KR20030030640A - Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation - Google Patents
Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation Download PDFInfo
- Publication number
- KR20030030640A KR20030030640A KR1020010062865A KR20010062865A KR20030030640A KR 20030030640 A KR20030030640 A KR 20030030640A KR 1020010062865 A KR1020010062865 A KR 1020010062865A KR 20010062865 A KR20010062865 A KR 20010062865A KR 20030030640 A KR20030030640 A KR 20030030640A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- channel
- signal
- soft decision
- value
- multipath
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03356—Baseband transmission
- H04L2025/03363—Multilevel
Abstract
Description
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중레벨 변조방식(multi-level modulation)을 지원하는 이동통신 시스템의 복조(demodulation) 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a mobile communication system, and more particularly, to a method and apparatus for demodulation (demodulation) of a mobile communication system that supports multi-level modulation.
통상적으로 고속 패킷 데이터 전송을 위한 이동통신 시스템(이하 "고속 패킷 전송 이동통신 시스템"이라 칭함)은 데이터 채널만을 지원하는 형태와 데이터 채널뿐만 아니라 음성 채널을 동시에 지원하는 형태로 크게 구분되어질 수 있다. 상기 데이터 채널만을 지원하는 형태의 고속 패킷 전송 이동통신 시스템은 "IMT-2000 (International Mobile Telecommunication 2000) 1xEV/DO(Evolution/Data Only) 시스템"이라 불리며, 데이터 채널뿐만 아니라 음성 채널을 동시에 지원하는 고속 패킷 전송 이동통신시스템은 "IMT-2000 1xEV/DV(Evolution/Data and Voice) 시스템"이라 불린다.In general, a mobile communication system (hereinafter, referred to as a "high-speed packet transmission mobile communication system") for high-speed packet data transmission may be broadly classified into a type that supports only a data channel and a type that simultaneously supports a voice channel as well as a data channel. The high-speed packet transmission mobile communication system supporting only the data channel is called an "IMT-2000 (International Mobile Telecommunication 2000) 1xEV / DO (Evolution / Data Only) system". The high-speed packet transmission mobile communication system supports a data channel as well as a voice channel at the same time. The packet transmission mobile communication system is called "IMT-2000 1xEV / DV (Evolution / Data and Voice) system."
상기와 같은 고속 패킷 전송 이동통신 시스템은 고속 데이터를 전송할 수 있도록 하기 위하여 여러 명의 사용자가 같은 채널을 시분할(Time Division Multiplexing; 이하 "TDM"이라 칭함)하여 사용하게 된다. 이 때, 상기의 고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서는 단말기로부터 순방향 채널 상태를 피드백(feedback) 받아서 채널 상태가 좋은 경우, 전송 데이터율을 높이기 위하여 8-PSK(phase shift keying)/16-QAM(quadrature amplitude modulation)/64-QAM과 같은 고차 변조방식(high order modulation)을 사용하여 데이터 전송을 수행한다.In such a high-speed packet transmission mobile communication system, a plurality of users use time division multiplexing (hereinafter, referred to as "TDM") in order to enable high-speed data transmission. At this time, in the high speed packet transmission mobile communication system, when the channel state is good by receiving a feedback of the forward channel state from the terminal, 8-PSK (phase shift keying) / 16-QAM (quadrature amplitude) to increase the transmission data rate. Data transmission is performed using high order modulation such as modulation / 64-QAM.
일반적인 고차 변조방식은 위상 및 진폭 왜곡이 거의 없는 유선 채널 환경에서 주로 사용하는 변조방식으로써, 복조시 위상 및 진폭 왜곡에 대해서는 고려하지않는다. 즉, 일반적으로 널리 알려진 연판정값을 구하는 과정은 수신 신호의 진폭왜곡이 없는 가우시안 잡음 채널(수학식 2에서 gk=1인 경우)에 대해서만 유효하다. 그런데, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템과 같이 무선 채널 환경에서의 수신 신호는 페이딩(fading)에 의하여 진폭왜곡뿐만 아니라 위상왜곡도 발생한다. 이러한 경우 송신단과 전송매체(transmission media) 및 수신단 전체의 이득(gain)은 복소 계수(complex coefficient) 형태가 되며, 연판정값 계산 알고리즘을 적용하기 위해서는 이와 같은 페이딩에 의한 진폭 및 위상왜곡에 대한 보상이 선행되어야 한다.The general higher-order modulation method is a modulation method mainly used in a wired channel environment with little phase and amplitude distortion, and does not consider phase and amplitude distortion during demodulation. In other words, the well-known soft decision value is generally valid only for Gaussian noise channels where g k = 1 in Equation 2 without amplitude distortion of the received signal. However, as in a high-speed packet transmission mobile communication system, a received signal in a radio channel environment generates not only amplitude distortion but also phase distortion by fading. In this case, the gain of the transmitter, the transmission media, and the receiver as a whole is in the form of a complex coefficient. In order to apply a soft decision algorithm, compensation for amplitude and phase distortion due to such fading is applied. This must be preceded.
따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명의 목적은, 고속 패킷 데이터 전송 방식을 적용하는 이동통신 시스템에서 사용하는 고차 변조 신호의 복조방법 및 장치에 관한 것이다.Accordingly, an object of the present invention, which is designed to solve the problems of the prior art operating as described above, relates to a method and apparatus for demodulating a higher order modulated signal for use in a mobile communication system employing a high speed packet data transmission scheme.
본 발명의 다른 목적은, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 고차 변조 신호에 대하여 이동국의 복조방법 및 장치를 제공하는 것이다.Another object of the present invention is to provide a demodulation method and apparatus for a mobile station for higher order modulated signals in a high speed packet transmission mobile communication system.
본 발명의 또 다른 목적은, 통상적인 CDMA 이동통신 시스템의 이동국 수신 장치를 최소한으로 변형하여 고차 변조 신호를 복조할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.It is still another object of the present invention to provide a method and apparatus capable of demodulating higher order modulated signals with a minimum modification of the mobile station receiving apparatus of a conventional CDMA mobile communication system.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 창안된 본 발명의 실시예는, 다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조방법에 있어서,In order to achieve the above object, an embodiment of the present invention provides a demodulation method of a mobile communication system supporting a multilevel modulation scheme.
