KR20040012934A - A method and an arrangement relating to telecommunications systems - Google Patents
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Abstract
Description
고속 전기통신 전송에 대한 수요가 최근에 신속히 증가하고 있다. 이러한 고속 전기통신 전송을 제공하기 위해, 고주파수들을 포함하는 광대역들이 사용되고 있다. 아날로그 전화에 최초 사용되고 있던 통상의 구리선은 다양한 전송 기술을 사용하는 디지털 가입자선으로 업그레이드되었다. 약 4kHz의 아날로그 대역폭은 수 MHz로 증가되었다. 그러나, 높은 대역폭들의 처리는 주파수 응답, 선형성, 디스토션(distortion), 잡음 등등 및 특히 전력 소비에 관하여 수 개의 전송 장비를 필요로 한다.The demand for high-speed telecommunications transmission has been increasing rapidly in recent years. In order to provide such a high speed telecommunications transmission, broadbands including high frequencies are used. Conventional copper wire, originally used for analog phones, has been upgraded to digital subscriber lines using various transmission technologies. The analog bandwidth of about 4 kHz has been increased to several MHz. However, processing of high bandwidths requires several transmission equipment in terms of frequency response, linearity, distortion, noise and the like and especially power consumption.
다양한 전송 및 인코딩 기술들은 ADSL 전송을 구리선으로 처리하기 위해 상술한 업그레이드, 예컨대 이산 멀티 톤(Discrete Multi Tone)(DTM)에 사용된다. 일반적으로, 괄호의 형태(ADSL, VDSL, HDSL, SHDSL)에 관계없이 모든 DSL 전송 방법들은 디렉션(direction)을 송수신하기 위해 어떤 디지털 부분들, 예컨대 DSP, CODEC 및 선형 광대역 증폭기들을 갖는 아날로그 전단 부분에 기초된 전송 설계를포함한다.Various transmission and encoding techniques are used in the upgrades described above, such as Discrete Multi Tone (DTM), to treat ADSL transmissions with copper wire. In general, regardless of the form of parentheses (ADSL, VDSL, HDSL, SHDSL), all DSL transmission methods must be placed on an analog front end with some digital parts, such as DSP, CODEC and linear wideband amplifiers, to send and receive directions. It includes a basic transmission design.
상술한 증폭기들은 A급, A/B급, B급 또는 심지어 G급 증폭기 원리들을 사용하고 있는 종래의 광대역 증폭기들에 일반적으로 기초된다. 이러한 급의 증폭기들은 설계 원리 그 자체로 인하여 "빌트-인(built-in)" 소비 전력을 갖는 것에 특징이 있다. 이 증폭기들은 예컨대 크로스오버 디스토션을 감소시키기 위해 일정한 바이어스 전류를 갖는 통상의 푸시-풀 트랜지스터를 구비한다.The amplifiers described above are generally based on conventional broadband amplifiers using class A, class A / B, class B or even class G amplifier principles. This class of amplifiers is characterized by having "built-in" power consumption due to the design principle itself. These amplifiers have conventional push-pull transistors with a constant bias current, for example, to reduce crossover distortion.
DSL 전송은 상기 가입자선에 전송하기 위해 100 mW의 전력을 일반적으로 필요로 한다. 이러한 전송 전력을 처리하기 위해, 통상의 증폭기들은 거의 800 mW 또는 심지어 900 mW까지 소비한다. 2개의 공급 전압을 사용하는 G급 증폭기는 상기 소비를 거의 600 mW 또는 심지어 이 보다 작게 감소시킬 수 있다. 여전히, 가입자선에 전송되는 필요한 전력보다 약 5배 또는 6배보다 더 많은 실질적인 소비 전력이 존재한다.DSL transmission generally requires 100 mW of power to transmit to the subscriber line. To handle this transmit power, conventional amplifiers consume nearly 800 mW or even 900 mW. Class G amplifiers using two supply voltages can reduce the consumption to nearly 600 mW or even smaller. Still, there is about 5 times or 6 times more actual power consumption than the required power transmitted to the subscriber line.
매우 많은 전력 소비는 비싸고 다루기 어려운 수행을 초래하며, 이 수행은 센트럴 오피스(Central Office)에서 처리하기에는 너무 도전적이다. 광대역 가입자들의 양은 또한 내년에 신속히 증가할 것으로 기대된다.Very high power consumption results in expensive and unwieldy performance, which is too challenging to handle in the Central Office. The amount of broadband subscribers is also expected to increase rapidly next year.
