KR20030063688A - Carrier frequency synchronization apparatus and method in orthogonal frequency-division multiplexing - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 방식을 사용하는 무선 근거리 네트워크의 물리 계층의 구현에 관한 것으로, 특히 반송파 주파수 오프셋을 ±2배의 부채널 범위까지 추정하여 현실적인 수준의 정수 배 및 소수 배의 주파수 오프셋을 함께 보상하게 한 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to the implementation of a physical layer of a wireless local area network using an orthogonal frequency division multiplexing scheme. In particular, the carrier frequency offset is estimated to a sub-channel range of ± 2 times, and the frequency offsets of integer and fractional times are realistic. The present invention relates to a carrier frequency synchronizing apparatus and method in an orthogonal frequency division multiplexing scheme.
무선 근거리 데이터망의 물리 계층에서 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 방식의 수신기를 구현하기 위해서는 도 1과 같이 여러 종류의 동기화 장치를 고려해야 한다. 특히 반송파의 주파수 및 위상 오프셋에 민감한 직교 주파수 분할 다중화 방식의 특성을 감안하면 그 중에서 반송파의 동기에 중점을 두어야 한다.In order to implement an orthogonal frequency division multiplexing receiver used in a physical layer of a wireless local area data network, various types of synchronization devices as shown in FIG. 1 should be considered. In particular, considering the characteristics of the orthogonal frequency division multiplexing method that is sensitive to the frequency and phase offset of the carrier, it should focus on the synchronization of the carrier.
직교 주파수 분할 다중화는 무선 근거리 데이터망 외에도 디지털 TV 전송 등 다양한 영역에서 사용되어 왔으며 이에 따라 반송파 동기에 대한 기술도 다양하게 연구 및 개발되었다. 일반적으로 적용 분야에 따라 직교 주파수 분할 다중화의 심벌 구조가 상이하므로 무선 근거리 데이터망에 적합한 반송파 동기의 종래 기술에는 도 2의 종래 기술 1과 도 3의 종래 기술 2가 있다.Orthogonal frequency division multiplexing has been used in various areas such as digital TV transmission in addition to wireless local area data networks. Accordingly, various techniques for carrier synchronization have been researched and developed. In general, since the symbol structure of the orthogonal frequency division multiplexing is different according to the application field, there are two prior arts of carrier synchronization suitable for a wireless local area data network.
도 2의 종래 기술 1은 직교 주파수 분할 다중화 신호의 심벌 타이밍 및 주파수 동기 장치로서, 주파수 동기는 적어도 세 개 이상의 동일한 동기 신호를 사용하여 구성된 동기 심벌을 포함하는 데이터를 수신하여 소정의 지연량 만큼 지연시켜수신 데이터와 자기 상관을 수행하고, 정규화를 수행하여 정규화된 자기 상관값을 출력하는 자기 상관부(21)와; 정규화된 자기 상관값과 소정의 임계값을 비교하는 비교부(222)와; 정규화된 자기 상관값이 소정의 임계값 이상인 구간을 플랫 구간으로서 검출하는 피크 플랫 검출부(224)와; 상기 플랫 구간 내에서 주파수 오프셋을 추정하여 주파수 오프셋값을 구하는 주파수 오프셋 추정부(226)와; 상기 주파수 오프셋값을 사용하여 수신신호에 대하여 주파수 오프셋 보상을 수행하는 주파수 오프셋 보상부(23)와; 주파수 오프셋이 보상된 신호와 기준신호를 사용하여 교차상관을 수행하고, 정규화를 수행하여 정규화된 교차 상관값을 출력하는 교차상관부(24), 및 상기 교차상관값이 최대가 되는 지점을 검출하고 심벌 타이밍 추정을 수행함으로써 심벌 타이밍 동기를 수행하는 심벌타이밍 동기부(25)를 포함한다.2 is a symbol timing and frequency synchronization device of an orthogonal frequency division multiplexing signal, wherein the frequency synchronization is delayed by a predetermined delay amount by receiving data including a synchronization symbol configured using at least three identical synchronization signals. An autocorrelation unit 21 for performing autocorrelation with received data and performing normalization to output a normalized autocorrelation value; A comparison unit 222 for comparing the normalized autocorrelation value with a predetermined threshold value; A peak flat detector 224 for detecting a section having a normalized autocorrelation value equal to or greater than a predetermined threshold value as a flat section; A frequency offset estimator 226 for estimating a frequency offset within the flat period to obtain a frequency offset value; A frequency offset compensator (23) for performing frequency offset compensation on the received signal using the frequency offset value; Cross-correlation is performed by using the signal and the reference signal compensated for the frequency offset, and the cross-correlation unit 24 outputting a normalized cross-correlation value by performing normalization, and detecting a point where the cross-correlation value is maximized. And a symbol timing synchronizer 25 that performs symbol timing synchronization by performing symbol timing estimation.