수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산하는 과정과,Despreading the received signal with the corresponding PN code;
상기 PN 역확산된 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 과정과,Extracting a pilot channel signal using the PN despread signal and obtaining a channel estimation signal indicating distortion of the pilot channel signal due to fading;
상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 데이터 심볼들을 생성하는 과정과,Generating data symbols by despreading the PN despread signal with a Walsh code of a corresponding channel;
상기 채널 추정신호를 이용하여 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하며, 상기 채널 추정신호의 에너지 값에 미리 정해지는 참조값 및 소정의 채널 이득을 곱함으로써 상기 위상 보상으로 인해 발생하는 진폭왜곡 추정값을 추정하고, 상기 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 진폭왜곡 추정값을 이용하여 연판정값을 계산하는 과정과,Compensating phase distortion of the data symbols by using the channel estimation signal, and estimating an amplitude distortion estimation value generated by the phase compensation by multiplying an energy value of the channel estimation signal by a predetermined reference value and a predetermined channel gain. Calculating a soft decision value using the phase compensated data symbol and the amplitude distortion estimate value;
상기 연판정값을 프레임 단위로 수집하여 블럭 디-인터리빙하는 과정과,Collecting the soft decision value in units of frames and de-interleaving the block;
상기 블럭 디-인터리빙된 신호를 복호화하여 원래의 패킷 데이터를 복원하는 과정을 포함한다.Restoring original packet data by decoding the block de-interleaved signal.
도 1은 16-QAM 변조방식의 성좌를 도시하는 도면.1 is a diagram illustrating a constellation of 16-QAM modulation scheme.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면.2 is a diagram illustrating a transmitter structure of a high speed packet transmission mobile communication system according to an embodiment of the present invention.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 패킷 채널 수신기 구조의 일례를 도시한 도면.3 is a diagram illustrating an example of a structure of a packet channel receiver of a high speed packet transmission mobile communication system according to an embodiment of the present invention.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.4 is a diagram illustrating a configuration of a symbol demodulator according to a first embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.5 is a diagram showing the configuration of a symbol demodulator according to a second embodiment of the present invention;
도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.6 is a diagram showing the configuration of a symbol demodulator according to a third embodiment of the present invention;
도 7은 본 발명의 제4 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.7 is a diagram showing the configuration of a symbol demodulator according to a fourth embodiment of the present invention.
하기 설명에서는 구체적인 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는경우 그 상세한 설명을 생략한다.Specific details appear in the following description, which is provided to aid a more general understanding of the present invention, and it should be understood by those skilled in the art that the present invention may be practiced without these specific details. It will be self explanatory. In the following description of the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.
본 발명은 고차 변조 신호가 이동통신 환경에서 사용될 때, 발생하는 신호의 진폭왜곡을 추정하고 보상하는 방법과 다중경로에 의한 왜곡을 보상하는 방법으로 구성된다. 상기 방법들에 대하여 이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 이하에서 본 발명을 설명함에 있어서, 1x CDMA 대역폭을 사용하여 음성 서비스 및 데이터 서비스를 포함하는 멀티미디어 서비스를 지원할 수 있는 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 순방향 링크의 예를 들어 설명한다. 여기에서 1x 대역폭은 기존의 IS-95 계열의 북미식 동기 시스템에서 사용되는 1.25MHz의 주파수 대역폭을 의미한다.The present invention consists of a method for estimating and compensating for amplitude distortion of a generated signal when a higher order modulated signal is used in a mobile communication environment, and a method for compensating for distortion caused by multipath. With respect to the above method will be described in detail with reference to the accompanying drawings, preferred embodiments of the present invention. In the following description of the present invention, an example of a forward link of a high-speed packet transmission mobile communication system capable of supporting a multimedia service including a voice service and a data service using 1x CDMA bandwidth will be described. Here, 1x bandwidth refers to the 1.25MHz frequency bandwidth used in existing IS-95 series North American synchronization systems.
본 발명의 동작예를 상세히 설명하기에 앞서 본 발명을 이해하는데 필요한 연판정값 계산 알고리즘의 예를 설명하기로 한다.Before describing the operation example of the present invention in detail, an example of a soft decision value calculation algorithm required to understand the present invention will be described.
고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서 고차 변조를 수행하기 위하여, 채널 부호화기(channel encoder)의 출력 시퀀스(sequence)는 블럭 인터리버(block interleaver)를 통과하여 m개의 비트 단위로 나눠진 후, 하기의 <수학식 1>과 같이 M(=2m)개의 신호점 가운데 해당되는 특정 신호점으로 사상된다. 이때의 사상은 그레이 코딩규칙(gray coding rule)을 따른다.In order to perform higher-order modulation in a high-speed packet transmission mobile communication system, an output sequence of a channel encoder is divided into m bits by passing through a block interleaver, and the following Equation 1 > Is mapped to a specific signal point among M (= 2 m ) signal points. The idea at this time follows the gray coding rule.
상기의 <수학식 1>에서 sk,i(i=0,1,...,m-1)는 k 번째 심볼로 사상되는 블럭인터리버의 출력 시퀀스 가운데 i 번째 비트를 의미한다. 16-QAM의 경우 m=4이며, 이에 해당하는 성좌도(signal constellation)를 도 1에 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 성좌도는 16개의 신호점들로 구성되며, 각각의 사분면은 4개의 신호점들로 구성된다. 각각의 신호점은 4개의 심볼들로 표현된다. 상기 도 1은 예를 들어, 제1사분면을 4개의 영역으로 구분하여, 우상(우측 상위) 영역에는 심볼 "0000"을 매핑하고, 우하 영역에는 "0100"을 매핑하며, 좌상 영역에는 "0001"을 매핑하고, 좌하 영역에는 "0101"을 매핑한 것을 보여준다. 여기서 심볼들의 위치는 미리 정해지는 참조값(reference value) a에 의하여 결정된다. 예를 들어, 도 1에서 (s3,s2,s1,s0) = 0011의 경우 (-a, 3a)의 X-Y 좌표로 표현할 수 있으며, 1011의 경우에는 (-a, -3a)의 X-Y 좌표로 표현할 수 있다.In Equation 1, s k, i (i = 0, 1, ..., m-1) means the i-th bit of the output sequence of the block interleaver mapped to the k-th symbol. In the case of 16-QAM, m = 4, and a corresponding constellation is shown in FIG. 1. As shown, the constellation diagram consists of 16 signal points, each quadrant of 4 signal points. Each signal point is represented by four symbols. For example, FIG. 1 divides the first quadrant into four regions, maps the symbol "0000" to the upper right (upper right) region, maps "0100" to the lower right region, and "0001" to the upper left region. Is mapped, and the lower left area shows "0101" mapping. Here, the positions of the symbols are determined by a predetermined reference value a. For example, in the case of (s3, s2, s1, s0) = 0011 in FIG. Can be.
