KR20050003797A - 이동통신시스템에서 전파 지연 추정 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 하나의 송신신호를 적어도 2이상의 다중경로를 통해 일정시간간격으로 수신하는 이동통신 시스템에서, 상기 다중경로를 통해 수신된 신호의 수신 경로를 추정하는 방법에 있어서, 수신된 신호를 상관 행렬을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분으로 분해하는 과정과, 상기 잡음성분과 상기 신호성분을 이용하여 각각에 대한 추정값을 탐색하는 과정과, 상기 탐색된 잡음성분과 신호성분에 대한 추정값을 이용하여 수신 신호의 경로를 추정하는 과정으로 이루어진다.

Description

이동통신시스템에서 전파 지연 추정 장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR PROPAGATION DELAY ESTIMATION IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 이동통신 시스템의 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 하향 링크에서이 전파 지연 추정에 관한 것이다.

이동통신시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전해 나가고, 상기 이동 통신 시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위한 3세대 이동 통신 시스템이 개발되었다. 이러한 3세대 이동 통신 시스템으로서 유럽은 기지국간 비동기방식인 광대역 코드 분할 다중 접속(W-CDMA: Wideband-Code Division Multiple Access, 이하 "W-CDMA"라 칭하기로 한다) 방식을, 북미는 기지국간 동기방식인 코드 분할 다중 접속-2000(CDMA-2000) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있으며, 상기 이동 통신 시스템은 통상적으로 한 기지국(Node B)을 통해 다수개의 사용자 단말기(UE: User Equipment)들이 통신하는 형태로 구성된다. 그런데, 상기 이동 통신 시스템에서 고속 데이터 전송시 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(fading) 현상에 의해 수신 신호의 왜곡이 발생하게 된다. 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 진폭을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키므로, 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호는 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신 데이터의 정보 오류 원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 된다. 그러므로 이동 통신 시스템에서 고속 데이터를 서비스 품질 저하 없이 전송하기 위해서는 페이딩 현상을 극복해야만 하고, 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해서 다양한 종류의 다이버시티(Diversity) 방식이 사용된다.

일반적으로 CDMA 방식에서는 채널 신호의 지연 확산(delay spread)을 이용해 다이버시티 수신하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하고 있다. 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하기 위한 수신 다이버시티가 적용되고 있으며,상기 레이크 수신기의 각 핑거는 하나의 신호 경로를 할당받아 복조를 수행한다. 한편, 상기에서 설명한 지연 확산을 이용하는 다이버시티 기법을 적용한 레이크 수신기는 지연 확산이 설정치보다 작은 경우 동작하지 않는 문제점이 있다. 또한, 인터리빙(Interleaving) 방식과 코딩(Coding) 방식을 이용하는 시간 다이버시티(Time diversity) 방식은 일반적으로 도플러 확산(Doppler spread) 채널에서 사용된다. 하지만, 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 확산 채널에서는 이용하는 것이 힘들다는 문제점이 있다.

상술한 바와 같이 상기 다중 경로 페이딩 채널이 영향을 받는 이동 수신환경에서 신호는 복수 개의 경로를 통해 서로 다른 시간 지연 및 크기로 이동단말에 수신된다. 상기 서로 다른 수신 지연 시간과 크기로 이동단말에 수신된 신호를 충분한 크기를 갖는 신호로 변환하기 위해 수신된 신호들을 조합(Combining)할 필요가 있다. 상기 수신된 신호를 조합하기 위해서는 각 경로의 지연시간 및 감쇠 정도를 추정할 수 있는 알고리즘이 필요하다.

도 1은 각 경로의 지연시간 및 감쇠 정도를 추정할 수 있는 알고리즘을 도시하고 있다. 이하 상기 도 1을 이용하여 각 경로의 지연시간 및 감쇠 정도를 추정할 수 있는 알고리즘에 대해 상세하게 알아본다. 상기 도 1은 매칭 필터(100)와 상관기(102), 제곱 검출기(104), 평균기(106), 검출기(108)로 구성된다. 이하, 상기 매칭 필터(100)에서 수행되는 역할에 대해 알아본 후 나머지 구성요소들에서 수행되는 동작에 대해 알아본다.