국제 공개 번호 WO 98/19391인 국제 특허 출원에는 오디오 주파수 범위를 위한 D급 증폭기의 사용이 기재되어 있다. D급 증폭기는 펄스 변조 증폭기(PMA)이고, 특히 소비 전력이 매우 낮은 장점들, 낮은 복잡성 및 양호한 충실도를 갖는다. 상기 출원에 개시되어 있는 PMA는 전력 증폭기 단을 포함하는 펄스 변조기를 구비한다. 전력 증폭기 출력은 상기 변조기 이전의 전치증폭기들에 대해 1 이상의 부궤환루프들을 갖는다. 개시된 일실시예에서, 펄스 변조기는 자려 발진 변조기이다. PMA는 확성기에 연결되어 있고 저출력 임피던스를 갖는다.International patent application WO 98/19391 describes the use of class D amplifiers for the audio frequency range. Class D amplifiers are pulse modulated amplifiers (PMAs), in particular having very low power consumption advantages, low complexity and good fidelity. The PMA disclosed in this application has a pulse modulator comprising a power amplifier stage. The power amplifier output has one or more negative feedback loops for the preamplifiers prior to the modulator. In one disclosed embodiment, the pulse modulator is a self oscillating modulator. The PMA is connected to the loudspeaker and has a low output impedance.
본 발명은 일반적으로 전기통신 신호들을 전송하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates generally to a method and apparatus for transmitting telecommunication signals.
도 1은 칩 세트에 대한 개략적인 블록도를 도시하며;1 shows a schematic block diagram for a chip set;
도 2는 다른 급의 증폭기들에 대한 효율 곡선 다이어그램을 도시하며;2 shows an efficiency curve diagram for different classes of amplifiers;
도 3은 전기통신 시스템의 일부에 대한 개략적인 단일 블록도를 도시하며;3 shows a schematic single block diagram of a portion of a telecommunications system;
도 4는 종래 기술의 증폭기에 대한 개략적인 블록도를 도시하며;4 shows a schematic block diagram of a prior art amplifier;
도 5a 및 5b는 펄스 폭 변조기들에 대한 주파수 다이어그램들을 도시하며;5A and 5B show frequency diagrams for pulse width modulators;
도 6은 본 발명의 송신기에 대한 개략적인 블록도를 도시하며;6 shows a schematic block diagram of a transmitter of the present invention;
도 7은 무선 안테나에 접속된 송신기에 대한 개략적인 블록도를 도시하며;7 shows a schematic block diagram of a transmitter connected to a wireless antenna;
도 8은 광 라인에 접속된 송신기에 대한 개략적인 블록도를 도시하고;8 shows a schematic block diagram of a transmitter connected to an optical line;
도 9는 본 발명의 방법에 대한 흐름도를 도시한다.9 shows a flowchart for the method of the present invention.
본 발명은 전기통신 송신기에서 소비 전력을 감소시키는 문제를 다룬다.The present invention addresses the problem of reducing power consumption in a telecommunications transmitter.
다른 문제는 소정 주파수대의 신호들을 전송하는 것이다.Another problem is the transmission of signals in certain frequency bands.
또 다른 문제는 양방향 통신에 송신기의 사용을 가능하게 하는 것이며, 즉 송신기 출력에서 수신기를 전기통신 선로에 연결하는 것을 가능하게 하는 것이다.Another problem is to enable the use of the transmitter for bidirectional communication, ie to connect the receiver to the telecommunication line at the transmitter output.
또 다른 문제는 제한된 공간에서 또는 높은 실장 밀도로 송신기를 사용하는 것이다.Another problem is the use of transmitters in confined spaces or with high mounting densities.
본 발명의 목적은 전기통신 송신기에서 소비 전력을 감소시키는 것이다.It is an object of the present invention to reduce power consumption in a telecommunications transmitter.
본 발명의 다른 목적은 소정 주파수대의 신호들을 전송하는 것이다.Another object of the present invention is to transmit signals of a predetermined frequency band.
본 발명의 또 다른 목적은 양방향 통신에 송신기의 사용을 가능하게 하는 것이다.Another object of the present invention is to enable the use of a transmitter for bidirectional communication.
본 발명의 또 다른 목적은 제한된 공간에서 또는 높은 패킹 밀도로 송신기를 사용하는 것이다.Another object of the present invention is to use the transmitter in a limited space or with a high packing density.
상기 문제의 솔루션은 펄스폭 변조 증폭기 및 제어 자려 발진 변조기를 구비한 송신기가 소정 주파수대에 전기통신 신호들을 전송하는데 사용될 수 있다는데 있다.The solution to the problem is that a transmitter with a pulse width modulated amplifier and a control self oscillating modulator can be used to transmit telecommunication signals over a predetermined frequency band.
약간 더 상세하게, 상기 솔루션은 스위치군을, 반송 신호를 발생시키는 자려 발진 변조기에 결합시키는 루프를 포함한다. 착신 신호는 반송파를 변조시켜서 스위치군에 입력되며, 여기서 상기 신호가 증폭된다. 증폭된 신호는 필터링되어 송신기 입력에 결합된 로드(load) 및 또한 루프에 입력된다. 출력 임피던스는 원단(far end) 송신기를 위한 종단으로서 서빙할 수 있도록 유한 값으로 조정된다.In more detail, the solution includes a loop that couples the switch group to a self-oscillating modulator that generates a carrier signal. The incoming signal is input to the switch group by modulating a carrier wave, where the signal is amplified. The amplified signal is filtered and input to a load and also loop coupled to the transmitter input. The output impedance is adjusted to a finite value so that it can serve as the end for the far end transmitter.