상기와 같이 변조된 심볼을 전송매체를 통해 수신한 후 채널 복호화기로 입력하기 위해서는 연판정(soft decision) 과정이 선행되어야 한다. 알려진 바와 같이 연성결정은 변조 심볼로부터 채널 부호화기로 입력하기 위한 m 개의 비트값을 복원하는 과정이다. 연판정값(Soft decision value)을 구하기 위한 방법은 일반적으로 LLR(log likelihood ratio) 알고리즘을 근사화하여 사용한다.In order to receive the modulated symbol through the transmission medium and input it to the channel decoder, a soft decision process must be preceded. As is known, soft decision is the process of restoring the m bit values for input from a modulation symbol to a channel encoder. A method for obtaining a soft decision value is generally used by approximating a log likelihood ratio (LLR) algorithm.
이하 수신된 변조 심볼로부터 연판정값을 구하는 과정을 살펴보기로 한다. 상기의 Ik및 Qk는 전송매체를 통해 수신단으로 수신된 후 심볼복조기(symbol demodulator)에 의하여 동위상 신호성분과 직교위상 신호성분으로 이루어진 수신신호로 복조된다. 이때 송신신호 Ik및 Qk에 상응되는 수신신호를 전송 이득과 잡음을고려하여 복소수(complex number) 형태로 나타내면 하기의 <수학식 2>와 같다.Hereinafter, a process of obtaining a soft decision value from the received modulation symbol will be described. The I k and Q k are received by the receiver through a transmission medium and demodulated by a symbol demodulator into a received signal consisting of in-phase signal components and quadrature signal components. In this case, the reception signals corresponding to the transmission signals I k and Q k are represented in the form of a complex number in consideration of the transmission gain and the noise, and are represented by Equation 2 below.
상기 수학식 2에서 Xk및 Yk는 각각 k 번째 심볼로 사상되는 2차원 수신신호 Rk의 동위상 신호성분 및 직교위상 신호성분을 의미하며, gk는 송신단과 전송매체(transmission media) 및 수신단의 이득(gain)을 포괄적으로 나타내는 복소계수(complex coefficient)이고,와는 평균이 0이고 분산이인 가우시안 잡음(Gaussian noise)으로서 통계적으로 서로 독립인 파라미터들이다.In Equation 2, X k and Y k denote in-phase signal components and quadrature signal components of the two-dimensional received signal R k mapped to the k-th symbol, respectively, and g k denotes a transmitter, a transmission medium, Is a complex coefficient that comprehensively represents the gain of the receiver, Wow Is 0 and the variance is Gaussian noise is a statistically independent parameter.
복조기는 상기의 수신신호 Rk를 이용하여 LLR(log likelihood ratio)을 계산한다. 부호화기의 출력 신호 시퀀스(즉 신호 심볼) 중 i번째 비트인 sk,i(i=0, 1, …, m-1)에 대응하는 LLR은 하기의 <수학식 3>에 의해 구해지며, 이는 채널복호화기의 입력으로 요구되는 연판정값으로 사용된다.The demodulator calculates a log likelihood ratio (LLR) using the received signal R k . The LLR corresponding to the i th bit s k, i (i = 0, 1, ..., m-1) of the output signal sequence (that is, the signal symbol) of the encoder is obtained by Equation 3 below. It is used as the soft decision value required for the input of the channel decoder.
상기의 <수학식 3>에서 Lambda (,i )는,i에 상응하는 LLR, 즉 연판정값이고, K는 상수이며, Pr{A|B}는 사건 B가 발생했을 때 사건 A의 발생 확률로 정의되는 조건부확률(conditional probability)이다.Lambda (Equation 3) , i) LLR corresponding to i, i.e., a soft decision value, K is a constant, and Pr {A | B} is a conditional probability defined as the probability of occurrence of event A when event B occurs.
그런데 상기의 <수학식 3>은 비선형(non-linear)일 뿐만 아니라 비교적 많은 계산량을 수반하므로, 실제 구현을 위해서는 <수학식 3>를 근사화(approximation)할 수 있는 알고리듬이 요구된다. 상기의 <수학식 3>을 gk=1인 가우시안 잡음채널에 대하여 알려진 통상의 이중최소매트릭법에 의해 근사화하여 얻은 16-QAM의 연판정값의 예시는 대한민국 특허청에 2001년 8월 13일자로 본원 출원인에 의해 특허출원된 특허출원번호 제2001-48758호에 개시되어 있는 바와 같으며 이를 정리하면 하기의 표 1 및 표 2와 같이 나타낼 수 있다.However, since Equation 3 is not only non-linear but also involves a relatively large amount of computation, an algorithm capable of approximating Equation 3 is required for actual implementation. An example of the 16-QAM soft decision value obtained by approximating Equation 3 above with a known double minimum matrix method for a Gaussian noise channel with g k = 1, was filed with the Korean Patent Office on August 13, 2001. As disclosed in Patent Application No. 2001-48758 filed by the applicant of the present application and summarized it may be shown as Table 1 and Table 2 below.
여기서 Zk는 |Yk|-2a이고 Z'k는 |Xk|-2a이고, 상기 a는 16-QAM의 참조값(도 1 참조)이다.Where Z k is | Y k | -2a, Z ' k is | X k | -2a, and a is a reference value of 16-QAM (see FIG. 1).
또한 16-QAM의 연판정값의 다른 예시를 하기의 <수학식 4>에 나타내었다.In addition, another example of the soft decision value of 16-QAM is shown in Equation 4 below.
이상에서 설명한 바에 따르면 16-QAM을 위한 연판정값은 수신신호 데이터 심볼과 상기 참조값 a에 의하여 정해짐을 알 수 있다.As described above, it can be seen that the soft decision value for the 16-QAM is determined by the received signal data symbol and the reference value a.
본 발명에서는 트래픽 채널(traffic channel)과 동일한 페이딩 환경을 통과하는 파일럿 채널(pilot channel)을 이용하여 수신 신호의 위상 및 진폭왜곡을 추정하고, 이를 이용하여 수신 신호로부터 채널 복호화기(Channel Decoder)로 입력되는 연판정값을 구한다. 즉, 본 발명에서 제안하는 방법은 파일럿 채널을 이용하여 추정한 채널 추정신호를 이용하여 먼저 트래픽 채널의 위상왜곡을 보상한다. 여기서 채널 추정신호이란 페이딩이 파일럿 채널의 신호 세기에 미친 영향을 복소값으로 표현한 것이다. 그리고 진폭왜곡을 보상하기 위하여 채널 추정신호를 이용하여 수신 신호의 진폭왜곡 성분을 추정한 뒤, 이를 고차 변조 신호의 연판정값을 구하기 위한 상기 참조값 a를 변형하여 사용한다.In the present invention, a phase and amplitude distortion of a received signal are estimated using a pilot channel passing through the same fading environment as a traffic channel, and the received signal is transmitted from the received signal to a channel decoder. Get the soft decision value to be input. That is, the method proposed in the present invention first compensates for the phase distortion of the traffic channel by using the channel estimation signal estimated using the pilot channel. Here, the channel estimation signal represents a complex value of the effect of fading on the signal strength of the pilot channel. In order to compensate for the amplitude distortion, the amplitude distortion component of the received signal is estimated by using the channel estimation signal, and then the reference value a is used by modifying the soft decision value of the higher order modulated signal.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면이다. 여기서 파일럿 채널(pilot channel)은 고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서 이동국의 동기획득 및 추적, 페이딩에 의한 신호의 왜곡등을 추정하는 참조 신호(reference signal)로 사용된다.2 is a diagram illustrating a transmitter structure of a high speed packet transmission mobile communication system according to an embodiment of the present invention. In this case, a pilot channel is used as a reference signal for estimating synchronization and acquisition of a mobile station and distortion of a signal due to fading in a high speed packet transmission mobile communication system.