이동통신 시스템에서 사용자의 데이터 심볼은 확산 코드(Spreading Code)와스크램블링 코드(Scrambling code)를 포함하는 효과적인 확산 시퀀스(effective spreading sequence)인 대역 확산된다. 상기 확산된 신호는 펄스 형태의 필터를 거쳐 무선채널을 통해 전송된다. 하나의 이동단말에 대한 송신 신호의 기저 대역 모델은 하기 〈수학식 1〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 s(t)는 송신신호이며, p(t)는 롤-오프 팩터(roll-off factor)가 0.22인 root-raised cosine 펄스이다. 또한 상기 T는 심볼 구간의 길이를 의미하며, 상기는는 칩구간을 의미한다. 상기 송신 신호는 L개의 경로를 갖는 다중 경로 채널을 통해 이동통신 시스템의 수신부로 전달된다. 하기 〈수학식 2〉는 채널의 임펄스 응답으로서은 각 경로의 지연 시간을 의미하며,는 크기와 위상을 나타내는 복소값이다.

무선 채널을 통과한 상기 송신신호는 백색 가우시안 잡음 n(t)와 더해져 수신단에서 하기 〈수학식 3〉과 같은 형태의 수신 신호가 수신된다.

상기 수신 신호는 송신단에서 사용한 매칭 필터와 동일한 임펄스 응답을 갖는 매칭 필터에서 필터링이 수행된 후 최종적인 출력은 하기 〈수학식 4〉와 같이 나타난다.

상기 R_p (t)는 p(t)의 자기 상관함수이며, 상기 n'(t)는로서 필터를 통과한 잡음과 다른 사용자 간섭신호를 의미한다. 일반적인 이동통신 시스템과 마찬가지로 수신단은 미리 알려진 데이터 심볼이 연속적으로 송출되고 파일럿 채널(Pilt Channel)이 존재한다고 가정한다. 또한 하나의 이동단말에 대한 서로 다른 데이터 채널들은 모두 상기 파일럿 채널에 직교하므로, 상기 데이터 채널에 대한 신호는 상기 〈수학식 3〉의 잡음항n(t)에 포함시킬 수 있다. 상기 파일럿 채널로 전송되는 파일럿 심볼을 A라 하면, 상기 〈수학식 1〉은 하기 〈수학식 5〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기 파일럿 채널에 대한 상기 매칭 필터을 출력을 z(t)라 하고, 상기 잡음항을 제외한 순수한 신호의 출력을라 하면 상기 z(t)는 하기 〈수학식 6〉으로, 상기는 하기 〈수학식 7〉로 나타낼 수 있다.

상기는 상기 효과적인 확산 시퀀스를 벡터 형태로 나타낸 것이며, 칩 단위로 샘플링된 효과적인 채널 임펄스 응답인 h는 하기 〈수학식 8〉과 같이 나타낼 수 있다.

이하, 상기 상관기(102)에서의 동작에 대해 알아본다. 상기 상관기(102)에서는 상기 〈수학식 8〉과 같이 무한히 긴 신호 열을 사용할 수 없으며, 상기 효과적인 확산 시퀀스의 일부만을 이용하여 채널 응답을 구한다. 길이가 N인 상기 상관기를 이용하여 채널 임펄스 응답인 W개의 샘플을 추정할 경우, 상기 수신신호는 (N+W-1)의 칩 단위 블록으로 묶는다. 상기 칩 단위 블록의 시작 위치 인텍스를라 하면, j번째 블록은 하기 〈수학식 9〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기 D_j는 하기 〈수학식 10〉과 같이 상기 효과적인 확산 시퀀스가 위치이동(shift)된 행렬을 갖는다.

상기 〈수학식 9〉에서 (N+W-1)칩 구간 동안 채널 임펄스 응답이 변하지 않는다고 가정하면, 상기 상관기의 동작은 하기 〈수학식 11〉과 같이 W(N+W-1) 행렬를 이용하여 간단한 행렬 곱셈의 형태로 나타낼 수 있다.