본 발명의 장점은 송신기가 낮은 소비 전력을 갖는다는 것이다. 따라서, 그것은 수 개의 송신기들 및 높은 패킹 밀도를 갖는 센트럴 오피스에서 편리한 방법으로 사용될 수 있다. 또한, 그것은 공간이 제한될 때 예컨대 고객 모뎀에 사용될 수 있다.An advantage of the present invention is that the transmitter has low power consumption. Thus, it can be used in a convenient way in a central office with several transmitters and a high packing density. It can also be used for example in a customer modem when space is limited.
다른 장점은 송신기가 소정 주파수대에 사용될 수 있다는 것이다.Another advantage is that the transmitter can be used for certain frequency bands.
또 다른 장점은 송신기가 양방향 통신에 사용될 수 있다는 것이다.Another advantage is that the transmitter can be used for bidirectional communication.
본 발명은 이제 동봉된 도면과 결합하여 바람직한 실시예들의 도움으로 더 상세히 설명될 것이다.The invention will now be described in more detail with the aid of preferred embodiments in conjunction with the accompanying drawings.
도 1은 다른 DSL 전송 방법들(ADSL, VDSL, HDSL, SHDSL 등등)에 대한 일반적인 전송 설계를 도시한다. 예컨대 라인 카드상의 칩 세트(1)는 코더/디코더(3)(CODEC)에 접속된 디지털 신호 프로세서(2)(DSP)를 포함하며, 이 코더/디코더는 한 세트의 송신기(5) 및 수신기(6)를 구비한 블록(4)에 차례로 접속된다. 한 쌍의 송신기/수신기는 신호들을 착신 및 발신하기 위한 라인(7)에 접속된다. 디지털 장비(8)는 라인(9)을 통하여 DSP(2)에 접속된다. 칩 세트(1)에 착신되는 라인(9)상의 신호(S0)는 DSP(2) 및 CODEC(3)에서 신호(S1)로 신호 처리되며, 이 신호(S1)는 송신기(5)에 입력된다. 신호(S1)는 증폭을 포함하는 송신기에서 더 처리되어, 라인(7)상의 신호(S2)로 전송된다. 라인(7)상의 착신 신호(S3)는 수신기(6)에 의해 수신된다. 도 1에 도시된 바와 같이, 칩 세트(1)는 수 개의 송신기/수신기를 포함할 수 있고 예컨대 센트럴 오피스는 라인 카드들상에서 다수의 칩 세트들을 포함할 수 있다. 구성요소들의 패킹 밀도는 오히려 높을 수 있고 각 송신기/수신기로부터의 소비 전력을 제한하는 것에 필수적이다. 이러한 소비 전력 제한을 이루기 위해, 앞서 설명된 D급 증폭기가 사용될 수 있다. 본 명세서에서 설명되는 송신기는 칩 세트(1)에서 유리하게 사용될 수 있는 그러한 D급 증폭기이다.1 shows a general transmission design for other DSL transmission methods (ADSL, VDSL, HDSL, SHDSL, etc.). For example, the chip set 1 on a line card comprises a digital signal processor 2 (DSP) connected to a coder / decoder 3 (CODEC), which comprises a set of transmitters 5 and a receiver ( It is connected in turn to the block 4 provided with 6). The pair of transmitters / receivers are connected to a line 7 for receiving and sending signals. Digital equipment 8 is connected to DSP 2 via line 9. The signal SO on the line 9 incoming to the chip set 1 is signal-processed into the signal S1 in the DSP 2 and the CODEC 3, which is input to the transmitter 5. . The signal S1 is further processed at the transmitter including amplification and sent to the signal S2 on the line 7. The incoming signal S3 on the line 7 is received by the receiver 6. As shown in FIG. 1, the chip set 1 may include several transmitters / receivers and for example the central office may include multiple chip sets on line cards. The packing density of the components can be rather high and is essential to limit the power consumption from each transmitter / receiver. To achieve this power limitation, the class D amplifier described above can be used. The transmitter described herein is such a class D amplifier that can be advantageously used in the chip set 1.