상기 도 2에 나타낸 파일럿 채널 발생기의 구조를 살펴보면, 입력되는 무변조 데이터에 해당 왈시(Walsh) 코드와 같은 채널구분용 코드를 곱하여 직교확산 하여 파일럿 채널 신호를 발생한다.Referring to the structure of the pilot channel generator shown in FIG. 2, the pilot channel signal is generated by orthogonally spreading the unmodulated data to be multiplied by a channel division code such as a corresponding Walsh code.
도 2에 나타낸 패킷 채널(packet channel) 발생기는 패킷 데이터를 전송하기 위한 채널로 패킷 데이터(Packet Data Source)를 입력받아 채널 부호화기 205에 의한 채널 부호화(channel encoding)와 블럭 인터리버 210에 의한 블럭 인터리빙(block interleaving)을 수행한 후, 변조기 215에서 미리 정해진 변조 방식에 따라 I,Q 심볼 매핑을 수행한다. 변조기 215의 출력은 심볼 디멀티플렉서(Symbol Demux) 220)에 의하여 가용 월시 개수(available number of Walsh)에 따라 N개의 채널로 분리된 후, 채널 이득 조절기 225에서 채널 이득과 곱해지고, 왈시 확산기 230에서 해당 월시 코드 Wpacket를 가지고 직교확산되어 패킷 데이터 채널 신호를 발생한다. 한편 파일럿 신호(All '1')는 파일럿 왈시 코드 Wpilot을 가지고 확산되어 파일럿 채널 신호를 발생한다.The packet channel generator shown in FIG. 2 receives a packet data source as a channel for transmitting packet data, and receives channel encoding by the channel encoder 205 and block interleaving by the block interleaver 210. After block interleaving, I, Q symbol mapping is performed by the modulator 215 according to a predetermined modulation scheme. The output of modulator 215 is divided into N channels according to the available number of Walsh by a symbol demultiplexer 220, and then multiplied by the channel gain in channel gain adjuster 225 and corresponding in Walsh spreader 230. Orthogonal spread with the Walsh code W packet to generate a packet data channel signal. Meanwhile, the pilot signal All '1' is spread with the pilot Walsh code W pilot to generate a pilot channel signal.
상기 월시 확산된 N 개의 서브 채널 신호들과 파일럿 서브 채널 신호는 합산기 240, 245에 의하여 칩단위로 더해진 후, 복소 PN 확산기(Complex PN Spreader) 250에 의해 해당 PN 코드를 가지고 PN 확산된다. 상기 PN 확산된 신호는 기저대역 필터(baseband filter)(255)를 통과한 뒤, 믹서 260,265에 의하여 반송파 신호에 실려 결합기 270에서 I,Q 결합된 후 안테나를 통해 전송된다.The N subchannel signals and the pilot subchannel signal spread through the Walsh are added in units of chips by adders 240 and 245, and then PN spread by the complex PN spreader 250 with the corresponding PN code. The PN spread signal is passed through a baseband filter 255, is carried by the mixer signal 260, 265 in the carrier signal, I, Q combined in the combiner 270, and then transmitted through the antenna.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 패킷 채널 수신기 구조를 도시한 도면이다.3 is a diagram illustrating a packet channel receiver structure of a high speed packet transmission mobile communication system according to an embodiment of the present invention.
상기 도 3을 참조하면, 캐리어에 실려온 수신 신호는 믹서 310,315에 의하여 기저대역으로 변환되고 기저대역 정합 필터 320을 통과한 후, PN 역확산기(PN despreader) 330으로 입력되어 해당 PN(Pseudo-random Noise) 코드를 가지고 PN 역확산되고 채널 추정기(channel estimator) 340과 N개의 월시 역확산기(Walsh despreader) 350으로 입력된다. 채널 추정기 340에서는 파일럿 채널 신호를 추출하여 채널 추정신호를 결정한 뒤, 심볼 복조기(symbol demodulator) 360으로 상기 채널 추정신호를 출력한다. 월시 역확산기 350에서는 패킷 채널의 해당 월시 코드 Wpacket을 사용하여 심볼 단위의 신호를 생성하고, N개의 월시 역확산기 350에서 출력된 심볼들은 심볼 복조기 360으로 입력된다.Referring to FIG. 3, a received signal carried on a carrier is converted into a baseband by a mixer 310, 315, passes through a baseband matching filter 320, and is inputted to a PN despreader 330 to provide a corresponding pseudo-random noise. The PN despreader is input to the channel estimator 340 and the N Walsh despreaders 350. The channel estimator 340 extracts a pilot channel signal to determine a channel estimation signal, and then outputs the channel estimation signal to a symbol demodulator 360. The Walsh despreader 350 generates a signal in a symbol unit using the corresponding Walsh code W packet of the packet channel, and the symbols output from the N Walsh despreaders 350 are input to the symbol demodulator 360.
심볼 복조기 360은 채널 추정기 340으로부터 입력받은 채널 추정신호를 이용하여 왈시 역확산된 데이터 심볼의 위상왜곡을 보상하고, N 개의 채널로 분할된 심볼들을 정렬하여 연판정값을 계산한 후 상기 계산된 연판정값을 블럭 디인터리버(block deinterleaver) 370으로 출력하는 역할을 수행한다. 여기서 연판정값은 이미 설명한 <수학식 4> 또는 알려진 다른 연판정값 계산 알고리즘에 의하여 계산된다. 심볼 복조기 360으로부터 출력된 연판정값은 블럭 디인터리버 370에서 프레임 단위로 수집되어 블럭 디인터리빙(block de-interleaving)된 후, 채널 복호화기(channel decoder) 380으로 입력된다. 채널 복호화기 380은 블럭 디인터리버 370의 출력을 입력받아 복호화(decoding)한 후 원래의 패킷 데이터를 복원한다.The symbol demodulator 360 compensates the phase distortion of the Walsh despread data symbol by using the channel estimation signal input from the channel estimator 340, calculates the soft decision value by arranging the symbols divided into N channels, and calculates the soft decision value. It outputs the determination value to the block deinterleaver 370. Here, the soft decision value is calculated by Equation 4 or another known soft decision value calculation algorithm. The soft decision value output from the symbol demodulator 360 is collected in units of frames in the block deinterleaver 370, deblocked by block deinterleaving, and then input to the channel decoder 380. The channel decoder 380 receives the output of the block deinterleaver 370 and decodes the original packet data after decoding.