상기는 벡터 d의위치에서부터 길이 N만큼의 길이를 취한 서브시퀀스(subsequence)이다. 이 경우, 상기 상관기의 출력인 채널 추정값인는 수신 신호의 벡터에를 곱한 형태로서 하기 〈수학식 12〉와 같이 나타낼 수 있다.

상기는 잡음항과 신호항으로 구성된 수신 신호에서 잡음 항을 제외한 표현이다. 따라서, 상기 상관기(102)의 출력는 상관되지 않은 잡음 항을 포함하여와 같이 표현된다. 상기 잡음항을 포함한를 채널 스냅샷(Channel Snapshot)이라 한다. 또한 상기 N이 충분한 값을 가진다면는 (W×W)의 단위 행렬로 근사화됨으로서 상기는 상기의 추정 값이 된다.

이하 상기 제곱검출기(104)와 평균기(106)에서 수행되는 동작에 대해 알아본다. 일반적으로 상기 상관기(102)에서 수신된 신호의 지연 시간을 추정하기 위해 채널 임펄스 응답의 전력지연프로파일(Power Delay POrofile: PDP)로부터 피크 위치를 찾는 방법을 사용한다. 상기 채널의 PDP는 하기 〈수학식 13〉과 하기 〈수학식 14〉와 같이 연속된 M개이 채널 스냅샷의 각 샘플의 전력을 평균하여 얻는다.

상기 〈수학식 13〉은 상기 제곱 검출기(104)에서 수행되는 과정을 나타내고 있으며, 상기 〈수학식 14〉은 상기 평균기(106)에서 수행되는 과정을 나타낸다. 상기 평균기(106)에서 출력된 신호는 검출기(108)로 입력된다. 상기 검출기(108)는입력된 신호에서 설정된 수치를 초과하는 신호만을 검출하게 된다.

일반적으로 신호의 에너지는 시간축 상의 LOS(line of sight)성분의 주위에 대부분 집중되어 있다. 특히 상대적으로 지연 확산의 길이가 짧은 실내 수신의 경우에는 팻 핑거(fat finger)와 같이 서로 인접된 위치의 경로들과 작은 크기로 수신되는 경로들을 정확히 분리할 필요가 있다. 그러나 상대적으로 크기가 작거나 1칩 이내의 짧은 구간 내에 연이어 수신되는 경로 지연들을 분리해 내기란 쉽지 않다. 또한 기존의 레이크 수신기는 상관기를 이용하여 전파지연을 추정하는 탐색부분과 1/2칩 정도까지의 지연을 분리하는 검출부분으로 나눈다. 작은 크기의 전파지연은 탐색부분에서 탐지하거나, 검출부분에서 탐지할더라도 신호가 인접하여 있는 경우 경로가 합쳐져 하나의 경로로 간주되는 단점이 있다. 따라서, 상기 단점들을 극복하기 위한 방안이 논의된다.

따라서, 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 다중 경로로 수신되는 수신신호에서 경로에 따른 수신 신호를 정확히 추정하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 경로에 따른 수신신호를 정확히 추정함으로서 작은 수신신호가 큰 수신신호에 흡수되는 하나의 수신로 인식되는 방지하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 경로에 따른 수신신호를 정확히 추정함으로서 송신측에서 송신한 신호를 에러없이 복원하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 하나의 송신신호를 적어도 2이상의 다중경로를 통해 일정시간간격으로 수신하는 이동통신 시스템에서, 상기 다중경로를 통해 수신된 신호의 수신 경로를 추정하는 방법에 있어서, 수신된 신호를 상관 행렬을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분으로 분해하는 과정과, 상기 잡음성분과 상기 신호성분을 이용하여 각각에 대한 추정값을 탐색하는 과정과, 상기 탐색된 잡음성분과 신호성분에 대한 추정값을 이용하여 수신 신호의 경로를 추정하는 과정으로 이루어진다.