도 2는 다른 급의 증폭기 효율에 대한 간략화된 개략적인 다이어그램을 도시한다. 이 다이어그램은 효율(n)(%)이 주파수(f)(kHz)로 어떻게 변화하는 지를 도시한다. 라인(A1)은 A급 증폭기가 모든 주파수 범위에서 10%의 효율을 갖는다는 것을도시하고 라인(B1)은 B급 증폭기가 25% 주위에 있다는 것을 도시한다. 곡선(D1)은 20 kHz보다 작은 주파수들에서 약 95%의 효율을 갖는 현재의 D급 증폭기들의 주파수 의존을 지시하며, 이는 2 MHz에서 약 50%로 떨어진다. 곡선(D2 및 D3)은 장래에 예측될 수 있는 D급 증폭기들에 대한 효율을 지시한다.2 shows a simplified schematic diagram for different classes of amplifier efficiencies. This diagram shows how efficiency (n) (%) changes with frequency (f) (kHz). Line A1 shows that the class A amplifier has an efficiency of 10% in all frequency ranges and line B1 shows that the class B amplifier is around 25%. Curve D1 indicates the frequency dependence of current class D amplifiers having an efficiency of about 95% at frequencies less than 20 kHz, which drops to about 50% at 2 MHz. Curves D2 and D3 indicate the efficiency for Class D amplifiers that can be predicted in the future.
도 3은 본 발명의 송신기의 일부 애플리케이션 영역들에 대한 간략도를 도시한다. 텔레시스템내의 센트럴 오피스(CO)는 디지털 가입자선(DSL)(33)을 통하여 고객 프레미스 장비(Customer Premises Equipment)(CPE), 즉 모뎀(32)에 접속되어 있는 센트럴 오피스 장비(31)를 구비한다. CO 장비(31) 및 CPE(32)는 본 명세서에 설명된 바와 같이 각각 송신기를 구비한다. 송신기는 모든 형태의 DSL 애플리케이션들, 예컨대 ADSL, VDSL, HDSL 및 S.HDSL을 처리하도록 설계될 수 있다. 이러한 애플리케이션들은 DSL(33)의 구리 쌍과 같은 구리 쌍을 통하여 인코딩된 고속 전송을 모두 사용한다. 디지털 전송의 대역폭은 1MHz 이상의 범위에 있고, 이 대역폭은 약 4kHz의 구리 쌍에 대해 일반적으로 사용된 아날로그 전송 대역폭과 비교된다.3 shows a simplified diagram of some application areas of the transmitter of the present invention. The central office CO in the telesystem has a central office equipment 31 connected to a customer premises equipment (CPE), ie a modem 32, via a digital subscriber line (DSL) 33. . The CO equipment 31 and the CPE 32 are each equipped with a transmitter as described herein. The transmitter can be designed to handle all types of DSL applications, such as ADSL, VDSL, HDSL and S.HDSL. These applications use both high-speed transmissions encoded over a copper pair, such as the copper pair of DSL 33. The bandwidth of the digital transmission is in the range of 1 MHz or more, which is compared with the analog transmission bandwidth typically used for copper pairs of about 4 kHz.
또한, 이 송신기 기술은 CATV 네트워크의 고속 전송에 사용될 수 있다. 이 경우에, 전송 매체는 동축 구리선일 수 있다. 또한, 전송 매체로서 광섬유를 사용하는 것이 가능하고, 대개 1 GHz 정도의 주파수 범위에 있는 심지어 무선 전송 매체가 사용될 수 있는 것으로 예측된다. 그러나, 그것은 현재 반도체 기술의 사정으로 인하여 무선 주파수 범위의 필요한 효율에 도달할 때 문제가 될 수 있다.This transmitter technology can also be used for high speed transmission of CATV networks. In this case, the transmission medium may be coaxial copper wire. It is also envisaged that it is possible to use optical fibers as the transmission medium, and that even wireless transmission media, usually in the frequency range on the order of 1 GHz, can be used. However, it can be a problem when the required efficiency of the radio frequency range is reached due to the present situation of semiconductor technology.
상술한 펄스폭 변조 증폭기들, 즉 D급 증폭기들에서, 증폭되는 입력 신호는 반송 신호상에서 겹쳐진다. 결과적인 신호는 펄스폭 변조 신호가 발생되는 비교기를 통하여 공급된다. 그 다음, 펄스폭 변조 신호는 스위치군에서 증폭되어, 증폭된 신호가 복조되는 저역 필터를 통하여 공급된다. 종래의 D급 증폭에서, 일정한 주파수의 외부 반송 신호가 사용된다. 상호 변조곱은 반송 신호 주파수 주위의 주파수 도메인에 위치된 스위치군에서 생성된다. 그러므로, 외부 반송 신호의 주파수는 전송되는 신호의 가장 높은 주파수보다 상당히 더 높아야 하며, 즉 일반적으로 20 내지 30배 높아야 한다. 스위치군내의 고주파수들의 사용은 잡음을 출력 신호에 삽입시키며, 이 잡음 레벨은 주파수와 함께 증가된다. 게다가, 반송 신호의 주파수가 높으면 높을수록, 회로들내의 전력 손실이 더 커진다. 현재 구성요소들의 고주파 성능은 외부 반송 주파수와 같이 전기통신 애플리케이션들에 요구되는 주파수에서 수용가능한 품질의 출력 신호를 제공하는 것을 어렵게 한다.In the above-described pulse width modulation amplifiers, that is, class D amplifiers, the input signal to be amplified is superimposed on the carrier signal. The resulting signal is supplied through a comparator where a pulse width modulated signal is generated. The pulse width modulated signal is then amplified in the switch group and fed through a low pass filter into which the amplified signal is demodulated. In conventional class D amplification, an external carrier signal of constant frequency is used. The intermodulation product is generated in a group of switches located in the frequency domain around the carrier signal frequency. Therefore, the frequency of the external carrier signal should be considerably higher than the highest frequency of the transmitted signal, ie generally 20 to 30 times higher. The use of high frequencies within the switch family inserts noise into the output signal, and this noise level increases with frequency. In addition, the higher the frequency of the carrier signal, the greater the power loss in the circuits. The high frequency performance of current components makes it difficult to provide an output signal of acceptable quality at frequencies required for telecommunication applications, such as external carrier frequencies.