본 발명에서 제안하는 심볼 복조기 360의 동작 원리를 이해하기 위하여 <수학식 1>과 같이 사상되는 k번째 심볼 (Ik,Qk)이 root {P_traffic}의 심볼 크기를 가지고 페이딩을 통과하여 수신되었다고 하면, 수신 심볼 Rk은 하기의 <수학식 5>와 같이 정의할 수 있다.In order to understand the operation principle of the symbol demodulator 360 proposed in the present invention, the k th symbol (I k , Q k ) mapped as in Equation 1 is received through the fading with the symbol size of root {P_traffic}. Then, the reception symbol R k can be defined as shown in Equation 5 below.
여기서, 페이딩 신호는 복소수 형태의 fI_K+ j·fQ_k로 정의할 수 있으며 송신 신호에 곱해진 형태로 표시한다. 파일럿 채널을 사용하여 채널 상태를 추정하는 채널 추정기 340의 출력이 하기의 <수학식 6>과 같다면 수신 심볼에 대한 위상 보상 결과는 하기의 <수학식 7>과 같이 정의된다.Here, the fading signal may be defined as a complex type f I_K + j · f Q_k and is expressed in a form multiplied by the transmission signal. If the output of the channel estimator 340 estimating the channel state using the pilot channel is shown in Equation 6 below, the phase compensation result for the received symbol is defined as in Equation 7 below.
상기 <수학식 7>로부터 송신 심볼(Ik,Qk)이 페이딩을 통과하여 수신된 심볼에 대하여 위상 보상을 수행하였을 때, 하기의 <수학식 8>과 같이 정의될 수 있는 진폭왜곡(gk)이 존재한다.When the transmission symbols I k and Q k from Equation 7 pass through fading and perform phase compensation on the received symbol, an amplitude distortion g that can be defined as Equation 8 below can be defined. k ) is present.
상기 진폭왜곡(gk)은 채널 추정 에너지와 파일럿 채널 이득 및 트래픽 채널 이득을 이용하여 구할 수 있다. 여기서 채널 추정 에너지는 하기의 <수학식 9>와 같이 정의되며, 수신단에서 진폭왜곡을 추출하기 위한 채널 이득으로써 하기의 <수학식 10>과 같이 파일럿 채널과 트래픽 채널의 이득 비(gain ratio)를 정의할 수 있다.The amplitude distortion g k can be obtained using the channel estimated energy, the pilot channel gain, and the traffic channel gain. In this case, the channel estimation energy is defined as in Equation 9 below, and is a channel gain for extracting amplitude distortion at the receiving end. The gain ratio between the pilot channel and the traffic channel is expressed as in Equation 10 below. Can be defined
본 발명에서는 상기와 같은 과정으로 얻어진 진폭왜곡 성분을 보상하기 위하여 신호 자체의 진폭왜곡을 제거하는 방법 대신, 연판정을 위한 참조값을 변형하는 방법을 제안하고자 한다. 즉, QAM 심볼의 연판정값을 구하기 위해서 상기에서 얻어진 진폭왜곡 성분으로 위상 보상된 수신 신호를 나누어 사용하지 않고, 수신 신호의 진폭왜곡과 같은 값을 참조값에 곱하여 사용한다. 이렇게 수신 신호의 진폭왜곡 성분을 참조값에 곱함으로써 <수학식 4>의 연판정값은 하기 <수학식 11>과 같이 원래의 연판정값에 임의의 상수가 곱해진 형태로 표현될 수 있다. 이때 연판정값에곱해진 임의의 상수는 채널 복호화의 성능에는 영향이 미치지 않는다. 하기 <수학식 11>에서,는 <수학식 1> 과 <수학식 2>에서 정의한 송신 신호를 의미한다. 편의상 가우시안잡음 성분은 표시하지 않았다.In the present invention, instead of removing the amplitude distortion of the signal itself in order to compensate the amplitude distortion component obtained by the above process, it is proposed a method of modifying the reference value for soft decision. That is, in order to obtain the soft decision value of the QAM symbol, the received signal compensated with the phase distortion component obtained above is not used separately, and the same value as the amplitude distortion of the received signal is multiplied by the reference value. By multiplying the amplitude distortion component of the received signal by the reference value, the soft decision value of Equation 4 may be expressed in a form in which an original soft decision value is multiplied by an arbitrary constant as shown in Equation 11 below. Any constant multiplied by the soft decision value does not affect the performance of channel decoding. In Equation 11 below , Denotes a transmission signal defined in <Equation 1> and <Equation 2>. For convenience, Gaussian noise components are not shown.
또한 이와 같이 함으로써 후술할 다중경로 결합 방법을 적용할 시 경로간의 가중치 효과를 미리 얻을 수 있는 장점이 있다. 만약, 진폭 왜곡 성분을 참조값에 곱하지 않고 수신 신호에 대하여 보상을 할 경우, 모든 다중 경로 성분은 같은 크기의 값을 가지게 된다. 그러나 다중 경로 결합시에는 일반적으로 maximal ratio combining 기법을 사용하여 신호 크기가 큰 경로에 대하여 가중치를 더 주어 결합하는 방법을 사용한다. 즉, 수신신호에 대하여 진폭 왜곡을 보상한 경우, 다중 경로 결합시 경로별 가중치를 다시 곱해주어야 하지만, 본 발명에서와 같이 참조값을 변형하면 경로별 신호의 크기를 그대로 유지한 채로 연판정을 하는 것이기 때문에 다중 경로 결합시 가중치를 다시 고려할 필요가 없다.In addition, by doing this, there is an advantage in that the weighting effect between paths can be obtained in advance when the multipath combining method to be described later is applied. If the amplitude compensation component is compensated for the received signal without multiplying the reference value, all the multipath components have the same value. However, in the case of multipath combining, a method that combines by giving a weight to a path having a large signal size is generally used by using a maximal ratio combining technique. That is, when the amplitude distortion is compensated for the received signal, the weight of each path must be multiplied again when the multipath is combined. However, when the reference value is modified as in the present invention, the soft decision is made while maintaining the size of the signal for each path. Therefore, there is no need to reconsider weights when combining multipaths.
