KR20020080998A - Lossless snubber for boost converter - Google Patents
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- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
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Abstract
Description
본 발명은 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 승압용 인덕터에 보조 권선이 결선된 새로운 무손실 스너버 회로를 구성하여 승압형 컨버터의 효율 증대와 전자기방해(EMI) 문제 해소 및 동작 주파수의 증대 등을 획득토록 함으로서, 승압형 DC/DC 컨버터와 AC/DC 컨버터 및 단상 역률보상회로에 적용하기 위한, 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로에 관한 것이다.The present invention relates to a lossless snubber circuit for a boost converter, and more particularly, to construct a new lossless snubber circuit in which an auxiliary winding is connected to a boost inductor, thereby increasing efficiency and increasing electromagnetic interference (EMI) problems of the boost converter. The present invention relates to a lossless snubber circuit for a boost converter for applying to a boosted DC / DC converter, an AC / DC converter, and a single-phase power factor correction circuit.
일반적으로, 승압형 컨버터에 구비되는 전력용 반도체 스위치 소자는, 도 1의 (a)에 도시된 바와 같이, 턴-온(turn-on)과 턴-오프(turn-off)를 할 때에 전압(Vsw)과 전류(Isw)가 교차하는 영역이 존재하며 이로 인한 스위칭 손실과 노이즈가 발생한다. 이러한 점은 특히, 동작 주파수와 비례하므로 주파수의 증가는 손실과 노이즈의 증가로 이어진다.In general, a power semiconductor switch element included in a boost converter has a voltage (Turn-on and turn-off) as shown in FIG. There exists an area where Vsw) and the current Isw cross, resulting in switching loss and noise. This is especially proportional to the operating frequency, so increasing the frequency leads to increased loss and noise.
최근, 전원 장치의 고밀도화와 소형화 추세에 맞추기 위해서는 주파수를 증가시켜야 하기 때문에, 상기의 스위칭 손실 문제를 해결하기 위한 방안이 반드시 필요하다.Recently, in order to meet the trend toward higher density and smaller size of power supply devices, the frequency must be increased, so a solution for solving the switching loss problem is necessary.
현재까지 여러 문헌에서 관련되는 회로 기술을 제안하여 왔으며 대표적인 것이 공진형 회로를 이용한 방식과 능동 스위치를 이용하는 방식 그리고 스너버회로를 이용하는 방법이 있다.Until now, various literatures have proposed related circuit technologies, and there are representative methods using resonant circuits, active switches, and snubber circuits.
공진형 회로를 이용하는 방법은 스위치 소자의 턴 온과 오프 상태 이전에 소자의 전압이나 전류를 영으로 만들어서 스위칭시의 전압과 전류가 교차되는 손실을 없애주는 방식인 데, 그 공진 회로의 단점은 공진 특성이 부하에 따라 달라지므로 부하 영역에 따라 바라는 특성을 얻을 수 없는 부분이 존재할 수 있으며 부하 상태에 따라 소자의 스트레스가 매우 커질 수 있다. 따라서 사용 영역이 제한적이므로 AC/DC 컨버터의 용도로는 부적합한 단점을 가지고 있다.The method of using the resonant circuit is to eliminate the loss of the voltage and current when switching by switching the voltage or current of the device to zero before the switch element is turned on and off. The disadvantage of the resonant circuit is resonance. Since the characteristics vary depending on the load, there may be a part where the desired characteristics cannot be obtained depending on the load region, and the stress of the device may be very large depending on the load condition. Therefore, the use area is limited, which is not suitable for the use of the AC / DC converter.