낮은 반송 신호 주파수의 오디오 주파수 범위를 위한 종래의 D급 증폭기는 도 4와 관련하여 간단히 설명된다. 이 증폭기는 상술한 특허 출원 WO 98/19391에 상세히 개시되어 있다. 도 4는 스위칭 증폭기(42)에 후속되는 제어 자려-발진 펄스 변조기(41)를 구비하는 디지털 스위칭 증폭기를 도시한다. 이 증폭기로부터의 출력은 필터(43)에 접속되고, 블록(44)을 구비한 궤환 루프에 접속되며, 이의 출력은 포워드 블록(45)의 입력에 접속된다. 이 블록(45)은 증폭되는 입력 신호(Vi)을 위한 다른 입력, 및 변조기(41)에 대한 출력을 구비한다. 필터(43)로부터의 출력은 확성기(46)에 접속된다. 블록들(41, 42, 44 및 45)은 제어 및 안정한 자려-발진 조건들을 제공하기 위해 형성되어 있다. 증폭기(42)로부터의 출력 신호(VSW)는 블록(44)을통해 패스되어, 소망하는 펄스 변조 효과를 제공하는 입력 신호(Vi)상에서 겹쳐진다. 출력 신호(VSW)는 확성기(46)를 위한 증폭 신호(V0)로 필터링된다.A conventional class D amplifier for the audio frequency range of the low carrier signal frequency is briefly described with reference to FIG. This amplifier is disclosed in detail in the patent application WO 98/19391 mentioned above. 4 shows a digital switching amplifier having a control self-oscillating pulse modulator 41 following the switching amplifier 42. The output from this amplifier is connected to filter 43 and to a feedback loop with block 44, the output of which is connected to the input of forward block 45. The block 45 has an output for the other input, and a modulator 41 for an input signal (V i) to be amplified. The output from the filter 43 is connected to the loudspeaker 46. Blocks 41, 42, 44 and 45 are formed to provide controlled and stable self-oscillation conditions. The output signal (V SW) from the amplifier 42 is superposed on the input signal (V i) to provide a pulse modulation effect is to pass, through the desired block (44). The output signal V SW is filtered with an amplified signal V 0 for the loudspeaker 46.
WO 98/19391의 증폭기는 고효율로 인한 낮은 소비 전력, 오디오 주파수 범위의 양호한 충실도, 낮은 복잡성 및 낮은 출력 임피던스의 성질들을 갖는다.The amplifier of WO 98/19391 has the properties of low power consumption due to high efficiency, good fidelity of the audio frequency range, low complexity and low output impedance.
도 4의 증폭기 및 종래의 D급 증폭기 사이의 주된 차이는 종래의 증폭기들이 일정한 주파수의 외부 생성 반송 신호를 갖는 한편, 도 4의 증폭기가 블록(41, 42, 44 및 45)에 의해 형성된 회로에서 내부 생성 반송 신호를 갖는다는 것이다. 이러한 차이는 도 5a 및 5b와 관련하여 설명되는 주파수 특성들을 발생시킨다.The main difference between the amplifier of FIG. 4 and the conventional class D amplifier is that while the conventional amplifiers have an externally generated carrier signal of constant frequency, the amplifier of FIG. Has an internally generated carrier signal. This difference results in the frequency characteristics described in connection with FIGS. 5A and 5B.