이하 본 발명에 따른 심볼 복조기 구성의 제1 내지 제4 실시예에 대하여 설명하기로 한다.Hereinafter, the first to fourth embodiments of the symbol demodulator configuration according to the present invention will be described.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면이다. 심볼 복조기의 구성을 도 4를 참조하여 보다 상세히 설명하면 하기와 같다.4 is a diagram showing the configuration of a symbol demodulator according to a first embodiment of the present invention. The configuration of the symbol demodulator will be described in more detail with reference to FIG. 4 as follows.
상기 도 4를 참조하면, 왈시 역확산기 350에 의해 역확산된 N개의 심볼이 심볼 복조기 360으로 입력되면, 심볼 복조기 360은 채널 추정기 340으로부터 채널 추정신호를 입력받아 N개의 복소 심볼(complex symbol) 각각에 대하여 복수의 위상 보상기 15에 의한 위상 보상을 수행한다. 위상 보상은 채널 추정신호의 공액 복소수(conjugate)를 각각의 데이터 심볼들과 곱함으로써 이루어진다. 이와 같이 위상 보상된 N(Wpacket의 개수)개의 데이터 심볼들은 심볼 멀티플렉서(Symbol Mux) 17로 입력되어 순차적으로 정렬된 뒤, 연판정값을 결정하기 위한 연판정값 계산기 19로 제공된다.Referring to FIG. 4, when the N symbols despread by the Walsh despreader 350 are input to the symbol demodulator 360, the symbol demodulator 360 receives the channel estimation signal from the channel estimator 340, and each of the N complex symbols. Phase compensation by the plurality of phase compensators 15 is performed. Phase compensation is achieved by multiplying the conjugate conjugate of the channel estimation signal by the respective data symbols. Thus the phase-compensated (the number of packet W) of N data symbols are input to a symbol multiplexer (Mux Symbol) 17 is provided to the soft decision value calculator 19 for determining a back-aligned in order, the soft decision value.
한편 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의 진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I2+ Q2) 11로 입력되며, 에너지 계산기 11에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 13에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 Cg및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 19로 입력된다. 연판정값 계산기 19는 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 입력받아서 연판정값을 계산하여 출력한다.On the other hand, the channel estimation signal is input to the energy calculator (I 2 + Q 2 ) 11 to estimate the amplitude distortion component of the current received symbol, and the energy value calculated by the energy calculator 11 is expressed by Equation 10 by the multiplier 13. After multiplying by the reference value a for soft decision of the channel gain C g and QAM symbol defined as above, it is input to the soft decision calculator 19. The soft decision calculator 19 receives the phase-compensated data symbol and the modified reference value (ie, amplitude distortion estimation value) and calculates and outputs the soft decision value.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따라 제안하는 심볼 복조기의 구성을 도시한 것이다. 도 4와 도 5의 차이점은 심볼 정렬을 수행하는 심볼 멀티플렉서 25의 위치이다. 도 4에서는 N 채널 심볼들에 대해 먼저 위상 보상을 수행한 후에 채널별 심볼 정렬을 수행하는 구조이고, 도 5의 구조는 수신 데이터 심볼을 위상 보상하기 전에 채널별 심볼 정렬을 수행하는 것이다. 상기한 과정을 도 5를 참조하여 보다 상세히 설명하면 하기와 같다.5 shows a configuration of a symbol demodulator proposed according to a second embodiment of the present invention. The difference between FIG. 4 and FIG. 5 is the position of the symbol multiplexer 25 which performs symbol alignment. In FIG. 4, a phase-aligned symbol alignment is performed after performing phase compensation on N-channel symbols first, and the structure of FIG. 5 performs symbol-aligned channel alignment before phase compensation of a received data symbol. The above process is described in more detail with reference to FIG. 5 as follows.
상기 도 5를 참조하면, N 채널 심볼들이 심볼 멀티플렉서 25로 입력되면 심볼 멀티플렉서 25는 N 채널 심볼들을 순서대로 정렬하여 출력하고, 위상 보상기 27에서는 N 개의 채널 심볼들에 대하여 동일한 채널 추정신호를 가지고 위상 보상을 수행하여 연판정값 계산기 29로 출력한다.Referring to FIG. 5, when N channel symbols are input to the symbol multiplexer 25, the symbol multiplexer 25 arranges and outputs the N channel symbols in order, and the phase compensator 27 has the same channel estimation signal with respect to the N channel symbols. Perform compensation and output to soft decision calculator 29.
한편 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의 진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I2+ Q2) 21로 입력되며, 에너지 계산기 21에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 23에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 Cg및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 29로 입력된다. 연판정값 계산기 29는 상기 위상 보상된 데이터 심볼들과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 연판정값을 계산하여 출력한다.On the other hand, the channel estimation signal is input to the energy calculator (I 2 + Q 2 ) 21 to estimate the amplitude distortion component of the current received symbol, and the energy value calculated by the energy calculator 21 is expressed by Equation 10 by the multiplier 23. After multiplying by the reference value a for soft decision of the channel gain C g and QAM symbol defined as above, it is input to the soft decision calculator 29. The soft decision calculator 29 calculates and outputs a soft decision value using the phase-compensated data symbols and the modified reference value (ie, amplitude distortion estimation value).
본 발명에 따른 심볼 복조기 구성의 제3 및 제4 실시예는 다중경로 결합(multi-path combining)에 관계된다. 일반적으로 고차 변조된 신호들의 다중경로 결합은 크게 2가지로 나눌 수 있다. 다중경로 결합을 위한 한가지 방법은 각각의 다중경로 신호 성분들의 연판정값을 구한 후 각각의 연판정값들에 대하여 채널별로 가중치를 주어 결합하는 것으로서 본 발명의 제3 실시예로서 설명될 것이다.다중경로 결합을 위한 다른 방법은 변조 심볼에 대해서 다중경로 결합을 먼저 수행하고 다중경로 결합된 심볼들에 대하여 연판정값을 결정하는 것으로서 본 발명의 제4 실시예로서 설명될 것이다.The third and fourth embodiments of the symbol demodulator configuration according to the present invention are related to multi-path combining. In general, the multipath combination of higher-order modulated signals can be divided into two types. One method for multipath combining will be described as a third embodiment of the present invention by obtaining soft decision values of respective multipath signal components and combining the soft decision values by weight for each channel. Another method for path combining will be described as the fourth embodiment of the present invention as first performing multipath combining on the modulation symbols and determining soft decision values for the multipath combined symbols.
도 6과 도 7은 본 발명의 제3 및 제4 실시예에 따라 제안하는 다중경로 결합(multi-path combining)의 일례를 각각 도시한 것이다. 여기서 도 6은 제3 실시예에 대한 다중경로 결합기의 구성을 도시한 도면이고, 도 7은 제4 실시예에 대한 다중경로 결합기의 구성을 도시한 도면이다.6 and 7 illustrate examples of multi-path combining according to the third and fourth embodiments of the present invention, respectively. 6 is a diagram showing the configuration of the multipath coupler for the third embodiment, and FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the multipath coupler for the fourth embodiment.