즉, 영전압 컨버터는 부하가 급격히 경감하면 소자의 전압 스트레스가 매우 커지는 단점이 있으며, 영전류 컨버터는 부하에 따라 전류 스트레스가 커지는 단점이 있다. 이를 해소하기 위해 여러 가지 변형된 회로들이 다수 제안되었으나 모두 회로의 복잡성이나 또 다른 문제점을 내포하고 있어서 실제 상용화된 장치에는 거의 응용되지 않고 있다.That is, the zero voltage converter has a disadvantage in that the voltage stress of the device becomes very large when the load is abruptly reduced, and the zero current converter has a disadvantage in that the current stress increases according to the load. In order to solve this problem, many modified circuits have been proposed, but they all have complex circuits or other problems, and thus are rarely applied to commercially available devices.
한편, 능동 스위치를 이용하는 방식은 도 2에 도시한 회로 외에 다양하게 있으며 우수한 소프트 스위칭 특성을 얻을 수 있고, 모든 부하 영역에서 동작이 바라는 대로 이뤄지며 부가적인 손실 역시 가장 낮은 장점을 가지나, 능동 스위치로 인한 회로의 구성 비용이 가장 높으며 제어 회로 역시 복잡해지는 단점을 가진다.On the other hand, the method using the active switch is various in addition to the circuit shown in FIG. 2 and can obtain excellent soft switching characteristics, the operation is performed in any load region as desired, and the additional loss has the lowest advantage, but due to the active switch The cost of constructing the circuit is the highest and the control circuit also has the disadvantage of being complicated.
즉, 능동 스위치를 보조 회로로 이용하여 구성한 방식은 문헌에서 많은 종류가 제안되었으며 이의 우수한 특성은 이미 검증되어졌으나, 상용화된 장치를 구성하는 데에 가장 중요한 부분인 가격 부분과 회로의 복잡성 및 신뢰도에서 가장 취약한 단점을 가지고 있다.In other words, many methods have been proposed in the literature for the use of active switches as auxiliary circuits, and their excellent characteristics have already been verified. However, in terms of price and the complexity and reliability of circuits, which are the most important part of composing commercial devices, It has the weakest disadvantage.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창작된 것으로서, 그 목적은 승압형 컨버터에 적용하여 스위칭 시의 손실을 최소화하되, 기존의 무손실 스너버 회로와 비교하여 회로의 복잡성이 작도록 하고, 부가적인 능동 스위치의 이용을 배제하며, 기존의 공진형 회로와 비교하여 부하에 대한 특성 변화가 없도록 된, 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로를 제공하고지 하는 것이다.The present invention has been made to solve the above problems, the object of which is to apply to a boost converter to minimize the loss during switching, compared to the existing lossless snubber circuit to reduce the complexity of the circuit, and It is to provide a lossless snubber circuit for a boost converter, which eliminates the use of a conventional active switch and has no change in load characteristics compared to a conventional resonant circuit.
도 1의 (a)와 (b)는 전력용 반도체 스위치의 하드 스위칭 시와 소프트 스위칭 시의 전압,전류의 파형도이고,1A and 1B are waveform diagrams of voltage and current during hard switching and soft switching of a power semiconductor switch,
도 2는 기존의 능동 스위치를 이용한 소프트 스위칭 회로도이고,2 is a soft switching circuit diagram using a conventional active switch,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버의 회로도이고,3 is a circuit diagram of a lossless snubber for a boost converter according to an embodiment of the present invention,
도 4a 내지 도 4f는 본 발명의 동작 모드별 전류 흐름을 굵은선으로 표시한 도면이고,4A to 4F are bold lines of the current flow for each operation mode of the present invention.
도 5는 도 4의 각 동작 모드에 따른 본 발명의 주요 파형도이다.5 is a main waveform diagram of the present invention according to each operation mode of FIG.