종래 기술 1은 동기 심벌 구조를 갖고 있는 무선 근거리 데이터망에 적합하도록 고안되어 있지만, 소수 배의 주파수 오프셋만 추정이 가능하여 정수 배의 주파수 옵셋을 보상하기 위해서는 별도의 장치가 요구되는 단점이 있다. 또한, 임계값을 결정해야 하는 부담이 있고, 정규화부, 비교부, 피크 플랫 검출부 등 다른 반송파 동기 방법에는 필요하지 않은 장치를 사용함으로써 복잡도가 증가한다.Although the prior art 1 is designed to be suitable for a wireless local area network having a synchronization symbol structure, only a small number of frequency offsets can be estimated, so that a separate device is required to compensate for integer frequency offsets. In addition, there is a burden of determining a threshold value, and complexity is increased by using an apparatus that is not required for other carrier synchronization methods such as a normalizer, a comparator, and a peak flat detector.
도 3의 종래 기술 2는 인입 신호를 시간 영역에서 샘플링하며, 이 샘플들을 미리 저장된 참조 혹은 동기 심벌과 상관시켜서 상관 시퀀스를 생성한다. 상관 피크가 상관 시퀀스에서 검출되며, 이 상관 피크 인덱스는 참조 지점으로 결정된다. 수신기는 상기 참조 지점으로부터 사전에 결정된 거리인 상기 인입 신호의 샘플을 획득한다. 다음으로, 상기 획득된 샘플과 국부 발진기 사이의 위상 차가 계산된다.그 후, 국부 발진기의 주파수가 상기 계산된 위상 차를 감소시키기 위해서 조정된다.Prior art 2 of FIG. 3 samples an incoming signal in the time domain and correlates these samples with a pre-stored reference or sync symbol to generate a correlation sequence. A correlation peak is detected in the correlation sequence and this correlation peak index is determined as the reference point. The receiver obtains a sample of the incoming signal, which is a predetermined distance from the reference point. Next, the phase difference between the obtained sample and the local oscillator is calculated. The frequency of the local oscillator is then adjusted to reduce the calculated phase difference.
종래 기술 2도 무선 근거리 데이터망에 적합하도록 고안되었지만, 소수 배의 주파수 오프셋만 보상이 가능하기 때문에 정수 배의 주파수 오프셋 보상을 위한 별도의 장치가 필요하며, 샘플링의 타이밍 오류가 어느 정도 이상 존재할 경우 혹은 채널 잡음이 상대적으로 많을 경우 피크 검출기에서 정확한 피크 인덱스를 찾기 어려운 단점도 있다.Although the prior art 2 is designed to be suitable for a wireless local area network, since only a few times the frequency offset can be compensated, a separate device is required to compensate for the frequency offset of an integer multiple. Alternatively, when the channel noise is relatively high, it is difficult to find an accurate peak index in the peak detector.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 감안하여 창안한 것으로, 직교 주파수 분할 다중화 방식의 반송파 주파수 오프셋을 ±2배의 부채널 범위까지 추정하여 현실적인 수준의 정수 배 및 소수 배의 주파수 오프셋을 함께 보상할 수 있도록 한 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 장치 및 방법을 제공함에 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been made in view of the above problems, and the carrier frequency offset of the orthogonal frequency division multiplexing scheme is estimated to a sub channel range of ± 2 times to compensate for the frequency offset of integer multiples and fractional multiples of the realistic level. An object of the present invention is to provide a carrier frequency synchronization apparatus and method in an orthogonal frequency division multiplexing scheme.