먼저 상기 도 6을 참조하면, 도 4 또는 5와 같은 심볼 복조기가 다중경로 개수만큼 있으면 n 번째 다중경로 신호의 연판정값은 gk,n·Λn(sk,i)으로 정의할 수 있다. 여기서 gk,n은 n 번째 다중경로 성분의 에너지 성분으로 정의할 수 있으며 이와 같은 심볼 복조기의 출력에 대하여 m 개의 다중경로 결합을 수행하면 하기의 <수학식 12>과 같은 결과를 얻을 수 있다.First, referring to FIG. 6, if the symbol demodulator as shown in FIG. 4 or 5 is equal to the number of multipaths, the soft decision value of the n-th multipath signal may be defined as g k, n · Λ n (s k, i ). . Here, g k, n may be defined as the energy component of the n-th multipath component, and when m multipath combinations are performed on the output of the symbol demodulator, Equation 12 may be obtained.
상기 도 6의 동작을 보다 상세히 설명하면, 각각의 다중경로에 대하여, 심볼 멀티플렉서 35는 N 채널 심볼들을 순서대로 정렬하여 출력하며, 위상 보상기 37에서는 N 개의 채널 심볼들 각각에 대하여 동일한 채널 추정신호를 가지고 위상 보상을 수행하여 연판정값 계산기 39로 출력한다.Referring to FIG. 6 in more detail, for each multipath, the symbol multiplexer 35 arranges the N channel symbols in order, and outputs the same channel estimation signal for each of the N channel symbols. Phase compensation is performed and output to the soft decision calculator 39.
한편 채널 추정기 340에 의하여 구해진 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I2+ Q2) 31로 입력되며, 에너지 계산기 31에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 33에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 Cg및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 39로 입력된다. 연판정값 계산기 39는 위상 보상된 심볼들과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 연판정값을 계산하여 출력한다. 각각의 다중경로 성분에 대하여 계산된 연판정값들은 다중경로 결합기(∑) 365로 입력되며, 다중경로 결합기 365는 각 연판정값들에 해당하는 경로의 진폭왜곡 성분 gk,n(여기서 n은 경로)를 곱한 후, 모두 결합하여 최종적으로 다중경로 결합된 연판정값을 출력한다.Meanwhile, the channel estimation signal obtained by the channel estimator 340 is input to the energy calculator I 2 + Q 2 31 to estimate the amplitude distortion component of the current received symbol, and the energy value calculated by the energy calculator 31 is multiplied by the multiplier 33. The channel gain C g and the QAM symbol defined as in Equation 10 are multiplied by a reference value a for soft decision, and then input to the soft decision calculator 39. The soft decision calculator 39 calculates and outputs a soft decision value using the phase-compensated symbols and the modified reference value (ie, the amplitude distortion estimation value). The soft decision values calculated for each multipath component are input to the multipath combiner 365, where the multipath combiner 365 is the amplitude distortion component g k, n corresponding to each soft decision value, where n is Multiply), and combine all to output the final multipath combined soft decision value.
다음으로 도 7을 참조하면, 변조 심볼 레벨에서 n 번째 다중경로의 신호 성분은 하기의 <수학식 13>와 같이 정의할 수 있다.Next, referring to FIG. 7, the signal component of the n-th multipath at the modulation symbol level may be defined as in Equation 13 below.
상기 <수학식 12>에 나타낸 바와 같은 다중경로 신호성분에 대하여 m 개의 다중경로 결합을 수행하면, 하기의 <수학식 14>과 같이 송신 심볼(Ik,Qk)과 다중경로 결합된 진폭왜곡 성분(gk(comb))과의 곱의 형태로 표현된다.When m multipath combining is performed on the multipath signal components as shown in Equation 12, amplitude distortion combined with the transmission symbols I k and Q k is multipath as shown in Equation 14 below. It is expressed in the form of a product with component g k (comb) .
이상에서 설명한 바와 같이, 연판정값을 계산하기 위한 진폭왜곡 성분에 대하여 다중경로 결합을 수행함으로써 상술한 단일 경로의 연판정값 계산 알고리즘을 그대로 적용할 수 있다.As described above, by performing multipath combining on the amplitude distortion component for calculating the soft decision value, the above described single path soft decision value calculation algorithm can be applied as it is.
도 7의 동작을 보다 상세히 설명하면, 각각의 다중경로에 대하여, 위상 보상기 47은 채널 추정기 340 출력의 공액 복소수를 취하여 심볼 멀티플렉서 45의 출력과 곱한다. 결합기 48은 각 다중경로의 위상 보상기 47의 출력에 대하여 다중경로 결합을 수행하여 연판정값 계산기 49로 입력한다.Referring to the operation of FIG. 7 in more detail, for each multipath, phase compensator 47 takes the conjugate complex of the channel estimator 340 output and multiplies it with the output of symbol multiplexer 45. The combiner 48 performs multipath combining on the output of the phase compensator 47 of each multipath and inputs it to the soft decision calculator 49.
한편, 다중경로 환경에서의 진폭왜곡을 추정하기 위하여 채널 추정기 340의 출력에 대한 에너지 계산기 41의 출력에 대해서도 결합기 42에 의하여 다중경로 결합을 수행한 후 곱셈기 43에서 채널 이득 및 16-QAM의 연판정을 위한 참조값 a와 곱하여 연판정값 계산기 49로 입력한다. 연판정값 계산기 49는 결합기 48로부터 입력받은 데이터 심볼과 곱셈기 43으로부터 입력받은 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 최종적으로 다중경로 결합된 연판정값을 계산하여 출력한다.Meanwhile, multipath combining is performed by the combiner 42 on the output of the energy calculator 41 to the output of the channel estimator 340 in order to estimate the amplitude distortion in the multipath environment, and then the channel gain and the 16-QAM soft decision on the multiplier 43 are performed. Multiply by the reference value a for and enter the soft decision calculator 49. The soft decision calculator 49 calculates and outputs a multi-path combined soft decision finally using the data symbols input from the combiner 48 and the modified reference values (ie, amplitude distortion estimates) input from the multiplier 43.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined not only by the scope of the following claims, but also by those equivalent to the scope of the claims.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.In the present invention operating as described in detail above, the effects obtained by the representative ones of the disclosed inventions will be briefly described as follows.
본 발명은, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 수신 장치에 적용될 수 있으며 기존 CDMA 이동통신 시스템의 이동국 수신 장치를 최소한으로 변형하여 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 고차 변조 신호를 복조할 수 있다.The present invention can be applied to the receiving apparatus of the high speed packet transmission mobile communication system and can demodulate the higher order modulated signal of the high speed packet transmission mobile communication system by minimizing the mobile station receiving apparatus of the existing CDMA mobile communication system.