※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명※ Explanation of code for main part of drawing
30 : 스너버 회로 Vin : 입력 전원30: snubber circuit Vin: input power
L1,L2,L3 : 인덕터 D1,D2,D3 : 다이오드L1, L2, L3: Inductor D1, D2, D3: Diode
Co,C,Cs : 캐패시터 FET : 전계효과 트랜지스터Co, C, Cs: Capacitor FET: Field Effect Transistor
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로는, 전원 입력단에 승압용 제 1 인덕터 및 그 입력 전원에 병렬 연결된 스위칭 소자를 구비한 승압형 컨버터에 있어서, 상기 제 1 인덕터의 후단에 일단이 연결되고 타단은 상기 스위칭 소자의 전류 유입단에 연결된 제 2 인덕터; 상기 제 2 인덕터의 일단과 제 1 다이오드의 애노드와의 공통 연결점에 일단이 연결된 제 3 인덕터; 상기 제 2 인덕터와 상기 스위칭 소자의 공통 연결점에 애노드가 연결되고, 캐소드는 상기 전원에 병렬 연결된 정류 캐패시터와 상기 제 1 다이오드의 캐소드와 공통 연결점에 연결된 제 2 다이오드; 상기 제 2 인덕터, 상기 스위칭 소자 및 상기 제 2 다이오드의 공통 연결점에 애노드가 연결되고, 캐소드는 상기 제 3 인덕터의 타단에 연결된 스너버 다이오드; 및 상기 스너버 다이오드와 상기 제 3 인덕터의 공통 연결점에 일단이 연결되고 타단은 상기 스위칭 소자의 전류 유출단에 연결된 스너버 캐패시터로 구성된 것을 특징으로 하며, 특히 상기 제 2 인덕터 및 상기 제 3 인덕터는 상기 제 1 인덕터와 비교하여 감극성으로 권선되어 있다.In order to achieve the above object, a lossless snubber circuit for a boost converter according to the present invention includes: a boost converter having a first inductor for boosting and a switching element connected in parallel to the input power supply at a power input; A second inductor having one end connected to a rear end of the first inductor and the other end connected to a current inflow end of the switching element; A third inductor having one end connected to a common connection point of one end of the second inductor and the anode of the first diode; An anode connected to a common connection point of the second inductor and the switching element, and a cathode of the rectifier capacitor connected in parallel to the power supply, and a second diode connected to a common connection point of the cathode of the first diode; A snubber diode having an anode connected to a common connection point of the second inductor, the switching element, and the second diode, and a cathode of which is connected to the other end of the third inductor; And a snubber capacitor having one end connected to a common connection point of the snubber diode and the third inductor and the other end connected to a current outlet of the switching element. In particular, the second inductor and the third inductor Compared to the first inductor, it is wound with a polarity.
이하, 참조 도면을 참조하여 본 발명으 바람직한 실시예에 따른 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로에 대하여 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, a lossless snubber circuit for a boost type converter according to an exemplary embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버의 회로도로서, 동 도면에 도시된 바와 같이, 직류 310V의 입력 전원(Vin)와, 상기 전원(Vin)의 양극에 일단이 연결되어 승압을 위한 400uH 의 제 1 인덕터(L1)와, 그 제 1 인덕터의 타단에 애노드가 연결되고 캐소드는 부하(Load)의 일단에 연결된 500V 30A의 제 1 다이오드와(D1), 상기 제 1 다이오드(D1)의 후단에서 상기 전원(Vin)과 상기 부하(Load)에 병렬 연결된 450V 1000uF의 정류 캐패시터(Co)와, 상기 제 1 인덕터(L1)와 상기 제 1 다이오드(D1)의 사이에 상기 전원(Vin)과 병렬 연결되어 그 입력 전원을 단속하는 전력용 반도체 스위치 소자로서의 600V 28A의 전계효과 트랜지스터(FET)를 구비하는 승압형 컨버터에 본 발명에 따른 무손실 스너버 회로(30)가 결선되어 있다.FIG. 3 is a circuit diagram of a lossless snubber for a boost converter according to an embodiment of the present invention. As shown in the figure, an input power supply Vin of a direct current 310V and a positive end of the power supply Vin are shown in FIG. The first diode (D1) of 500 V 30A connected to the first inductor (L1) of 400uH for boosting, an anode connected to the other end of the first inductor, and a cathode connected to one end of the load (D1); At a rear end of the first diode D1, between the rectifier capacitor Co of 450 V 1000 uF connected in parallel to the power source Vin and the load, between the first inductor L1 and the first diode D1. A lossless snubber circuit 30 according to the present invention is connected to a boost converter having a field effect transistor (FET) of 600V 28A as a power semiconductor switch element connected in parallel with the power supply Vin to interrupt the input power supply. It is.
상기 본 발명의 무손실 스너버 회로(30)는, 상기 제 1 인덕터(L1)의 후단에 일단이 연결되고 타단은 상기 전계효과 트랜지스터(FET)의 드레인에 연결된 20uH의 제 2 인덕터(L2); 상기 제 2 인덕터(L2)의 일단과 상기 제 1 다이오드(D1)의 애노드와의 공통 연결점에 일단이 연결된 20uH의 제 3 인덕터(L3); 상기 제 2인덕터(L2)와 상기 전계 효과 트랜지스터(FET)의 공통 연결점에 애노드가 연결되고, 캐소드는 상기 정류 캐패시터(Co)와 상기 제 1 다이오드(D1)의 캐소드와의 공통 연결점에 연결된 500V 30A의 제 2 다이오드; 상기 제 2 인덕터(L2), 상기 전계효과 트랜지스터(FET) 및 상기 제 2 다이오드(D2)의 공통 연결점에 애노드가 연결되고, 캐소드는 상기 제 3 인덕터(L3)의 타단에 연결된 스너버 다이오드(D3); 및 상기 스너버 다이오드(D3)와 상기 제 3 인덕터(L)의 공통 연결점에 일단이 연결되고 타단은 상기 전계효과 트랜지스터(FET)의 소오스에 연결된 630V 1nF의 스너버 캐패시터(Cs)로 구성되어 있고, 상기 제 2 다이오드(D2)의 캐소드와 상기 정류 캐패시터의 음극단에 연결된 무극성 5uF의 캐패시터(C)가 추가 결선되어 있다.The lossless snubber circuit 30 of the present invention includes: a 20uH second inductor L2 having one end connected to a rear end of the first inductor L1 and the other end connected to a drain of the field effect transistor FET; A third inductor (L3) of 20uH, one end of which is connected to a common connection point between one end of the second inductor (L2) and the anode of the first diode (D1); An anode is connected to a common connection point of the second inductor L2 and the field effect transistor FET, and a cathode is connected to a common connection point of the rectifier capacitor Co and the cathode of the first diode D1. A second diode; An anode is connected to a common connection point of the second inductor L2, the field effect transistor FET and the second diode D2, and a cathode is a snubber diode D3 connected to the other end of the third inductor L3. ); And a snubber capacitor Cs of 630V 1nF connected at one end to a common connection point of the snubber diode D3 and the third inductor L and connected at the other end to a source of the field effect transistor FET. In addition, a non-polar 5uF capacitor C connected to the cathode of the second diode D2 and the cathode of the rectifying capacitor is further connected.
상기 본 발명의 실시 예는, 단상 220V 입력의 전원을 기준으로 약 2kW급의 장치를 구성한 예로서, 제어기(미도시)는 전용 제어 IC를 이용하였다. 스위칭 주파수는 40kHz로 하였으며 출력전압은 400VDC를 얻도록 구성하였다. 입력단에 나타나는 스위칭 리플을 줄이기 위해 약 1uF의 커패시터를 입력전원단에 결선하였다. 본 회로에서 추가되는 다이오드(D2,D3)들은 평균 전류가 주회로의 다이오드(D1)에 비해 매우 작으므로 보다 작은 전류 용량의 소자가 사용가능하다.In the embodiment of the present invention, as an example of configuring a device of about 2kW based on the power of the single-phase 220V input, the controller (not shown) used a dedicated control IC. The switching frequency was 40kHz and the output voltage was configured to obtain 400VDC. To reduce the switching ripple at the input, a capacitor of about 1uF was connected to the input supply. The diodes D2 and D3 added in the present circuit have a smaller average current than the diode D1 of the main circuit, so that a device having a smaller current capacity can be used.
이어, 본 발명의 동작에 대하여 설명토록 한다.Next, the operation of the present invention will be described.
도 4a 내지 도 4f는 본 발명의 동작 모드(Mode)별 전류 흐름을 굵은선으로 표시한 도면이고, 도 5는 각 동작 모드에 따른 본 발명의 주요 파형도이다.4A to 4F are diagrams showing the current flow for each operation mode of the present invention in bold lines, and FIG. 5 is a main waveform diagram of the present invention according to each operation mode.
본 발명의 회로는 DC/DC 컨버터와 AC/DC 컨버터에 동일한 동작을 하며 설명은 입력 전압이 일정한 DC/DC 컨버터를 기준으로 한다. 본 발명에 따른 회로의 동작은 한 주기의 동작에서 다음과 같이 6개의 모드로 나눌 수 있다.The circuit of the present invention operates in the same manner as the DC / DC converter and the AC / DC converter, and the description is based on the DC / DC converter having a constant input voltage. The operation of the circuit according to the present invention can be divided into six modes as follows in one cycle of operation.
모드 1Mode 1
도 4a와 같이, 출력으로 승압용 인덕터(L1)와 입력 전원(Vin)으로부터 부하(Load)로 전력이 전달된다. 상기 전계효과 트랜지스터(FET)는 오프되어 있으며 상기 스너버 커패시터(Cs)는 부하전압으로 충전되어 있다.As shown in FIG. 4A, power is transferred from the boost inductor L1 and the input power source Vin to the load. The field effect transistor FET is turned off and the snubber capacitor Cs is charged to a load voltage.
모드 2Mode 2
도 4b와 같이, 상기 전계효과 트랜지스터(FET)가 턴-온하며 승압 컨버터로 흐르는 전류는 그 전계효과 트랜지스터(FET) 쪽으로 흐르기 시작하고, 상기 제 1 다이오드(D1)을 통해 흐르는 전류는 점차 감소한다. 이때, 상기 승압용 인덕터 2차권선(L2) 때문에 전류의 변화 속도가 느려지게 된다. 따라서 상기제 1 다이오드(D1)의 역회복 시간에 의한 회복 전류로 기인한 손실이 일반 하드 스위칭 회로에 비해 많이 감소하게 된다.As shown in FIG. 4B, the field effect transistor (FET) is turned on and the current flowing into the boost converter starts to flow toward the field effect transistor (FET), and the current flowing through the first diode D1 gradually decreases. . At this time, the rate of change of the current is slowed due to the boost inductor secondary winding L2. Therefore, the loss caused by the recovery current due to the reverse recovery time of the first diode D1 is greatly reduced compared to the general hard switching circuit.
모드 3Mode 3
도 4c와 같이, 상기 제 1 다이오드(D1)은 완전히 턴-오프되고 상기 스너버 커패시터(Cs)의 전압은 상기 제 3 인덕터(L3)를 통해 방전하며 영으로 리셋된다.As shown in FIG. 4C, the first diode D1 is completely turned off and the voltage of the snubber capacitor Cs is discharged through the third inductor L3 and reset to zero.
모드 4Mode 4
도 4d와 같이, 상기 전계효과 트랜지스터(FET)는 턴-온 되어있고 상기 인덕터(L1,L2) 전류(IL1,IL2)는 입력전압(Vin)에 의해 증가하게 된다. 이때 부하(Load)는출력단 커패시터(Co)에 의해 일정한 전압으로 인가되어 진다.As shown in FIG. 4D, the field effect transistor FET is turned on and the inductors L1 and L2 currents I L1 and I L2 are increased by the input voltage Vin. At this time, the load is applied to a constant voltage by the output terminal capacitor (Co).
모드 5Mode 5
도 4e와 같이, 상기 전계효과 트랜지스터(FET)가 다시 턴-오프되고 상기 승압용 인덕터(L1)로 흐르는 전류는 그 전계효과 트랜지스터(FET)의 스너버 커패시터(Cs)를 충전시키고 동시에 상기 제 2 인덕터(L2)를 통해서 상기 출력단 커패시터(Co)로 흐른다. 이때, 상기 스너버 커패시터(Cs)의 전압(Vcs)은 상기 전계효과 트랜지스터(FET)의 전압(Vs)과 동일하다.As shown in FIG. 4E, the field effect transistor FET is turned off again and the current flowing into the boost inductor L1 charges the snubber capacitor Cs of the field effect transistor FET and simultaneously the second Flow through the inductor (L2) to the output capacitor (Co). In this case, the voltage Vcs of the snubber capacitor Cs is equal to the voltage Vs of the field effect transistor FET.
따라서, 상기 스너버 커패시터(Cs) 전압(Vcs)은 천천히 상승하게 되므로 상기 전계효과 트랜지스터(FET)의 전압(Vs)과 전류(Is)의 교차 부분이 거의 없게 되며 턴-오프손실은 거의 영이 된다.Therefore, since the snubber capacitor Cs voltage Vcs is slowly increased, there is almost no intersection between the voltage Vs and the current Is of the field effect transistor FET, and the turn-off loss is almost zero. .
모드 6Mode 6
도 4f와 같이, 상기 스너버 커패시터(Cs)의 전압(Vcs)이 출력 전압(Vo)과 같아지면 그 커패시터(Cs)의 전압(Vcs)은 일정하게 유지된다. 상기 승압용 인덕터(L1)의 이차권선(L2)를 통해 흐르는 전류는 점차 감소하여서 영으로 리셋된다. 동시에 입력 전류와 이차권선(L2)의 전류의 차에 해당하는 전류가 상기 다이오드(D1)를 통해 흐르기 시작한다.As shown in FIG. 4F, when the voltage Vcs of the snubber capacitor Cs is equal to the output voltage Vo, the voltage Vcs of the capacitor Cs is kept constant. The current flowing through the secondary winding L2 of the boost inductor L1 gradually decreases and resets to zero. At the same time, a current corresponding to the difference between the input current and the current of the secondary winding L2 starts to flow through the diode D1.
이상과 같은 제 1 내지 제 6의 동작 모드는 한 주기를 기준으로 나타낸 것이며 계속적으로 반복된다.The first to sixth operation modes as described above are represented based on one cycle and are continuously repeated.
이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로는, 능동 스위치를 사용하지 않고 승압용 컨버터에서 주 스위치의 스위칭 손실을 경감할 수 있는 무손실형 스너버회로이고??, 부가되는 보조회로는 소수의 작은 용량의 수동 소자를 이용하므로 부가적인 제어회로가 필요없으며 이로 인한 부가적인 손실이나 회로영향이 없는 우수한 장점을 가진다. 따라서, 종래의 공진형 컨버터나 능동스위치를 이용하는 방식에 비해서 부하에 의존하지 않으며 회로의 복잡도가 낮은 장점을 가지고, 종래의 무손실형 스너버와 비교할 때 소자 수에서 보다 간단화되는 장점을 가지며, 또한 주 스위치의 스위칭 스트레스를 줄여주는 역할을 함으로써 하드스위칭으로 야기되는 전자기방해(EMI) 문제 역시 해소할 수 있다.As described in detail above, a lossless snubber circuit for a boost converter according to the present invention is a lossless snubber circuit capable of reducing switching loss of a main switch in a boost converter without using an active switch. Since the auxiliary circuit uses a small number of passive devices, there is no need for an additional control circuit, and thus, there is no additional loss or circuit effect. Therefore, compared with the conventional resonant converter or active switch method, the load does not depend on the complexity, the advantage of low complexity, and compared to the conventional lossless snubber has the advantage of simpler in the number of elements, and also By reducing the switching stress of the main switch, the EMI problem caused by hard switching can also be eliminated.
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