본 발명의 또 다른 목적은 임계값 등 별도의 사전 설정값 없이 구현을 가능하게 하고 낮은 복잡도로 구현을 가능하게 하는데 있다.Another object of the present invention is to enable the implementation without a separate preset value such as a threshold value and to enable the implementation with low complexity.
도 1은 종래 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 동기부에 대한 구성을 보인 예시도.1 is an exemplary view showing a configuration of a synchronization unit of a conventional orthogonal frequency division multiplexing receiver.
도 2는 종래 직교 주파수 분할 다중화 신호의 심벌 타이밍 및 주파수 동기 장치에 대한 구성을 보인 예시도.2 is a diagram illustrating a configuration of a symbol timing and frequency synchronization device of a conventional orthogonal frequency division multiplexing signal.
도 3은 또 다른 종래 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 장치에 대한 구성을 보인 예시도.Figure 3 is an exemplary view showing a configuration for a carrier frequency synchronization device in another conventional orthogonal frequency division multiplexing scheme.
도 4는 본 발명 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 장치에 대한 구성을 보인 예시도.Figure 4 is an exemplary view showing a configuration of a carrier frequency synchronization device in the orthogonal frequency division multiplexing method of the present invention.
도 5는 본 발명 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 방법의 동작 순서를 보인 흐름도.5 is a flowchart illustrating an operation procedure of a carrier frequency synchronization method in the orthogonal frequency division multiplexing method of the present invention.
도 6은 도 4의 직교 주파수 분할 다중화 데이터 심볼과 동기 심벌을 보인 예시도.FIG. 6 is an exemplary diagram illustrating an orthogonal frequency division multiplexed data symbol and a synchronization symbol of FIG. 4; FIG.
도 7은 도 6의 동기 심벌의 푸리에 변환을 보인 예시도.7 illustrates a Fourier transform of a sync symbol of FIG. 6.
도 8은 도 4의 이동합계산부의 출력을 보인 예시도.8 is an exemplary view showing an output of a moving sum calculator of FIG. 4;
**도면의 주요부분에 대한 부호의 설명**** Description of the symbols for the main parts of the drawings **
81 : 복소공액부 82 : 지연부81: complex conjugate 82: delay unit
83 : 상관기 84 : 이동합계산부83: correlator 84: moving sum calculator
85 : 주파수 오프셋 계산부 86 : 주파수 보상부85: frequency offset calculation unit 86: frequency compensation unit
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 직교 주파수 분할 다중화 신호 주기의 1/4를 주기로 하는 동기 심벌을 수신하여 동기 심벌 주기만큼 지연시켜 수신 동기 심벌과 자기 상관을 수행하는 자기 상관부와; 동기 심벌 주기 혹은 그 이상의 시간 동안 상기 자기 상관부에서 출력되는 자기 상관값의 이동 합을 계산하는 이동 합 계산부와; 상기 이동 합 계산부에서 출력되는 이동 합 계산값을 입력받아 산술적 연산에 의하여 반송파 주파수 오프셋값을 계산하는 주파수 오프셋 계산부와; 상기 주파수 오프셋 계산부에서 계산된 주파수 오프셋값을 이용하여 데이터 신호를 보상하는 주파수 보상부로 구성한 것을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a self-correlation unit for receiving a synchronization symbol having a quarter of an orthogonal frequency division multiplexing signal period and delaying the synchronization symbol period by a synchronization symbol period to perform autocorrelation with a received synchronization symbol; A moving sum calculator for calculating a moving sum of autocorrelation values output from the autocorrelator for a synchronization symbol period or longer; A frequency offset calculator which receives a shift sum value output from the shift sum calculator and calculates a carrier frequency offset value by an arithmetic operation; And a frequency compensator for compensating the data signal using the frequency offset value calculated by the frequency offset calculator.