Claims (7)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020010062865A KR100770899B1 (en) | 2001-10-12 | 2001-10-12 | Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020010062865A KR100770899B1 (en) | 2001-10-12 | 2001-10-12 | Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20030030640A true KR20030030640A (en) | 2003-04-18 |
| KR100770899B1 KR100770899B1 (en) | 2007-10-26 |
Family
ID=29564316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020010062865A KR100770899B1 (en) | 2001-10-12 | 2001-10-12 | Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100770899B1 (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100493094B1 (en) * | 2002-09-17 | 2005-06-02 | 삼성전자주식회사 | Symbol puncturing method for channel coder/decoder of mobile communication system |
| KR100542807B1 (en) * | 2003-04-10 | 2006-01-11 | 용인송담대학 | Demodulation method and apparatus of forward channel signal for mobile communication system |
| KR100790124B1 (en) * | 2001-10-13 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | A receiver for transmitting packet data effectively in mobile communications system supporting packet data services and method thereof |
| KR100913883B1 (en) * | 2002-04-19 | 2009-08-26 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for calibrating and compensating output signal distortion of smart antenna |
| WO2010058944A2 (en) * | 2008-11-23 | 2010-05-27 | 엘지전자주식회사 | Method and apparatus for transmitting data in radio communication system |
| WO2010064854A2 (en) * | 2008-12-03 | 2010-06-10 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting and receiving downlink reference signals in a wireless communication system having multiple antennas |
| WO2011118938A2 (en) * | 2010-03-26 | 2011-09-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for determining reference signals in mobile communications system |
| US8837393B2 (en) | 2008-11-23 | 2014-09-16 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transmitting data in radio communication system |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5880950A (en) * | 1981-11-09 | 1983-05-16 | Nec Corp | Monitoring system for circuit quality |
| JPH11261458A (en) * | 1998-03-13 | 1999-09-24 | Sony Corp | Device and method for data reception and provision medium |
| JP3166705B2 (en) * | 1998-04-16 | 2001-05-14 | 松下電器産業株式会社 | Wireless device and transmission method |
| KR100308033B1 (en) * | 1998-12-24 | 2001-11-02 | 구자홍 | Carrier recovery apparatus for using receiver of quadrature amplitude modulation and method for recovering carrier the reof |
| JP3336991B2 (en) * | 1999-03-31 | 2002-10-21 | 日本電気株式会社 | Receiver for spread spectrum communication |
-
2001
- 2001-10-12 KR KR1020010062865A patent/KR100770899B1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100790124B1 (en) * | 2001-10-13 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | A receiver for transmitting packet data effectively in mobile communications system supporting packet data services and method thereof |
| KR100913883B1 (en) * | 2002-04-19 | 2009-08-26 | 삼성전자주식회사 | Apparatus and method for calibrating and compensating output signal distortion of smart antenna |
| KR100493094B1 (en) * | 2002-09-17 | 2005-06-02 | 삼성전자주식회사 | Symbol puncturing method for channel coder/decoder of mobile communication system |
| KR100542807B1 (en) * | 2003-04-10 | 2006-01-11 | 용인송담대학 | Demodulation method and apparatus of forward channel signal for mobile communication system |
| WO2010058944A3 (en) * | 2008-11-23 | 2010-07-15 | 엘지전자주식회사 | Method and apparatus for transmitting data in radio communication system |
| WO2010058944A2 (en) * | 2008-11-23 | 2010-05-27 | 엘지전자주식회사 | Method and apparatus for transmitting data in radio communication system |
| US8837393B2 (en) | 2008-11-23 | 2014-09-16 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for transmitting data in radio communication system |
| KR101498297B1 (en) * | 2008-11-23 | 2015-03-05 | 엘지전자 주식회사 | Method of transmitting data in wireless communication system |
| WO2010064854A2 (en) * | 2008-12-03 | 2010-06-10 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting and receiving downlink reference signals in a wireless communication system having multiple antennas |
| WO2010064854A3 (en) * | 2008-12-03 | 2010-07-29 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting and receiving downlink reference signals in a wireless communication system having multiple antennas |
| US8891650B2 (en) | 2008-12-03 | 2014-11-18 | Lg Electronics Inc. | Method for transmitting and receiving downlink reference signals in a wireless communication system having multiple antennas |
| KR101481591B1 (en) * | 2008-12-03 | 2015-01-12 | 엘지전자 주식회사 | Method of transmitting and receiving downlink reference signal in a wireless communication system having multiple antennas |
| WO2011118938A2 (en) * | 2010-03-26 | 2011-09-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for determining reference signals in mobile communications system |
| WO2011118938A3 (en) * | 2010-03-26 | 2011-12-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for determining reference signals in mobile communications system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100770899B1 (en) | 2007-10-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100574219B1 (en) | A subscriber unit and method for use in a wireless communication system | |
| KR100556006B1 (en) | Methods and apparatus for downlink diversity in cdma using walsh codes | |
| US6728230B2 (en) | Receiver method and apparatus with complex pilot filter | |
| EP1157483B1 (en) | Method and system using transmit diversity techniques | |
| KR100814155B1 (en) | Code division multiple access wireless system with time reversed space time block transmitter diversity encoding | |
| JP4076202B2 (en) | Spread spectrum signal receiver and receiving method | |
| US6414988B1 (en) | Amplitude and phase estimation method in a wireless communication system | |
| US7313167B2 (en) | Signal-to-noise ratio estimation of CDMA signals | |
| JP3526741B2 (en) | Method for transmitting two parallel channels using code division and apparatus for implementing the method | |
| EP1279238B1 (en) | Cdma system which uses pre-rotation before transmission | |
| JP3003006B2 (en) | Method and apparatus for signal demodulation and diversity combining of quadrature modulated signals | |
| JP2002232397A (en) | Receiving processing method and receiving equipment in mobile communication system | |
| KR100944175B1 (en) | Channel gain estimation in a rake receiver using complex weight generation(cwg) algorithms | |
| KR100770899B1 (en) | Demodulation method and apparatus for mobile telecommunication system supporting multi-level modulation | |
| WO2000036760A1 (en) | Channel estimation for a cdma system using pre-defined symbols in addition to pilot symbols | |
| KR100281081B1 (en) | Channel estimation method | |
| KR100580950B1 (en) | Apparatus and method for normalizing symbols in wireless communication systems employing multi-level modulation schemes | |
| KR20010077645A (en) | Apparatus for demodulating channel and method thereof in mobile telecommunication system | |
| JP2002237765A (en) | Receiving circuit | |
| KR20020064210A (en) | Receiving process method and receiving apparatus in mobile communication system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20120927 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20130927 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20140929 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20150925 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20160929 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |