유효성분만을 제거한다. 즉, 전류 지령치는 수학식 19와 같다.On the other hand, in the case of filtering only harmonics according to the current command value through the step S419 and filtering the harmonics to compensate for the invalid component, in the first embodiment of the present invention 1) to compensate for both the reactive current component and the distorted current component Remove only the active component of the fundamental wave current from the total load current as follows. That is, the current command value is shown in equation (19).
여기서, 는 의 유효성분이다.here, Is Active ingredient.
또한, 본 발명의 제 2 실시예에서 2) 유효전류와 무효전류의 왜곡된 성분만을 필터링하는 경우에는 부하전류에서 를 제거한다. 즉, 이 때의 전류 지령치는 수학식 21과 같다.Also, in the second embodiment of the present invention, 2) in the case of filtering only the distorted components of the active current and the reactive current, Remove it. That is, the current command value at this time is as shown in equation (21).
한편, 상기 히스테리시스 전류제어기(105)는 비선형 부하(101)로 공급되는 출력전류가 상기 보상전류 지령치(iref)를 추정할 수 있도록 상기 인버터(109)의 전류를 제어하기 위해 사용되는 것으로, 출력전류가 지령전류의 밴드폭보다 커지면 전류크기를 낮추고 지령전류보다 작아지면 전류를 높여 인버터(109)를 제어한다. 보상전류 지령치(iref)의 전류값 즉, 지령전류(iref(t))와 실제 보상전류(ic(t)) 사이의 오차(e(t))는 인버터의 스위치 동작을 제어한다.Meanwhile, the hysteresis current controller 105 is used to control the current of the inverter 109 so that the output current supplied to the nonlinear load 101 can estimate the compensation current command value i ref . If the current is larger than the bandwidth of the command current, the current size is lowered. If the current is smaller than the command current, the current is increased to control the inverter 109. The current value of the compensation current command value i ref , that is, the error e (t) between the command current iref (t) and the actual compensation current ic (t), controls the switch operation of the inverter.
만약 두 신호의 오차가 히스테리시스 밴드 상한치에 도달하면 전류가 감소하도록 인버터의 스위치가 동작할 것이며, 반대로 오차가 하한치에 이르면 전류가 증가하도록 동작한다. 따라서, 도 3에 도시된 바와 같이, 상기 히스테리시스 전류제어기(105)는 지령전류치를 중심으로 상한치와 하한치를 갖는 히스테리시스 밴드내에서 출력전류가 지령전류치 및 상한치(또는 하한치)를 넘지 않도록 스위칭된다. 이 때, 스위칭 주파수는 수학식 22;If the error of the two signals reaches the upper limit of the hysteresis band, the switch of the inverter will operate to decrease the current. On the contrary, if the error reaches the lower limit, the inverter will operate to increase the current. Therefore, as shown in FIG. 3, the hysteresis current controller 105 is switched so that the output current does not exceed the command current value and the upper limit value (or the lower limit value) in the hysteresis band having an upper limit value and a lower limit value around the command current value. At this time, the switching frequency is expressed by Equation 22;
이며, 여기서 h 는 히스테리시스 리미트, Vdc는 인버터의 DC-Link 전압이며, L 은 인버터 출력단의 인덕턴스의 값이다.Where h is the hysteresis limit, Vdc is the DC-Link voltage of the inverter, and L is the value of the inductance of the inverter output stage.
따라서, 병렬형 능동전력필터는 비선형 부하(101)에 의해 발생하는 전류의 고조파 성분을 보상하므로서, 안정적인 전원을 공급하게 된다.Therefore, the parallel active power filter compensates the harmonic components of the current generated by the nonlinear load 101, thereby providing a stable power supply.
도 7 내지 도 10은 본 발명의 시뮬레이션 및 실험결과를 나타는 실험 파형도이다. 먼저, 능동전력필터에 의한 고조파 전류의 보상은 앞서 설명된 바와 같이 단상 시스템에서 수행된다. 시뮬레이션 패키지(PSIM)를 사용하여 전류원으로 쓰이는 RL 부하에 대해 모의실험을 하였다. 도 7은 고조파 전류원 부하를 갖는 단상전력시스템에서의 동작 파형을 보여주고 있다. 부하전류는 도 7(a)에 나타내고 있으며, 제안된 알고리즘에 의해 결정된 보상전류의 지령치는 도 7(b)이고, 인버터의 출력전류인 실제 보상전류는 7(c)에 나타낸다. 보상된 후의 전원전류는 도 7(d)에서 보여준다.7 to 10 are experimental waveform diagrams showing simulation and experimental results of the present invention. First, the compensation of harmonic currents by the active power filter is performed in a single phase system as described above. The simulation package (PSIM) was used to simulate the RL load as a current source. Figure 7 shows the operating waveforms in a single phase power system with a harmonic current source load. The load current is shown in Fig. 7 (a), the command value of the compensation current determined by the proposed algorithm is Fig. 7 (b), and the actual compensation current which is the output current of the inverter is shown in 7 (c). The power supply current after compensation is shown in Fig. 7 (d).
도 8에서는 부하전류와 전원전류의 FFT 분석을 보여준다. 파형에서 보여주는 것과 같이 저 차 고조파 성분의 저감이 잘 이루어지는 것을 알 수 있다. THD(Total Harmonic Distortion)를 25th까지 측정한 결과, 보상전 부하전류에서는 도 8a와 같이 18.41%의 고조파 성분을 포함하고 있으나, 보상 후 전원전류는 도 8b에서와 같이 3th, 5th, 7th 고조파가 전부 보상되고 나머지 고조파 성분도 거의 남아 있지 않음을 알 수 있다. 보상 후의 THD는 3.05%로 낮아져서 IEEE-519의 고조파 규제치를 만족하고 있다. 8 shows an FFT analysis of load current and power supply current. As can be seen from the waveform, it can be seen that the lower harmonic components are well reduced. As a result of measuring THD (Total Harmonic Distortion) up to 25th, the pre-compensation load current contains 18.41% of harmonic components as shown in FIG. It can be seen that there is little compensation left and the remaining harmonic components. The THD after compensation is lowered to 3.05%, meeting the harmonic regulation of IEEE-519.
실험에 사용된 비선형 부하로는 RL 직렬부하와 연결된 단상 전파정류회로를 사용하였으며, 사용된 시스템의 회로정수들은 표 1과 같다. 복소계산을 하기 위하여 제2의 상을 만드는데 필요한 LPF의 차단 주파수는 70[Hz]로 주었다. 인버터 DC-Link 커패시터는 4700[㎌], 다이오드 정류기 출력단의 부하는 15[mH]의 인덕터(LL)와 12.8[Ω]의 저항(RL)을 사용하였다. 인버터 출력단의 인덕터(Lc)는 1.8[mH]를 사용하였다. 고조파 검출 알고리즘에서 DC 성분을 분리하는데 사용된 LPF의 차단주파수로 20[Hz]를 사용하였다.The nonlinear load used in the experiment was a single-phase full-wave rectifier circuit connected to the RL series load. The circuit parameters of the system used are shown in Table 1. The cutoff frequency of LPF , which is required to make the second phase for complex calculation, was 70 [Hz]. Inverter DC-Link capacitor used 4700 [kW], diode rectifier output stage, 15 [mH] inductor (L L ) and 12.8 [kW] resistor (R L ). As the inductor L c of the inverter output stage, 1.8 [mH] was used. In the harmonic detection algorithm, 20 [Hz] was used as the cutoff frequency of LPF used to separate DC components.
도 9a는 부하전류(iL,Re)와 보상지령전류(iref)의 파형이다. 도 9b는 인버터 출력전류(ic)와 보상 후의 전원전류 파형을 보여준다(10A/div, 4ms/div). 부하전류와 보상 후의 전원전류의 고조파 스펙트럼을 부하전류를 나타내며, 도 9c 및 도 9d에 각각 도시되고 있다. 따라서, 부하전류의 THD는 17.94%이고, 보상 후의 전원전류의 고조파 성분은 3.25%로 IEEE-519의 고조파 규제치를 만족시킨다. 도 10a는 제어회로 기동시의 전류들의 파형을 보여준다. eh 10b는 제안한 능동전력필터의 동 특성을 확인하기 위해 부하를 50%에서 100%, 다시 50%로 변화시켰을 때의 부하전류와 전원전류의 파형을 측정한 것이다. 부하가 변화하기 전과 변화한 후의 전원전류의 파형은 모두 정현파 형태를 그대로 유지함을 볼 수 있다.9A shows waveforms of the load currents i L and Re and the compensation command current i ref . 9b shows the inverter output current i c and the power supply current waveform after compensation (10 A / div, 4 ms / div). The harmonic spectrum of the load current and the power supply current after compensation represents the load current, and is shown in Figs. 9C and 9D, respectively. Therefore, the THD of the load current is 17.94%, and the harmonic component of the compensated power supply current is 3.25%, which satisfies the harmonic regulation of IEEE-519. 10A shows the waveform of the currents at the start of the control circuit. In order to verify the dynamic characteristics of the proposed active power filter, eh 10b is measured the waveform of load current and power current when the load is changed from 50% to 100%. It can be seen that the waveforms of the power current before and after the load remain sinusoidal.