또한, 직교 주파수 분할 다중화 신호 주기의 1/4를 주기로 하는 동기 심벌을 수신하는 제1단계와; 상기 동기 심벌을 동기 심벌 주기만큼 지연시켜 수신되는 동기 심벌과 자기 상관을 수행하는 제2단계와; 동기 심벌 주기 혹은 그 이상의 시간 동안 상기 제2단계에 의해 구해지는 자기 상관값의 이동 합을 계산하는 제3단계와; 상기 이동 합을 입력받아 산술적 연산에 의해 반송파 주파수 오프셋값을 계산하는 제4단계와; 상기 주파수 오프셋값을 이용하여 데이터 신호를 보상하는 제5단계로 동작하는 것을 특징으로 한다.In addition, the first step of receiving a synchronization symbol of a quarter of the orthogonal frequency division multiplexing signal period; Delaying the sync symbol by a sync symbol period to perform autocorrelation with the received sync symbol; A third step of calculating a moving sum of autocorrelation values obtained by the second step for a synchronization symbol period or longer; A fourth step of receiving the moving sum and calculating a carrier frequency offset value by an arithmetic operation; And a fifth step of compensating for the data signal by using the frequency offset value.
이하, 본 발명에 따른 일실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, an embodiment according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 4는 본 발명 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 장치에 대한 구성을 보인 블록도로서, 이에 도시한 바와 같이 직교 주파수 분할 다중화 신호 주기의 1/4를 주기로 하는 동기 심벌을 수신하여 동기 심벌 주기만큼 지연시켜 수신 동기 심벌과 자기 상관을 수행하는 자기 상관부(80)와; 동기 심벌 주기 혹은 그 이상의 시간 동안 상기 자기 상관부(80)에서 출력되는 자기 상관값의 이동 합을 계산하는 이동 합 계산부(84)와; 상기 이동 합 계산부(84)에서 출력되는 이동 합 계산값을 입력받아 산술적 연산에 의하여 반송파 주파수 오프셋값을 계산하는주파수 오프셋 계산부(85)와; 상기 주파수 오프셋 계산부(85)에서 계산된 주파수 오프셋값을 이용하여 데이터 신호를 보상하는 주파수 보상부(86)로 구성한다.4 is a block diagram showing the configuration of a carrier frequency synchronization device in the orthogonal frequency division multiplexing method according to the present invention. As shown in FIG. An autocorrelation unit 80 performing autocorrelation with a received synchronization symbol by delaying the period; A moving sum calculation unit (84) for calculating a moving sum of autocorrelation values output from the auto correlation unit (80) for a synchronization symbol period or longer; A frequency offset calculator (85) for receiving a moving sum calculation value output from the moving sum calculator (84) and calculating a carrier frequency offset value by an arithmetic operation; The frequency offset calculator 85 is configured to compensate for the data signal using the frequency offset value calculated by the compensator (86).