도 5a는 내부 생성 반송파를 갖는 도 4의 증폭기에 대한 다이어그램이다. 이 다이어그램은 진폭(A)를 갖는 주파수(f)의 신호들을 도시한다. 전송되는 신호들은 주파수 범위(0 내지 f1)를 갖는 주파수대(51)내에 있고 자려-발진 변조기(41)는 스위칭 주파수(f2)를 갖는다. 상호 변조 주파수들은 측파대(S21및 S22)를 발생시키는 스위치군(42)에서 생성된다. 스위칭 주파수(f2)가 주파수(f1)에 거의 5배인 경우, 상기 주파수대(51)상의 측파대의 영향은 도 4의 증폭기에서 방지된다.5A is a diagram of the amplifier of FIG. 4 with an internally generated carrier. This diagram shows signals of frequency f with amplitude A. The transmitted signals are in frequency band 51 having a frequency range 0 to f 1 and the self-oscillating modulator 41 has a switching frequency f 2 . Intermodulation frequencies are generated in the switch group 42 generating sidebands S 21 and S 22 . If the switching frequency f 2 is nearly five times the frequency f 1 , the influence of the sidebands on the frequency band 51 is prevented in the amplifier of FIG. 4.
도 5b는 도 5a의 다이어그램과 유사한 다이어그램이지만, 내부 생성 반송파를 갖는 종래의 펄스 변조 증폭기에 대한 것이다. 이 반송파는 상호 변조 주파수들의 측파대(S31)를 갖는 스위칭 주파수(f3)를 갖는다. 상기 주파수대(51)상의 측파대의 영향을 방지하기 위해, 반송 주파수(f3)는 상술한 바와 같이 일반적으로주파수(f1)의 20 내지 30배이어야 한다. 또한, 상술한 바와 같이, 이러한 고주파수는 어떤 문제들, 특히 저효율 및 많은 소비 전력을 발생시킨다.FIG. 5B is a diagram similar to the diagram of FIG. 5A, but for a conventional pulse modulated amplifier with an internally generated carrier. This carrier has a switching frequency f 3 with a sideband S 31 of intermodulation frequencies. In order to prevent the influence of the sidebands on the frequency band 51, the carrier frequency f 3 should generally be 20 to 30 times the frequency f 1 as described above. Also, as mentioned above, this high frequency creates certain problems, in particular low efficiency and high power consumption.
도 6은 본 발명의 송신기에 대한 예시적인 실시예를 도시한다. 이 송신기는 스위치군(63) 및 제어 자려 발진 변조기(64)를 구비한 정궤환 내부 궤환 루프(62)를 포함한다. 이 변조기는 비교기, 및 제어 자려 발진들을 발생시키기 위한 회로들을 구비한다. 스위치군의 출력(63b)은 변조기(64)에 접속되며, 이의 출력은 스위치군의 입력(63a)에 결합된다. 저역 필터(71)는 출력(63b)에 접속되고 보상 블록(65)은 입력(63)에 접속된다. 제 1 외부 궤환 루프(66)에서, 저역 필터(71)의 출력(71a)은 보상 블록(65)의 입력(65a)에 대한 궤환 접속을 갖는다. 또한, 송신기(61)는 라인(7)에 결합된 변환기(67)를 갖는다. 필터 출력(71a)은 변환기(67)의 제 1 와인딩의 일단부(67a)에 접속된다. 동일한 와인딩은 감지 저항체(68)에 접속되어 있는 다른 단부(67b)를 구비하며, 이 저항체는 기준 전위(U)에 접속된다. 제 2 외부 궤환 루프(69)에서, 변환기 와인딩 단부(67b)는 궤환 접속을 통하여 보상 블록 입력(65a)에 접속된다. 착신 신호들(S1)을 위한 착신 라인(60)은 보상 블록 입력(65a)에 접속된다. 변환기(67)는 전송 신호(S2) 및 수신 신호(S3)를 위한 라인(7)에 결합되어 있는 제 2 와인딩을 구비한다. 수신기(6)는 제 1 변환기 와인딩의 각 단부들(67a 및 67b)에 접속되고 신호(S3)를 수신한다.6 shows an exemplary embodiment of the transmitter of the present invention. This transmitter comprises a positive feedback internal feedback loop 62 having a switch group 63 and a controlled self-oscillating modulator 64. The modulator includes a comparator and circuits for generating control self oscillations. An output 63b of the switch group is connected to a modulator 64, the output of which is coupled to an input 63a of the switch group. The low pass filter 71 is connected to the output 63b and the compensation block 65 is connected to the input 63. In the first outer feedback loop 66, the output 71a of the low pass filter 71 has a feedback connection to the input 65a of the compensation block 65. The transmitter 61 also has a transducer 67 coupled to the line 7. The filter output 71a is connected to one end 67a of the first winding of the transducer 67. The same winding has the other end 67b connected to the sense resistor 68, which is connected to the reference potential U. In the second outer feedback loop 69, the transducer winding end 67b is connected to the compensation block input 65a via a feedback connection. The incoming line 60 for the incoming signals S1 is connected to the compensation block input 65a. The transducer 67 has a second winding which is coupled to the line 7 for the transmit signal S2 and the receive signal S3. The receiver 6 is connected to the respective ends 67a and 67b of the first transducer winding and receives a signal S3.