이상의 설명에서와 같이, 본 발명에 따른 회전좌표계를 이용한 단상능동 전력필터의 제어 시스템 및 방법은 단상 비선형 부하에 의해 발생하는 고조파 저감의 한 방법인 단상능동전력필터에 대한 제어 알고리즘을 제시함에 따라, 기존의 방법에서는 고조파를 검출하는데 최소 반주기의 시간이 소요되는데 가상의 상을 사용하여 3상에서 사용하는 것과 같이 좌표 시스템을 만들 수 있어 순시 계산이 가능하다는 효과를 제공한다.As described above, the control system and method of the single-phase active power filter using the rotational coordinate system according to the present invention by presenting a control algorithm for the single-phase active power filter which is a method of harmonic reduction caused by a single-phase nonlinear load, In the conventional method, it takes minimum half-cycle time to detect harmonics, and it is possible to make instantaneous calculations by using a virtual phase to create a coordinate system as used in three phases.
또한, 실제의 부하전류를 시간지연을 주어 가상의 상을 만드는 기존의 방법과 달리 저역통과필터의 지연특성을 이용하여 위상과 크기가 다른 전류를 생성하고, 위상이 다른 두 전류를 회전좌표계를 이용하여 기본파 전류를 검출한 후, 부하전류에서 기본파 성분을 제거함으로써 고조파 성분만을 포함하는 보상전류 지령치를 구할 수 있어 실시간 제어가 가능한 효과를 제공한다. In addition, unlike the conventional method of creating a virtual phase by delaying the actual load current, a current having a different phase and magnitude is generated by using a delay characteristic of a low pass filter, and two currents having a different phase are used by a rotational coordinate system. After detecting the fundamental wave current, the compensation current command value including only the harmonic component can be obtained by removing the fundamental wave component from the load current, thereby providing the effect of real-time control.
도 1은 본 발명에 따른 단상능동 전력필터의 제어 시스템을 나타낸 구성도이다.1 is a configuration diagram showing a control system of a single phase active power filter according to the present invention.
도 2는 도 1의 고조파 검출기를 나타낸 구성도이다.FIG. 2 is a diagram illustrating a harmonic detector of FIG. 1. FIG.
도 3은 도 1의 히스테리시스 전류제어기를 설명하기 위한 그래프이다.FIG. 3 is a graph for explaining the hysteresis current controller of FIG. 1.
도 4는 본 발명의 주요 동작을 설명하기 위한 플로우챠트이다.4 is a flowchart for explaining the main operation of the present invention.
도 5는 실제전류와 가상전류의 위상차를 설명하기 위한 오실로스코프의 캡쳐 화면이다.5 is a capture screen of an oscilloscope for explaining a phase difference between a real current and a virtual current.
도 6a, 6b는 실제전류와 가상전류의 위상차에 의한 축 변환을 설명하기 위한 그래프이다.6A and 6B are graphs for explaining axis transformation by the phase difference between the actual current and the virtual current.
도 7은 본 발명에 따른 단상전력 시스템의 각 단자의 동작파형도이다.7 is an operational waveform diagram of each terminal of the single-phase power system according to the present invention.
도 8은 보상 전/후의 고조파 스펙트럼을 나타낸 파형도이다.8 is a waveform diagram showing harmonic spectra before and after compensation.
도 9a는 부하전류와 보상전류 지령치의 아날로그 출력파형이고, 9b는 보상 전후의 전원전류를 나타낸 출력파형이며, 9c는 부하전류의 주파수 스펙트럼을 나타낸 파형이고, 9d는 보상후의 전원전류의 고조파 스펙트럼을 나타낸 파형도이다.9A is an analog output waveform of the load current and the compensation current command value, 9b is an output waveform showing the power current before and after compensation, 9c is a waveform showing the frequency spectrum of the load current, and 9d is a harmonic spectrum of the power current after compensation. The waveform diagram shown.
도 10a는 제어회 기동시의 전류 파형이고, 10b는 가변 부하에서의 전원전류 파형도이다.Fig. 10A is a waveform of current at the time of starting a control circuit, and 10b is a diagram of waveform of power supply current in a variable load.
<주요도면에 대한 부호의 설명><Description of Symbols for Main Drawings>
101 : 비선형 부하 103 : 고조파 검출기101: non-linear load 103: harmonic detector
105 : 히스테리시스 전류제어기 107 : 게이트 드라이버105: hysteresis current controller 107: gate driver
109 : 인버터 201, 205, 209 : 저역통과필터109: inverter 201, 205, 209: low pass filter
203, 211 : 정상성분 좌표변환부 207 : 역변환부203, 211: normal component coordinate transformation unit 207: inverse transformation unit
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