또한, 상기 자기 상관부(80)는 직교 주파수 분할 다중화 신호 주기의 1/4를 주기로 하는 동기 심벌을 수신하여 복소공액화하여 출력하는 복소공액부(81)와; 상기 복소공액부(81)에서 출력되는 동기 심벌을 동기 심벌 주기만큼 지연시켜 출력하는 지연부(82)와; 상기 지연부(82)로부터 출력되는 동기 심벌과 수신되는 동기 심벌을 자기 상관을 수행하여 출력하는 상관기(83)로 구성된 것을 특징으로 한다.In addition, the autocorrelation unit 80 includes: a complex conjugate unit 81 which receives a complex symbol having a quarter of a period of an orthogonal frequency division multiplexing signal, complex conjugates it, and outputs it; A delay unit 82 for delaying and outputting a synchronous symbol output from the complex conjugate unit 81 by a synchronous symbol period; And a correlator 83 performing autocorrelation between the sync symbol output from the delay unit 82 and the received sync symbol.
또한, 도 5는 본 발명 직교 주파수 분할 다중화 방식에서의 반송파 주파수 동기 방법의 동작 순서를 보인 흐름도로서, 이에 도시한 바와 같이 직교 주파수 분할 다중화 신호 주기의 1/4를 주기로 하는 동기 심벌을 수신하는 제1단계(S1)와; 상기 동기 심벌을 동기 심벌 주기만큼 지연시켜 수신되는 동기 심벌과 자기 상관을 수행하는 제2단계(S2)와; 동기 심벌 주기 혹은 그 이상의 시간 동안 상기 제2단계(S2)에 의해 구해지는 자기 상관값의 이동 합을 계산하는 제3단계(S3)와; 상기 이동 합을 입력받아 산술적 연산에 의해 반송파 주파수 오프셋값을 계산하는 제4단계(S4)와; 상기 주파수 오프셋값을 이용하여 데이터 신호를 보상하는 제5단계(S5)로 이루어진 것으로 본 발명의 일실시예를 설명한다.FIG. 5 is a flowchart illustrating an operation sequence of a carrier frequency synchronization method according to an orthogonal frequency division multiplexing method according to an embodiment of the present invention. A first step S1; Delaying the sync symbol by a sync symbol period to perform autocorrelation with the received sync symbol (S2); A third step (S3) of calculating a moving sum of autocorrelation values obtained by the second step (S2) for a synchronization symbol period or longer; A fourth step (S4) of receiving the shift sum and calculating a carrier frequency offset value by an arithmetic operation; An embodiment of the present invention will be described as consisting of a fifth step S5 of compensating a data signal using the frequency offset value.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 방식의 동기 심벌이 도 5의 주기와 도6의 푸리에 변환 특성을 갖고 있는 것을 전제하고 있다. 즉, 동기 심벌의 주기는 직교 주파수 분할 다중화 데이터 심벌의 1/4이 되며, 동기 심벌의 64-푸리에 변환의 결과가 도 6과 같이 -24, -20, -16, -12, -8, -4, 4, 8, 12, 16, 20, 24의 푸리에변환 빈(BIN)에만 0이 아닌 동일한 절대치의 값을 갖고 나머지 부분에서는 크기가 모두 0이 되어야 한다.The present invention presupposes that the synchronization symbol of the orthogonal frequency division multiplexing has the period of FIG. 5 and the Fourier transform characteristic of FIG. 6. That is, the period of the synchronization symbol is one-quarter of the orthogonal frequency division multiplexed data symbol, and the result of the 64-fourier transform of the synchronization symbol is -24, -20, -16, -12, -8,-as shown in FIG. Only the Fourier transform bins (BINs) of 4, 4, 8, 12, 16, 20, and 24 must have the same non-zero absolute value, and the rest must be all zeros.
자기 상관부(80)는 수신한 동기 심볼을 동기 심볼 주기 만큼 지연시켜 자기 상관값을 계산한다. 직교 주파수 분할 다중화 데이터 심볼의 주기가 64이면 지연 크기는 16이 된다.The autocorrelation unit 80 calculates an autocorrelation value by delaying the received sync symbol by a sync symbol period. If the period of the orthogonal frequency division multiplexed data symbol is 64, the delay size is 16.