송신기(61)는 다음의 방식으로 동작한다. 주파수(f0)를 갖는 착신 전기통신 신호(S1)는 입력(65a)에 접속되고 신호(S11)는 보상 블록(65)에 전송된다. 이블록(65)에서, 신호(S11)는 신호(S12)를 생성하기 위해 각 루프들(66 및 69)상의 궤환 신호들(S66 및 S69)과 비교된다. 신호(S12)는 입력(63a)에 전송되며, 여기서 상기 신호는 자려 발진 변조기(64)로부터의 반송 신호(S13)상에서 펄스폭 변조 신호(S14)로 겹쳐진다. 신호(S14)는 스위치군(63)에서 제어 자려 발진 변조기(64)에 궤환되는 신호(S15)로 증폭된다. 이 변조기에서, 반송 신호(S13)는 비교기의 도움으로 생성된다. 신호(S13)는 도 2에 도시된 바와 같이 10 MHz의 범위인 주파수(f4)를 갖는다. 주파수(f4)는 도 5a의 주파수(f2)에 대응한다. 증폭 신호(S15)는 저역 필터(71)에 공급되며, 이 필터는 스위칭 주파수(f4)를 필터링하여 변조 신호(S16)를 변환기(67)에 전송한다. 상기 변환기는 라인(7)상의 신호(S2)를 차례로 전송한다. 변조 신호(S16)는 송신기 입력(65a)에 궤환된다.The transmitter 61 operates in the following manner. The incoming telecommunications signal S1 having the frequency f 0 is connected to the input 65a and the signal S11 is sent to the compensation block 65. In this block 65, the signal S11 is compared with the feedback signals S66 and S69 on the respective loops 66 and 69 to produce the signal S12. Signal S12 is transmitted to input 63a, where the signal is superimposed and superimposed on pulse width modulated signal S14 on carrier signal S13 from oscillation modulator 64. The signal S14 is amplified by the signal S15 fed back to the oscillation modulator 64 under control by the switch group 63. In this modulator, the carrier signal S13 is generated with the help of a comparator. Signal S13 has a frequency f 4 which is in the range of 10 MHz as shown in FIG. 2. The frequency f 4 corresponds to the frequency f 2 of FIG. 5A. The amplified signal S15 is supplied to the low pass filter 71, which filters the switching frequency f 4 and transmits the modulated signal S16 to the converter 67. The converter in turn transmits a signal S2 on line 7. The modulated signal S16 is fed back to the transmitter input 65a.
제 1 외부 궤환 루프(66)는 송신기의 양호한 성능을 얻는 정규 부궤환이다. 이로 인하여, 선형성이 개선되며, 디스토션이 감소되고 주파수 안정성, 즉 모든 주파수대의 공통 증폭이 또한 개선된다. 제 2 외부 궤환 루프(69)는 소정 크기의 명확한 값에서 출력 임피던스를 유지하는데 사용된다. 감지 저항체(68)를 지나는 전류(I1)는 감지되는 전압을 발생시키고 감지된 값은 이 실시예의 100 ohm 임피던스에서 출력을 유지하는데 사용된다. 상기 출력 임피던스는 변화하는 출력 임피던스가 원단 송신기로부터의 착신 신호(S3)에 영향을 주고 수신기(6)의 수신을 악화시키기 때문에 명확한 값을 유지시키는 것에 필수적이다.The first outer feedback loop 66 is a normal negative feedback that yields good performance of the transmitter. This improves linearity, reduces distortion and improves frequency stability, ie common amplification of all frequency bands. The second outer feedback loop 69 is used to maintain the output impedance at a certain value of a certain magnitude. The current I1 through the sense resistor 68 generates a sensed voltage and the sensed value is used to maintain the output at the 100 ohm impedance of this embodiment. The output impedance is essential for maintaining a clear value since the changing output impedance affects the incoming signal S3 from the far-end transmitter and worsens the reception of the receiver 6.
저역 필터(71)는 보상 블록(65), 내부 궤환 루프(62) 및 필터 그 자체를 구비하는 제 1 외부 루프(66)에서 위상 시프트를 발생시킨다. 이러한 위상 시프트는 스위칭 주파수가 매우 낮은 경우 상기 루프에서 자려 발진을 발생시킬 수 있다. 이 수신기에서, 필터(71)의 위상 시프트는 자려 발진 내부 루프(62)에 의해 부분적으로 보상된다. 따라서, 이 송신기의 스위칭 주파수(f4)는 앞서 논의된 바와 같이 비교적 낮을 수 있다. 종래의 외부 스위칭 주파수가 사용된 경우, 이러한 위상 보상이 결코 발생되지 않고 도 5b의 주파수(f3)에 대응하는 훨씬 더 높은 스위칭 주파수가 사용되어야 한다. 게다가, 내부 생성 자려 발진 반송파를 사용할 때, 펄스폭뿐만 아니라 어느 정도의 주파수도 변조된다. 이것은 낮은 값에서 스위칭 주파수(f4)를 유지하는데 기여한다.The low pass filter 71 generates a phase shift in the first outer loop 66 with the compensation block 65, the inner feedback loop 62 and the filter itself. This phase shift can cause oscillation in the loop when the switching frequency is very low. In this receiver, the phase shift of the filter 71 is partially compensated for by the oscillated inner loop 62. Thus, the switching frequency f 4 of this transmitter may be relatively low as discussed above. If a conventional external switching frequency is used, this phase compensation never occurs and a much higher switching frequency corresponding to the frequency f 3 of FIG. 5B should be used. In addition, when using an internally generated self-oscillating carrier, not only the pulse width but also a certain frequency is modulated. This contributes to maintaining the switching frequency f 4 at low values.