상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 하나의 송신신호를 적어도 2이상의 다중경로를 통해 일정시간간격으로 수신하는 이동통신 시스템에서, 상기 다중경로를 통해 수신된 신호의 수신 경로를 추정하는 장치에 있어서, 수신된 신호를 상관 행렬을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분으로 분해하는 신호/잡음 검출기와, 상기 탐색된 잡음성분을 이용하여 추정값을 계산하는 잡음 검출기와, 상기 탐색된 신호성분을 이용하여 추정값을 계산하는 신호 검출기와, 상기 계산된 추정값들을 이용하여 수신 신호의 경로를 추정하는 검출기로 이루어진다.

도 1은 일반적인 지연 추정기를 이용한 채널 추정 과정을 도시한 도면.

도 2는 본 발명에 따른 지연 추정기를 이용한 채널 추정 과정을 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 지연 추정기에 의해 수신신호를 신호 영역과 잡음 영역으로 분리하여 나타낸 도면.

도 4는 본 발명에서 제안한 가중치의 신호 세기를 나타낸 도면.

도 5는 본 발명에 의한 방식과 종래 일반적인 방식에 따른 채널 추정의 효과를 도시한 도면.

이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

도 2는 본 발명에 따른 지연된 신호를 추정하여 송신 신호를 복원하는 과정을 나타낸 도면이다. 상기 도 2는 매칭 필터(200)와 상관기(202),탐색기(204), 신호/잡음 검출기(206), 잡음 검출기(208), 신호 검출기(210), 곱셈기(212), 그리고 검출기(214)로 구성된다.

상기 매칭 필터(200)와 상관기(202)에서 수행되는 동작은 상기 도 1에 도시되어 있는 매칭 필터(100)와 상관기(102)에서 수행되는 동작과 동일하다. 이하 상기 탐색기(204)에서 수행되는 동작에 대해 알아본다. 상기 상관기(200)에서 출력인 연속된 채널 스냅샷의 자기 상관 행렬을 R이라 정의하고, 상기 자기 상관 함수를 고유치에 의해 분석하면 하기 〈수학식 15〉와 같이 고유벡터와 고유값으로 나타낼 수 있다.

상기 신호/잡음 검출기(206)에서 신호성분과 잡음성분을 검출한다. 도 3은 상기 고유벡터와 고유값이 신호영역과 잡음영역으로 나타내고 있다. 상기 도 3에서 행렬 U는 각 열이 행렬 R의 고유벡터인 단일 행렬(unitary matrix)이며, 상기 행렬는 대각 성분이 R의 고유 값()으로 구성된 대각 행렬이다. k번째 고유값에 해당하는 신호 벡터의 전력을라 하면는 하기 〈수학식 16〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 신호성분인 L을 알고 있다고 가정하면, 상기 영역은 앞서 살펴본 바와 같이 신호영역과 잡음영역으로 분리할 수 있다. 상기 행렬 U는 가장 큰 고유벡터를 열로 가지는와 나머지 고유벡터들로 구성된을 분리하면, 상기 행렬 U는 [] 나타낼 수 있다. 상기 행렬 U는 신호 영역과 잡음 영역으로 구분되며, 상기 신호영역은으로 나타낼 수 있으며, 상기 잡음영역은으로 나타낼 수 있다.

τ만큼 지연된 p(t)이 자기 상관 함수를 칩단위로 샘플링한 값을 원소로 가지는 길이 W인 벡터는 하기 〈수학식 17〉과 같이 나타낼 수 있다.

다중 신호 분류(Multiple signal Classification:MUSIC) 스펙트럼은 신호 벡터의 잡음 부분 공간에 대한 투영(projection) 형태가 된다. 상기 잡음 부분의 추정값을 구하기 위해 연속된 M개의 채널 스냅샷의 자기 상관 행렬을 시평균함으로서 구할 수 있다. 하기 〈수학식 18〉은 상기 잡음 부분의 추정값을 구하기 위해 시평균하는 과정을 나타내고 있다.

상기 〈수학식 18〉에서 구한 상기 시평균값을 이용하여 고유치 분석을 수행한다. 상기 고유치 분석은를 이용하여 구한다. 상기 고유값은의 크기에 따라 정렬하고, 상기 정렬된를으로 나누면 상기 MUSIC는 하기 〈수학식 19〉와 같이 나타낼 수 있으며, 상기 잡음 검출기(208)에서 수행되는 동작을 보여준다.

g(tau)와 잡음 영역 고유벡터은 서로 직교하므로 상기 MUSIC 스펙트럼이 최대치를 형성하는 τ가 채널의 경로 지연시간이다. 이하 상기 신호 검출기(210)에서 수행되는 동작에 대해 알아본다. 상기 신호/잡음 검출기(2060의 출력 신호는 상기 신호 검출기(210)로 전달된다. 일반적으로 잡음 부분 공간의 추정 고유벡터를 순수한 신호 영역에 대해 투영을 취하면, 상기 투영 결과는 평균이 0인 가우시안이며, 이에 대한 행렬은 하기 〈수학식 20〉과 〈수학식 21〉과 같다.

상기 〈수학식 20〉의는 크로넥커 델타 함수(Kronecker delta function)이며, 상기 Q는 하기 〈수학식 22〉와 같다.

상기 〈수학식 22〉의 기재되어 있는 새로운 가중치는 하기 〈수학식 23〉과 같이 나타낸다.

상기 〈수학식 23〉에 대한 상기는 도 4에서 도시하고 있다. 하기 〈수학식 24〉는 상기 Q에 대한 예를 보이고 있다.

상기를 잡음 부분 공간의 추정값에 대해 투영시킨 결과를 e라 가정하면, 상기 벡터 e는로 나타낼 수 있으며, 가우시안 랜덤 벡터의 특성을 가진다. 이와 같은 성질로 인해 하기 〈수학식 25〉와 같이 PDF(Probability Density Function)을 가진다.

상기 K는 e의 공분산(covariance) 행렬이며,이므로 상기 〈수학식 20〉과 비교하면 하기 〈수학식 26〉과 같이 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 26〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 K는 W×W의 단위 행렬인의 스칼라곱 형태를 가지게 된다.상기 도 2에서 보이고 있는 본 발명에 따른 알고리즘에 의하면 상기 지연 추정은가 최대값을 형성하는 위치에서 지연 값를 구하는 과정과 동일하다. 상기 벡터 E에 대한 로그 라이클리우드(log-likelihood) 함수는 하기 〈수학식 27〉과 같다.

상기 〈수학식 27〉의 상기 log-likelihood 함수에 대한 최대화는 상기 〈수학식 27〉의 양변을 M으로 나누어 구할 수 있다. 하기 〈수학식 28〉은 상기 〈수학식 27〉의 양변을 M으로 나눈 결과 값이다.

상기 〈수학식 28〉에서 구한 결과 값을 최대화하면 본원 발명에서 얻고자하는 상기 log-likelihood 함수에 대한 최대화를 수행할 수 있다. 이 경우 상기 M이 무한대로 수렴한다면 상기 〈수학식 28〉의 첫 번째 항은 0이 되고, 충분히 긴 구간동안 평균하면 상기 log-likelihood 함수는 하기 〈수학식 29〉와 같이 근사화된식으로 나타낼 수 있다.

상기 〈수학식 29〉에서 상기 Q는 알 수 없는 값이므로 추정치를 사용한다. 하기 〈수학식 30〉은 상기 Q에 대한 추정치를 나타내고 있다.

상기는 신호 부분 공간의 추정값이며, 잡음부분에 대한 분산의 추정치는 하기 〈수학식 31〉가 같이 구할 수 있다.

상기 〈수학식 31〉을 본원 발명에 의한 알고리즘을 이용하여 log-likelihood 함수로 정의하면 하기 〈수학식 32〉와 같이 나타낼 수 있으며, 상기 곱셈기(212)에서 수행된다.

상기 〈수학식 32〉는 상기 〈수학식 19〉의 MUSIC 스펙트럼의 분자 항에가 곱해진 형태이다. 상기가 경로 지연에 대한 함수이므로의 분자항과 분모항은 모두의 함수이다. 본원 발명에서 제안하는 알고리즘에서 상기 log-likelihood 함수를 최대로 만들기 위해 상기 분모항과 분자항을 모두 이용한다. 즉, 잡음 영역뿐만 아니라 신호영역도 동시에 이용한다. 상기 도 4에서 도시하고 있는 바와 같이 상기 〈수학식 22〉의 Q 행렬에 포함된 새로운 가중치 신호 전력인는 신호대잡음(SNR)인가 1에 가까운 작은 값이 될수록 오히려 큰 값을 갖는다. 따라서, 분자항의 이용은 SNR이 낮아 잡음과 섞여 구분하기 힘들었던 작은 피크값을 갖는 신호들의 크기를 증가시켜 주는 역할을 수행한다.

도 5는 본 발명에 의한 지연 추정기와 종래 일반적인 방법에 의한 지연 추정기의 성능을 보여주고 있는 도면이다. 상기 도 5에서 사용한 채널은 2개이 경로를 가지는 페이딩 채널이며, 각각의 지연 시간은 0,이다. 또한 상기에서 사용한 평균전력은 1. -20dB이며, 1000회 반복된 실험의 스펙트럼을 평균하여 나타낸 것이다. 상기 각 방식에서 채널의 PDP 및 행렬은 100개의 연속된 채널 스냅샷을 평균하여 계산하였다. 즉, M=100, 상관 행렬의 크기는 W×W= 5×5이며, N=256,=0, 투영 그리드는으로 선택하였다. 상기 도 4에서 보이고 있는 바와 같이 종래 일반적인 방식에서는 SNR이 낮은 두 번째 경로를 검출하지 못하고 있지만 본원 발명에 의한 방식에서는 2개의 경로에서 최대값을 형성함으로서 정확히 두개의 경로를 추정할 수 있게 된다.

전술한 바와 같이 본 발명은 다중 경로로 수신되는 수신신호에서 경로에 따른 수신 신호를 정확히 추정함으로서 작은 수신신호가 큰 수신신호에 흡수되는 하나의 수신로 인식되는 방지하고, 이로 인해 송신측에서 송신한 신호를 에러없이 복원할 수 있다.

Claims (6)

1. 하나의 송신신호를 적어도 2이상의 다중경로를 통해 일정시간간격으로 수신하는 이동통신 시스템에서, 상기 다중경로를 통해 수신된 신호의 수신 경로를 추정하는 방법에 있어서,

   수신된 신호를 상관 행렬을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분으로 분해하는 과정과,

   상기 잡음성분과 상기 신호성분을 이용하여 각각에 대한 추정값을 탐색하는 과정과,

   상기 탐색된 잡음성분과 신호성분에 대한 추정값을 이용하여 수신 신호의 경로를 추정하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 신호를 매칭 필터에 의해 필터링하고, 상기 필터링을 수행한 상기 수신신호에 상관함수를 이용한 상기 잡음성분을 포함한 채널 추정값을 상기 신호 성분과 잡음 성분으로 분해함을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제 2항에 있어서, 상기 신호성분에 대한 추정값은 하기〈수학식 33〉을 이용함을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 하나의 송신신호를 적어도 2이상의 다중경로를 통해 일정시간간격으로 수신하는 이동통신 시스템에서, 상기 다중경로를 통해 수신된 신호의 수신 경로를 추정하는 장치에 있어서,

   수신된 신호를 상관 행렬을 이용하여 신호 성분과 잡음 성분으로 분해하는 신호/잡음 검출기와,

   상기 탐색된 잡음성분을 이용하여 추정값을 계산하는 잡음 검출기와,

   상기 탐색된 신호성분을 이용하여 추정값을 계산하는 신호 검출기와,

   상기 계산된 추정값들을 이용하여 수신 신호의 경로를 추정하는 검출기로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 장치.
5. 제 4항에 있어서, 상기 수신된 신호를 필터링하는 매칭 필터와,

   상기 필터링을 수행한 상기 수신신호에 상관함수를 이용한 상기 잡음성분을 포함한 채널 추정값을 상기 신호/잡음 검출기로 입력하는 상관기를 부가함을 특징으로 하는 상기 장치.
6. 제 5항에 있어서, 상기 신호성분에 대한 추정값은 하기〈수학식 34〉을 이용함을 특징으로 하는 상기 장치.