이동 합 계산부(84)는 각 심볼 샘플의 자기 상관값을 심볼 주기 혹은 그 이상의 시간만큼 이동 합한다. 즉, 가장 먼저 입력된 샘플 순으로 1, 2, 3, 4, 5, ...이렇게 순서를 붙이면 이동 합 주기가 16일 경우 이동 합 계산값은 1에서 16까지의 자기 상관값을 더한 수치가 되며 다음 샘플의 이동 합 계산값은 2에서 17까지의 자기 상관값을 더한 값이 된다. 이동 합 주기가 32이면 1에서 32, 2에서 33, 3에서 34, ... 이와 같이 32개의 자기 상관값을 합한 것이 된다.The moving sum calculating unit 84 shifts the autocorrelation value of each symbol sample by a symbol period or more time. In other words, 1, 2, 3, 4, 5, ... in the order of the first sample input, if the moving sum period is 16, the moving sum calculation value is the sum of auto correlation values from 1 to 16. The calculated moving sum of the next sample is the sum of the autocorrelation values from 2 to 17. If the moving sum period is 32, 32 autocorrelation values are summed as 1 to 32, 2 to 33, 3 to 34, and so on.
이동 합 계산부의 출력(84)은 도 7과 같다. 정상적인 이동 합이 계산되기 전에는 0에 근접한 값이 출력되지만 심볼 주기 만큼 시간이 지나게 되면 정상적인 이동 합이 출력된다. 이동 합의 주기가 심볼 주기 이상의 크기가 되면 이동 합 계산값의 잡음 영향이 줄어드는 장점이 있는 반면 정상적인 이동 합 출력 구간도 따라서 축소되는 단점이 있다.The output 84 of the moving sum calculator is shown in FIG. 7. Before the normal moving sum is calculated, a value close to zero is output, but when the time passes by the symbol period, the normal moving sum is output. If the period of the motion sum is greater than the symbol period, the noise effect of the moving sum calculation value is reduced, while the normal moving sum output interval is also reduced.
주파수 오프셋 계산부(85)는 이동 합 계산값을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 장치이다. 주파수 오프셋 계산식은 다음과 같다.The frequency offset calculator 85 is an apparatus for estimating a frequency offset using a moving sum calculation value. The frequency offset calculation is as follows.
주파수 오프셋 = (2/π)×부채널 대역폭×이동 합Frequency offset = (2 / π) × subchannel bandwidth × shift sum
이동 합 계산값의 범위가 -π에서 +π까지이므로 추정 가능한 주파수 옵셋의범위는 ±2배의 부채널 대역폭이 되며 정수 배 및 소수 배까지 보상 가능하다.Since the moving sum calculation ranges from -π to + π, the range of estimated frequency offsets is ± 2 times the subchannel bandwidth and can be compensated up to integer times and decimal times.
주파수 보상부(86)는 직교 주파수 분할 다중화 신호의 주파수 오프셋을 보상하는 장치로서 주파수 오프셋 계산값을 이용한다.The frequency compensator 86 uses the frequency offset calculated as a device for compensating for the frequency offset of the orthogonal frequency division multiplexed signal.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 무선 근거리 데이터망에 적용되는 직교 주파수 분할 다중화 방식의 반송파 주파수 오프셋을 ±2배의 부채널 범위까지 추정함으로써 현실적인 수준의 정수 배 및 소수 배의 주파수 옵셋을 함께 보상할 수 있고 임계값 등 별도의 사전 설정값이 없으며 낮은 복잡도로 구현이 가능한 효과가 있다.As described in detail above, the present invention estimates the carrier frequency offset of the orthogonal frequency division multiplexing scheme applied to the wireless local area network to a subchannel range of ± 2 times, thereby bringing the frequency offset of integer multiples and fractional multiples of the realistic level together. Compensation is possible, there is no separate preset value such as threshold, and it can be implemented with low complexity.
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