도 7 및 도 8과 관련하여, 다른 형태의 로드를 갖는 송신기의 애플리케이션들이 간단히 설명된다. 도 7은 상술한 바와 같이 디지털 장비(86)에 결합되어 있는 송신기(75)를 도시한다. 이 송신기의 출력은 무선 신호들(R1)을 송수신하는 무선 안테나(78)용 안테나 회로(77)에 접속된다. 상기 장비(76)로부터의 신호들은 이들이 안테나 회로에 전송되기 전에 송신기(75)에서 증폭된다. 도 8은 디지털 장비(86)에 접속되어 있는 송신기(85)를 대응하는 방식으로 도시한다. 이 송신기의 출력은 광 송신기를 포함하는 회로(87)를 통하여 광 라인(88)에 접속된다.With reference to FIGS. 7 and 8, applications of a transmitter with other types of loads are briefly described. 7 shows a transmitter 75 coupled to digital equipment 86 as described above. The output of this transmitter is connected to an antenna circuit 77 for a radio antenna 78 that transmits and receives radio signals R1. The signals from the equipment 76 are amplified at the transmitter 75 before they are sent to the antenna circuit. 8 shows in a corresponding manner a transmitter 85 that is connected to digital equipment 86. The output of this transmitter is connected to an optical line 88 via a circuit 87 that includes an optical transmitter.
도 9와 관련하여, 상술한 송신기의 전송 방법에 대한 흐름도가 설명된다. 단계 90에서, 전기통신 신호(S1)는 송신기(61)에 수신된다. 주파수(f0)를 갖는 수신 신호는 주파수(f4)를 갖는 반송파(S13)상에서 겹쳐지고 펄스폭 변조 신호(S14)는단계 92에서 생성된다. 단계 92에서, 펄스폭 변조 신호(S14)는 스위치군(63)에서 신호(S15)로 증폭된다. 이 신호는 단계 93에서 발진 주파수(f4)를 갖는 제어 자려 발진 변조기(64)에 궤환된다. 다음 단계 94에서, 반송 신호(S13)는 변조기에서 생성된다. 또한, 신호(S15)는 그것이 단계 94에서 신호(S16)로 복조되는 저역 필터(71)에 공급되고, 단계 96에서 복조 신호(S16)는 로드에 공급된다. 단계 97에서, 복조 신호는 정규 방식으로 선형성 및 주파수 안정성을 증대시키기 위해 송신기 입력에 궤환된다. 단계 98에서, 송신기의 출력 임피던스는 저항체(68)를 통한 전압을 감지함으로써 감지되고, 단계 99에서 출력 임피던스는 소정 값으로 조정된다.With reference to FIG. 9, a flowchart of a method of transmitting a transmitter described above is described. In step 90, the telecommunications signal S1 is received at the transmitter 61. The received signal with frequency f 0 is superimposed on carrier S13 with frequency f4 and a pulse width modulated signal S14 is generated in step 92. In step 92, the pulse width modulated signal S14 is amplified from the switch group 63 to the signal S15. This signal is fed back to a controlled autonomous oscillation modulator 64 having an oscillation frequency f 4 in step 93. In a next step 94, a carrier signal S13 is generated at the modulator. Further, signal S15 is supplied to the low pass filter 71 where it is demodulated to signal S16 in step 94 and demodulation signal S16 is supplied to the load in step 96. In step 97, the demodulated signal is fed back to the transmitter input to increase linearity and frequency stability in a normal way. In step 98, the output impedance of the transmitter is sensed by sensing the voltage through resistor 68, and in step 99 the output impedance is adjusted to a predetermined value.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| AMND | Amendment | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| AMND | Amendment | ||
| E601 | Decision to refuse application | ||
| J201 | Request for trial against refusal decision | ||
| AMND | Amendment | ||
| B701 | Decision to grant | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
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Payment date: 20130206 Year of fee payment: 4 |
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| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20140207 Year of fee payment: 5 |
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| FPAY | Annual fee payment |
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| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20160204 Year of fee payment: 7 |
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| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20170214 Year of fee payment: 8 |
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| FPAY | Annual fee payment |
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| FPAY | Annual fee payment |
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| FPAY | Annual fee payment |
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